WO2007110164A1 - Hohlleiterübergang mit entkopplungselement für planare hohlleitereinkopplungen - Google Patents

Hohlleiterübergang mit entkopplungselement für planare hohlleitereinkopplungen Download PDF

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WO2007110164A1
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waveguide transition
line
decoupling element
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Daniel Schultheiss
Josef Fehrenbach
Karl Griessbaum
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Vega Grieshaber Kg
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    • H01Q13/02—Waveguide horns
    • H01Q13/025—Multimode horn antennas; Horns using higher mode of propagation
    • H01Q13/0258—Orthomode horns

Definitions

  • the present invention relates to level measurement.
  • the present invention relates to a waveguide transition for a fill level radar, a microwave module for a fill level radar with a waveguide transition, a fill level radar for determining a fill level in a tank and the use of such a waveguide transition for fill level measurement.
  • Known level measuring devices have, in addition to an antenna for transmitting or receiving radar waves, a coupling which is designed to couple the electromagnetic waves generated within the level measuring device in a waveguide or to couple the received signal out of the waveguide.
  • a coupling which electromagnetic waves from a planar line structure, such as. B. a microstrip line, in a waveguide by one end of the line protrudes into the waveguide. If you now want to work with two polarization planes, you can use two cable ends that protrude into the waveguide at a certain angle. Since the two ends come together relatively closely in the waveguide, the decoupling between the two connections of the waveguide transitions is relatively low.
  • the transmission signal applied to one of the two connections can, for example, be emitted unintentionally into both polarization planes in the waveguide.
  • the two connections are used to generate a circular polarization, a large leak signal occurs at the waveguide coupling.
  • the two connections are controlled, for example, with a phase offset of 90 °. If, in this case, the reflection attenuation or the isolation between the two couplings is too low, a large leak signal can occur at the waveguide coupling of the level radar sensor, which passes directly from the transmitter to the receiver. This leak signal can help to increase the so-called "ringing", which is a matter of multiple reflections between the microwave module and the coupling, and as a result the measurement sensitivity in the close range drops sharply.
  • WO 2004/097347 describes further devices for generating circularly polarized waves, which can also be used in the fill level radar above.
  • the measurement sensitivity achieved is not optimal. It is an object of the present invention to increase the measurement sensitivity of a level radar.
  • a waveguide transition for a fill level radar comprising a first line and a second line, both for coupling an electromagnetic transmission signal into a waveguide, and a decoupling element for reducing overcoupling or leakage signals from the first line to the second Line, wherein the decoupling element is isolated from the first line and the second line.
  • a decoupling element makes it possible to significantly reduce the large leak signal which normally arises and which arises from the coupling from one line end to the other.
  • the significantly smaller leak signal can increase the sensitivity, especially in the vicinity of the sensor.
  • the multiple reflections can be reduced so that less interference occurs. This can lead to an additional increase in the accuracy of the sensor at close range.
  • the waveguide transition comprises a waveguide connection for connecting a waveguide or an antenna.
  • the waveguide transition in the form of a modular component can thus be installed in a fill level radar and then connected to a waveguide or directly to an antenna which leads to the antenna.
  • the waveguide connection is designed in such a way that the waveguide can be connected in a simple manner.
  • the waveguide transition further comprises a resonance space for closing off the waveguide connection.
  • the resonance chamber is designed, for example, in the form of a waveguide section which is provided with a cover.
  • the two lines protrude into the waveguide connection and / or the resonance chamber.
  • Polarization planes executed, the two lines having an angle of 90 ° to each other.
  • both the first end of the first line and the second end of the second line have a widening or a narrowing. This enables the radiation characteristics of the cables to be varied and optimized, depending on the application.
  • the decoupling element is designed as a conductive element with a square planar structure.
  • the decoupling element can be, for example, a metal coating on a printed circuit board, which is produced photochemically by a circuit board etching process.
  • the conductive element can consist of different materials or alloys and can, for example, also be vapor-deposited, glued on, printed on or otherwise applied.
  • the decoupling element has an edge length in the range of ⁇ / 4. At a frequency of 26 GHz, this corresponds to an edge length of 2 to 3 mm.
  • the decoupling element is of flat design, for example in the form of a square, a triangle, a rectangle or another geometric figure. It is also possible for the decoupling element to have a cutout, so that it forms, for example, a circular ring or the outline of a square.
  • the lines which are designed to couple the electromagnetic signals into the waveguide can be designed as a microstrip.
  • the entire decoupling element, possibly together with the lines, can be integrally formed in a circuit board manufacturing process. This largely minimizes production costs.
  • Waveguide transition for coupling the electromagnetic transmission signal with a frequency between 6 GHz and 100 GHz performed in the waveguide.
  • the waveguide transition is optimized for a frequency of 6.3 GHz or for a frequency of 26 GHz or for a frequency range between 77 GHz and 80 GHz.
  • the waveguide transition can also be designed for higher frequencies or else for lower frequencies.
  • a microwave module for a fill level radar is specified, which has a waveguide transition, as described above.
  • Such a microwave module can be installed together with the waveguide transition as a modular component in a fill level radar. This reduces the maintenance effort, since the microwave module as an overall component is easily replaceable.
  • a fill level radar for determining a fill level in a tank comprising an antenna for transmitting and / or receiving electromagnetic waves, and a waveguide transition as described above. Furthermore, the use of a waveguide transition according to the invention for level measurement is specified.
