WO2006032740A1 - Procede de traitement de donnees par passage entre domaines differents de sous-bandes - Google Patents

Procede de traitement de donnees par passage entre domaines differents de sous-bandes Download PDF

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WO2006032740A1
WO2006032740A1 PCT/FR2005/002127 FR2005002127W WO2006032740A1 WO 2006032740 A1 WO2006032740 A1 WO 2006032740A1 FR 2005002127 W FR2005002127 W FR 2005002127W WO 2006032740 A1 WO2006032740 A1 WO 2006032740A1
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WO
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vector
matrix
filters
synthesis
analysis
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Application number
PCT/FR2005/002127
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English (en)
Inventor
Abdellatif Benjelloun Touimi
Original Assignee
France Telecom
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Publication date
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    • G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
    • G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
    • G10L19/00—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis
    • G10L19/02—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis using spectral analysis, e.g. transform vocoders or subband vocoders
    • G10L19/0204—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis using spectral analysis, e.g. transform vocoders or subband vocoders using subband decomposition
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    • G10L19/04—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis using predictive techniques
    • G10L19/16—Vocoder architecture
    • G10L19/173—Transcoding, i.e. converting between two coded representations avoiding cascaded coding-decoding

Definitions

  • the present invention relates to data processing by passing between different subband domains, including, but not exclusively, for transcoding between two types of compression coding / decoding.
  • One of the main problems due to the heterogeneity of terminals concerns the diversity of coding formats that they are able to interpret.
  • One possible solution would be to recover the capabilities of the terminal before delivering the content in a compatible format. This solution may be more or less effective depending on the delivery scenario of the multimedia content considered
  • transcoding or changing the encoding format
  • This operation can take place at different levels of the transmission chain. It can intervene at the server to change the format of content previously stored for example in a database, or intervene in a gateway in the network, or other.
  • a common and straightforward method of transcoding is to decode the content and recode it to obtain a representation in the new encoding format.
  • This method generally has the drawbacks of using a large computing power, of increasing the algorithmic delay due to the processing and sometimes of adding further degradation of the perceptual quality of the multimedia signal. These settings are very important in multimedia applications. Their improvement
  • This type of transcoding consists in performing a partial decoding, as minimal as possible, of the initial coding format to extract the parameters allowing the reconstruction of the new coding format.
  • the success of this process It is therefore able to reduce algorithmic complexity and delay and to maintain or even increase perceptual quality.
  • audio transcoding is a definition of audio transcoding and the main problems that arise after a brief review of the principles of perceptual audio coding in subbands.
  • audio coders can be manufacturer-specific (or "proprietary"), or standardized by decision of international organizations. In addition, they all have a common basic structure and are based on the same principles.
  • the basic principle of perceptual frequency audio coding is to reduce the flow of information by exploiting the properties of the human hearing system.
  • the irrelevant components of the audio signal are eliminated.
  • This operation uses the phenomenon called "masking". Since the description of this masking effect is mainly in the frequency domain, the representation of the signal is carried out in the frequency domain.
  • FIG. 2a the input digital audio signal Se is first decomposed by an analysis filter bank 20.
  • the resulting spectral components are then quantized and then coded by the module 22.
  • Quantization uses the result of a perceptual model 24 so that the noise that results from the treatment is inaudible.
  • a multiplexing of the different coded parameters is performed by the module 26 and an audio frame Sc is thus constructed.
  • the decoding is done in a dual manner. After demultiplexing the audio frame by the module 21, the various parameters are decoded and the spectral components of the signal are de-quantized by the module 23.
  • the temporal audio signal is reconstituted by the synthesis filterbank 25.
  • the first stage of any perceptual audio coding system therefore consists of an analysis filter bank 20 used for the time / frequency transformation.
  • filter banks and transforms have been developed and exploited in audio coders.
  • pseudo-QMF filter banks, hybrid filter banks, and MDCT transform banks can be mentioned.
  • the MDCT transform is currently proving to be the most effective in this context. It is the basis of the latest and most advanced audio coding algorithms such as those used for MPEG-4 AAC, TwinVQ and BSAC, Dolby AC-3, in the TDAC encoder / decoder (for "rhyme Domain Aliasing Canceling"). ) of France Telecom, in ITU-T G.722.1.
  • Modulated cosine filter banks orthogonal transforms (or "LOT" for "Lapped Orthogonal Transform ") and more generally for the banks of maximum decimation filters, that is to say to critical sampling.
  • Critical sampling property for a filter bank is that the subsampling / oversampling factor is equal to the number of subbands.
  • FIGS. 3a and 3b respectively illustrate the conventional transcoding and intelligent transcoding schemes in a communication chain, between a coder CO1 according to a first coding format and a decoder DEC2 according to a second coding format.
  • conventional transcoding it is a question of carrying out a complete decoding operation by the decoder module DECl according to the first format (FIG. 3a), followed by recoding by the encoder module C02 according to the second format, to finally arrive at the second coding format.
  • FIG. 4 shows the details of the operations that are merged by the implementation of intelligent transcoding. It mainly involves integrating the functional blocks of the synthesis filter banks BS1 and the BA2 analysis filter banks of the conventional transcoding into a system for direct conversion between subband domains in the module 31.
  • Table 1 gives a summary of the types of filter banks used in the most well-known transform audio coders, as well as their characteristics. As can be seen, in addition to the MDCT transform which is the most used, there are Pseudo-QMF benches. Moreover, they are all part of the family of maximum decimation banks and modulated cosines verifying exactly or almost the perfect reconstruction property.
  • Table 1 The most used filter banks in audio coding and their characteristics.
  • Table 2 below shows some types of subband coding in Table 1, detailing some of their applications.
  • Table 2 Examples of subband coders for audio and speech signals and some examples of their main applications.
  • US-6,134,523 discloses a rate reduction method in the coded domain for audio coded in MPEG-I Layer I or II signals. Although this method is similar to audio transcoding methods, it does not make any change between coding formats and the signals of the subbands remain in the representation of the same transformed domain, namely the representation of the pseudo filter bank. QMF. Here, the signals are simply re-quantized according to a new bit allocation. Moreover, in US-2003/0149559, a method is proposed for reducing the complexity of the psycho ⁇ acoustic model during a transcoding operation.
  • the new system uses values stored in a database of distortion jigs. Even if this method deals with a problem of transcoding, it remains far from the objectives relative to the passage between filter bank domains.
  • This technique of the prior art can be applied only for this particular case of transcoding. • This technique does not really treat a conversion to a different new subband field. It's just a matter of cascading a new Missing analysis filter bank, which allows to increase the frequency resolution.
  • TDF Tranform Domain Filtering
  • TDRT Transform-Domain Resolution Translation
  • DCT for "Discrete Cosine Transform”
  • MLT Modulated Lapped Transform
  • This publication discloses an efficient structure for implementing a synthesis filter bank system, at L sub-bands, followed by an M sub-band analysis filter bank, where M and L are multiple. one of the other.
  • This structure is effective for implementation in VLSI ("Very Large Scale Integration") or FPGA ("Field Programmable Gate Array”) or parallel processors. It requires fewer logic blocks, low power consumption and allows the degree of parallelism to be extended.
  • the proposed method is applicable in situations where subband-based processing follows another subband treatment and where the synthesized intermediate signal is not needed.
  • TDM to FDM trans-multiplexing for "Time Domain Multiplexing” to "Frequency Domain Multiplexing"
  • a synthesis filter bank is used to reconstruct the interleaved time signals (that is to say perform the operation of reverse multiplexing from FDM to TDM).
  • an analysis filter bank is used to reconstruct the interleaved time signals (that is to say perform the operation of reverse multiplexing from FDM to TDM).
  • the structure of the TDM->FDM-> TDM system thus amounts to a cascading of a synthesis filter bank and an analysis filter bank, which corresponds to what is also used in a system. conventional transcoding.
  • the problem generally posed in these trans-multiplexing systems is to reconstruct the original signals without distortions after the TDM->FDM-> TDM operation.
  • the present invention improves the situation with respect to the state of the art presented above.
  • the present invention proposes in particular, but not exclusively, as will be seen below, a transcoding of a first type of coding, any, to a second type of coding, any.
  • the respective numbers of M and Z sub-bands are any natural numbers and are not necessarily linked by a proportionality relation, in the most general case.
  • the method in the sense of the invention can advantageously be applied to the transcoding of a first type of encoding / decoding in compression to at least a second type of encoding / decoding in compression.
  • This application typically consists in compacting in the same treatment the following steps:
  • the present invention also relates to a computer program product, intended to be stored in a memory of a device in a communication network, such as a server, a gateway, or a terminal, and then including instructions for the implementation of of all or part of the process according to the invention.
  • the present invention also relates to equipment such as a server, a gateway, or a terminal for a communication network, and comprising computer resources for implementing the method according to the invention.
  • FIGS. 2a and 2b showing the block diagrams of a perceptual frequency audio compression system, respectively to coding and decoding
  • FIGS. 3a and 3b schematically illustrating communication channels using transcoding. conventional and intelligent transcoding, respectively, and
  • FIG. 4 represents the block diagrams illustrating the conventional transcoding (upper part of the figure) and the intelligent transcoding (lower part of the figure), described above,
  • FIGS. 5a and 5b schematically represent the block diagrams defining the equivalence between the synthesis of the temporal signal and then the analysis with a new bank of filters (FIG. 5a) and the direct conversion between two domains of the subbands (FIG. 5b).
  • FIG. 6 illustrates a representation in multi -addition blocks of the conventional conversion between subband domains
  • FIG. 7 is a multi-layer representation of the sub-domain domain conversion system, in the sense of the invention
  • FIG. 8 schematically summarizes the filtering method in a conversion system, within the meaning of 1'invention
  • FIG. 14 is a representation of the conversion system in the case M ⁇ pL as an LPTV system, with an input rate different from the output rate
  • FIG. 15 is a representation of the conversion system within the meaning of the invention, as an LPTV system, in the general case where M and L are not linked by a particular relationship of proportionality,
  • FIG. 18 illustrates the conversion system. within the meaning of the invention in an embodiment corresponding to an OLA recovery transform and addition for an efficient implementation allowing on-the-fly processing, in the particular case MPL
  • FIG. conversion in the sense of the invention in an embodiment corresponding to a transformation and an addition with OLA overlay for efficient implementation allowing on-the-fly processing in the case by Particularly, FIG. 20a and 20b respectively illustrate a combination filtering with a conversion between domains of FIG. sub-bands, and an equivalent overall system, within the meaning of the invention
  • FIGS. 21a and 21b illustrate the combination of a sampling frequency change (or "resampling") with a conversion between subband domains, conventional and in the sense of the invention, respectively
  • FIG. is a representation in multiple-frame blocks of the conversion system within the meaning of the invention between subband domains combined with re-sampling
  • FIG. 23 represents the system within the meaning of the invention as an LPTV system applied to a combined conversion with a re-sampling
  • FIG. 24 represents a preferred embodiment corresponding to an OLA recovery transform and addition for efficient implementation allowing on-the-fly processing of the conversion system of FIG. 23
  • FIG. 25 represents a transcoding occurring in a gateway GW of a communication network, for a possible application of the present invention
  • - 27 is a table showing the parameters of the conversion system within the meaning of the invention for particular cases of encoding formats.
  • the method of converting between subband domains is described below in a general discussion of the invention.
  • the L-band synthesis bench used by a first compression coding system and defined by its filters, denoted by F ⁇ . (Z), O ⁇ k ⁇ LX, and the M band analysis filter bank are considered.
  • F ⁇ . (Z) The L-band synthesis bench used by a first compression coding system and defined by its filters, denoted by F ⁇ . (Z), O ⁇ k ⁇ LX, and the M band analysis filter bank are considered.
  • a second compression system and defined by its filters, noted
  • the signal vectors of the subbands representing the signal respectively in the areas of the first and second bank of filters.
  • FIG. 5b The principle of conversion between domains of the subbands is illustrated by Figures 5a and 5b. It is a question of finding a conversion system 51 (FIG. 5b) between the vectors of the subband signals, X ( ⁇ ) and Y ( ⁇ ), equivalent to a cascading of the synthesis bench BS1 and the bank of BA2 analysis (FIG. 5a).
  • the objective is to merge certain mathematical calculation operations between these two banks of filters to reduce the algorithmic complexity (that is to say the number of calculation operations and the required memory). Another objective is therefore to minimize the algorithmic delay introduced by this transformation.
  • FIG. 5a By using multi-layer blocks, the diagram of FIG. 5a can be represented by that of FIG. 6, on which an analysis filter bank follows a synthesis filter bank.
  • the synthesis filter bank subbands Z is conventionally compound in each subband k r O ⁇ k ⁇ Li, an upsampling operation by "a factor L followed by a filtering synthesis filter
  • the subband signal corresponding to the kth component of the input vector X (z) is therefore first oversampled and then filtered by the filter F 1 ⁇ z).
  • X (z) synthesized at the output of this synthesis bank is then obtained by summing the results of these filterings for Q ⁇ k ⁇ Ll.
  • This time signal then constitutes the input of the analysis bank to M subbands. It undergoes on each sub-band n, 0 ⁇ n ⁇ Ml, a filtering by the analysis filter, H M (z), followed by a subsampling operation of factor M. It then obtains at the output of this bench analysis a vector of sub-band signals, size M, shown in the domain of the z-transform Y (z) • synthesis of a time signal is therefore generally necessary in this conventional conversion system, unlike to the conversion system within the meaning of the invention which is described below.
  • V (z) T (z) U (z) (4)
  • the conversion matrix T (z) is of size KxK. Its expression is given by: (5) where v (z) is the matrix of size p ⁇ xp 2 whose elements are defined as follows:
  • the operation ® designates the Kronecker product such as:
  • ⁇ K denotes the decimation by a factor K, corresponding to a subsampling where only one sample is selected from K samples.
