WO2008015772A1 - Waveguide and resonator capable of suppressing losses due to skin effect - Google Patents

Waveguide and resonator capable of suppressing losses due to skin effect Download PDF

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waveguide
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Yoshihisa Iwashita
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Kyoto University NUC
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P7/00—Resonators of the waveguide type
    • H01P7/04—Coaxial resonators

Definitions

  • the present invention relates to an electromagnetic wave waveguide or resonator used in many fields such as wireless communication equipment, broadcasting equipment, microwaves, high frequency equipment, particle accelerators, and the like, and particularly the skin produced in them.
  • the present invention relates to technology for suppressing energy loss due to effects.
  • Patent Document 2 describes that, in a dielectric resonator similar to Patent Document 1, the area of each layer of a thin film multilayer electrode is sequentially reduced from the outside to the inside of the resonator. As a result, the actual current flowing in each conductor layer can be made substantially equal, and the loss can be minimized.
  • FIG. 1 (a) is a longitudinal sectional view of a dielectric resonator 10 using the thin film multilayer electrodes 11 and 12, and (b) is a top view of the thin film multilayer electrode 11.
  • the dielectric resonator 10 is formed by sandwiching thin film multilayer electrodes 11 and 12 above and below a cylindrical resonator dielectric 13 where electromagnetic waves are present.
  • the thin-film multilayer electrode 1 1 has an interlayer dielectric 1 1 2 having a smaller outer diameter and a hole in the center on the disk-shaped conductor 1 1 1.
  • a conductor 1 1 3 having the same shape is placed on 1 2.
  • the thin film multilayer electrode 1 2 has the same configuration as the thin film multilayer electrode 1 1.
  • Patent Document 1 International Publication No. 95/006336
  • Patent Document 2 JP 2004-120516 A
  • the dielectric resonator 10 is formed by I s b which is the ratio of the dielectric constant ⁇ 3 of the interlayer dielectrics 1 1 2 and 1 2 2 and the dielectric constant ⁇ b of the resonator dielectric 1 3.
  • the change in Q value was calculated.
  • the results are shown in the graph of Fig. 2.
  • the vertical axis of this graph is the value obtained by dividing the Q value of dielectric resonator 10 by Q 0 , which is the Q value of a dielectric resonator using ordinary electrodes instead of thin-film multilayer electrodes 11 and 12. It showed in.
  • Q / Q 0 is larger, the energy loss is smaller.
  • Q / Q G is larger than 1, it can be said that the energy loss is smaller than when using a normal electrode.
  • the loss of electromagnetic wave energy is increased in a resonator or waveguide, it can be used as a filter for cutting electromagnetic waves having the resonance frequency of the resonator or the propagation frequency of the waveguide. it can.
  • the problem to be solved by the present invention is to provide a waveguide and a resonator capable of controlling the amount of energy loss due to the skin effect.
  • a waveguide according to the present invention made to solve the above-described problems,
  • a spacer layer made of a cavity or dielectric provided on the propagation space side surface of the waveguide and a conductor made of a conductor provided on the surface of the spacer layer, and the thickness of the spacer layer is The conductor is formed so that both ends are larger than the center with respect to the direction of the surface current in the conductor.
  • a resonator according to the present invention includes:
  • the propagation space of the waveguide or the resonance space of the resonator may be a cavity (cavity resonator) or may be filled with a dielectric (dielectric resonator).
  • a cavity cavity resonator
  • dielectric resonator dielectric resonator
  • the waveguide or the resonator includes an outer tube and an inner tube arranged coaxially.
  • the space between the outer tube and the inner tube corresponds to the propagation space or resonance space
  • the inner surface of the outer tube or the outer surface of the inner tube corresponds to the propagation space side surface or the resonance space side surface.
  • the conductor layer and the spacer layer are preferably provided on both the outer surface of the inner tube and the inner surface of the outer tube.
  • the spacer layer is formed such that the thickness of the spacer layer is larger at the both ends than at the center. Even when the layers are formed with a uniform thickness, the resonance frequency of the equivalent circuit consisting of the inner surface of the waveguide or resonator, the conductor layer, and the spacer layer is large. The same effect as reducing the dielectric constant of the layer can be obtained. This makes it possible to suppress energy loss due to the skin effect more easily than in the past.
  • the present invention has made it possible for waveguides having propagation cavities and resonators having resonance cavities, which have conventionally been difficult to suppress energy loss.
  • the conductor layer can also increase the loss of electromagnetic energy.
  • the resonator or the waveguide of the present invention can be used as a filter for applying an electromagnetic wave having the resonance frequency or the propagation frequency of the waveguide.
  • FIG. 1 is a longitudinal sectional view (a) showing an example of a conventional dielectric resonator and a top view (b) showing an example of a thin film multilayer electrode.
  • FIG. 2 is a graph showing the results of calculating the Q value of a resonator having a thin film multilayer electrode.
  • FIG. 5 is an external view of a coaxial resonator 30 according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 is an axial sectional view of the coaxial resonator 30.
  • FIG. 8 is a graph showing the result of calculating the frequency of electromagnetic waves in the spacer layer 36.