  • FIG. 1 shows a block diagram of a microwave module for a level radar.
  • Fig. 2 shows a schematic representation of an arrangement of a circuit board inserted in the waveguide with two mutually perpendicular polarization planes.
  • Fig. 3 shows the arrangement of Fig. 2 seen from the bottom.
  • FIG. 4 shows the arrangement of FIG. 2 without a resonance room termination.
  • connection 106 shows a schematic representation of an electrical field when excited at connection 106.
  • FIG. 6 shows a schematic illustration of the reflection attenuation, the transfer function and the insulation between the two connections.
  • FIG. 7 shows a schematic illustration of a device for decoupling two received signals in a satellite LNC.
  • 8 shows a waveguide transition for a fill level radar according to an exemplary embodiment of the present invention.
  • FIG. 9 shows a schematic representation of the electrical field when excited at connection 106 of the waveguide transition of FIG. 8.
  • FIG. 10 shows a schematic illustration of the course of the reflection attenuation, the transfer function and the insulation between the two connections of the waveguide transition of FIG. 8.
  • FIG. 11 shows a block diagram of a microwave module according to an exemplary embodiment of the present invention.
  • FIG. 12 shows a schematic illustration of a fill level radar according to an exemplary embodiment of the present invention.
  • Fig. 1 shows a schematic representation of a block diagram of a microwave module.
  • the microwave module 100 has a transmission pulse oscillator
  • the electromagnetic signal generated there is passed on to a transmission coupler 103 via a bandpass 102.
  • the transmit coupler 103 is designed, for example, as a symmetrical or an asymmetrical hybrid coupler.
  • the signal 111 passes through the transmitter coupler 103 with relatively low attenuation and is passed on to a first line 105 as signal 112.
  • the first line 105 is designed to couple the electromagnetic signal 112 into a waveguide 104.
  • the hybrid coupler 103 is connected to a second line 106, via which a second electromagnetic signal 113 can be coupled into the waveguide 104.
  • the second electromagnetic signal 113 is in this case, for example, 90 ° out of phase with the first electromagnetic signal 112.
  • a symmetrical hybrid coupler results in a distribution of the transmission signal between the two signals 112 and 113 that is uniform in amplitude. These two signals differ in that they have different transit times Hybrid coupler in phase by 90 °. This results in a circularly polarized wave in the round waveguide 104.
  • the waveguide 104 is connected to an antenna system (not shown in FIG. 1), via which a measuring pulse can be emitted, which then depends on the object to be measured or the medium to be measured (which is, for example, a product surface) Received signal is reflected. The received signal is subsequently picked up again by the antenna system and transmitted to the transmit coupler 103.
  • the receiver circuit 107 to 110 has a pulse generator 108 and a bandpass 109, which emit a signal 115 to a sampling mixer 107.
  • the signal 115 samples the received signal 114 and thus generates a signal 1 16 which is reduced in frequency, which is subsequently amplified by the amplifier 110 and at the IF output 117 as an IF signal for evaluation and determination of the fill level is available.
  • the decoupling between the two connections of the waveguide transitions is relatively small. This is due to the stray fields at the cable ends, which overlap. Due to this lack of decoupling, for example, the transmission signal applied to one of the two connections 105, 106 is emitted unwanted in both polarization planes in the waveguide 104.
  • a strong leakage signal can result from a strong coupling from the first to the second line end, which leads to multiple reflections between the transmitter, antenna and receiver, as a result of which the measurement sensitivity in the close range drops sharply.
  • FIG. 2 shows a schematic illustration of a circuit board inserted into the waveguide 201, 203 with two mutually perpendicular polarization planes.
  • B microwave sources or the receiver connected.
  • the waveguide 201 is closed with a resonance chamber 202, 203.
  • FIG. 3 shows the arrangement of FIG. 2 seen from the underside with the waveguide connection 201.
  • the waveguide connection 201 is designed here in such a way that that it can be connected to a corresponding waveguide, so that the coupled electromagnetic signals can be transmitted in the connected waveguide.
  • Fig. 4 shows a schematic representation of the internal structure of the arrangement shown in Figs. 2 and 3.
  • the line ends of the lines 105, 106 project as radiator elements into the waveguide 201 and the resonance chamber 203.
  • the ends projecting into the waveguide / resonance chamber 201, 203 can have a widening or, as shown, a narrowing.
  • connection 105 The emitted signal at the line end 401 originating from connection 105 is now picked up at the line end 402 originating from connection 106 and tapped off at connection 106 as an unwanted leak signal.
  • Fig. 5 shows a schematic representation of an electrical field profile
  • connection 106 Excitation at the connection 106. At the end of the line 106 projecting into the waveguide, it is clearly evident how the field also extends towards the connection 105 (or its end 401).
  • connection 6 shows a schematic representation of the course of the reflection attenuation 11 at the connection 105, the transfer function from connection 105 to the waveguide end 401 (reference number 31) and the insulation 21 between connection 105 to connection 106.
  • the horizontal axis 601 represents the frequency and ranges from 18 GHz to 34 GHz.
  • the vertical axis 602 represents the attenuation and ranges from 0 dB to -40 dB.
  • FIG. 7 shows a schematic representation of a satellite LNC, with lines 702, 703 for decoupling the received signal from the waveguide 708.