  • the conversion system can be schematized as shown in FIG. 7, which shows that the system is advantageously a so-called “linear periodically variable time” (LPTV) system, as will be seen later.
  • LPTV linear periodically variable time
  • the input block 71 consisting of the advance P2 ⁇ x and the delay chain, followed by the decimation 72_p 2 -l to 72_0 by a factor p 2 , can be interpreted as a mechanism of blocking each succession of p 2 input vectors, denoted by X ["], into a single vector U [fc], of size K.
  • This latter vector U [A:] is then applied to the filtering matrix T (z) (module 74) and the result is a vector V [A:], of the same size as the vector U [A:].
  • the notation X ()) simply relates to the expression of the vector X according to its transform in z, while the notation X ["] relates to the expression of the vector X in the time domain, conventionally for the skilled person.
  • the last block 73_pi-1 to 73_0 of FIG. 7 finally makes it possible to put in series the successive p ⁇ sub-vectors, each of size M, of the vector V [A:] to have as output the vectors Y [V].
  • FIG. 7 The input and output blocks of FIG. 7 are finally little different from the blocking mechanisms 81 and then series-linking mechanisms 82, respectively, of FIG. 8 which summarizes the main steps of the method within the meaning of the invention.
  • the conversion system within the meaning of the invention is minimal delay.
  • the element filters of the matrix T (z), are all causal if and only if: e mm ⁇ K- ⁇ , - (11)
  • Conversion systems within the meaning of the invention can therefore be constructed with different delays and by making different choices on the parameters a and b, but provided that the inequality (12) is preferentially satisfied.
  • the parameters a and b can therefore be seen as setting parameters for acting on the algorithmic delay introduced by the conversion system between subband domains.
  • v (z) is the matrix whose elements are defined as follows: (17)
  • the relation (16) is therefore the general formula of the conversion matrix T (z), which makes it possible to minimize the algorithmic delay introduced by the conversion system within the meaning of the invention.
  • polyphase components considered in relation (18) correspond to a type decomposition 1 to the order K 1 as described for example in the aforementioned reference:
  • the polyphase components G r n! C (z) (with Q ⁇ r ⁇ Kl) can be determined directly if the synthesis filters and the analysis filters have finite impulse responses (or "FIR"). In the case where one or both banks of filters use recursive filters (with infinite impulse responses or 11 IIR "), the produced filters G nt (z) are also infinite impulse responses.
  • the general procedure for such a decomposition is given in Annex A, "Polyphase decomposition of recursive filters", reference:
  • the conversion matrix in this case is of size MxM and is written as follows:
  • This matrix is therefore the line vector consisting respectively of polyphase components of general index (pk) L1 (where O ⁇ k ⁇ pl), following a type 1 decomposition to order M, of the matrix g (z ), synthesis filter products and analysis.
  • the notation G r mJ (z) (with O ⁇ r ⁇ M-1) refers to the polyphase component of general index r of the filter G mJ (z), resulting from a decomposition to the order M.
  • the conversion matrix in this case is of size LxL and is written as follows:
  • This matrix is therefore the column vector consisting respectively of polyphase components of general index (k + 1) M1 (with O ⁇ k ⁇ p-1), following a type 1 decomposition at order L, of the matrix g ( z), synthesis filter products and analysis.
  • the notation G r tl (z) (with O ⁇ r ⁇ X-1) indicates the polyphase component of general index r of the filter G ⁇ z), resulting from a decomposition to the order L.
  • FIG. 11 The diagram of the conversion system is given in this case in FIG. 11 in multi-layer representation and in FIG. 12 illustrating the main steps of the filtering method in this particular case where L ⁇ pM.
  • This conversion system can be seen as a system
  • the input rate of this system is f -pf s and the output rate is f ⁇ .
  • the transfer matrices A k (z) operate at the sampling frequency / et and the system operates globally as if a switch 140 (FIG. 14), at the input of the system, was flipping in a circular manner to this same frequency f s , from one input of a matrix block A A (z) to the other.
  • the output of the conversion system Y [ w ] 'at the instant nT Si is equal to the sum of the outputs of the ⁇ ⁇ z ) (with O ⁇ k ⁇ p-1), each fed by, at the respective moments:
  • the two switches 151 and 152 shown respectively at the input and the output of the structure of FIG. 15 operate with a frequency - which is also
  • the input rate of this system is / ⁇ and the output rate is f s , allowing processing of the input data, on the fly, by the conversion system within the meaning of the invention.
  • the conversion matrix T (z) is expressed as follows:
  • P n are matrices of size KxK, and N corresponds to the maximum of the lengths of the filters T ffl / (z), elements of T (z).
  • the system can therefore be constructed by a matrix transform P, followed by a recovery addition operation.
  • This implementation is similar to the synthesis part of an overlapping transform "LT" (for "Lapped Transform"), as described in particular in: “Signal Processing with Lapped Transform", HS Malvar, Artech House, Inc. 1992 .
  • the method presented below provides a parallelism in the treatment and efficient use of IT resources (-logi-cial-matéxiis ⁇ re or ⁇ s) for the implementation of the process. It is therefore a presently preferred embodiment at least in the case of finite impulse response filter banks.
  • each transfer matrix A , (z) contains filters of identical lengths and which depend on the value of e ij , then the corresponding matrix B (J) also depends on e ij.
  • the matrices B / contain zero sub-matrices. and their forms are given as follows: o If 0 ⁇ e ij ⁇ r 0 -l then:
  • the null blocks of the matrices B / y allow a reduction of calculation during a transformation of an input vector by this matrix.
  • Addition with cover 2.c step is done on vectors • NM length with a covering (NI) M elements.
  • the output Y ["] of the conversion system corresponds to the result of the overlap addition on the sum vectors resulting from step 3.
  • This matrix has the following form:
  • Each new input vector X [&] is oriented to the common memory of all the subsystems characterized by the transfer matrices A,. (Z), with 0 ⁇ i ⁇ p-1.
  • the filter bank is characterized by the fact that the analysis and synthesis filters are obtained by a cosine modulation of a low-pass protector filter.
  • Equations (57), (58) and the above conditions make it possible to fully characterize a modulated cosine filter bank with perfect reconstruction.
  • modulated cosine filter banks with perfect reconstruction are the basis of all the filter banks of the current audio coders. Even the pseudo-QMF filter bank of the MPEG-1/2 layer I & II coders can be associated with this category, it being understood that the prototype filter is sufficiently well designed to consider that the perfect reconstruction is satisfied.
  • the latter can be considered as an MLT transform (for "Modulated Lapped Transform") also known as MDCT (for "Modified DCT”).
  • MDCT Modulated DCT
  • This transform is used in most coders current frequency audio (MPEG-2/4 AAC, PAC, MSAudio, TDAC, etc.).
  • the window must check the condition of symmetry: and complementarity in power: .
  • This window choice is used in TDAC and G.722.1 encoders.
  • Another choice is to take a window derived from the Kaiser-Bessel window (or "KBD") as in the case of MPEG-4 AAC, BSAC, Twin VQ and AC-3 encoders.
  • the values provided in the MPEG-I Audio Layer I-II standard correspond to the window (-1) h (2lM + j), with 0 ⁇ j ⁇ 2M ⁇ l and 0 ⁇ / ⁇ m-1.
  • HRTF filters Head Related Trasfert Functions
  • FIG. 5a With respect to the block diagram of FIG. 5a, it is a matter of introducing a filter S (z) between the two banks of synthesis and analysis filters and of finding an equivalent system.
  • the block diagrams are shown in FIGS. 20a and 20b.
  • the conversion system combined with the filtering can be modeled by the same type of scheme as that shown in FIG. 5b. However, it is characterized by the new filter matrix T (z) defined by:
  • the filter S FB (z) is a low pass filter of standardized cutoff frequency and gain in bandwidth Q.
  • the conversion system combined with the sampling rate change can be modeled by the scheme of Figure 22. It is characterized by the filter matrix T (z) of size q x Mx.q 2 L, defined as follows:
  • g (z) is the matrix of size MxL whose elements are given by: (69) and v (z) is the matrix whose elements are defined as follows: (70) also respecting the following relation: (71)
  • G nk [z) is interpreted as the result of the convolution of the filter H n (z) oversampled by a factor R, the filter S P ⁇ (z) and the filter F 4 (z ) oversampled by a Q factor.
  • the system according to FIG. 23 operates with the matrices A / y (2) such that:
  • matrices B 011 are of size MxL
  • the following definition of matrices B 1 as shown in FIG. 24 can be given as follows:
  • the present invention provides a generic solution for converting a representation of a signal from one subband (or transform) domain to another.
  • the method is preferably applied in the context where the banks of filters used by the two compression systems are maximum decimation, as has been seen above.
  • the described embodiments may be provided for all transform or subband coders of multimedia signals, especially those used in video, picture, speech coding, or other.
  • These embodiments can also be implemented in any device having a cascade of a synthesis bench and an analysis bench, in particular in the following examples: • Improvement of the quality of the speech in sub-bands followed echo cancellation in sub-bands and vice versa.
  • transcoding can occur at different points in the transmission chain. In the following, we distinguish some possible case.
  • the transcoding mechanism TRANS is advantageous in a gateway GW in the network RES of transmission of the audio content coming from a server SER and destined for a first terminal TER1, equipped with a decoder DECl and another terminal TER2. equipped with another decoder DEC2, as shown in Figure 25.
  • transcoding TRANS FOG. 26
  • Terminal capacity information was previously received and analyzed by the SER server.
  • the audio content is stored in a given encoding format. It is transcoded in real time to be compatible with the terminal at every request of a user before being downloaded.
  • the terminals involved may have different capabilities in terms of coders / decoders.
  • transcoding can occur at the bridge.
  • Table 3 below now shows some possible transcoding, advantageous, between audio coding formats according to the fields of application.
  • Table 3 Examples of some interesting types of transcodings and their areas of application.
  • FIG. 27 then indicates the parameters of the conversion system within the meaning of the invention for these particular cases of coding formats.

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Abstract

L'invention concerne le traitement de données par passage entre domaines différents de sous-bandes, d'un premier nombre L vers un second nombre M de composantes en sous- bandes. Après détermination d'un troisième nombre K, plus petit commun multiple entre le premier nombre L et le second nombre M : a) si K est différent de L, on met en blocs, par une conversion série/parallèle, un vecteur d'entrée X(z) pour obtenir p2 vecteurs composantes polyphasées (p2=K/L), b) on applique un filtrage par une matrice carrée T(z) de dimensions KxK, aux p2 vecteurs composantes polyphasées pour obtenir px vecteurs composantes polyphasées destinés à former un vecteur de sortie Y(z)/ avec p1=K/M , et c) si le troisième nombre K est différent du second nombre M , on prévoit une mise en blocs par une conversion parallèle/série pour obtenir le vecteur de sortie Y(z).

Description

Procédé de traitement de données par passage entre domaines différents de sous-bandes
La présente invention concerne le traitement de données par passage entre domaines différents de sous-bandes, notamment, mais aucunement exclusivement, pour le transcodage entre deux types de codage/décodage en compression.
Des développements récents sur les formats de codage numérique des signaux multimédia permettent aujourd'hui des taux de compression importants. En outre, l'augmentation des capacités des réseaux de transport et d'accès assure maintenant une utilisation courante par le grand public de contenus multimédias numériques (parole, audio, image, vidéo et autre) . La consommation de ce contenu se fait sur divers types de terminaux (ordinateurs, terminaux mobiles, assistants personnels (PDA), terminaux décodeurs de télévision ("Set-Top-Box") , ou autres) et via différents types de réseau (IP, ADSL, DVB, UMTS, ou autres) . Cet accès au contenu multimédia par l'utilisateur doit se faire de manière transparente sur ces différents terminaux et à travers ces différents réseaux. On parle alors "d'accès universel au contenu multimédia" ou "UMA" pour "Universal Multimédia Access", dont une illustration schématique est représentée sur la figure 1.
L'un des principaux problèmes dus à l'hétérogénéité des terminaux concerne la diversité des formats de codage qu'ils sont capables d'interpréter. Une solution possible serait de récupérer les capacités du terminal avant de délivrer le contenu dans un format compatible. Cette solution peut s'avérer plus ou moins efficace selon le scénario de délivrance du contenu multimédia considéré
(téléchargement, streaming ou diffusion) . Elle devient inapplicable dans certains cas, comme pour la diffusion
(ou "broadcasting") ou pour le streaming en mode multicast. La notion de transcodage (ou de changement de format de codage) s'avère donc importante. Cette opération peut intervenir à différents niveaux de la chaîne de transmission. Elle peut intervenir au niveau du serveur pour changer le format du contenu préalablement stocké par exemple dans une base de données, ou encore intervenir dans une passerelle dans le réseau, ou autre.
Un procédé direct et habituel du transcodage consiste à décoder le contenu et à le recoder pour obtenir une représentation dans le nouveau format de codage. Ce procédé a généralement les inconvénients d'utiliser une puissance de calcul importante, d'augmenter le retard algorithmique dû au traitement et parfois d'ajouter une dégradation supplémentaire de la qualité perceptuelle du signal multimédia. Ces paramètres sont très importants dans les applications multimédia. Leur amélioration
(diminution de la complexité et du retard et maintien de la qualité) est un facteur important de succès de ces applications. Ce facteur devient parfois une condition essentielle de mise en œuvre.
Dans le but d'améliorer ces paramètres, le principe de transcodage dit "intelligent" est né. Ce type de transcodage consiste à effectuer un décodage partiel, le plus minimal possible, du format initial de codage pour extraire les paramètres permettant la reconstruction du nouveau format de codage. Le succès de ce procédé se mesure donc par sa capacité à réduire la complexité et le retard algorithmiques et de maintenir, voir augmenter, la qualité perceptuelle.