  • FIG. 9 A longitudinal sectional view showing the measurement condition of the Q value in the coaxial resonator of the present embodiment (a), and a drape (b) showing the measurement result of the Q value, the calculation result of the Q value, and the measurement result of the frequency.
  • FIG. 10 is an axial sectional view showing a modification of the coaxial resonator 30.
  • FIG. 11 is a longitudinal sectional view of a dielectric resonator 40 according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 12 is a cross-sectional view of a circular waveguide 50 according to one embodiment of the present invention.
  • a conductor layer 23 made of a conductor is provided in the vicinity of a wall 2 2 made of a conductor surrounding 1 through a space 24.
  • the wall 22 can be the same as that used in conventional waveguides and resonators.
  • the space 24 between the wall 2 2 and the conductor layer 23 is the spacer layer in the present application.
  • the thickness of the spacer layer 2 4 is such that the current value is the maximum at the end of the central part 2 3 A with respect to the direction of the surface current flowing through the conductor layer 2 3 when electromagnetic waves are present in the internal space 2 1. 2 3 B is made larger.
  • the spacer layer 24 is preferably made of a material having a dielectric constant as low as possible in order to enhance the effects of the present invention.
  • a typical example of such a material is a vacuum.
  • the space 24 may be filled with a dielectric in order to facilitate the manufacture of the device.
  • the dielectric can be any of gas, liquid, and solid, but it is desirable to use a material having a dielectric constant close to that of vacuum, such as foamed polyethylene.
  • the effective dielectric constant can be further reduced by using a porous or mesh dielectric for the spacer layer.
  • the conductor layer 2 3 has an end portion 2 3 B
  • the shape is deformed from a flat state so that is far from the wall 22.
  • Such a shape typically has a central part 2 3 A and an end part as shown in FIG.
  • Examples include a step formed at the midpoint 2 3 C of 2 3 B.
  • Intermediate point 2
  • FIG. 3 shows an example in which only one conductor layer 23 and one spacer layer are provided, a plurality of these layers may be alternately stacked.
  • the spacer layer 24 has an electromagnetic field in the internal space 21
  • An independent electromagnetic field is formed (Fig. 4 (a)).
  • the intensity of the electric field in the direction perpendicular to the inner surface of the wall 22 and the conductor layer 2 3 is maximized near the end 2 3 B, and the strength of the magnetic field is maximized near the center 2 3 A.
  • the electromagnetic field in the spacer layer 24 can be expressed by the equivalent circuit shown in Fig. 4 (b).
  • the vicinity of the end 2 3 B corresponds to the capacitor 2 6, and the vicinity of the center 2 3 A corresponds to the coil 2 7 To do.
  • the capacitance C and the capacitance C 6 of the equivalent circuit in FIG. This is equivalent to reducing the inductance L of coil 27. Since the resonance frequency of this equivalent circuit is proportional to C- 1 / 2 and / 2 , the resonance frequency of the equivalent circuit increases by reducing the capacitance C and the inductance L in this way. Increasing the resonant frequency is equivalent to decreasing the dielectric constant of the spacer layer 24.
  • the conductor layer 23 and the spacer layer 24 are formed in the above-described shape, so that the energy loss can be reduced as compared with the conventional case.
  • FIG. 5 is an external view of the coaxial resonator 30 according to the present embodiment
  • FIG. 6 is an axial sectional view of the coaxial resonator 30.
  • the outer tube 31 and the inner tube 32 are made of conductors and have different diameters, and are arranged coaxially sharing the central axis 33.
  • a region between the outer tube 31 and the inner tube 32 becomes a cavity 37 that resonates the electromagnetic wave of the TEM mode, and the outer tube 31 and the inner tube 32 constitute the wall of the cavity 37.
  • a conductor layer 35 made of a conductor is disposed so as to surround the inner tube 32.
  • the conductor layer 35 has a symmetrical shape centered on a cross section 34 that is equidistant from both end faces of the outer tube 31 and is perpendicular to the central axis 33.
  • the end portion 3 5 B of the conductor layer 3 5 is equidistant from the end face 3 1 A and the cross section 3 4 of the outer tube 3 1 and the inner tube 3 2.
  • the conductive layer 35 is located on the inner tube 3 2 on the center portion 35 A side rather than on the end portion 35 B side.
  • a level difference 35 C is provided so as to be close to.
  • a space is formed between the inner tube 3 2 and the conductor layer 35, and this portion becomes a spacer layer 36.
  • the spacer layer 36 In order to increase the resonance frequency in the spacer layer 36, the spacer layer 36. Is preferably hollow, but the spacer layer 36 may be filled with a dielectric.
  • a spacer layer 36 having a step is formed on the surface of the inner tube 32 with a dielectric as an adhesive, and a conductor layer 35 is formed (pasted) thereon.
  • the conductor layer 35 and the spacer layer 36 can be easily manufactured.
  • FIG. 7 shows the result of calculating the resonance frequency in the spacer layer 36 by the thickness d.
  • the line extending in the vertical direction in the figure indicates the electric force line in the direction perpendicular to the surface of the inner tube 32, and the electric field in that direction is stronger as the distance between the lines is narrower.