  • a resonator 701 is provided between the two line ends 702, 703 projecting into the waveguide 708.
  • the two received signals are subsequently amplified in the corresponding amplifiers 704, 705 and passed on as horizontal polarization signals 706 or vertical polarization signals 707.
  • the satellite LNC shown in FIG. 7 is not designed to couple electromagnetic signals from the lines 702, 703 into the waveguide 708.
  • FIG. 8 shows a schematic illustration of a decoupling element which is integrated in a waveguide transition 800 according to the invention. It should be noted here that the rear cover 202, which serves as the end of the resonance space, is omitted for better illustration.
  • the decoupling element 801 is applied in the middle of the waveguide 201, 203 as a square planar structure, which, however, has no conductive connection to the line ends 401, 402 projecting into the waveguide 201, 203.
  • Edge length is in the range of ⁇ / 4, for example. At an operating frequency of 26 GHz, the edge length is between 2 and 3 mm. At higher frequencies or lower frequencies, correspondingly smaller or larger edge lengths result.
  • the decoupling element 801 By means of the decoupling element 801 according to the invention, the stray field around the line end 401 or 402 can be reduced in the direction of the respective other line end, and there is thus a much weaker coupling between the two polarization planes.
  • the normally relatively large leak signal which occurs due to the coupling from one line end to the other, can be significantly reduced.
  • This much smaller leak signal increases the sensitivity in the vicinity of the sensor.
  • the electrical field can develop much better in the area of the line ends, which can also significantly improve the reflection loss and the transmission loss.
  • FIG. 9 shows a schematic representation of the course of the electromagnetic field. As can be seen from FIG. 9, the resulting electromagnetic field in the area of the coupling is shaped much more uniformly, which can have a favorable effect on the transmission quality of the waveguide transition.
  • connection 105 schematically shows the course of the reflection attenuation 11 at the connection 105, the transfer function from connection 105 to the waveguide end 401
  • the horizontal axis 101 represents the frequency and ranges from 18 GHz to 34 GHz.
  • the vertical axis 1002 represents the attenuation in decibels (dB) and ranges from 0 dB to 40 dB.
  • the table below shows the results of previous simple couplings and couplings with a decoupling element according to an embodiment of the present invention in the frequency range between 25 GHz and 27 GHz. As can be seen from Table 1, there is a significantly improved decoupling and a significantly better reflection loss at connection 105. The values shown in Table 1 are a simulation.
  • FIG. 11 shows a block diagram of a microwave module 1100 for a fill level radar sensor with the above-described transition from a microstrip line to a waveguide according to an exemplary embodiment of the present invention.
  • the microwave module 1100 has a hybrid coupler 103 and lines 105, 106 which are designed to couple the electromagnetic signals into the waveguide 104.
  • the microwave module according to the invention has a decoupling element 801 which can be produced integrally in a circuit board manufacturing process and which is designed to reduce a leak signal from the first line 105 to the second line 106.
  • the decoupling element 801 is electrically insulated from the first line 105 and the second line 106.
  • FIG. 12 shows a schematic illustration of a fill level radar according to a further exemplary embodiment of the present invention.
  • the fill level radar 1200 here has a signal generator unit 101, 102, a transmitter coupler 103 and a receiver circuit 107 to 110 (see FIG. 1). Furthermore, an antenna device 1201 with a circular waveguide coupling 800 is provided.
  • the embodiment of the invention is not limited to the preferred embodiments shown in the figures. Rather, a large number of variants are conceivable which make use of the solution presented and the principle according to the invention even in the case of fundamentally different embodiments.

Abstract

Entkopplungselement für planare Hohlleitereinkopplungen Bekannte Hohlleitereinkopplungen weisen oft Lecksignale auf, welche die Messempfindlichkeit im Nahbereich reduzieren. Gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist ein Hohlleiterübergang für ein Füllstandradar angegeben, welcher ein Entkopplungselement zum Reduzieren eines Lecksignals von einer ersten Leitung zu einer zweiten Leitung aufweist. Das Entkopplungselement ist hierbei von den Leitungen elektrisch isoliert. Durch die Reduzierung des Lecksignals steigt die Empfindlichkeit im Nahbereich des Sensors.

Description

Hohlleiterübergang mit Entkopplungselement für planare Hohlleitereinkopplungen
Verwandte Anmeldunfien
Die vorliegende Anmeldung beansprucht die Priorität der US Provisional Patentanmeldung Nr. 60/786,605, eingereicht am 27. März 2006 und der deutschen Patentanmeldung Nr. 10 2006 014 010.9, eingereicht am 27. März 2006, deren Inhalte hierin durch Referenz inkorporiert werden.
Technisches Gebiet Die vorliegende Erfindung betrifft die Füllstandmessung. Insbesondere betrifft die vorliegende Erfindung einen Hohlleiterübergang für ein Füllstandradar, ein Mikrowellenmodul für ein Füllstandradar mit einem Hohlleiterübergang, ein Füllstandradar zur Bestimmung eines Füllstands in einem Tank und die Verwendung eines derartigen Hohlleiterübergangs zur Füllstandmessung.
Hintergrund der Erfindung
Bekannte Füllstandmessgeräte weisen neben einer Antenne zum Aussenden bzw. Empfangen von Radarwellen eine Einkopplung auf, welche zum Einkoppeln der innerhalb des Füllstandmessgeräts generierten elektromagnetischen Wellen in einem Hohlleiter bzw. zum Auskoppeln des Empfangssignals aus dem Hohlleiter ausgeführt ist.