En codage d'image et vidéo, plusieurs travaux sur le transcodage ont été réalisés. On cite par exemple le changement de la taille d'image de CIF en QCIF, ou encore les formats MPEG-2 à MPEG-4. Pour le transcodage de signaux de parole, typiquement en téléphonie, des travaux sont en cours pour résoudre des problèmes liés aux formats de codage. Par ailleurs, très peu de travaux, ou quasiment aucun, n'ont abordé le traitement de signaux audio. Les travaux existants restent restreints aux cas de la réduction du débit au sein d'un même format ou au passage entre certains formats de codage de structures très proches. La raison principale réside dans le fait que les codeurs audio les plus utilisés sont de type par transformée (ou sous-bandes) et, généralement, ces codeurs utilisent des transformées ou bancs de filtres différents. Ainsi, on comprendra que la réalisation d'un système de conversion entre les représentations du signal dans les domaines de ces transformées ou bancs de filtres est donc la première difficulté à surmonter avant de pouvoir s'attaquer à tout autre problème lié au transcodage intelligent dans le domaine de l'audio.
On donne ci-après une définition du transcodage audio et les principaux problèmes qui se posent, après un bref rappel des principes du codage audio perceptuel en sous- bandes. II existe une grande diversité de codeurs audio qui ont été conçus pour différents types d'applications et pour une large gamme de débits et qualités. Ces codeurs peuvent être propres au constructeur (ou "propriétaires") , ou encore normalisés par décision d'organismes internationaux. Par ailleurs, ils possèdent tous une structure de base commune et reposent sur de mêmes principes .
Le principe de base du codage audio fréquentiel perceptuel .consiste à réduire le débit de l'information en exploitant les propriétés du système d'audition de l'être humain. Les composantes non pertinentes du signal audio sont éliminées. Cette opération utilise le phénomène dit "de masquage" . Comme la description de cet effet de masquage se fait principalement dans le domaine fréquentiel, la représentation du signal se réalise dans le domaine des fréquences.
Plus concrètement, les schémas de base d'un système de codage et de décodage sont présentés sur les figures 2a et 2b. En référence à la figure 2a, le signal audio numérique d'entrée Se est d'abord décomposé par un banc de filtres d'analyse 20. Les composantes spectrales qui en résultent sont ensuite quantifiées puis codées par le module 22. La quantification utilise le résultat d'un modèle perceptuel 24 pour que le bruit qui découle du traitement soit inaudible. Finalement, un multiplexage des différents paramètres codés est effectué par le module 26 et une trame audio Sc est ainsi construite. En référence à la figure 2b, le décodage est réalisé de manière duale. Après démultiplexage de la trame audio par le module 21, les différents paramètres sont décodés et les composantes spectrales du signal sont dé-quantifiées par le module 23.
Finalement, le signal audio temporel est reconstitué par le banc de filtres de synthèse 25.
Le premier étage de tout système de codage audio perceptuel consiste donc en un banc de filtres d'analyse 20, utilisé pour la transformation temps/fréquence. Une large variété de bancs de filtres et transformées ont été développés et exploités dans les codeurs audio. On peut mentionner à titre d'exemple les bancs de filtres pseudo- QMF, les bancs de filtres hybrides, les bancs à transformée MDCT. La transformée MDCT s'avère actuellement la plus efficace dans ce contexte. Elle est à la base des algorithmes de codage audio les plus récents et performants tels que ceux utilisés pour la norme MPEG-4 AAC, TwinVQ et BSAC, Dolby AC-3, dans le codeur/décodeur TDAC (pour "rime Domain Aliasing Canceliâtion") de France Telecom, dans la norme UIT-T G.722.1.
Bien que ces différentes transformations aient été développées séparément, elles peuvent être décrites par une approche mathématique générale similaire et à partir de différents points de vue : bancs de filtres à cosinus modulé, transformées orthogonales à recouvrement (ou "LOT" pour "Lapped Orthogonal Transforme") et plus généralement pour les bancs de filtres à décimation maximale, c'est-à- dire à échantillonnage critique. On rappelle que la propriété d'échantillonnage critique pour un banc de filtres consiste en ce que le facteur de sous- échantillonnage/sur-échantillonnage soit égale au nombre de sous-bandes.
Les figures 3a et 3b illustrent respectivement les schémas de transcodage conventionnel et de transcodage intelligent dans une chaîne de communication, entre un codeur COl selon un premier format de codage et un décodeur DEC2 selon un second format de codage. Dans le cas d'un transcodage conventionnel, il s'agit d'effectuer une opération de décodage complète par le module décodeur DECl selon le premier format (figure 3a), suivi d'un recodage par le module codeur C02 selon le second format, pour aboutir finalement au second format de codage.
Dans le cas de la figure 3b, il s'agit en revanche de remplacer les deux blocs DECl et C02 de la figure 3a par un module intégré 31 que l'on appelle module de transcodage "intelligent".
On a représenté sur la figure 4 le détail des opérations qui sont fusionnées par la mise en œuvre d'un transcodage intelligent. Il s'agit principalement d'intégrer les blocs fonctionnels des bancs de filtres de synthèse BSl et des bancs de filtres d'analyse BA2 du transcodage conventionnel pour aboutir à un système de conversion directe entre domaines de sous-bandes, dans le module 31.
L'utilisation par les codeurs de différents types de bancs de filtres (de tailles, notamment en terme de nombre de sous-bandes, et de structures différentes) est le premier et principal problème à surmonter. Il s'agit donc de transposer l'ensemble des échantillons d'une trame du domaine d'un banc de filtres initial à celui d'un banc de filtres de destination. Cette transposition est la première opération à faire dans tout système de transcodage audio intelligent.
Le tableau 1 ci-après donne une synthèse sur les types de bancs de filtres utilisés dans les codeurs audio par transformée les plus connus, ainsi que leurs caractéristiques. Comme on peut le constater, en plus de la transformée MDCT qui est la plus utilisé, il existe les bancs Pseudo-QMF. Par ailleurs, ils font tous partie de la famille des bancs à décimation maximale et à cosinus modulée vérifiant exactement ou quasiment la propriété de reconstruction parfaite.
Tableau 1: Les bancs de filtres les plus utilisés en codage audio et leurs caractéristiques.
Codeur Banc de filtres Caractéristiques
MPEG-I Layer Pseudo-QMF Nombre de bandes M=32
I & II
MPEG-I Layer Pseudo-QMF/MDCT 32 bandes suivi d'une MDCT de
III (hybride) taille 18 pour chacune
MPEG-2/4 AAC MDCT M=1024 bandes pour la fenêtre longue et M =128 pour la fenêtre courte.
Fenêtre KBD (Kaise-Bessel
Derived) avec a=4 pour les états stationnaires et α=6 pour les transitions.
Figure imgf000010_0001
On indique que le passage entre les formats AAC et AC-3 suscite un grand intérêt actuellement.
Le tableau 2 ci-après reprend certains types de codage en sous-bandes du tableau 1 en détaillant quelques unes de leurs applications. Tableau 2 : Exemples de codeurs en sous-bandes pour signaux audio et signaux de parole et quelques exemples de leurs principales applications.
Figure imgf000011_0001
Figure imgf000012_0001
Dans l'art antérieur connu en transcodage audio, le document US-6,134,523 présente une méthode de réduction de débit dans le domaine codé pour des signaux audio codés en MPEG-I Layer I ou II. Même si cette méthode s'apparente aux méthodes de transcodage audio, elle ne réalise aucun changement entre formats de codage et les signaux des sous-bandes restent dans la représentation d'un même domaine transformé, à savoir la représentation du banc de filtres pseudo-QMF. Ici, les signaux sont tout simplement re-quantifiés suivant une nouvelle allocation de bits. Par ailleurs, dans le document US-2003/0149559, on propose une méthode pour réduire la complexité du modèle psycho¬ acoustique lors d'une opération de transcodage. Ainsi, pour ne pas avoir recours à une opération de calcul de seuils de masquage lors d'un transcodage, le nouveau système utilise des valeurs stockées dans une base de données de gabarits de distorsions. Même si cette méthode traite d'une problématique de transcodage, elle reste loin des objectifs relatifs au passage entre domaines de bancs de filtres.
Dans le document US-2003/014241, on propose un système de transcodage entre les formats de codage audio MPEG-I Layer II et MPEG-I Layer III. En effet, le format MPEG-I Layer II utilise un banc de filtres d'analyse pseudo-QMF et le format MPEG-I Layer III utilise le même banc de filtres suivi d'une transformée MDCT de taille 18 appliquée aux signaux des sous-bandes de sortie de ce dernier. On parle de "banc de filtres hybride". Le système de conversion proposé dans ce document consiste à appliquer cette transformée après quantification inverse des échantillons des sous-bandes d'une trame MPEG-I Layer II. Le système profite donc de la similarité entre les deux formats de codage.
Par rapport au but recherché au sens de la présente invention, on peut noter les remarques suivantes :
• Cette technique de l'art antérieur ne peut être appliquée que pour ce cas particulier de transcodage. • Cette technique ne traite pas vraiment une conversion dans un nouveau domaine de sous-bandes, différent. Il s'agit simplement de mettre en cascade un nouveau banc de filtres d'analyse manquant, qui permet d'augmenter la résolution fréquentielle.
Dans un autre contexte de traitement de données d'image et/ou de vidéo, on connaît déjà le filtrage et les traitements multicadences dans le domaine transformé, notamment par la référence : n2-D Transform-Domain Resolution Translation", J.-B. Lee et A. Eleftheriadis, IEEE Trans. on Circuit and Systems for Video Technology, Vol. 10, No. 5, August 2000.
Elle décrit une généralisation d'une méthode de filtrage linéaire dans le domaine transformé (TDF pour "Tranform- Domain Filtering") . Plus particulièrement, cette généralisation est établie dans le cas où la première transformée (inverse) T1, et la seconde transformée (directe) T2, sont de mêmes tailles. La généralisation consiste d'abord à étendre la méthode au cas où les transformées ne sont pas de même tailles. Cette méthode est dite alors "non-uniform TDF" (ou NTDF) . Elle est ensuite étendue au cas où en plus du filtrage, on ajoute des opérations de traitements multicadences (sous échantillonnage et sur échantillonnage) dans le domaine transformé, ce qui résulte en le "Multirate-TDF" (MTDF) .
Comme application, on propose le changement de résolution dans le domaine transformée (TDRT pour "Transform-Domain Resolution Translation") , particulièrement pour des applications d'images et vidéo (conversion entre formats d'image CIF et QCIF) où la transformée est une DCT (pour "Discrète Cosinus Transform") . Cette référence ne s'intéresse donc qu'au filtrage dans le domaine transformé. La méthode exposée se restreint seulement aux cas des transformées sans recouvrement tel qu'une DCT, une DST, ou autre, mais ne pourrait pas s'appliquer typiquement aux transformées avec recouvrement tel qu'une MLT (pour "Modulated Lapped Transform") et, de manière plus générale, à tout type de banc de filtres à décimation maximale, ces filtres pouvant en outre être à réponse impulsionnelle finie ou infinie.
Pour ce qui concerne la conversion entre domaines DCT de tailles différentes, toujours pour le transcodage d'images et vidéo, on peut citer la référence :
"Direct Transform to Transform Computation", A. N.
Skodras, IEEE Signal Processing Letters, Vol. 6, No. 8, August 1999, Pages: 202 - 204.
Dans ce document, on propose une méthode de passage entre transformées DCT de tailles différentes pour un sous échantillonnage d'image dans le domaine DCT. L'une des applications de cette méthode serait le transcodage. Par ailleurs, cette méthode est restreinte à la construction d'un vecteur transformée de taille N à partir de deux vecteurs transformés adjacents chacun de taille N/2.
Une méthode de conversion entre les représentations du signal dans le domaine MDCT et le domaine DFT (Discrète Fourier Transform) est présentée dans le document US- 2003/0093282.
Elle a été développée dans l'objectif de convertir le signal audio en une représentation où il peut être facilement modifiable. En effet, les bancs de filtres TDAC sont plus pratiques et plus utilisés dans les codeurs audio, contrairement aux bancs de filtres DFT. Par ailleurs, réaliser un traitement ou des modifications sur les composantes du signal dans ce domaine transformé n'est ni adéquat ni suffisamment flexible vu l'existence des composantes de repliement de spectre (ou "aliasing") . D'un autre côté, la représentation DFT est plus utile lorsqu'il s'agit de faire des modifications sur le signal audio tel qu'un changement d'échelle de temps ou un décalage du pitch. Cette référence propose donc une méthode directe de conversion entre domaine MDCT et DFT au lieu d'appliquer la méthode classique consistant à synthétiser le signal temporel par une MDCT inverse, puis appliquer la DFT. Cette méthode permet donc d'effectuer directement des modifications dans le domaine codé. Le document propose aussi la méthode duale de conversion entre les domaines DFT et MDCT qui serait utile dans le cas où il y aurait besoin de recoder le signal audio après modification.
Dans cette référence, la comparaison en terme de complexité avec une méthode de conversion classique ne montre aucune réduction. Par ailleurs, un faible gain en mémoire permettant le stockage des données est démontré.
Toutefois,
• La méthode exposée dans cette référence traite un cas particulier. Elle est restreinte au seul cas de conversion entre les domaines MDCT et DFT et inversement. • La méthode est restreinte au cas où ces deux bancs de filtres sont de mêmes tailles. On cite aussi la publication :
11An Efficient VLSI/FPGA Architecture for Combining an Analysis Filter Bank following a Synthesis Filter Bank11, Ravindra Sande, Anantharaman Balasubramanian, IEEE International Symposium on Circuits and Systems, Vancouver, British Columbia, Canada, May 23-26, 2004.