  • Figure 8 shows the results of this calculation. As a comparative example, calculation was performed for a case where a conductor layer without a step 35 C was provided in the same manner as the resonator described in Patent Document 2, and the resonance frequency between the conductor layer and the inner tube was It was 198 MHz, which was smaller than the calculation results of any of the examples.
  • the resonance frequency in the spacer layer 36 can be increased as compared with the prior art, and thereby energy loss due to the skin effect can be suppressed. Further, as d increases, the resonance frequency in the spacer layer 36 increases, and the effect of the present invention becomes more prominent.
  • FIG. 9 (a) shows the region 3 9 A between the central part 3 5 A of the coaxial resonator 30 used in the measurement, and the intermediate point 3 8 between the central part 3 5 A and the end face 3 1 A.
  • the outer tube 31 (not shown) has a total length of 211.4 mm, an outer diameter of 55 mm, and an inner diameter of 50 mm.
  • the inner tube 32 has an overall length of 2428.2 mm, an outer diameter of 40 mm (radius 20 nm), and an inner diameter of 36 mm.
  • the thickness of the conductor layer 35 is 5 m.
  • the inner tube 3 2, the outer tube, and the conductor layer 3 5 are all made of copper.
  • Spacer layer 3 6 is composed of a polyimide film 3 6 A with a thickness of 25 m between central portion 35 A and step 35 C, and between step 35 C and conductor layer end portion 35 B. It consists of a 25 m thick polyimide film 36 A and a 300 m thick polyethylene mesh 36 B.
  • conductor layer 35 and spacer layer 36 are commercially available “Metaroyal” (registered trademark, manufactured by Toyo Metallizing Co., Ltd.) with conductor layer 35 deposited on the surface of polyimide film 36 A.
  • Method 35 C is fixed at a position 150 mm away from the center 35 A, and the position of the conductor layer end 35 B is 150 mm from the center 35 A (step 35 C). The position was measured within a range of ⁇ 500 mm (near midpoint 38).
  • Fig. 9 (b) shows the measurement results and the calculation results.
  • the vertical axis shows the Q value at each measurement point as Q / Q 0 divided by Q Q , which is the Q value when there is no conductor layer 3 5 (when the horizontal axis value is 0). It was.
  • the Q / Q 0 value is in good agreement with the measured value.
  • the distance 35 AB is approximately 330 mm or more, the Q / Q Q is larger than 1, that is, the loss can be suppressed.
  • Q / Q Q can be smaller than 1 and can be used as a filter for suppressing electromagnetic waves having the resonance frequency of the resonator.
  • FIG. 10 shows a coaxial resonator 3 OA that is a modification of the coaxial resonator 30.
  • the coaxial resonator 3 OA has an outer tube 3 1, an inner tube 3 2, a conductor layer 3 5, and a spacer layer 3 6 similar to the coaxial resonator 30, and further, an inner surface of the outer tube 3 1.
  • the outer conductor layer 3 51 and the outer spacer layer 3 61 have line-symmetric shapes with respect to the conductor layer 35 and the spacer layer 3 6 in the cross section including the axis.
  • Such outer conductor layer 3 5 1 and outer By providing the spacer layer 361, the coaxial resonator 3 OA can further suppress the power loss than the coaxial resonator 30.
  • a dielectric resonator 40 according to another embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
  • the dielectric resonator 40 is formed by sandwiching thin film multilayer electrodes 41 and 42 above and below a cylindrical resonator dielectric 43.
  • the thin-film multilayer electrode 41 (42) has a donut-shaped spacer layer 41 2 (on the disk-shaped conductor 41 1 (421) with a smaller outer diameter and a hole in the center. 422) and a conductive layer 413 (423) having the same shape as that of the spacer layer 412 are placed on the spacer layer 412, as with the dielectric resonator 10.
  • the spacer layer 41 2 (422) has a longitudinal section passing through the center of the donut shown in FIG. It is formed to be thinner.
  • FIG. 12 shows a cross section perpendicular to the axis of the circular waveguide 50.
  • This circular waveguide 50 is a TE mode waveguide, and propagates an electromagnetic wave in the axial direction in the space 52 in the circular tube 51 made of a conductor.
  • a spacer layer 53 that covers a part is provided, and a conductor layer 54 is provided on the surface of the spacer layer 53.
  • the spacer layer 53 is formed so that the end portion is thicker than the center portion.
  • Two pairs of the spacer layer 53 and the conductor layer 54 are arranged so as to face each other, and the loss of energy due to the skin effect is suppressed by forming the spacer layer 53 in this way. be able to.