Darstellung der Erfindung
Aus der DE 100 23 497 ist eine Einkopplung bekannt, welche elektromagnetische Wellen von einer planaren Leitungsstruktur, wie z. B. einer Mikrostripleitung, in einen Hohlleiter einkoppelt, indem ein Ende der Leitung in den Hohlleiter hineinragt. WiIl man nun mit zwei Polarisationsebenen arbeiten, so kann man zwei Leitungsenden verwenden, welche unter einem bestimmten Winkel in den Hohlleiter hineinragen. Da die beiden Enden aufgrund ihrer Länge im Hohlleiter relativ eng zusammenkommen, ist die Entkopplung zwischen den beiden Anschlüssen der Hohlleiterübergänge relativ gering.
Dies ist beispielsweise durch die Streufelder an den Leitungsenden bedingt, die sich überlagern. Durch diese mangelnde Entkopplung kann nun beispielsweise das an einem der beiden Anschlüsse angelegte Sendesignal ungewollt in beide Polarisationsebenen im Hohlleiter abgestrahlt werden.
Weiterhin kann der Fall auftreten, dass, wenn die beiden Anschlüsse zur Erzeugung einer zirkulären Polarisation genutzt werden, es zu einem großen Lecksignal an der Hohlleitereinkopplung kommt. Zur Erzeugung zirkularer Polarisation werden die beiden Anschlüsse beispielsweise mit einen Phasenversatz von 90° angesteuert. Falls in diesem Fall die Reflexionsdämpfung oder die Isolation zwischen den beiden Einkopplungen zu gering ist, kann es, wie gesagt, zu einem großen Lecksignal an der Hohlleitereinkopplung des Füllstandradarsensors kommen, welches direkt vom Sender in den Empfänger gelangt. Dieses Lecksignal kann dazu beitragen, dass das sog. „Klingeln", bei dem es sich um mehrfache Reflexionen zwischen Mikrowellenmodul und Einkopplung handelt, ansteigt, und dadurch die Messempfindlichkeit im Nahbereich stark abfällt.
In WO 2004/097347 sind weitere Vorrichtungen zur Erzeugung zirkulär polarisierter Wellen beschrieben, die im obigen Füllstandradar ebenfalls anwendbar sind. Auch hier ist die erzielte Messempfindlichkeit nicht optimal. Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, die Messempfindlichkeit eines Füllstandradars zu erhöhen.
Gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist ein Hohlleiterübergang für ein Füllstandradar angegeben, der Hohlleiterübergang umfassend eine erste Leitung und eine zweite Leitung, beide zum Einkoppeln eines elektromagnetischen Sendesignals in einem Hohlleiter, und ein Entkopplungselement zum Reduzieren eines Überkoppelns oder Lecksignals von der ersten Leitung zur zweiten Leitung, wobei das Entkopplungselement von der ersten Leitung und der zweiten Leitung isoliert ist.
Durch die Bereitstellung eines Entkopplungselements kann das normalerweise entstehende große Lecksignal, welches durch das Überkoppeln von einem Leitungsende zum anderen entsteht, deutlich reduziert werden. Durch das wesentlich kleinere Lecksignal kann die Empfindlichkeit, insbesondere auch im Nahbereich des Sensors, erhöht werden.
Weiterhin können die Mehrfachreflexionen verkleinert werden, so dass weniger Interferenzen auftreten. Dies kann zu einer zusätzlichen Steigerung der Genauigkeit des Sensors im Nahbereich führen.
Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung umfasst der Hohlleiterübergang einen Hohlleiteranschluss zum Anschließen eines Hohlleiters oder einer Antenne.
Somit kann der Hohlleiterübergang in Form eines modularen Bauteils in einem Füllstandradar eingebaut werden und dann an einen Hohlleiter oder direkt an eine Antenne angeschlossen werden, welcher zur Antenne führt. - A -
Der Hohlleiteranschluss ist dabei derart ausgeführt, dass der Hohlleiter auf einfache Art und Weise angeschlossen werden kann.
Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung umfasst der Hohlleiterübergang weiterhin einen Resonanzraum zum Abschließen des Hohlleiteranschlusses.
Der Resonanzraum ist beispielsweise in Form eines Hohlleiterabschnitts ausgeführt, welcher mit einem Deckel versehen ist.
Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ragen die beiden Leitungen in den Hohlleiteranschluss und/oder den Resonanzraum hinein.
Somit ist es möglich, eine effektive und relativ effiziente Einkopplung der elektromagnetischen Signale in den Hohlleiter zu erreichen.
Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist der
Hohlleiterübergang zum Erzeugen eines elektromagnetischen Sendesignals mit zwei
Polarisationsebenen ausgeführt, wobei die beiden Leitungen einen Winkel von 90° zueinander aufweisen.
Hierdurch ist es möglich, zirkulär polarisierte Wellen zu erzeugen, wobei das erfindungsgemäße Entkopplungselement die Lecksignale zwischen den beiden
Leitungen reduziert.
Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung weist sowohl das erste Ende der ersten Leitung als auch das zweite Ende der zweiten Leitung eine Verbreiterung oder eine Verschmälerung auf. Hierdurch kann die Abstrahlcharakteristik der Leitungen variiert und optimiert werden, je nach Anwendungsfall.