Cette publication divulgue une structure efficace pour mettre en œuvre un système constitué d'un banc de filtres de synthèse, à L sous-bandes, suivi d'un bancs de filtres d'analyse à M sous-bandes, où M et L sont multiples l'un de l'autre. Cette structure est efficace pour une mise en œuvre en technologie intégrée VLSI ("Very Large Scale Intégration") ou sur FPGA {"Field Programmable Gâte Array") ou sur des processeurs parallèles. Elle requiert moins de blocs logiques, une faible consommation en puissance et permet d'étendre le degré de parallélisme. La méthode proposée est applicable dans les situations où un traitement basé sur les sous-bandes suit un autre traitement de sous-bandes et où le signal intermédiaire synthétisé n'est pas nécessaire.
Toutefois :
• La méthode décrite ci-avant fait l'hypothèse restrictive que les bancs de filtres considérés sont modulés et peuvent être décomposés en une structure polyphasée.
• La méthode est restreinte aux seuls cas particuliers où M et L sont multiples l'un de l'autre.
II convient d'indiquer aussi que la structure du schéma de conversion entre domaines des sous-bandes présente une certaine similarité avec celle du problème de trans¬ multiplexage présenté notamment dans :
"MuItirate Systems and Filter Banks", P. P. Vaidyanathan, Prentice Hall, Englewood Cliffs, NJ, 1993, pp.148-151.
En effet, en trans-multiplexage de TDM vers FDM (pour "Time Domain Multiplexing" vers "Frequency Domain Multiplexing") , un banc de filtres de synthèse est utilisé. Pour reconstruire les signaux temporels entrelacés (c'est-à-dire effectuer l'opération de trans¬ multiplexage inverse de FDM vers TDM) , un banc de filtres d'analyse est utilisé. La structure du système TDM->FDM->TDM revient donc à une mise en cascade d'un banc de filtres de synthèse et d'un banc de filtres d'analyse, ce qui correspond bien à ce qui est aussi utilisé dans un système de transcodage conventionnel. Le problème généralement posé dans ces systèmes de trans-multiplexage est de reconstruire les signaux originaux sans distorsions après l'opération TDM->FDM-^TDM. Il s'agit principalement d'éliminer les distorsions dues au phénomène de diaphonie (ou "Cross-talk") qui résultent de l'utilisation de filtres passe-bande non parfaits, dans ces bancs de filtres. Une conception judicieuse des filtres de synthèse et d'analyse, comme indiqué dans la même référence : "Multirate Systems and Filter Banks", P. P. Vaidyanathan, Prentice Hall, Englewood Cliffs, NJ, 1993, aux pages 259- 266, permet de surmonter ce problème. Dans la proposition de conception de ces filtres, une méthode est donnée pour fusionner les bancs de filtres de synthèse et d'analyse, ce qui revient à proposer un système de conversion intelligent. Toutefois :
• Dans la structure de multiplexage proposée dans ce document, les bancs de filtres de synthèse et d'analyse ont le même nombre de bandes [M=L) .
• On ne vise pas à construire un système de trans¬ multiplexage fusionnant les bancs de filtres de synthèse et d'analyse exactement comme en transcodage. On laisse ces deux bancs de filtres mis en cascade, de manière indépendante.
La présente invention vient améliorer la situation par rapport à l'état de la technique présenté ci-avant.
Elle propose à cet effet un procédé mis en œuvre par des ressources informatiques pour traiter des données par passage entre domaines différents de sous-bandes, consistant à compacter en un même traitement l'application d'un premier vecteur comportant un premier nombre L de composantes en sous-bandes respectives, à un banc de filtres de synthèse, puis à un banc de filtres d'analyse, pour obtenir un second vecteur comportant un second nombre de composantes M en sous-bandes respectives .
Le procédé au sens de l'invention comporte les étapes suivantes, après détermination d'un troisième nombre K, plus petit commun multiple entre le premier nombre L et le second nombre M : a) si le troisième nombre K est différent du premier nombre L, mise en blocs par une conversion série/parallèle du premier vecteur pour obtenir p2 vecteurs composantes polyphasées, avec p2≈K/L, b) application d'un filtrage matriciel choisi, impliquant une matrice carrée T(z) de dimensions KxK , auxdits p2 vecteurs composantes polyphasées pour obtenir pλ vecteurs composantes polyphasées du second vecteur, avec P1=KfM, et c) si le troisième nombre K est différent du second nombre M, mise en blocs par une conversion parallèle/série pour obtenir ledit second vecteur.
Ainsi, la présente invention propose notamment, mais non exclusivement comme on le verra plus loin, un transcodage d'un premier type de codage, quelconque, vers un second type de codage, quelconque. On comprendra aussi que les nombres respectifs de sous-bandes M et Z sont des entiers naturels quelconques et ne sont pas forcément liés par une relation de proportionnalité, dans le cas le plus général.
Ainsi, le procédé au sens de l'invention peut s'appliquer avantageusement au transcodage d'un premier type de codage/décodage en compression vers au moins un second type de codage/décodage en compression. Cette application consiste typiquement à compacter en un même traitement les étapes suivantes :
- récupérer des données au moins partiellement décodées selon ledit premier type, sous la forme d'un premier vecteur comportant un premier nombre L de composantes en sous-bandes respectives, - appliquer le premier vecteur à un banc de filtres de synthèse selon le premier type, puis à un banc de filtres d'analyse selon le second type, et
- récupérer un second vecteur comportant un second nombre de composantes M en sous-bandes respectives et susceptible d'être appliqué à des étapes ultérieures de codage selon le second type.
La présente invention vise aussi un produit programme informatique, destiné à être stocké dans une mémoire d'un équipement dans un réseau de communication, tel qu'un serveur, une passerelle, ou encore un terminal, et comportant alors des instructions pour la mise en œuvre de tout ou partie du procédé selon l'invention.
La présente invention vise aussi un équipement tel qu'un serveur, une passerelle, ou encore un terminal, destiné à un réseau de communication, et comportant des ressources informatiques pour la mise en œuvre du procédé selon l'invention.
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à l'examen de la description détaillée ci- après, et des dessins annexés sur lesquels, outre : - la figure 1 illustrant schématiquement le concept d'accès universel au contenu multimédia (UMA), les figures 2a et 2b représentant les schémas de principe d'un système de compression audio fréquentiel perceptuel, respectivement au codage et au décodage, - les figures 3a et 3b illustrant schématiquement des chaînes de communication utilisant un transcodage conventionnel et un transcodage intelligent, respectivement, et
- la figure 4 représentant les schémas blocs illustrant le transcodage conventionnel (partie supérieure de la figure) et le transcodage intelligent (partie inférieure de la figure) , décrites ci-avant,
- les figures 5a et 5b représentent schématiquement les schémas blocs définissant l'équivalence entre la synthèse du signal temporel puis l'analyse avec un nouveau banc de filtres (figure 5a) et la conversion directe entre deux domaines des sous-bandes (figure 5b), la figure 6 illustre une représentation en blocs multicadences de la conversion conventionnelle entre domaines des sous-bandes, la figure 7 est une représentation en blocs multicadences du système de conversion entre domaines des sous-bandes, au sens de l'invention, la figure 8 résume schématiquement le procédé de filtrage dans un système de conversion, au sens de 1'invention, la figure 9 est une représentation en blocs multicadences du système de conversion au sens de l'invention, dans le cas particulier où M=pL , - la figure 10 illustre le procédé de filtrage dans le système de conversion au sens de l'invention, dans le cas particulier où M=pL , la figure 11 est une représentation en blocs multicadences du système de conversion au sens de l'invention, dans le cas particulier où L-=pM ,
- la figure 12 illustre le procédé de filtrage dans le système de conversion dans le cas particulier où L=pM , - la figure 13 est une représentation du système de conversion dans le cas L=pM en tant que système LPTV, avec un débit d'entrée différent du débit de sortie, la figure 14 est une représentation du système de conversion dans le cas M≈pL en tant que système LPTV, avec un débit d'entrée différent du débit de sortie,
- la figure 15 est une représentation du système de conversion au sens de l'invention, en tant que système LPTV, dans le cas général où M et L ne sont pas liés par une relation particulière de proportionnalité,
- la figure 16 illustre une mise en œuvre du système de conversion au sens de l'invention par une transformée et une opération d'addition avec recouvrement (dite OLA pour "Overlap and Add") dans le cas où N=3, - la figure 17 illustre le système de conversion au sens de l'invention dans un mode de réalisation correspondant à une transformée et une addition avec recouvrement OLA pour une mise en œuvre efficace permettant un traitement à la volée, - la figure 18 illustre le système de conversion au sens de l'invention dans un mode de réalisation correspondant à une transformée et une addition avec recouvrement OLA pour une mise en œuvre efficace permettant un traitement à la volée, dans le cas particulier M≈pL, - la figure 19 illustre le système de conversion au sens de l'invention dans un mode de réalisation correspondant à une transformée et une addition avec recouvrement OLA pour une mise en œuvre efficace permettant un traitement à la volée, dans le cas particulier L≈pM , - les figures 20a et 20b illustrent respectivement un filtrage combiné avec une conversion entre domaines de sous-bandes, et un système global équivalent, au sens de 1 'invention,
- les figures 21a et 21b illustrent la combinaison d'un changement de fréquence d'échantillonnage (ou "ré- échantillonnage") avec une conversion entre domaines de sous-bandes, conventionnelle et au sens de l'invention, respectivement, la figure 22 est une représentation en blocs multicadences du système de conversion au sens de l'invention entre domaines de sous-bandes combiné avec ré¬ échantillonnage, la figure 23 représente le système au sens de l'invention en tant que système LPTV appliqué à une conversion combinée avec un ré-échantillonage, - la figure 24 représente un mode de réalisation préféré correspondant à une transformée et une addition avec recouvrement OLA pour une mise en œuvre efficace permettant un traitement à la volée du système de conversion de la figure 23, - la figure 25 représente un transcodage intervenant dans une passerelle GW d'un réseau de communication, pour une application possible de la présente invention, la figure 26 représente un transcodage intervenant directement auprès d'un serveur SER, et - la figure 27 est un tableau indiquant les paramètres du système de conversion au sens de l'invention pour des cas particuliers de formats de codage.
On décrit ci-après le procédé de conversion entre domaines de sous-bandes, dans une présentation générale de 1'invention. On considère le banc de synthèse à L bandes utilisé par un premier système de codage en compression et défini par ses filtres, notés F^.(z) , O≤k≤L-X, ainsi que le banc de filtres d'analyse à M bandes utilisé dans un second système de compression et défini par ses filtres, notés
HM(z), O≤w≤M-1. Les deux bancs de filtres utilisés dans les deux systèmes de compression sont supposés être préférentiellement à décimation maximale (ou "à échantillonnage critique") , comme on le verra plus loin.
On note X(z)=[X0(z)X1(*)...XW(*)]T et
Figure imgf000025_0001
, les vecteurs des signaux des sous-bandes représentant le signal respectivement dans les domaines du premier et du second banc de filtres.
Le principe de conversion entre domaines des sous-bandes est illustré par les figures 5a et 5b. Il s'agit de trouver un système de conversion 51 (figure 5b) entre les vecteurs des signaux des sous-bandes, X(^) et Y(^), équivalent à une mise en cascade du banc de synthèse BSl et du banc d'analyse BA2 (figure 5a) . L'objectif étant de fusionner certaines opérations de calculs mathématiques entre ces deux bancs de filtres pour réduire la complexité algorithmique (c'est-à-dire le nombre des opérations de calcul et la mémoire requise) . Un autre objectif consiste donc à réduire au minimum le retard algorithmique introduit par cette transformation.
En utilisant des blocs multicadences, le schéma de la figure 5a peut être représenté par celui de la figure 6, sur laquelle un banc de filtres d'analyse suit un banc de filtres de synthèse. Le banc de filtres de synthèse à Z sous-bandes est classiquement composé dans chaque sous- bande kr O≤k≤L-i, d'une opération de sur-échantillonnage par"un facteur L suivie d'un filtrage par le filtre de synthèse F,.(z) . Le signal de sous-bande correspondant à la kième composante du vecteur d'entré X(z) est donc d'abord sur-échantillonné puis filtré par le filtre F1^z) . Le signal temporel, X(z), synthétisé en sortie de ce banc de synthèse s'obtient ensuite par sommation des résultats de ces filtrages pour Q≤k≤L-l .
Ce signal temporel constitue ensuite l'entrée du banc d'analyse à M sous-bandes. Il subit sur chaque sous-bande n, 0≤n≤M-l , un filtrage par le filtre d'analyse, HM(z), suivi par une opération de sous-échantillonnage de facteur M. On obtient alors en sortie de ce banc d'analyse un vecteur de signaux de sous-bandes, de taille M, représenté dans le domaine de la transformée en z par Y(z) • La synthèse d'un signal temporel est donc généralement nécessaire dans ce système de conversion conventionnel, contrairement au système de conversion au sens de l'invention qui est décrit ci-après.
On décrit donc maintenant le système de conversion au sens de l'invention, selon une expression générale.
On note K le plus petit commun multiple de M et Z (soit K=ppcm(M,L)) et px et p2 les entiers naturels tel que : K=P1M et K=p2L. (1)
On considère
Figure imgf000027_0001
X£H(z)]τ le vecteur résultant de la décomposition du vecteur des signaux, X(z), en p2 composantes polyphasées, et
Figure imgf000027_0002
le vecteur résultant de la décomposition du vecteur de signaux, Y(z), en px composantes polyphasées.