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  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
  • Waveguides (AREA)

Description

明 細 書
表皮効果に起因する損失を抑制可能な導波管及び共振器
技術分野
[0001 ] 本発明は、 無線通信機器、 放送機器、 マイクロ波，高周波機器、 粒子の加 速器等の多くの分野において用いられる、 電磁波の導波管あるいは共振器に 関し、 特にそれらにおいて生じる表皮効果に起因するエネルギーの損失を抑 制するための技術に関する。
背景技術
[0002] 従来より、 マイクロ波帯ゃミリ波帯といった高周波帯において用いられる 電磁波の導波管や共振器において、 表皮効果によリエネルギーの損失が生じ るという問題が生じていた。 表皮効果は、 交流電流が導電体の表面付近、 即 ち表面から表皮厚さ δ = (2/ω σ) 1/2までの領域にのみ集中する現象をいう （ ここで、 ωは交流電流の周波数、 //は導電体の透磁率、 σは導電体の電気伝 導率である。 ） 。 表皮効果により消費される （即ち損失となる） 電力 Ρは、 導 体内の電流分布 iを用いて、
Ρ= ; Π Ι2/σάν …（
表される。
[0003] (1)式より、 消費電力 Ρを抑制するために、 （i )電気伝導率 σを大きくするこ と、 及び（i i )電流分布 iを制御することが考えられる。 このうち電気伝導率 σ については、 多くの導波管や共振器で用いられている銅 （び =5. 96 x 107S/m) よりも電気伝導率が高い導電体は、 実用上、 銀 （び =6. 30 x 107S/m) しかなく 、 たとえ銀を用いたとしても消費電力 Pはせいぜい 4%程度しか向上させること ができない。 そのため、 電流分布 iを制御することを検討する必要がある。
[0004] 特許文献 1には、 内部が誘電体で満たされた誘電体共振器において、 この ようなエネルギーの損失を抑制するために、 導電体薄膜と誘電体薄膜が交互 に積層した薄膜多層電極を用いることが記載されている。 その際、 各導電体 薄膜及び誘電体薄膜の厚さを最適値にすることにより、 各導電体薄膜に電流 をバランスよく配分し、 それにより表皮効果を緩和することができる、 とさ れている。
[0005] また、 特許文献 2には、 特許文献 1と同様の誘電体共振器において、 薄膜 多層電極の各層の面積を共振器の外側から内側にかけて順に小さくすること が記載されている。 これにより、 各導電体層に流れる実電流を略等しくする ことができ、 損失を最小限に抑えることができる、 とされている。 このよう な薄膜多層電極の一例を、 図 1を用いて説明する。 図 1 (a)はその薄膜多層電 極 1 1及び 1 2を用いた誘電体共振器 1 0の縦断面図であり、 （b)は薄膜多層 電極 1 1の上面図である。 誘電体共振器 1 0は、 電磁波が存在する部分とな る円柱状の共振器誘電体 1 3の上下に薄膜多層電極 1 1及び 1 2を挟んで成 る。 薄膜多層電極 1 1は、 円板状の導電体 1 1 1の上に、 それよりも外径が 小さく中心に孔が設けられた層間誘電体 1 1 2を載置し、 更に層間誘電体 1 1 2の上にそれと同じ形状の導電体 1 1 3を載置したものである。 薄膜多層 電極 1 2も薄膜多層電極 1 1と同様の構成を有する。
[0006] 特許文献 1 ：国際公開第 95/006336号パンフレツ卜
特許文献 2：特開 2004-120516号公報
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0007] 本願発明者は、 層間誘電体 1 1 2、 1 2 2の誘電率 ε 3と共振器誘電体 1 3 の誘電率 ε bの比である I s bによる誘電体共振器 1 0の Q値の変化を計算で求 めた。 その結果を図 2のグラフに示す。 このグラフの縦軸は、 誘電体共振器 1 0の Q値を、 薄膜多層電極 1 1及び 1 2の代わりに通常の電極を用いた誘電 体共振器の Q値である Q0で除した値で示した。 Q/Q0が大きいほどエネルギーの 損失が小さく、 Q/QGが 1よりも大きい場合には通常の電極を用いた場合よリも エネルギーの損失が小さいといえる。
[0008] 図 2によれば、 層間誘電体の誘電率 ε aが小さいほどエネルギーの損失が小 さくなるという傾向がみられる。 そして、 薄膜多層電極を用いてエネルギー の損失を抑制することができるのは e a/ e bが約 0. 5よりも小さい場合に限られ る。 このような誘電率の条件は、 内部が空洞である空洞共振器及び導波管で は満たすことが困難である。 即ち、 そのような空洞共振器及び導波管では、 特許文献 1及び 2に記載のものと同様の構成によりエネルギーの損失を抑え ることが困難である。 また、 特許文献 1及び 2に記載の誘電体共振器では、 共振空間の誘電体よリも誘電率が低い層間誘電体を用いることによリ上記誘 電率の条件を満たすことは可能であるが、 共振空間の誘電体の材料と層間誘 電体の材料の組み合わせに制約が生じる。