Gemäß einem weiteren Ausfuhrungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist das Entkopplungselement als leitfähiges Element mit einer quadratischen planaren Struktur ausgeführt.
Bei dem Entkopplungselement kann es sich beispielsweise um eine Metallbeschichtung auf einer Leiterplatine handeln, welche durch ein Platinenätzverfahren fotochemisch erzeugt wird. Das leitfähige Element kann aus verschiedenen Materialien oder Legierungen bestehen und kann beispielsweise auch aufgedampft, aufgeklebt, aufgedruckt oder anderweitig aufgebracht werden.
Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung weist das Entkopplungselement eine Kantenlänge im Bereich von λ/4 auf. Bei einer Frequenz von 26 GHz entspricht dies 2 bis 3 mm Kantenlänge.
Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist das Entkopplungselement flächig ausgeführt, beispielsweise in Form eines Quadrates, eines Dreiecks, eines Rechtecks oder einer anderen geometrischen Figur. Auch ist es möglich, dass das Entkopplungselement eine Aussparung aufweist, so dass es beispielsweise einen Kreisring oder den Umriss eines Quadrats ausbildet.
Die Leitungen, welche zum Einkoppeln der elektromagnetischen Signale in dem Hohlleiter ausgeführt sind, können als Mikrostrip ausgeführt sein. Das gesamte Entkopplungselement kann, ggf. zusammen mit den Leitungen, integral in einem Platinenfertigungsprozess ausgebildet werden. Hierdurch werden die Produktionskosten weitgehend minimiert.
Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist der
Hohlleiterübergang zum Einkoppeln des elektromagnetischen Sendesignals mit einer Frequenz zwischen 6 GHz und 100 GHz in dem Hohlleiter ausgeführt. Beispielsweise ist der Hohlleiterübergang für eine Frequenz von 6,3 GHz oder für eine Frequenz von 26 GHz oder für einen Frequenzbereich zwischen 77 GHz bis 80 GHz optimiert.
Natürlich kann der Hohlleiterübergang aber auch für höhere Frequenzen ausgeführt sein oder aber auch für niedrigere Frequenzen.
Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist ein Mikrowellenmodul für ein Füllstandradar angegeben, welches einen Hohlleiterübergang, wie oben beschrieben, aufweist.
Ein derartiges Mikrowellenmodul kann zusammen mit dem Hohlleiterübergang als modulares Bauteil in ein Füllstandradar eingebaut werden. Hierdurch verringert sich der Wartungsaufwand, da das Mikrowellenmodul als Gesamtbauteil ohne weiteres austauschbar ist.
Gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist ein Füllstandradar zur Bestimmung eines Füllstands in einem Tank angegeben, das Füllstandradar umfassend eine Antenne zum Aussenden und/oder Empfangen von elektromagnetischen Wellen, und einen Hohlleiterübergang, wie er oben beschrieben ist. Weiterhin ist die Verwendung eines erfindungsgemäßen Hohlleiterübergangs zur Füllstandmessung angegeben.
Weitere Ausführungsbeispiele und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Im Folgenden werden mit Verweis auf die Figuren bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung beschrieben.
Fig. 1 zeigt ein Blockschaltbild eines Mikrowellenmoduls für einen Füllstandradar.
Fig. 2 zeigt eine schematische Darstellung einer Anordnung einer in den Hohlleiter eingelegten Leiterplatte mit zwei zueinander senkrechten Polarisationsebenen.
Fig. 3 zeigt die Anordnung der Fig. 2 von der Unterseite aus gesehen.
Fig. 4 zeigt die Anordnung der Fig. 2 ohne Resonanzraumabschluss.
Fig. 5 zeigt eine schematische Darstellung eines elektrischen Feldes bei Anregung an Anschluss 106.
Fig. 6 zeigt eine schematische Darstellung der Reflexionsdämpfung, der Übertragungsfunktion und der Isolation zwischen den beiden Anschlüssen.
Fig. 7 zeigt eine schematische Darstellung einer Vorrichtung zur Entkopplung zweier Empfangssignale in einem Satelliten-LNC. Fig. 8 zeigt einen Hohlleiterübergang für ein Füllstandradar gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
Fig. 9 zeigt eine schematische Darstellung des elektrischen Feldes bei Anregung an Anschluss 106 des Hohlleiterübergangs der Fig. 8.
Fig. 10 zeigt eine schematische Darstellung des Verlaufs der Reflexionsdämpfung, der Übertragungsfunktion und der Isolation zwischen den beiden Anschlüssen des Hohlleiterübergangs der Fig. 8.
Fig. 11 zeigt ein Blockschaltbild eines Mikrowellenmoduls gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
Fig. 12 zeigt eine schematische Darstellung eines Füllstandradars gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
Die Darstellungen in den Figuren sind schematisch und nicht maßstäblich.
Detaillierte Beschreibung von exemplarischen Ausfuhrungsformen
In der folgenden Figurenbeschreibung werden für die gleichen oder ähnlichen Elemente die gleichen Bezugsziffern verwendet.