On note g(z) la matrice de taille MxL regroupant les produits entre les filtres de synthèse et d'analyse. Les éléments de cette matrice s'écrivent comme suit :
Gnt(z)=Hn(z)Ft(z), O≤»≤JI/-l,O≤Jfc≤Z-l. (2) et, sous forme de matrice : g(z)=h(z)fτ(z), (3)
Figure imgf000027_0003
respectivement le vecteur des filtres d'analyse du second banc de filtres, et le vecteur des filtres de synthèse du premier banc de filtres.
La conversion entre domaines des sous-bandes est donnée par la formule suivante :
V(z)=T(z)U(z) (4)
La matrice de conversion T(z) est de taille KxK . Son expression est donnée par : (5)
Figure imgf000027_0004
où v(z) est la matrice de taille pλxp2 dont les éléments sont définis comme suit :
Figure imgf000028_0001
L'opération ® désigne le produit de Kronecker tel que :
Figure imgf000028_0002
On rappelle que l'opération ^K désigne la décimation par un facteur K, correspondant à un sous-échantillonnage où l'on ne retient qu'un échantillon parmi K échantillons.
Le système de conversion peut être schématisé comme représenté sur la figure 7 qui montre que le système est avantageusement un système dit "linéaire périodiquement variant dans le temps" (pour "Linear Periodically Time Varying" ou LPTV) , comme on le verra plus loin.
Dans la figure 7, le bloc d'entrée 71 constitué de l'avance zP2~x et de la chaîne de retards, suivi de la décimation 72_p2-l à 72_0 par un facteur p2 , peut être interprété comme un mécanisme de mise en blocs de chaque succession de p2 vecteurs d'entrée, notés X[«], en un seul vecteur U[fc], de taille K. Ce dernier vecteur U[A:] est appliqué ensuite à la matrice de filtrage T(z) (module 74) et le résultat est un vecteur V[A:], de même taille que le vecteur U[A:]. On rappelle que la notation X(^) concerne simplement l'expression du vecteur X selon sa transformée en z, tandis que la notation X[«] concerne l'expression du vecteur X dans le domaine temporel,_ de façon classique pour l'homme du métier.
Le dernier bloc 73_pi-l à 73_0 de la figure 7 permet enfin de mettre en série les p{ sous-vecteurs successifs, chacun de taille M , du vecteur V[A:] pour avoir en sortie les vecteurs Y[V].
Les blocs d'entrée et de sortie de la figure 7 sont finalement peu différents des mécanismes de mise en blocs 81 puis de mise en série 82, respectivement, de la figure 8 qui résume les principales étapes du procédé au sens de l'invention.
Avantageusement, le système de conversion au sens de l'invention est à retard minimal.
En effet, l'un des objectifs du système de conversion entre domaine de sous-bandes est de minimiser le retard algorithmique introduit. Il faut donc introduire des avances pour réduire le retard. Si on rajoute : - une avance/retard za , αeZ, à l'entrée du banc de filtres de synthèse,
- et une avance/retard zb, beZ, entre les deux bancs de filtres, alors la formule (5) précédente devient :
Figure imgf000030_0001
L'exposant ey≈aL + b + ζiM-jL) , Q≤i≤pλ-l , 0≤j≤p2-l, varie entre les deux valeurs extrêmes suivantes : eraln =aL + b~(p2-l)L = aL + b-K + L , pour / = 0, J = P2-^r (9)
et e max =aL + b + (pι-l)M≈aL + b + K-M , pour i≈px-l, j = 0. (10)
Les filtres éléments de la matrice T(z), sont tous causals si et seulement si : emm≤K-\, - (11)
soit : aL+b≤M-l. (12)
Des systèmes de conversion au sens de l'invention peuvent donc être construits avec différents retards et en effectuant des choix différents sur les paramètres a et b , mais à condition de satisfaire préférentiellement l'inégalité (12) .
Les paramètres a et b peuvent être donc vu comme des paramètres de réglage permettant d'agir sur le retard algorithmique introduit par le système de conversion entre domaines de sous-bandes.
Pour un système de conversion à retard algorithmique minimal, il convient d'introduire le maximum d'avance possible. Le choix de a et b est donc préférentiellement fait de manière à ce que : e^≈K-l, (13)
soit : aL+b=M-l . (14) Pour ce choix, la formule (8) devient :
Figure imgf000031_0001
ou encore :
Figure imgf000031_0002
où, ici, v(z) est la matrice dont les éléments sont définis comme suit : (17)
Figure imgf000031_0004
La relation (16) est donc la formule générale de la matrice de conversion T(z), qui permet de réduire au minimum le retard algorithmique introduit par le système de conversion au sens de l'invention.
Dans la suite, on se placera dans le cadre d'un système de conversion à retard minimal.
Si l'on utilise la notation ey =M-l+(iM-jL), avec O≤/≤Pj-1 et 0≤j≤p2—l, alors l'interprétation suivante
des éléments matriciels Z^g(ZH de la matrice T(z) peut être donnée à partir de la formule (15) :
Figure imgf000031_0003
( 18 )
On notera que les composantes polyphasées considérées dans la relation (18) correspondent à une décomposition de type 1 à l'ordre K1 telle que décrite par exemple dans la référence précitée :
"Multirate Systems and Filter Banks", P. P. Vaidyanathan, Prentice Hall, Englewood Cliffs, NJ, 1993.
Cette interprétation permet donc de construire la matrice
T(z), directement à partir des composantes polyphasées de type 1 à l'ordre K des filtres produits Gnk(z)≈B.n(z)Fk(z)
{O≤n≤M-1 et Q≤k≤L-l) et des filtres correspondants construits par ajout de retards.
Pour exprimer de manière plus explicite les éléments de la matrice T(z), on note :
Les filtres éléments de . la matrice T(_?) peuvent donc s'écrire comme suit :
Figure imgf000032_0001
pour 0≤m,l≤K-l .
Dans cette dernière formule (20), les entiers i, n et j, k dépendent de / et de m comme suit : m et n=m-iM (21)
~M
Figure imgf000032_0002
où désigne la partie entière du nombre réel x . La notation Gr nk(z) (avec O≤r≤K-l) indique la composante polyphasée numéro r du filtre Gnk(z), résultant d'une décomposition de type 1 à l'ordre K .
Les composantes polyphasées Gr n!c{z) (avec Q≤r≤K-l) peuvent être déterminées de manière directe si les filtres de synthèse et les filtres d'analyse sont à réponses impulsionnelles finies (ou "FIR"). Dans le cas où l'un, ou les deux bancs de filtres utilisent des filtres récursifs (à réponses impulsionnelles infinies ou 11IIR"), les filtres produits Gnt(z) sont aussi à réponses impulsionnelles infinies. On indique qu'une méthode générale pour effectuer une telle décomposition est indiquée dans l'annexe A, intitulée "Décomposition polyphasée des filtres récursifs", de la référence :
"Traitement du signal audio dans le domaine codé techniques et applications", A. Benjelloun Touimi, thèse de doctorat de l'école nationale supérieure des télécommunications de Paris, Mai 2001.
On indique ci-après une solution au sens de l'invention pour le cas particulier où M=pL .
Dans le cas où M=pL, il advient que K=τppcm[M,L)=M et tandis que p2 ≈p. La formule (4) devient alors :
Y(z)=T(z)U(z). (23)
où
Figure imgf000033_0001
est le vecteur des composantes polyphasées d'ordre p du vecteur des signaux X(z). La matrice de conversion dans ce cas est de taille MxM et s'écrit comme suit :
Figure imgf000034_0002
(24) Cette matrice est donc le vecteur ligne constitué respectivement des composantes polyphasées d'indice général (p-k)L-l (où O≤k≤p-l) , suivant une décomposition de type 1 à l'ordre M , de la matrice g(z), de produits de filtres de synthèse et d'analyse.
De manière plus explicite, les filtres éléments de la matrice T(z), s'écrivent comme suit :
Figure imgf000034_0001
où j et k sont des entiers qui s'obtiennent à partir de / par les relations :•
Figure imgf000034_0003
(26)
La notation Gr mJ(z) (avec O≤r≤M-1) vise la composante polyphasée d'indice général r du filtre GmJ(z), résultant d'une décomposition à l'ordre M .
Le schéma du système de conversion est donné dans ce cas particulier sur la figure 9 en représentation multicadences et sur la figure 10 illustrant les principales étapes du procédé de filtrage.
On indique ci-après une solution au sens de l'invention pour le cas particulier où L=pM . Dans ce cas particulier, il advient que K=τpτpcm(M,L)≈L, et
Figure imgf000035_0001
. La formule (4) devient alors :•
V(z)=T(z)X(z), (27)
où
Figure imgf000035_0002
est le vecteur des composantes polyphasées d'ordre p du vecteur des signaux Y(z).
La matrice de conversion dans ce cas est de taille LxL et s'écrit comme suit :
Figure imgf000035_0003
Cette matrice est donc le vecteur colonne constitué respectivement des composantes polyphasées d'indice général (k+l)M-l (avec O≤k≤p-1) , suivant une décomposition de type 1 à l'ordre L, de la matrice g(z), de produits de filtres de synthèse et d'analyse.
De manière plus explicite, les filtres éléments de la matrice T(z), s'écrivent comme suit :
(29)
Figure imgf000035_0004
où / et k sont des entiers qui s'obtiennent à partir de m par : m k = et i ≈ m~kM ( 30 )
~M
La notation Gr tl(z) (avec O≤r≤X-1) indique la composante polyphasée d'indice général r du filtre G^z), résultant d'une décomposition à l'ordre L.
Un choix possible pour les paramètres a et b consiste à prendre α=0 et b≈M-1. D'autres choix peuvent être prévus à condition de satisfaire préférentiellement l'égalité (14) pour aboutir à un système à retard minimal.
Le schéma du système de conversion est donné dans ce cas dans la figure 11 en représentation multicadences et dans la figure 12 illustrant les principales étapes du procédé de filtrage dans ce cas particulier où L≈pM.
On décrit maintenant le système de conversion au sens de l'invention, selon l'aspect d'un système linéaire périodiquement variant dans le temps. On indique dans ce cas que les filtres des bancs de synthèse et d'analyse sont préférentiellement à échantillonnage critique.
Le schéma du système de conversion donné par la figure 7 montre que ce dernier est un système linéaire périodiquement variant dans le temps ou "LPTV (pour "Linear Periodically Time Varying") , au sens de la référence :
"Multirate Systems and Filter Banks", P. P. Vaidyanathan, Prentice Hall, Englewood Cliffs, NJ, 1993, dans la section 10.1. Pour déterminer la période de ce système et trouver sa structure équivalente qui illustre bien cette propriété, on expose d'abord les cas particuliers L=pM et M=pL ci-après.
On note fs la fréquence d'échantillonnage du signal dans le domaine temporel, et fSι et fh les fréquences d'échantillonnage dans les domaines du premier et du second banc de filtres, respectivement. On note aussi T1, rSi et Th les périodes d'échantillonnage respectivement correspondantes. Ces paramètres vérifient les relations suivantes :
Dans le cas particulier où L≈pM , en tenant compte du schéma de la figure 7 et de la formule (28) de la matrice de conversion, on peut en déduire que le système de conversion est linéaire périodiquement variant dans le temps avec une période pTH =TS . Il peut être représenté par la structure de la figure 13. Il est caractérisé par l'ensemble des p matrices de transferts A4(z) (avec O≤k≤p-1) définies par :
Figure imgf000037_0001
Ce système n'a pas le même débit en entrée et en sortie. Le débit en entrée est fs et le débit de sortie est fs =pf . Les matrices de transferts A.k(z) opèrent à la fréquence d'échantillonnage f et le système global fonctionne comme si un commutateur 130 (figure 13) , à la sortie du système, basculait de manière circulaire aussi à cette même fréquence fSχ d'une sortie d'un bloc matriciel Ak(z) à l'autre.
On notera aussi que la sortie du système Y[«]/ à l'instant nTs , est égale à la sortie de la matrice A4(z), à
l'instant p
Figure imgf000038_0001
Dans l'autre cas particulier où M=pL, en tenant compte de la formule (24) de la matrice de conversion appliquée dans ce cas, le schéma de la figure 7 devient celui de la figure 14.
Ce système de conversion peut être vu comme un système
LPTV de période pTSi=TS2, caractérisé par l'ensemble des p matrices A4(Z) (avec O≤k≤p-l) définies par la relation
(33) et suivi d'une sommation sur toutes leurs sorties, avec donc :
(33)
Figure imgf000038_0002
Le débit en entrée de ce système est f -pfs et le débit de sortie est f^ . Les matrices de transfert Ak(z) opèrent à la fréquence d'échantillonnage /^ et le système fonctionne globalement comme si un commutateur 140 (figure 14), en entrée du système, basculait de manière circulaire à cette même fréquence fs , d'une entrée d'un bloc matriciel AA(z) à l'autre.
On indique en outre que la sortie du système de conversion Y[w]' à l'instant nTSi, est égale à la somme des sorties des \{z) (avec O≤k≤p-1) , alimentées chacune par , aux instants respectifs :
Figure imgf000039_0003
Figure imgf000039_0002
On décrit maintenant le fonctionnement du système dans le cas général où M et L ne sont pas forcément liés par une relation de proportionnalité. Tenant compte de la forme de la matrice T(z) donnée par la relation (15), du schéma de la figure 7 et des explications données ci-avant pour les deux cas particuliers L=pM et M=pL , le système de conversion dans le cas général peut être schématisé comme représenté sur la figure 15. Le système général comporte P1 sous-systèmes linéaires périodiquement variant dans le temps, chacun de période P2T^ . Le sous-système LPTV d'ordre / (avec O≤/≤^j-1), parmi cet ensemble, est caractérisé par les p2 matrices de transfert Ay(z) suivantes :
Figure imgf000039_0001
L'ensemble de ces sous-systèmes fonctionne en parallèle et on choisit l'une de leurs sorties périodiquement comme sortie du système avec une période pλTSï . Le système global est aussi linéaire périodiquement variant dans le temps de période KT5. En effet : (35)
donc
Figure imgf000040_0003
(36)
Les deux commutateurs 151 et 152 représentés respectivement à l'entrée et la sortie de la structure de f la figure 15 opèrent avec une fréquence — qui est aussi
K la fréquence de fonctionnement des matrices de transfert Au(z).