[0009] 一方、 共振器や導波管において、 電磁波のエネルギーの損失を増加させれ ば、 その共振器の共振周波数や導波管の伝搬周波数を持つ電磁波をカツ卜す るフィルタとして用いることができる。
[0010] 本発明が解決しょうとする課題は、 表皮効果によるエネルギーの損失量を 制御することが可能な導波管及び共振器を提供することである。
課題を解決するための手段
[0011 ] 上記課題を解決するために成された本発明に係る導波管は、
導波管の伝播空間側表面に設けた空洞又は誘電体から成るスぺーサ層と該 スぺーサ層の表面に設けた導電体から成る層を有し、 該スぺーサ層の厚さが 該導電体における表面電流の方向に関して中央部よリも両端部の方が大きく なるように形成されていることを特徴とする。
[0012] また、 本発明に係る共振器は、
共振器の共振空間側表面に設けた空洞又は誘電体から成るスぺーサ層と該 スぺーサ層の表面に設けた導電体から成る層を有し、 該スぺーサ層の厚さが 該導電体における表面電流の方向に関して中央部よリも両端部の方が大きく なるように形成されていることを特徴とする。
[0013] 前記導波管の伝播空間あるいは前記共振器の共振空間は空洞であってもよ いし （空洞共振器） 、 誘電体が満たされていてもよい （誘電体共振器） が、 前述のように特許文献 1及び 2に記載の構成ではエネルギーの損失を抑制す ることが困難である空洞共振器の方が、 本発明の効果がより顕著である。
[0014] 前記導波管あるいは前記共振器には、 同軸に配置された外側管及び内側管 から成るものを用いることができる。 この場合には、 外側管と内側管の間の 空間が前記伝播空間あるいは共振空間に該当し、 外側管の内表面あるいは内 側管の外表面が前記伝播空間側表面あるいは共振空間側表面に該当する。 こ の場合、 導電体層及びスぺーサ層は内側管の外表面及び外側管の内表面の双 方に設けることが望ましい。
発明の効果
[0015] 本発明に係る導波管及び共振器によれば、 スぺーサ層の厚さがその中央部 よリも両端部の方が大きくなるように形成されていることにより、 スぺーサ 層が一様な厚さで形成されている場合よリも、 導波管又は共振器の内表面と 導電体層とスぺーサ層から成る等価回路の共振周波数が大きくなリ、 スぺー サ層の誘電率を小さくすることと同様の効果が得られる。 これにより、 従来 よりも容易に、 表皮効果によるエネルギーの損失を抑制することができる。 特に、 従来、 エネルギーの損失を抑えることが困難であった、 伝播空間が空 洞である導波管や共振空間が空洞である共振器においても、 本発明によりそ れが可能になった。
[0016] また、 導電体層ゃスぺーサ層の厚さや面積によっては、 電磁波のエネルギ 一の損失を増加させることもできる。 その場合、 本発明の共振器あるいは導 波管はその共振周波数あるいは導波管の伝搬周波数を持つ電磁波を力ッ卜す るフィルタとして用いることができる。
図面の簡単な説明
[0017] [図 1 ]従来の誘電体共振器の一例を示す縦断面図 (a)及び薄膜多層電極の一例 を示す上面図 (b)。
[図 2]薄膜多層電極を有する共振器の Q値を計算で求めた結果を示すグラフ。
[図 3]本発明における導電体層及びスぺーサ層の一例を示す縦断面図。
[図 4]スぺーサ層 2 4内に形成される電磁波の電場及び磁場の振動方向を示す 図、 並びに壁 2 2、 導電体層 2 3及びスぺーサ層 2 4から形成される等価回 路を示す図 (b)。
[図 5]本発明の一実施例に係る同軸共振器 3 0の外観図。 [図 6]同軸共振器 30の軸方向断面図。
[図 7]スぺーサ層 36内の電磁波の周波数を計算した結果を示す図。
[図 8]スぺーサ層 36内の電磁波の周波数を計算した結果を示すグラフ。
[図 9]本実施例の同軸共振器における、 Q値の測定条件を示す縦断面図 (a)、 Q 値の測定結果、 Q値の計算結果及び周波数の測定結果を示すダラフ（b)。
[図 10]同軸共振器 30の変形例を示す軸方向断面図。
[図 11]本発明の一実施例に係る誘電体共振器 40の縦断面図。
[図 12]本発明の一実施例に係る円形導波管 50の断面図。
符号の説明
1 0 、 40…誘電体共振器
1 1 、 1 2、 41、 42…薄膜多層電極
1 1 1、 1 1 3、 1 21、 1 23…導電体
1 1 2、 1 22…層間誘電体
1 2 …薄膜多層電極
1 3 …共振器誘電体
2 1 …内部空間
2 2 …導電体から成る壁
2 3 、 35、 41 3、 423、 53…導電体層
2 3 A、 35A、 44 A…導電体層の中央部
2 3 B、 35B、 44B、 44 C…導電体層の端部
2 3 C…導電体層の中間点
2 4 、 36、 41 2、 422、 52…スぺーサ層
2 6 …コンデンサ
2 7 …コイル
3 0 、 3 OA…同軸共振器
3 1 …外側管
3 1 A…外側管及び内側管の端面
3 2 …内側管 3 3…中心軸
3 4…中心軸 3 3に垂直な断面
3 5 A B…導電体層の中央部 3 5 Aと端部 3 5 Bの距離
3 5 C…導電体層の段差