Fig. 1 zeigt eine schematische Darstellung eines Blockschaltbilds eines Mikrowellenmoduls. Das Mikrowellenmodul 100 weist einen Sendepulsoszillator
(Tx Oszillator) 101 auf. Das dort erzeugte elektromagnetische Signal wird über einen Bandpass 102 an einen Sendekoppler 103 weitergegeben. Der Sendekoppler 103 ist beispielsweise als symmetrischer oder als unsymmetrischer Hybridkoppler ausgeführt. Das Signal 1 11 durchläuft den Sendekoppler 103 bei relativ geringer Dämpfung und wird als Signal 112 an eine erste Leitung 105 weitergegeben. Die erste Leitung 105 ist zum Einkoppeln des elektromagnetischen Signals 112 in einen Hohlleiter 104 ausgeführt.
Weiterhin ist der Hybridkoppler 103 mit einer zweiten Leitung 106 verbunden, über welche ein zweites elektromagnetisches Signal 113 in den Hohlleiter 104 eingekoppelt werden kann. Das zweite elektromagnetische Signal 113 ist hierbei beispielsweise um 90° phasenverschoben zum ersten elektromagnetischen Signal 112. Durch einen symmetrischen Hybridkoppler erhält man hier eine in der Amplitude gleichmäßige Verteilung des Sendesignales auf die beiden Signale 112 und 113. Diese beiden Signale unterscheiden sich durch unterschiedliche Laufzeiten im Hybridkoppler in der Phase um 90°. Dadurch erhält man im runden Hohlleiter 104 eine zirkulär polarisierte Welle.
Der Hohlleiter 104 ist mit einem Antennensystem (nicht dargestellt in Fig. 1) verbunden, über welches ein Messpuls ausgesendet werden kann, welcher dann von dem zu messenden Gegenstand bzw. dem zu messenden Medium (bei dem es sich beispielsweise um eine Füllgutoberfläche handelt) als Empfangssignal reflektiert wird. Das Empfangssignal wird nachfolgend von dem Antennensystem wieder aufgenommen und an den Sendekoppler 103 übertragen.
Da eine einfache Reflexion an der Füllgutoberfläche die Drehrichtung der Welle von z.B. linksdrehend in rechtsdrehend ändert, werden die beiden empfangenen Signale 112 und 113 im Sendekoppler zum Signal 114 zusammengesetzt und weiter in den Samplingmischer 107 geleitet. Die Empfängerschaltung 107 bis 110 weist einen Pulsgenerator 108 und einen Bandpass 109 auf, welche ein Signal 115 an einen Sampling-Mischer 107 abgeben. Im Sampling-Mischer 107 tastet das Signal 115 das Empfangssignal 114 ab und erzeugt so ein in der Frequenz heruntergesetztes Signal 1 16, welches nachfolgend durch den Verstärker 110 verstärkt wird und am ZF -Ausgang 117 als ZF-Signal zur Auswertung und zur Bestimmung des Füllstandes zur Verfügung steht.
Da die beiden Enden der Leitungen 105, 106 aufgrund ihrer Länge im Hohlleiter 104 relativ eng zusammenkommen, ist die Entkopplung zwischen den beiden Anschlüssen der Hohlleiterübergänge relativ gering. Dies ist durch die Streufelder an den Leitungsenden bedingt, die sich überlagern. Durch diese mangelnde Entkopplung wird nun beispielsweise das an einem der beiden Anschlüsse 105, 106 angelegte Sendesignal ungewollt in beiden Polarisationsebenen im Hohlleiter 104 abgestrahlt.
Weiterhin kann insbesondere bei der Erzeugung einer zirkulären Polarisation durch ein starkes Überkoppeln vom ersten zum zweiten Leitungsende ein großes Lecksignal entstehen, welches zu Mehrfachreflexionen zwischen Sender, Antenne und Empfänger führt, wodurch die Messempfindlichkeit im Nahbereich stark abfällt.
Fig. 2 zeigt eine schematische Darstellung einer in den Hohlleiter 201, 203 eingelegten Leiterplatte mit zwei zueinander senkrechten Polarisationsebenen. An die Anschlüsse 105, 106 werden z. B. Mikrowellenquellen oder der Empfanger angeschlossen. Auf der Oberseite der Leiterplatte 204 ist der Hohlleiter 201 mit einem Resonanzraum 202, 203 abgeschlossen.
Fig. 3 zeigt die Anordnung der Fig. 2 von der Unterseite aus gesehen mit dem Hohlleiteranschluss 201. Der Hohlleiteranschluss 201 ist hierbei derart ausgeführt, dass er an einen entsprechenden Hohlleiter angeschlossen werden kann, so dass die eingekoppelten elektromagnetischen Signale in dem angeschlossenen Hohlleiter übertragen werden können.
Fig. 4 zeigt eine schematische Darstellung des inneren Aufbaus der in den Fig. 2 und 3 dargestellten Anordnung. Die Leitungsenden der Leitungen 105, 106 ragen als Strahlerelemente in den Hohlleiter 201 und den Resonanzraum 203 hinein. Dabei können die in den Hohlleiter / Resonanzraum 201, 203 hineinragenden Enden eine Verbreiterung oder aber, wie dargestellt, eine Verschmälerung aufweisen.
Das abgestrahlte Signal am von Anschluss 105 stammenden Leitungsende 401 wird nun an dem von Anschluss 106 stammenden Leitungsende 402 aufgenommen und am Anschluss 106 als ungewolltes Lecksignal abgegriffen.