La sortie du système Y[n], à l'instant nT^ , est égale à la sortie du sous-système LPTV numéro i, à l'instant nTSi , où i=n mod/?! . L'entrée du système X[A:], à l'instant kT^ , est orientée vers les entrées de numéro j de chacun des px sous-système LPTV, où j=kmoάp2.
Le débit en entrée de ce système est /^ et le débit de sortie est fs , permettant un traitement des données d'entrée, à la volée, par le système de conversion au sens de l'invention.
On rappelle que les expressions des filtres A/y>t(z) (où
O≤n≤M-l et O≤k≤L-l) , éléments d'une matrice de transfert A^z), dépendent de etJ, donc des indices / et j, et s'écrivent comme suit :
Figure imgf000040_0001
et
Figure imgf000040_0002
si «,<0. (38) On décrit ci-après une mise en œuvre avantageuse du système de conversion au sens de l'invention.
On notera TV1 la longueur des filtres Ft(z) (où O≤k≤L-l) , et N2 la longueur des filtres Hn(z) (où O≤w≤Z-1) . Ces notations sont utilisées seulement dans le cas où ces filtres sont à réponses impulsionnelles finies et de même longueur pour chacun des deux bancs de filtres.
On utilise les écritures suivantes des vecteurs en entrée et en sortie du bloc de filtrage matricielle par T(z) :
(39)
et (40)
Figure imgf000041_0001
Une mise en œuvre à base de filtrage matriciel résulte directement de la formule (4) et du schéma représentatif du système de conversion de la figure générale 8. Ainsi, chaque signal Vm[&], avec 0≤m≤K-l, composante du vecteur V[Al' est ^a sornme des résultats du filtrage de chacun des signaux U,[&], avec Q≤l≤K-1, par le filtre Tra/(z).
Dans le cas de bancs de filtres de synthèse et d'analyse à réponses impulsionnelles finies, tous les filtres éléments de la matrice T(z) seront aussi des filtres à réponses impulsionnelles finies. De manière classique, il est possible dans ce cas d'utiliser des méthodes rapides de filtrage basées sur les propriétés de convolution- multiplication. Dans le cas de filtres à réponses impulsionnelles infinies, on indique qu'il est possible de factoriser certains dénominateurs entre les éléments de la matrice
T(z) lors de la mise en oeuvre.
On décrit maintenant une mise en œuvre utilisant une transformée à recouvrement. On suppose ici que les filtres des bancs de synthèse et d'analyse sont à réponses impulsionnelles finies et à décimation maximale.
La matrice de conversion T(z) s'exprime comme suit :
Figure imgf000042_0001
où les Pn sont des matrices de taille KxK, et N correspond au maximum des longueurs des filtres Tffl/(z), éléments de T(z) .
Cette longueur JV, dans le cas le plus général, est donnée par l'expression suivante :
, si r0 ≥ M + L et M et L ne sont pas multiples l'un de l'autre,
, sinon,
Figure imgf000042_0002
( 42 ) où r0 est donné par
Figure imgf000042_0003
. :43) Dans la suite, on utilise la définition suivante de la longueur N :
Figure imgf000043_0001
en tenant compte des variations selon les cas.
L'opération de filtrage par la matrice T(z) peut s'écrire alors comme suit :
Figure imgf000043_0002
On considère la matrice P, de taille NKxK, définie par :
Figure imgf000043_0003
Le système peut être donc construit par une transformée de matrice P, suivi d'une opération d'addition avec recouvrement. Cette mise en œuvre est similaire à la partie de synthèse d'une transformée à recouvrement "LT" (pour "Lapped Transform") , comme décrit notamment dans : "Signal Processing with Lapped Transforme", H. S. Malvar, Artech House, Inc. 1992.
Elle est représentée sur la figure 16 pour le cas particulier où N=3. La matrice P sera appelée "matrice transformée de conversion".
La procédure de calcul pour conversion entre domaines de sous-bandes peut alors être résumée comme suit:
1. Construction d'un vecteur U[«] à partir de p2 vecteurs successifs en entrée du système de conversion et correspondant aux vecteurs des signaux des sous-bandes X[£] du premier banc de filtres.
2. Transformation du vecteur U[«] par la matrice -transformée de conversion P pour obtenir le vecteur W[n] :
W[«]=PU[«]. (47;
3. Opération d'addition avec recouvrement sur les N vecteurs successifs W[«-iV+l] , ..., W[n-l] et W[«] comme illustré dans la figure 16. La sortie de cette opération est le vecteur V[«] . 4. Mise en série des sous vecteurs successifs, de tailles M , du vecteur V[«] pour obtenir les vecteurs des signaux de sous-bandes Y[r] du domaine du second banc de filtres.
On décrit ci-après une mise en œuvre basée sur la représentation du système en tant que système LPTV, selon un mode de réalisation préféré.
Le procédé présenté ci-après fournit un parallélisme dans le traitement et une exploitation efficace des ressources informatiques (-logi-cielles ou-matéxiisΗre~s) pour la mise en œuvre du procédé. Il s'agit donc d'une réalisation actuellement préférée au moins dans le cas de bancs de filtres à réponses impulsionnelles finies.
On considère les matrices By (avec O≤i≤p^-1 et O≤j≤P2-I), de taille NMxL, comme les matrices transformées associées à chacune des matrices de transfert Ay(z) définies ci-avant. Si l'on exprime ces matrices par , où les matrices BIJn sont de taille MxL,
Figure imgf000045_0007
alors la matrice BtJ peut être définie comme suit :
Figure imgf000045_0001
Comme chaque matrice de transfert A,,(z) contient des filtres de longueurs identiques et qui dépendent de la valeur de eij , alors la matrice B(J correspondante dépend aussi de eij . Les matrices B/; contiennent des sous matrices nulles et leurs formes sont données comme suit :
Figure imgf000045_0002
o Si 0<eij<r0-l alors :
Figure imgf000045_0003
By,w-2 0LxM J • (49)
o Si ro≤eij ≤K — 1 alors :
Figure imgf000045_0004
(50)
• Pour eij < 0 ,
o Si 0≤K +eij ≤r0-l alors :
(51)
Figure imgf000045_0005
On notera que ce cas n'existe que si K + emia ≤r0 -1. Or, emin=M + L-l-K , de sorte que la condition d'existence de ce cas est telle que ro≥M+L. o Si r0 ≤K +eij ≤K-l alors :
(52)
Figure imgf000045_0006
On rappelle que 0LxM désigne la matrice nulle de taille LxM .
Avantageusement, les blocs nuls des matrices B/y permettent une réduction de calcul lors d'une transformation d'un vecteur d'entrée par cette matrice.
On notera la relation suivante entre les sous-matrices Pn de P et les sous-matrices B^n :
(53)
Figure imgf000046_0001
La procédure de calcul pour conversion entre domaines de sous-bandes est illustré sur la figure 17 et se mène comme suit : 1. Chaque nouveau vecteur d'entrée X[&] est orienté vers une mémoire commune des sous-systèmes caractérisés par les matrices transformées By, où 0≤/</?,-1, tel que j=kmoάp2.
2. Pour, chaque / fixé où O≤i≤p^-1, a. Pour j=kmoάp2, application de la transformée B^ au vecteur X[&]• Lors de cette transformation, on tient avantageusement compte des blocs nuls de la matrice BtJ . b. Sommation de tous les vecteurs transformée résultant de l'étape 2.a, pour j=0,...,p2—l . c. Addition avec recouvrement "OLA" (pour "OverLapp and Add") sur les vecteurs somme résultant de l'étape 2.b pour construire la sortie Y,[«] du sous-système LPTV numéro / . 3. La sortie Y[«] du système de conversion correspond à la sortie Y/[«] du sous-système LPTV numéro / tel que i=n mod^ .
L'addition avec recouvrement de l'étape 2.c se fait sur des vecteurs de • longueur NM avec un recouvrement de (N-I)M éléments.
On remarquera que cette procédure se base toujours sur le principe du schéma de la figure 15.
Dans le cas particulier M=pL , on exprime
Figure imgf000047_0001
avec O≤j≤p—l, et on note B^ la matrice transformée correspondante. Cette matrice a la forme suivante :
Figure imgf000047_0002
ou
Figure imgf000047_0003
Les étapes de calcul pour la conversion entre domaines de sous-bandes, telle qu'illustrée sur la figure 18, se mènent comme suit :
1. Chaque nouveau vecteur d'entrée X[k] est orienté vers une mémoire du sous-système caractérisé par la matrice transformée By , tel que j=kmodp .
2. Pour j=kmoάp, application de la transformée B. au vecteur X[A:] . 3. Sommation des vecteurs résultant de l'étape 2, sortis des sous-systèmes caractérisés par les matrices transformées B; , pour O≤j≤p-l.
4. La sortie Y[«] du système de conversion correspond au résultat de l'addition avec recouvrement sur les vecteurs somme résultant de l'étape 3.
On écrit, dans le cas particulier où L=pM :
Figure imgf000048_0001
et on note B, la matrice transformée correspondante . Cette matrice a la forme suivante :
( 55 ;
Figure imgf000048_0002
OU
Figure imgf000048_0003
Les étapes de calcul pour la conversion entre domaines de sous-bandes est illustrée sur la figure 19 et se mènent préférentiellement comme suit :
1. Chaque nouveau vecteur d'entrée X[&] est orienté vers la mémoire commune de tous les sous-systèmes caractérisés par les matrices de transfert A,.(z), avec 0≤i≤p-l .
2. Pour chaque / fixé, tel que 0≤i≤p-l , application de la transformée B. au vecteur X[^] puis addition avec recouvrement pour obtenir le vecteur Y,,[«] . 3. La sortie Y[«] du système de conversion correspond alors à la sortie Y,[«] du sous-système caractérisé par la matrice de transfert A,(z) tel que i≈n modp .
Ci-après, on décrit les bancs de filtres les plus utilisés en codage audio. On indique aussi que les paramètres du système de conversion pour différents cas de passage entre bancs de filtres utilisant de tels formats de codage sont donnés en figure 27, où le paramètre N est donné par la formule (56) ci-avant.
Pour une conversion entre bancs de filtres FIR à cosinus modulé, le banc de filtres est caractérisé par le fait que les filtres d'analyse et de synthèse s'obtiennent par une modulation en cosinus d'un filtre prototype passe-bas
H(z) . Pour un banc de filtres à M bandes, l'expression des réponses impulsionnelles des filtres d'analyse et de synthèse est donnée dans par :
Figure imgf000049_0001
avec O≤M≤.V-1 et et où h[n] est la réponse
Figure imgf000049_0002
impulsionnelle du filtre prototype, de longueur N .
Ce type de bancs de filtres possède la propriété de reconstruction parfaite si en plus les conditions suivantes sont vérifiées : - la longueur des filtres est donnée par N=ImM, où m est un entier,
- les filtres de synthèse sont donnés par /A[n]=ΛA[iV-l-«] ,
- le filtre prototype est à phase linéaire /z[«]=Λ[iV-l-«], et les composantes polyphasées d'ordre 2M du filtre prototype H(z) vérifient en outre la condition de complémentarité en puissance, ce qui permet de concevoir le filtre prototype.
Les équations (57), (58) et les conditions ci-dessus permettent de caractériser complètement un banc de filtres à cosinus modulé et à reconstruction parfaite.
Ces bancs de filtres à cosinus modulé et à reconstruction parfaite sont à la base de tous les bancs de filtres des codeurs audio actuels. Même le banc de filtres pseudo-QMF des codeurs MPEG-1/2 layer I&II peut être associé à cette catégorie étant entendu que le filtre prototype est suffisamment bien conçu pour considérer que la reconstruction parfaite est satisfaite.
Pour les conversions entre transformées MDCT de tailles différentes, constituant un cas particulier des bancs de filtres à cosinus modulé et à reconstruction parfaite, un exemple peut être le banc de filtres TDAC pour lequel N=IM et m=l. Ce dernier peut être considéré comme une transformée MLT (pour "Modulated Lapped Transform") connue aussi sous le nom de MDCT (pour "Modified DCT") . Cette transformée est utilisée dans la majorité des codeurs audio fréquentiels actuels (MPEG-2/4 AAC, PAC, MSAudio, TDAC, etc) .
Les expressions des bancs de filtres de synthèse et d'analyse sont données par :
Figure imgf000051_0001
(59) et hk[n]=fk[2M-\-n]. (60)
Pour assurer la reconstruction parfaite, la fenêtre
Figure imgf000051_0002
doit vérifier la condition de symétrie :
Figure imgf000051_0003
et de complémentarité en puissance :
Figure imgf000051_0004
.
Un choix possible et simple ' pour le filtre prototype vérifiant ces conditions est donné par la fenêtre sinusoïdale suivante :
Figure imgf000051_0005
Ce choix de fenêtre est utilisé dans les codeurs TDAC et G.722.1. Un autre choix consiste à prendre une fenêtre dérivée de la fenêtre Kaiser-Bessel (ou "KBD") comme dans le cas des codeurs MPEG-4 AAC, BSAC, Twin VQ et AC-3.
On comprendra ainsi que Les formules (59) et (60) et le choix de la fenêtre
Figure imgf000051_0006
définissent donc complètement le banc de filtres correspondant à la transformée MDCT. Pour ce qui concerne une conversion entre le banc de filtres PQMF de MPEG-I et une MDCT, on indique que le banc de filtres dans le codeur MPEG-1/2 Layer I&II est un pseudo-QMF à M=32 bandes. Ces filtres d'analyse et de synthèse sont définis comme suit :
Figure imgf000052_0001
pour 0<A<31 et 0<«<511.