3 5 1…外側導電体層
3 6 1…外側スぺーサ層
3 6 A…ポリイミドフィルム
3 6 B…ポリエチレンメッシュ
3 7…空洞
5 0…円形導波管
発明を実施するための最良の形態
[0019] 本発明に係る導波管及び共振器においては、 図 3に示すように、 導波管に おいて電磁波を伝播させる伝播空間又は共振器において電磁波を共振させる 共振空間である内部空間 2 1を囲う導電体から成る壁 2 2の近傍に、 空間 2 4を介して、 導電体から成る導電体層 2 3が設けられる。 壁 2 2には、 従来 の導波管や共振器で用いられているものと同様のものを用いることができる 。 壁 2 2と導電体層 2 3の間の空間 2 4が、 本願におけるスぺーサ層である 。 スぺーサ層 2 4の厚さは、 内部空間 2 1に電磁波が存在する時に導電体層 2 3を流れる表面電流の方向に関して、 電流値が最大となる中央部 2 3 Aよ リも端部 2 3 Bの方が大きくなるようにされている。
[0020] スぺーサ層 2 4は、 本発明の効果を高めるために、 誘電率が極力低い材料 から成ることが望ましい。 そのような材料として、 典型的には真空が挙げら れる。 あるいは、 装置の作製を容易にするために、 空間 2 4に誘電体が充填 されていてもよい。 その誘電体には気体、 液体、 固体のいずれのものも用い ることができるが、 発泡ポリエチレン等、 誘電率が真空の誘電率に近いもの を用いることが望ましい。 また、 スぺーサ一層にポーラス状やメッシュ状の 誘電体を用いることにより、 実効的な誘電率を更に低くすることができる。
[0021 ] スぺーサ層 2 4を上述の形状にするために、 導電体層 2 3は、 端部 2 3 B の方が壁 2 2から遠くなるように、 平坦な状態から変形した形状に形成する 。 そのような形状として、 典型的には図 3に示すように中央部 2 3 Aと端部
2 3 Bの中間点 2 3 Cに段差を形成したものが挙げられる。 また、 中間点 2
3 Cとは異なる位置に段差を設けたものや、 段差を設ける代わリに中央部 2 3 Aから端部 2 3 Bに向かうに従って徐々に導電体層 2 3を壁 2 2から遠ざ けたもの等も挙げられる。
[0022] なお、 図 3では導電体層 2 3及びスぺーサ層をそれぞれ 1層のみ設けた例 を示したが、 これらの層を複数、 交互に積層させてもよい。
[0023] 導電体層 2 3及びスぺーサ層 2 4を設けることにより、 図 1及び図 2に示 した従来の共振器と同様に、 表皮効果によるエネルギーの損失を抑制するこ とができる。 そして、 その効果は、 導電体層 2 3及びスぺーサ層 2 4を上記 の形状としたことにより、 従来よりも顕著になる。 以下に、 その理由を説明 する。
[0024] 内部空間 2 1内に電磁波が存在し、 スぺーサ層 2 4の幅がその電磁波の半 波長程度であると、 スぺーサ層 2 4内には内部空間 2 1内の電磁場とは独立 の電磁場が形成される （図 4 (a) ) 。 壁 2 2の内表面及び導電体層 2 3に垂直 な方向の電場の強さは端部 2 3 B付近で最大になり、 磁場の強さは中央部 2 3 A付近で最大になる。 このような電磁場が形成されることにより、 スぺー サ層 2 4内の電磁場は図 4 (b)に示した等価回路で表現できる。 ここで、 壁 2 2、 導電体層 2 3及びスぺーサ層 2 4の構成は、 端部 2 3 B付近がコンデン サ 2 6に該当し、 中央部 2 3 A付近がコイル 2 7に該当する。 スぺーサ層 2 4の厚さを中央部 2 3 A付近で小さくし、 端部 2 3 B付近で大きくすること は、 図 4 (b)の等価回路のコンデンサ 2 6の静電容量 C及びコイル 2 7のイン ダクタンス Lを共に小さくすることに相当する。 この等価回路の共振周波数は C-1/2及び /2に比例するため、 このように静電容量 C及びィンダクタンス Lを小 さくすることによりその等価回路の共振周波数は大きくなる。 共振周波数が 大きくなることは、 スぺーサ層 2 4の誘電率が小さくなることと等価である このようにスぺーサ層 2 4の誘電率が等価的に小さくなることにより、 図 2に示したように表皮効果に起因するエネルギーの損失を抑制することがで きる。 そのため、 本発明において導電体層 2 3及びスぺーサ層 2 4を上記の 形状としたことによリ従来よリもエネルギーの損失を小さくすることができ る。
[0025] 導電体層 2 3に垂直な方向の電場及び導電体層 2 3に平行な磁場の成分は 中間点 2 3 Cを境界として中央部 2 3 A側では磁場が、 端部 2 3 B側では電 場が、 それぞれ強くなるため、 導電体層 2 3はこの中間点 2 3 Cに段差を設 けたものであることが望ましい。
実施例
[0026] (1) 同軸共振器の実施例