Fig. 5 zeigt eine schematische Darstellung eines elektrischen Feldverlaufs bei
Anregung am Anschluss 106. Am Ende der in den Hohlleiter ragenden Leitung 106 zeigt sich deutlich, wie sich das Feld auch zum Anschluss 105 (bzw. seinem Ende 401) hin ausbreitet.
Fig. 6 zeigt eine schematische Darstellung des Verlaufs der Reflexionsdämpfung 11 am Anschluss 105, die Übertragungsfunktion von Anschluss 105 zum Hohlleiterende 401 (Bezugszeichen 31) und die Isolation 21 zwischen Anschluss 105 zum Anschluss 106.
Die horizontale Achse 601 gibt die Frequenz wieder und reicht von 18 GHz bis 34 GHz. Die vertikale Achse 602 gibt die Dämpfung wieder und reicht von 0 dB bis -40 dB. Fig. 7 zeigt eine schematische Darstellung eines Satelliten-LNCs, mit Leitungen 702, 703 zum Auskoppeln des Empfangssignals aus dem Hohlleiter 708. Zum Entkoppeln der beiden Polarisationsebenen ist ein Resonator 701 zwischen den beiden in den Hohlleiter 708 hineinragenden Leitungsenden 702, 703 vorgesehen. Die beiden Empfangssignale werden nachfolgend in den entsprechenden Verstärkern 704, 705 verstärkt und als horizontale Polarisationssignale 706 bzw. vertikale Polarisationssignale 707 weitergeleitet.
Der in Fig. 7 dargestellte Satelliten-LNC ist nicht zum Einkoppeln von elektromagnetischen Signalen von den Leitungen 702, 703 in den Hohlleiter 708 ausgeführt.
Fig. 8 zeigt eine schematische Darstellung eines Entkopplungselements, welches in einem erfindungsgemäßen Hohlleiterübergang 800 integriert ist. Es ist hierbei zu beachten, dass der hintere Deckel 202, welcher als Abschluss des Resonanzraums dient, zur besseren Darstellung weggelassen ist.
Das Entkopplungselement 801 ist in der Mitte des Hohlleiters 201, 203 als quadratische planare Struktur aufgebracht, welche aber keine leitende Verbindung zu den in den Hohlleiter 201 , 203 ragenden Leitungsenden 401 , 402 aufweist. Die
Kantenlänge liegt beispielsweise im Bereich von λ/4. Bei einer Arbeitsfrequenz von 26 GHz liegt die Kantenlänge somit im Bereich zwischen 2 und 3 mm. Bei höheren Frequenzen bzw. niedrigeren Frequenzen ergeben sich entsprechend kleinere bzw. größere Kantenlängen.
Durch das erfindungsgemäße Entkoppelelement 801 kann sich das Streufeld um das Leitungsende 401 oder 402 in Richtung des jeweils anderen Leitungsendes reduzieren und es kommt somit zu einer wesentlich schwächeren Kopplung zwischen den beiden Polarisationsebenen. Somit kann das normalerweise relativ große Lecksignal, welches durch das Überkoppeln von einem Leitungsende zum anderen auftritt, deutlich reduziert werden. Durch dieses wesentlich kleinere Lecksignal steigt die Empfindlichkeit im Nahbereich des Sensors. Des weiteren kann sich das elektrische Feld schon im Bereich der Leitungsenden wesentlich besser ausprägen, was auch die Reflexionsdämpfung und die Durchgangsdämpfung erheblich verbessern kann.
Fig. 9 zeigt eine schematische Darstellung des Verlaufs des elektromagnetischen Feldes. Wie aus Fig. 9 ersichtlich, ist das resultierende elektromagnetische Feld im Bereich der Einkopplung wesentlich gleichmäßiger ausgeformt, was sich günstig auf die Übertragungsqualität des Hohlleiterübergangs auswirken kann.
Fig. 10 zeigt schematisch den Verlauf der Reflexionsdämpfung 11 am Anschluss 105, die Übertragungsfunktion von Anschluss 105 zum Hohlleiterende 401
(Bezugszeichen 31) und die Isolation 21 zwischen dem Anschluss 105 hin zum Anschluss 106.
Die horizontale Achse 101 stellt hierbei die Frequenz dar und reicht von 18 GHz bis 34 GHz. Die vertikale Achse 1002 stellt die Dämpfung in Dezibel (dB) dar und reicht von 0 dB bis 40 dB.
In der unten dargestellten Tabelle sind die Ergebnisse bisheriger einfacher Einkopplungen und Einkopplungen mit einem Entkoppelelement gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung im Frequenzbereich zwischen 25 GHz und 27 GHz gegenübergestellt. Wie aus Tabelle 1 ersichtlich, zeigt sich eine deutlich verbesserte Entkopplung und eine wesentlich bessere Reflexionsdämpfung am Anschluss 105. Bei den in Tabelle 1 dargestellten Werten handelt es sich um eine Simulation.
Figure imgf000016_0001
Tabelle 1
Fig. 11 zeigt ein Blockschaltbild eines Mikrowellenmoduls 1100 für einen Füllstandradarsensor mit oben beschriebenem Übergang von einer Mikrostripleitung auf einen Hohlleiter gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Neben einer Sendeeinheit 101, 102 und einer Empfangseinheit 107 bis 110 weist das Mikrowellenmodul 1100 einen Hybridkoppler 103 und Leitungen 105, 106 auf, welche zum Einkoppeln der elektromagnetischen Signale in den Hohlleiter 104 ausgeführt sind.