Les coefficients h[n] de la réponse impulsionnelle du filtre prototype peuvent être trouvés dans : - "Introduction to Digital Audio and Standards", M. Bosi, R. E. Goldberg, pp 92-93, Kluwer Académie Publishers (2002) .
Les valeurs fournies dans la norme MPEG-I Audio Layer I-II correspondent à la fenêtre (-1) h(2lM+j) , avec 0<j≤2M~l et 0≤/<m-l.
On décrit ci-après un aspect de l'invention selon lequel la conversion entre domaines de sous-bandes serait combinée avec un traitement de filtrage.
Pendant une opération de transcodage, il est possible d'effectuer un traitement intermédiaire sur le signal décodé avant de le recoder dans le nouveau format. Plusieurs traitements du signal multimédia (audio, image et vidéo) sont à base de filtrage linéaire. On peut citer les exemples suivants : • Filtrage d'image ou vidéo pour le re-échantillonnage (passage d'un format CIF au QCIF) .
• Filtrage audio par des filtres HRTF ("Head Related Trasfert Functions") pour la spatialisation sonore. II s'agit de l'un des cas intéressants de combinaison de transcodage et spatialisation. Une application possible serait typiquement le traitement dans les ponts audio de téléconférence.
Par rapport au schéma bloc de la figure 5a, il s'agit ici d'introduire un filtre S(z) entre les deux bancs de filtres de synthèse et d'analyse et d'en trouver un système équivalent. Les schémas blocs sont représentés en figures 20a et 20b.
Le système de conversion combiné avec le filtrage peut être modélisé par un même type de schéma que celui représenté sur la figure 5b. Il est toutefois caractérisé par la nouvelle matrice de filtres T(z) défini par :
(64)
Figure imgf000053_0002
où g(z) est la matrice de taille MxL dont les éléments sont donnés par : (65)
Figure imgf000053_0003
Dans l'expression (64) ci-dessus, la matrice v(z) correspond à la définition de la formule (17) . De manière plus explicite, la formule (64) s'écrit alors :
(66)
Figure imgf000053_0001
On décrit maintenant une conversion entre domaines de sous-bandes combinée avec un changement de fréquence d'échantillonnage.
On considère ici le cas où un changement de fréquence d'échantillonnage est effectué sur le signal temporel synthétisé avant d'être re-analyser par le second banc d'analyse. Le système au sens de l'invention combine donc la conversion entre domaines de sous-bandes et le changement de fréquence d'échantillonnage, comme illustré sur les figures 21a et 21b.
Dans la figure 21a, on considère un système de changement de fréquence d'échantillonnage par un facteur rationnel
—, où. Q et R sont des entiers naturels supposés premiers R entre eux, donc tels que pgcd(£λ,i?)=l , sans perte de généralité.
Dans ce système, le filtre SFB(z) est un filtre passe-bas de fréquence de coupure normalisée
Figure imgf000054_0001
et de gain en bande passante Q .
On définit ici K' comme le plus petit commun multiple de QL et RM { K'=ppcm(QL,RM) ) et qιf q2 les deux entiers naturels tel que :
K'=qxRM et K'=q2QL. (67)
On notera que qλ et q2 sont premiers entre eux.
On considère dans ce cas le vecteur
Figure imgf000054_0002
X£_,(z)] résultant de la décomposition du vecteur des signaux X(z) en q2 composantes polyphasées,
et le vecteur
Figure imgf000055_0001
résultant de la
décomposition du vecteur des signaux Y(z) en qx composantes polyphasées.
Le système de conversion combiné avec le changement de fréquence d'échantillonnage peut être modélisé par le schéma de la figure 22. Il est caractérisé par la matrice de filtres T(z) de taille qxMx.q2L, défini comme suit :
Figure imgf000055_0002
où g(z) est la matrice de taille MxL dont les éléments sont donnés par : (69)
Figure imgf000055_0003
et v(z) est la matrice dont les éléments sont définis comme suit : (70)
Figure imgf000055_0004
en respectant aussi la relation suivante : (71)
Figure imgf000055_0005
Selon la formule (69), Gnk[z) s'interprète comme le résultat de la convolution du filtre Hn(z) sur¬ échantillonné par un facteur R , du filtre SPβ(z) et du filtre F4(z) sur-échantillonné par un facteur Q . Pour réduire le retard du système global , il est possible de choisir la matrice v(z) dont les éléments sont définis comme suit : ( 7 2 )
Figure imgf000056_0003
où
Figure imgf000056_0004
On peut donner la même interprétation à la formulation de la .. matrice T(^) que celle donnée plus haut . Ainsi , les filtres Tm/ (z) , avec O ≤ m ≤ qxM -1 et Q ≤ l ≤ q2L -\ , éléments de cette matrice , peuvent s ' écrire comme suit :
Figure imgf000056_0001
pour O≤w≤^M-1 et 0≤l≤q2L-l, et où e^≈c^+iRM-jQL . Les entiers /, n et j , k s'obtiennent directement à partir de / et de m par :
(74'
(75;
Figure imgf000056_0002
Les mêmes développements et explications données pour le système de conversion entre domaines de sous-bandes restent valables pour ce nouveau système combiné en remplaçant la matrice T(z) par T(z) et en tenant compte des paramètres qui la caractérisent. Le système se présente encore comme un système linéaire périodiquement variant dans le temps (LPTV) . La méthode de mise en œuvre préférée décrite plus haut et la simplification du système dans certains cas particuliers peuvent être prévus aussi dans cette application. On notera toutefois que les cas particuliers à distinguer dans le présent système concerne le cas où RM et QL sont multiples l'un de l'autre.
Dans ce cas, le système selon la figure 23 opère avec les matrices A/y(2) telles que :
. ( 76)
Figure imgf000057_0001
Dans le cas d'une mise en œuvre utilisant une transformée à recouvrement, préférentiellement sous l'hypothèse que les bancs de filtres de synthèse et d'analyse, ainsi que le filtre passe-bas utilisé en ré-échantillonnage, sont à réponses impulsionnelles finies, de sorte que :
Figure imgf000057_0002
où les matrices B011 sont de taille MxL , la définition suivante des matrices B^ telles que représentées sur la figure 24 peut être donnée comme suit :
Figure imgf000057_0003
De façon générale, on comprendra que la présente invention donne une solution générique pour la conversion d'une représentation d'un signal d'un domaine de sous-bandes (ou transformée) à un autre. Le procédé s'applique préférentiellement dans le contexte où les bancs de filtres utilisés par les deux systèmes de compression sont à décimâtion maximale, comme on l'a vu ci-avant. Bien que la description détaillée ci-avant s'intéresse essentiellement au codage audio, les modes de réalisation décrits peuvent être prévus pour tous codeurs par transformée ou en sous-bandes des signaux multimédia, notamment ceux utilisés en codage vidéo, image, parole, ou autre. Ces modes de réalisation peuvent être mis en œuvre aussi dans tout dispositif présentant une cascade d'un banc de synthèse et d'un banc d'analyse, notamment dans les exemples suivants : • Amélioration de la qualité de la parole en sous- bandes suivie d'annulation d'écho en sous-bandes et vice-versa.
• Annulation d'écho ou algorithme de suppression de bruit en sous-bandes suivi par un codeur en sous- bandes.
• Décodeur en sous-bandes suivi par une annulation d'écho ou algorithme de suppression en sous-bandes
• Méthode de reconstruction de la bande de fréquence haute en audio par une méthode telle que le SBR (pour "Spectral Band Replication") car cette méthode met en oeuvre un banc d'analyse et a pour entrée la sortie d'un décodeur audio.
On comprendra ainsi que l'application de l'invention ne se limite aucunement à un simple transcodage entre deux formats de codage différents.
On décrit néanmoins, ci-après, quelques applications au transcodage audio. Le transcodage entre formats de codage audio prend une importance croissante compte tenu de la diversité actuelle des terminaux existants et des réseaux de transport et d'accès . ' -
Suivant le service et le scénario de délivrance du contenu audio, le transcodage peut intervenir à différents points de la chaîne de transmission. Dans la suite, on distingue quelque cas possible.
La diffusion (ou "Broadcasting") concerne les systèmes de diffusion numériques qui utilisent différents types de codeurs audio. Ainsi, en Europe (norme DVB), les codeurs MPEG-2 BC audio Layer II sont indiqués. En revanche, aux USA, le codeur Dolby AC-3 est préconisé. Au Japon, le codeur MPEG-2 AAC est choisi. Le mécanisme de transcodage TRANS est avantageux dans une passerelle GW dans le réseau RES de transmission du contenu audio issu d'un serveur SER et à destination d'un premier terminal TERl, équipé d'un décodeur DECl et d'un autre terminal TER2, équipé d'un autre décodeur DEC2, comme représenté sur la figure 25.
Dans les applications dites de Streaming en mode multicast, un seul contenu est préférentiellement transmis à plusieurs terminaux TERl, TER2, pour des raisons d'optimisation de la bande passante dans le réseau de transport RES. L'adaptation personnelle se fait au niveau du dernier nœud du réseau pour chaque utilisateur final. Ces utilisateurs peuvent avoir des terminaux supportant des décodeurs différents, d'où l'utilité de transcodage dans le nœud du réseau, comme représenté sur la figure 25 précédente. Dans le cas de Streaming en mode unicast, le transcodage TRANS (figure 26) peut être fait auprès du serveur SER pour adapter le contenu aux capacités des terminaux TERl, TER2. Les informations de capacité des terminaux ont été préalablement reçues et analysées par le serveur SER.
En mode "téléchargement", le contenu audio est stocké dans un format de codage donné. Il est transcodé en temps réel pour être compatible avec le terminal à chaque requête d'un utilisateur avant d'être téléchargé.
En communication de groupe (téléconférence, audioconférence, ou autre) , les terminaux impliqués peuvent avoir des capacités différentes en terme de codeurs/décodeurs. Dans une architecture de téléconférence centralisée, mettant en œuvre un pont audio, un transcodage peut intervenir au niveau du pont.
Le tableau 3 ci-après indique maintenant quelques transcodages possibles, avantageux, entre formats de codage audio selon les domaines d'application.
Tableau 3 : Exemples de certains types de transcodages intéressants et leurs domaines d'applications.
Figure imgf000060_0001
Figure imgf000061_0001
La figure 27 indique alors les paramètres du système de conversion au sens de l'invention pour ces cas particuliers de formats de codage.

Claims

Revendications
1. Procédé mis en œuvre par des ressources informatiques pour traiter des données par passage entre domaines différents de sous-bandes, consistant à compacter en un même traitement l'application d'un premier vecteur (X(z)) comportant un premier nombre L de composantes en sous- bandes respectives, à un banc de filtres de synthèse, puis à un banc de filtres d'analyse, pour obtenir un second vecteur (Y(z)) comportant un second nombre de composantes
M en sous-bandes respectives, caractérisé en ce qu'il comporte les étapes suivantes, après détermination d'un troisième nombre K, plus petit commun multiple entre le premier nombre L et le second nombre M : a) si le troisième nombre K est différent du premier nombre L, mise en blocs par une conversion série/parallèle du premier vecteur pour obtenir p2 vecteurs composantes polyphasées, avec
Figure imgf000062_0001
b) application d'un filtrage matriciel choisi, impliquant une matrice carrée T(z) de dimensions KxK, auxdits p2 vecteurs composantes polyphasées pour obtenir P1 vecteurs composantes polyphasées du second vecteur,
Figure imgf000062_0002
c) si le troisième nombre K est différent du second nombre M , mise en blocs par une conversion parallèle/série pour obtenir ledit second vecteur.
2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que la conversion série/parallèle de l'étape a) correspond à l'application, au premier vecteur ( X(z) ) , d'une avance zPl~x , suivie d'une chaîne de retards avec sous- échantillonnage d'un facteur p2 , pour obtenir lesdits p2 vecteurs composantes polyphasées, correspondant à une décomposition de l'ordre p2 , du premier vecteur ( X(z) ) .
3. Procédé selon l'une des revendications 1 et 2, caractérisé en ce que la conversion parallèle/série de l'étape c) comporte un sur-échantillonnage d'un facteur pλ appliqué aux px vecteurs composantes polyphasées, correspondant à une décomposition de l'ordre px, destinées à former le second vecteur (Y(z)) .
4. Procédé selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que ladite matrice carrée T(z) résulte d'une décimation d'un facteur K appliquée à une matrice formée de p:xp2 sous-matrices s'exprimant chacune par zIM-JLg(z), où : zx désigne une avance ou un retard, selon le signe de x,
- i est compris entre 0 et J^1-I,
- j est compris entre 0 et /?2-l, et - g(z) est une matrice de dimensions MxL résultant du produit h(z).fτ(z), où h(z) et f(z) sont les vecteurs des fonctions de transfert respectivement associées aux bancs de filtres d'analyse et de synthèse, la notation Mτ désignant la matrice transposée de M .
5. Procédé selon la revendication 4, caractérisé en ce que l'on applique en outre une avance zM~x à toutes les PxX-P1 sous-matrices, pour obtenir des éléments de ladite matrice T'(z) correspondant chacun à un filtre causal et définissant ensemble un système de conversion à retard algorithmique minimal.
6. Procédé selon la revendication 5, caractérisé en ce que lesdits éléments de la matrice T(z) s'expriment en fonction de composantes polyphasées à l'ordre K de filtres produits GnA(z) donnés par Gnk(z)=Hn(z)Fλ(z), avec : - n compris entre 0 et M-I et k compris entre 0 et L-I, et
- Hn(z) et F4(z), les nièmes et kièmes composantes des vecteurs des fonctions de transfert respectivement associées aux bancs de filtres d'analyse et de synthèse.