本発明の一実施例である同軸共振器の一例を、 図 5〜図 6を用いて説明す る。 図 5は本実施例の同軸共振器 3 0の外観図であり、 図 6は同軸共振器 3 0の軸方向断面図である。 なお、 図 6の軸方向断面図では説明の都合上、 そ の断面の縦方向を拡大して示した。 外側管 3 1及び内側管 3 2は導電体から 成り互いに径が異なる管であって、 中心軸 3 3を共有する同軸状に配置され ている。 これら外側管 3 1及び内側管 3 2の間の領域は TEMモードの電磁波を 共振させる空洞 3 7となり、 これら外側管 3 1及び内側管 3 2が空洞 3 7の 壁を構成する。
[0027] 内側管 3 2の外表面近傍に、 内側管 3 2を取り巻くように、 導電体から成 る導電体層 3 5が配置されている。 導電体層 3 5は、 外側管 3 1の両端面か ら等距離にある、 中心軸 3 3に垂直な断面 3 4を中心として対称な形状を有 する。 導電体層 3 5の端部 3 5 Bは外側管 3 1及び内側管 3 2の端面 3 1 A と断面 3 4から等距離の位置にある。 そして、 導電体層 3 5の中央部 3 5 A と端部 3 5 Bの中間に、 導電体層 3 5が端部 3 5 B側よりも中央部 3 5 A側 の方が内側管 3 2に近くなるように段差 3 5 Cが設けられている。 内側管 3 2と導電体層 3 5の間は空洞であり、 この部分がスぺーサ層 3 6となる。
[0028] なお、 スぺーサ層 3 6内の共振周波数を高くするためにはスぺーサ層 3 6 は空洞であることが望ましいが、 スぺーサ層 3 6に誘電体を充填してもよい
。 その場合、 まず内側管 3 2の表面に接着剤となる誘電体により、 段差を有 するスぺーサ層 3 6を形成し、 その上に導電体層 3 5を形成する （貼り付け る） ことにより、 導電体層 3 5及びスぺーサ層 3 6を容易に作製することが できる。
[0029] 本実施例の同軸共振器 3 0における、 スぺーサ層 3 6内の電磁波の周波数 を計算で求めた結果を、 図 7及び図 8を用いて説明する。 この計算では、 導 電体層 3 5の中央部 3 5 Aから端部 3 5 Bまでの距離を 250mmとし、 中央部 3 5 Aから段差 3 5 Cまでの距離及び段差 3 5 Cから端部 3 5 Bまでの距離を いずれも 125mmとした。 そして、 中央部 3 5 Aと段差 3 5 Cの間におけるスぺ ーサ層 3 6の厚さ doを 4mmに固定し、 段差 3 5 Cと端部 3 5 Bの間におけるス ぺーサ層 3 6の厚さ dを 1. 1d0、 2d0、 3d0、 4d0、 8d0、 16d0と変化させながら、 ス ぺーサ層 3 6内の電磁波の共振周波数を計算した。
[0030] 図 7に、 厚さ dによるスぺーサ層 3 6内の共振周波数を計算した結果を示す 。 なお、 図中の縦方向に延びる線は、 内側管 3 2の表面に垂直な方向の電気 力線を示し、 この線の間隔が狭くなる程、 その方向の電場が強いことを示し ている。 図 8に、 この計算結果をグラフに示す。 比較例として、 特許文献 2 に記載の共振器と同様に段差 3 5 Cのない導電体層を設けた場合について計 算を行ったところ、 導電体層と内側管の間の共振周波数は、 本実施例のいず れの計算結果よりも小さい 198MHzであった。 即ち、 本実施例の構成により、 スぺーサ層 3 6内の共振周波数を従来よりも高めることができ、 それにより 表皮効果によるエネルギーの損失を抑制することができる。 また、 dが大きく なる程、 スぺーサ層 3 6内の共振周波数が高くなリ、 本発明の効果がょリ顕 著になる。
[0031 ] 次に、 同軸共振器 3 0において、 共振器の Q値及び共振周波数を測定した結 果、 及びその測定条件に対応する条件を用いて計算によリ Q値を求めた結果を 、 図 9を用いて説明する。 図 9 (a)は、 測定で用いた同軸共振器 3 0の中央部 3 5 Aと、 その中央部 3 5 Aと端面 3 1 Aの中間点 3 8と、 の間の領域 3 9 における内側管 3 2、 導電体層 3 5及びスぺーサ層 3 6を拡大して描いたも のである。 外側管 3 1 (図示せず） は全長 2131. 4mm、 外径 55mm、 内径 50mmで あり、 内側管 3 2は全長 2428. 2隱、 外径 40mm (半径 20nm) 、 内径 36隱である 。 導電体層 3 5の厚さは 5 mである。 内側管 3 2、 外側管、 導電体層 3 5は いずれも銅製である。 スぺーサ層 3 6は、 中央部 3 5 Aと段差 3 5 Cの間で は厚さ 25 mのポリイミドフィルム 3 6 Aから成り、 段差 3 5 Cと導電体層端 部 3 5 Bの間では厚さ 25 mのポリイミドフィルム 3 6 Aと厚さ 300 mのポリ エチレンメッシュ 3 6 Bを重ねたものから成る。 これら導電体層 3 5及びス ぺーサ層 3 6は、 ポリイミドフィルム 3 6 Aの表面に導電体層 3 5が蒸着さ れた市販の 「メタロイヤル」 （東洋メタライジング株式会社製、 登録商標） をポリエチレンメッシュ 3 6 Bの表面に被覆することにより作製した。 。 こ こでは測定の都合上、 段差 3 5 Cは中央部 3 5 Aから 150mm離れた位置に固定 し、 導電体層端部 3 5 Bの位置を中央部 3 5 Aから 150mm (段差 3 5 Cの位置 ) 〜500mm (中間点 3 8付近） の範囲内で変化させながら測定を行った。