Weiterhin weist das erfindungsgemäße Mikrowellenmodul ein Entkopplungselement 801 auf, welches integral in einem Platinenfertigungsprozess gefertigt sein kann, und welches zum Reduzieren eines Lecksignals von der ersten Leitung 105 zur zweiten Leitung 106 ausgeführt ist. Hierbei ist das Entkopplungselement 801 von der ersten Leitung 105 und der zweiten Leitung 106 elektrisch isoliert.
Fig. 12 zeigt eine schematische Darstellung eines Füllstandradars gemäß einem weiteren Ausfuhrungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
Das Füllstandradar 1200 weist hierbei eine Signalgeneratoreinheit 101, 102, einen Sendekoppler 103 und eine Empfängerschaltung 107 bis 110 (siehe Fig. 1) auf. Weiterhin ist eine Antennenvorrichtung 1201 mit einer zirkulären Hohlleitereinkopplung 800 vorgesehen. Die Erfindung beschränkt sich in ihrer Ausführung nicht auf die in den Figuren dargestellten bevorzugten Ausfuhrungsformen. Vielmehr ist eine Vielzahl von Varianten denkbar, welche von der dargestellten Lösung und dem erfindungsgemäßen Prinzip auch bei grundsätzlich anders gearteten Ausführungsformen Gebrauch macht.
Ergänzend sei daraufhingewiesen, dass „umfassend" keine anderen Elemente oder Schritte ausschließt und „eine" oder „ein" keine Vielzahl ausschließt. Ferner sei darauf hingewiesen, dass Merkmale oder Schritte, die mit Verweis auf eines der obigen Ausfuhrungsbeispiele beschrieben worden sind, auch in Kombination mit anderen Merkmalen oder Schritten anderer oben beschriebener Ausfuhrungsbeispiele verwendet werden können. Bezugszeichen in den Ansprüchen sind nicht als Einschränkung anzusehen.

Claims

P a t e n t a n s p r fl c h e
1. Hohlleiterübergang für ein Füllstandradar, der Hohlleiterübergang (800) umfassend: eine erste Leitung (105) und eine zweite Leitung (106) zum Einkoppeln eines elektromagnetischen Sendesignals in einen Hohlleiter; ein Entkopplungselement (801) zum Reduzieren eines Überkoppelns von der ersten Leitung (105) zur zweiten Leitung (106); wobei das Entkopplungselement (801) von der ersten Leitung (105) und der zweiten Leitung (106) isoliert ist.
2. Hohlleiterübergang nach Anspruch 1, weiterhin umfassend: einen Hohlleiteranschluss (201) zum Anschließen eines Hohlleiters.
3. Hohlleiterübergang nach Anspruch 1 oder 2, weiterhin umfassend: einen Resonanzraum (202, 203) zum Abschließen des Hohlleiters (201).
4. Hohlleiterübergang nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die beiden Leitungen (105, 106) in den Hohlleiter (201) und den
Resonanzraum (202, 203) hineinragen.
5. Hohlleiterübergang nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Hohlleiterübergang zum Erzeugen eines elektromagnetischen Sendesignals mit zwei Polarisationsebenen ausgeführt ist; und wobei die beiden Leitungen (105, 106) einen Winkel von 90 Grad zueinander aufweisen.
6. Hohlleiterübergang nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei ein erstes Ende der ersten Leitung (105) und ein zweites Ende der zweiten Leitung (106) jeweils eine Verbreiterung oder eine Verschmälerung aufweisen.
7. Hohlleiterübergang nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das Entkopplungselement (801) als leitfähiges Element mit einer quadratischen planaren Struktur ausgeführt ist.
8. Hohlleiterübergang nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das Entkopplungselement (801) eine Kantenlänge im Bereich von λ/4 aufweist.
9. Hohlleiterübergang nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das Entkopplungselement (801) flächig ausgeführt ist oder eine
Aussparung aufweist.
10. Hohlleiterübergang nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Leitungen (105, 106) als Mikrostrip ausgeführt sind.
1 1. Hohlleiterübergang nach einem der vorhergehenden Ansprüche, weiterhin umfassend: ein Platinensubstrat; wobei das Entkopplungselement (801) integral in einem Platinenfertigungsprozess das Platinensubstrats gefertigt ist.
12. Hohlleiterübergang nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Hohlleiterübergang (800) zum Einkoppeln des elektromagnetischen Sendesignals mit einer Frequenz zwischen 6 Gigahertz und 100 Gigahertz in den Hohlleiter (103) ausgeführt ist, insbesondere mit einer Frequenz von 6,3 Gigahertz oder mit 26 Gigahertz oder zwischen 77 Gigahertz und 80 Gigahertz.
13. Mikrowellenmodul (1100) für einen Füllstandradar mit einem Hohlleiterübergang nach einem der vorhergehenden Ansprüche.
14. Füllstandradar (1200) zur Bestimmung eines Füllstands in einem Tank, das Füllstandradar (1200) umfassend: eine Antenne (1201) zum Aussenden und / oder Empfangen von elektromagnetischen Wellen; und einen Hohlleiterübergang (801) nach einem der Ansprüche 1 bis 12.
15. Verwendung eines Hohlleiterübergangs (801) nach einem der Ansprüche 1 bis 12 zur Füllstandmessung.
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