7. Procédé selon la revendication 5, dans lequel, entre le banc de filtres de synthèse et le banc de filtres d'analyse, on prévoit en outre un filtrage supplémentaire
S(z), caractérisé en ce que les éléments de la matrice T(z) s'expriment en fonction de composantes polyphasées à l'ordre K de filtres produits Gnk(z) donnés par Gnk(z)=Hn(z)S(z)Fk(z), avec :
- n compris entre 0 et M-I et k compris entre 0 et L-I, et - Hn(z) et F4(Z), les nièmes et kièmes composantes des vecteurs des fonctions de transfert respectivement associées aux bancs de filtres d'analyse et de synthèse.
8. Procédé selon l'une des revendications 6 et 7, caractérisé en ce que les filtres éléments Tm/(z) de la matrice T(z) s'expriment par :
T. . avec e, ≈ (M-l) + (tM-JL) , et
Figure imgf000065_0001
où: - dans la notation Gx nk(z) , x correspond à un numéro de composante polyphasée, résultant d'une décomposition à l'ordre K, du filtre produit Gnk(z) , i correspond à la partie entière du rapport m/M,
- j correspond à la partie entière du rapport 1/L, - le nombre n est donné par n=m-iM, et
- le nombre k est donné par k=l-jL.
9. Procédé selon la revendication 8, caractérisé en ce que, si le second nombre M est un multiple du premier nombre L, les filtres éléments Tm/(z) de la matrice T(z) s'expriment par Tml(z)=G)%7k'L~ι(z) , m et 1 étant compris entre 0 et M-I, et où :
- p=M/L,
- k est la partie entière de 1/L, et - le nombre j est donné par j=l-kL.
10. Procédé selon la revendication 8, caractérisé en ce que, si le premier nombre L est un multiple du second nombre M, les filtres éléments Tm/(z) de la matrice T(z) s'expriment par
Figure imgf000066_0001
m et 1 étant compris entre 0 et L-I, et où :
- k est la partie entière de m/M, et - le nombre i est donné par i=m-kM.
11. Procédé selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce qu'il consiste à appliquer un système de conversion de type linéaire périodiquement variant dans le temps, et de période T définie par T = K.T3, avec Ts = T31/L = Ts2/M, où Tsi et T32 sont les périodes d'échantillonnage respectives dans les domaines du banc de filtres de synthèse et du banc de filtres d'analyse, en échantillonnage critique.
12. Procédé selon la revendication 11, caractérisé en ce qu'il consiste à appliquer pi sous-systèmes linéaires périodiquement variant dans le temps, chacun de période P2.Tsi, et à choisir périodiquement les sorties des sous- systèmes successifs, avec une période pi.TS2.
13. Procédé selon la revendication 12, caractérisé en ce que le débit en entrée du système global de conversion est de 1/Tgi, tandis que son débit de sortie est de 1/T32, pour traiter des données d'entrée à la volée.
14. Procédé selon l'une des revendications 12 et 13, prises en combinaison avec la revendication 8, caractérisé en ce que chaque sous-système, d'indice i compris entre 0 et pi~l, comporte P2 matrices de transfert Ay(z), avec j compris entre 0 et P2-I, dont les éléments sont des filtres Kl] nk {z) , avec n compris entre 0 et M-I et k compris entre 0 et L-I, tels que :
Figure imgf000067_0004
15. Procédé selon l'une des revendications précédentes, dans lequel les filtres des bancs de synthèse et d'analyse sont à réponses impulsionnelles finies, caractérisé en ce que ledit filtrage matriciel choisi s'exprime par une transformée à recouvrement de matrice P, de dimensions NKxK et telle que :
Figure imgf000067_0001
les sous-matrices étant de dimensions KxK et vérifiant, avec la matrice T(z), la relation :
Figure imgf000067_0002
où N correspond au maximum des longueurs des filtres éléments de T(z) .
16. Procédé selon la revendication 15, caractérisé en ce que le maximum N des longueurs des filtres éléments de T(z) est donné par l'expression suivante :
Figure imgf000067_0003
où : - r0 est donné par la relation rQ=(Nι+N2-2)modK ,
- N1 et N2 sont les longueurs respentives des filtres du banc de synthèse et du banc d'analyse, la notation mod« désignant le modulo du nombre n, la notation
Figure imgf000068_0001
désignant la partie entière du nombre réel x .
17. Procédé selon l'une des revendications 15 et 16, caractérisé en ce qu'il comporte les étapes suivantes, pour une conversion entre domaines de sous-bandes :
- construction d'un vecteur U[n] à partir de P2 premiers vecteurs successifs X[&], dans le domaine des sous-bandes du banc de filtres de synthèse,
- application au vecteur U[n] de la matrice transformée de conversion P, pour obtenir un vecteur W[n]=P.U[n] ,
- addition avec recouvrement sur N vecteurs successifs W[n-Ν+1], W[n-N+2] ,..., W[n-1] , W[n] , pour former un vecteur V[n],
- mise en série de sous-vecteurs successifs du vecteur V[n] , ces sous-vecteurs étant chacun de dimension correspondant au second nombre M , pour former ledit second vecteur (Y[r]) .
18. Procédé selon la revendication 17, caractérisé en ce qu'il comporte les étapes suivantes :
- application d'un premier vecteur X[k], exprimé dans le domaine des sous-bandes du banc de filtres de synthèse, aux sous-systèmes comportant les matrices transformées B&. , avec i compris entre 0 et pi-1 et j tel que j=kmodp2, - pour chaque i fixé, allant de 0 à pi-1 :
* application d'une transformée, de matrice B;; , au vecteur
X[k] pour j=kmodp2 , chaque matrice B/y s ' exprimant comme suit :
où les éléments B^n sont tels que :
Figure imgf000069_0003
Pour tout n compris entre
Figure imgf000069_0001
0 et N-I,
* sommation de tous les vecteurs résultant de la transformée pour j=0,...,p2 -1 , * addition avec recouvrement sur les vecteurs résultant de la sommation, pour construire, en sortie du sous-système d'indice i, un vecteur Yi[n],
- obtention d'un vecteur Y[n], en sortie du système global de conversion, correspondant au vecteur Y,[n] du sous- système d'indice i tel que i=n modp1, la notation modn désignant le modulo du nombre n .
19. Procédé selon la revendication 18, caractérisé en ce que les matrices Bij comportent des blocs nuls de dimensions LxM tels que :
- pour 0≤eij≤K-1,
. si 0≤eij≤rQ-1 alors :
Figure imgf000069_0002
si ro≤eIJ≤K-l alors :
Figure imgf000069_0004
- pour etJ < 0 ,
. si 0 ≤ K + etJ < ro -l alors :
Figure imgf000070_0001
si r0 ≤ K + βy ≤ K -l alors
Figure imgf000070_0002
KM] avec :
* QLxM désignant un bloc nul de dimensions LxM , et
Figure imgf000070_0003
- N1 et N2 sont les longueurs respectives des filtres du banc de synthèse et du banc d'analyse,
- la notation modn désignant le modulo du nombre n ,
- la notation
Figure imgf000070_0004
désignant la partie entière du nombre réel x .
20. Procédé selon la revendication 19, caractérisé en ce que, si le premier nombre M est un multiple du second nombre L tel que M=pL , les matrices AtJ deviennent
Figure imgf000070_0005
- Q≤j≤p-l, - et Bj sont les matrices de transformée qui s ' expriment par :
Figure imgf000070_0006
où
Figure imgf000070_0007
la notation
Figure imgf000071_0001
désignant la partie entière du nombre réel x .
21. Procédé selon la revendication 20, caractérisé en ce qu'il comporte les étapes suivantes :
- application d'un premier vecteur X[&], exprimé dans le domaine des sous-bandes du banc de filtres de synthèse, à un sous-système comportant la matrice transformée By avec
Figure imgf000071_0002
- sommation des vecteurs résultant de l'application des matrices transformées B7., pour tout j tel que O≤j≤p—l,
- obtention du vecteur Y[«], en sortie du système global de conversion, par addition avec recouvrement sur les vecteurs résultant de ladite sommation, la notation mod« désignant le modulo du nombre».
22. Procédé selon la revendication 19, caractérisé en ce que, si le second nombre L est un multiple du premier nombre M tel que L=pM , les matrices AtJ deviennent
, où :
Figure imgf000071_0004
- 0≤i≤p-lr et
B;. sont les matrices de transformée qui s'expriment par :
Figure imgf000071_0003
où /0 = -2- -1, la notation |_xj désignant la partie entière
du nombre réel x .
23. Procédé selon la revendication 22, caractérisé en ce qu'il comporte les étapes suivantes :
- application d'un premier vecteur X[&], exprimé dans le domaine des sous-bandes du banc de filtres de synthèse, à un sous-système comportant la matrice de transfert A,(z), avec 0≤i≤p-l , - pour tout / fixé tel que O≤i≤p-l, application d'une transformée, de matrice B, au vecteur X[A:], et addition avec recouvrement pour obtenir un vecteur de sortie Y,[«],
- obtention d'un vecteur de sortie Y[«]/ du système de conversion global, correspondant au vecteur Y,[«], avec i tel que i=n moàp , la notation mod/î désignant le modulo du nombre n .
24. Procédé selon l'une des revendications 4 à 23, dans lequel les filtres des bancs d'analyse et de synthèse sont de type à cosinus modulé et à réponse impulsionnelle finie, caractérisé en ce que les filtres d'analyse et/ou de synthèse s'obtiennent par une modulation en cosinus d'un filtre prototype passe-bas H(z), de sorte que les réponses impulsionnelles des filtres d'analyse et/ou de synthèse, formant les vecteurs des fonctions de transfert h(z) et/ou f(z), respectivement, s ' expriment chacun, pour un banc de filtres à M bandes , par :
Figure imgf000073_0001
où
_
Figure imgf000073_0002
- est la réponse impulsionnelle du filtre prototype, de longueur N ,
- n est tel que O ≤ n ≤ N-l .
25. Procédé selon la revendication 24, caractérisé en ce que :
- la longueur JV des filtres est donnée par N=2mM, où m est un entier, - les filtres de synthèse sont donnés par
Figure imgf000073_0004
- le filtre prototype est à phase linéaire et vérifie la relation /z[w]=/z[JV-l-w], et les composantes polyphasées d'ordre 2M du filtre prototype H(z) vérifient une condition de complémentarité en puissance.
26. Procédé selon la revendication 25, caractérisé en ce que N=2M et les expressions des bancs de filtre de synthèse et d'analyse sont données par :
Figure imgf000073_0003
pour O≤k≤M-ï, 0≤n≤2M-\,
Figure imgf000074_0001
et en ce que la réponse impulsionnelle du filtre prototype h[n] vérifie en outre les conditions suivantes : - h[l]=h[2M-l-l], et
- λ2[/]+Λ2[/+Λ_f]=l, pour / compris entre 0 et 2M-1.
27. Procédé selon la revendication 26, caractérisé en ce que la réponse impulsionnelle du filtre prototype est donnée par la relation :
pour 0 ≤n ≤ 2M-l .
Figure imgf000074_0002
28. Procédé selon la revendication 27, dans lequel le banc de filtres de synthèse est à un format de type pseudo-QMF, à M = 32 bandes, et le banc de filtres d'analyse est de type à MDCT, ou inversement, caractérisé en ce que les filtres d'analyse et de synthèse sont respectivement définis par :
Figure imgf000074_0003
pour 0≤&<31 et 0<ra<511
29. Procédé selon les revendications 4 et 5, caractérisé en ce que, si l'on prévoit en outre un ré-échantillonnage d'un facteur rationnel Q/R entre le banc de filtres de synthèse et le banc de filtres d'analyse, la matrice de filtrage T(-z) , de taille qλMxq2L, est définie par :
Figure imgf000075_0001
où :
- est la matrice de taille MxL dont les éléments
Figure imgf000075_0005
sont donnés par :
Figure imgf000075_0004
est la matrice dont les éléments sont
Figure imgf000075_0006
préférentiellement définis par :
avec
Figure imgf000075_0003
- et SPB(z) est préférentiellement un filtre passe-bas de fréquence de coupure
Figure imgf000075_0002
et de gain en bande passante Q .
30. Application du procédé selon l'une des revendications précédentes au transcodage d'un premier type de codage/décodage en compression vers au moins un second type de codage/décodage en compression, caractérisée en ce qu'elle consiste à compacter en un même traitement les étapes suivantes : - récupérer -des -données- au moins partiellement décodées selon ledit premier type, sous la forme d'un premier vecteur ( X(z)) comportant un premier nombre L de composantes en sous-bandes respectives,
- appliquer le premier vecteur à un banc de filtres de synthèse selon le premier type, puis à un banc de filtres d'analyse selon le second type, et
- récupérer un second vecteur (Y(z)) comportant un second nombre de composantes M en sous-bandes respectives et susceptible d'être appliqué à des étapes ultérieures de codage selon le second type.
31. Produit programme informatique, destiné à être stocké dans une mémoire d'un équipement dans un réseau de communication, tel qu'un serveur, une passerelle, ou encore un terminal, caractérisé en ce qu'il comporte des instructions pour la mise en œuvre de tout ou partie du procédé selon l'une des revendications 1 à 29.
32. Equipement tel qu'un serveur, une passerelle, ou encore un terminal, destiné à un réseau de communication, caractérisé en ce qu'il comporte des ressources informatiques pour la mise en œuvre du procédé selon l'une des revendications 1 à 29.
PCT/FR2005/002127 2004-09-16 2005-08-23 Procede de traitement de donnees par passage entre domaines differents de sous-bandes WO2006032740A1 (fr)

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