[0032] 測定結果及び計算結果を図 9 (b)に示す。 ここで、 導電体層 3 5の中央 3 5 Aと導電体層端部 3 5 Bの距離 3 5 A Bである。 また、 縦軸は、 各測定点に おける Q値を、 導電体層 3 5がない時 （横軸の値が 0の時） の Q値である QQで除 した値 Q/Q0で示した。 Q/Q0値は測定値と計算値がよく一致している。 また、 距 離 3 5 A Bがおおむね 330mm以上の時に Q/QQが 1よリも大きくなる、 即ち損失を 抑制することができることが示された。 一方、 距離 3 5 A Bが 330mm未満の場 合には、 Q/QQが 1よりも小さくなリ、 共振器の共振周波数を持つ電磁波を抑制 するフィルタとして用いることができる。
[0033] 図 1 0に、 同軸共振器 3 0の変形例である同軸共振器 3 O Aを示す。 同軸 共振器 3 O Aは、 同軸共振器 3 0と同様の外側管 3 1、 内側管 3 2、 導電体 層 3 5及びスぺーサ層 3 6を有し、 更に、 外側管 3 1の内表面に外側導電体 層 3 5 1及び外側スぺーサ層 3 6 1を有する。 外側導電体層 3 5 1及び外側 スぺーサ層 3 6 1は軸を含む断面において、 導電体層 3 5及びスぺーサ層 3 6に対して線対称な形状を有する。 このような外側導電体層 3 5 1及び外側 スぺーサ層 361を設けることにより、 同軸共振器 3 OAは同軸共振器 30 よりも更に電力の損失を抑えることができる。
[0034] (2) 誘電体共振器の実施例
図 1 1を用いて、 本発明の他の実施例である誘電体共振器 40を説明する 。 この誘電体共振器 40は、 図 1に示した従来の誘電体共振器 10と同様に 、 円柱状の共振器誘電体 43の上下に薄膜多層電極 41及び 42を挟んで成 る。 また、 薄膜多層電極 41 (42) が、 円板状の導電体 41 1 (421) の上にそれよリも外径が小さく中心に孔が設けられたドーナツ状のスぺーサ 層 41 2 (422) を載置し、 更にスぺーサ層 41 2の上にそれと同じ形状 の導電体層 413 (423) を載置して成る点も誘電体共振器 10と同様で ある。 本実施例では、 スぺーサ層 41 2 (422) は、 図 1 1に示したドー ナツの中心を通る縦断面において、 ドーナツの内径の端面 44 B及び内径の 端面 44Cよりも中心 44 Aの方が薄くなるように形成されている。 このよ うにスぺーサ層 41 2 (422) が形成されていることにより、 上述の同軸 共振器と同様に、 表皮効果によるエネルギーの損失を抑制することができる
[0035] (3) 導波管の実施例
図 1 2を用いて、 本発明の他の実施例である円形導波管 50を説明する。 図 1 2は円形導波管 50の軸に垂直な断面を示している。 この円形導波管 5 0は TE„モードの導波管であり、 導電体から成る円形管 51内の空間 52に電 磁波を軸方向に伝播させるものである。 円形管 51の内表面にその一部を覆 うスぺーサ層 53を設け、 スぺーサ層 53の表面に導電体層 54を設ける。 スぺーサ層 53は端部が中央部よりも厚くなるように形成されている。 スぺ ーサ層 53及び導電体層 54は 2組、 互いに向かい合うように配置される。 このようにスぺーサ層 53が形成されていることにより、 表皮効果によるェ ネルギ一の損失を抑制することができる。

Claims

請求の範囲
[1 ] 導波管の伝播空間側表面に設けた空洞又は誘電体から成るスぺーサ層と該 スぺーサ層の表面に設けた導電体から成る層を有し、 該スぺーサ層の厚さが 該導電体における表面電流の方向に関して中央部よリも両端部の方が大きく なるように形成されていることを特徴とする導波管。
[2] 前記伝播空間が空洞であることを特徴とする請求項 1に記載の導波管。
[3] 前記導電体層及び前記スぺーサ層が交互に複数積層していることを特徴と する請求項 1又は 2に記載の導波管。
[4] 前記伝播空間が同軸に配置された外側管と内側管の間の間の空間であり、 前記導電体層及び前記スぺーサ層が内側管の外表面及び外側管の内表面の双 方に設けられていることを特徴とする請求項 1〜 3のいずれかに記載の導波 管。
[5] 共振器の共振空間側表面に設けた空洞又は誘電体から成るスぺーサ層と該 スぺーサ層の表面に設けた導電体から成る層を有し、 該スぺーサ層の厚さが 該導電体における表面電流の方向に関して中央部よリも両端部の方が大きく なるように形成されていることを特徴とする共振器。
[6] 前記共振空間が空洞であることを特徴とする請求項 5に記載の共振器。
[7] 前記導電体層及び前記スぺーサ層が交互に複数積層していることを特徴と する請求項 5又は 6に記載の導波管。
[8] 前記共振空間が同軸に配置された外側管と内側管の間の間の空間であり、 前記導電体層及び前記スぺーサ層が内側管の外表面及び外側管の内表面の双 方に設けられていることを特徴とする請求項 5〜 7のいずれかに記載の共振 器
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