WO2007093726A2 - Dispositif de ponderation perceptuelle en codage/decodage audio - Google Patents

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WO2007093726A2
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filter
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encoder
gain compensation
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Romain Trilling
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    • G10L19/18—Vocoders using multiple modes
    • G10L19/24—Variable rate codecs, e.g. for generating different qualities using a scalable representation such as hierarchical encoding or layered encoding

Definitions

  • the present invention relates to a perceptual weighting device for encoding / decoding an audio signal in a given frequency band. It also relates to a hierarchical audio encoder and decoder comprising a coding / decoding device according to the invention.
  • the invention finds a particularly advantageous application in the field of transmission and storage of digital signals, such as audio-frequency signals of speech, music, etc.
  • waveform coding methods, such as MIC or ADPCM (PCM or ADPCM) coding
  • CELP coding Code Excited Linear Prediction
  • the coder generates a fixed rate bit stream.
  • This fixed rate constraint simplifies the implementation and use of the encoder and decoder, commonly referred to together as "coded". Examples of such systems are: ITU-T G.711 coding at 64 kbit / s, ITU-T G.729 coding at 8 kbit / s or GSM-EFR at 12.2 kbit / s.
  • variable rate bit stream the bit rate values being taken in a pre-defined set. It is thus possible to distinguish several multi-rate coding techniques, more flexible than the fixed rate coding:
  • the multi-mode coding controlled by the source and / or the channel as implemented in the AMR-NB, AMR-WB, SMV or VMR-WB systems the hierarchical coding, or "scalable" coding, which generates a so-called hierarchical bit stream because it includes a core rate and one or more enhancement layer (s).
  • the 48, 56 and 64 kbit / s G.722 system is a simple example of scalable rate scaling.
  • the MPEG-4 CELP codec is scalable in terms of bit rate and bandwidth; other examples of such coders are found in the article by B. Kovesi, D. Massaloux, A. Sollaud, "A Scalable Speech and Audio Coding Scheme with Continuous Bitrate Flexibility", ICASSP 2004.
  • the invention is of interest here more particularly to hierarchical coding.
  • the bit stream comprises a base layer, or core, and one or more enhancement layers.
  • the base layer is generated by a fixed low rate codec, known as a "core coded", guaranteeing the minimum quality of the coding; this layer must be received by the decoder to maintain an acceptable level of quality.
  • Improvement layers are used to improve the quality; it may happen that they are not all received by the decoder.
  • the main advantage of hierarchical coding is that it allows an adaptation of the bit rate by simple truncation of the bit stream.
  • the number of layers namely the number of possible truncations of the bitstream, defines the granularity of the coding: we speak of coding with high granularity if the bitstream comprises few layers (of the order of 2 to 4), while a fine granular coding allows for example a step of the order of 1 kbit / s.
  • the invention relates to scalable bandwidth and bandwidth coding techniques with a CELP heart-coder in a telephone band and one or more band-enhanced enhancement layer with respect to the actual telephone band.
  • Examples of such systems are given in the article by H. Taddei et al, Scalable Three Bitrate (8, 14.2 and 24 kbit / s) Audio Coder; 107th Convention AES, 199, with a high granularity of 8, 14.2 and 24 kbit / s, and with fine granularity of 6.4 to 32 kbit / s in the article by B. Kovesi et al supra.
  • G.729EV Embedded Variable Bitrate
  • the objective of the G.729EV standardization is to obtain a G.729 core hierarchical encoder, producing a signal whose band extends from the narrow band (300-3400 Hz) to the broadband (50-7000 Hz). ) at a rate of 8 to 32 kbit / s for conversational services.
  • This encoder is inherently interoperable with Recommendation G.729, which ensures compatibility with existing VoIP devices.
  • perceptual weighting filtering allows to put shaped the coding noise by attenuating the signal at frequencies where its intensity is strong and where the noise can be more easily masked.
  • the most common perceptual weighting filters used in narrowband CELP coding are of the form ⁇ (z / y ⁇ ) / ⁇ (z / y 2 ) where 0 ⁇ 2 ⁇ ⁇ i ⁇ 1 and ⁇ (z) represents the spectrum LPC of a signal segment of length 5 to 30 ms.
  • the synthesis analysis in CELP coding thus amounts to minimizing the quadratic error in a signal domain perceptually weighted by this type of filter.
  • the technical problem to be solved by the object of the present invention is to propose a perceptual weighting device for encoding / decoding an audio signal in a given frequency band, which would make it possible to carry out a full perceptual weighting filtering.
  • band that is to say on the whole of said given frequency band, in particular the 0-8000 Hz wide band of a hierarchical audio coder, without this operation leading to long and resource-intensive calculations.
  • the solution to the technical problem posed consists, according to the present invention in that, said coding / decoding being carried out in a plurality of adjacent subbands in said given frequency band, said device comprises, in at least one subband, a perceptual weighting filter with gain compensation adapted to achieve the spectral continuity between the output signal of said gain-compensated perceptual weighting filter and the signals in the sub-bands adjacent to said sub-band.
  • the perceptual weighting device performs the desired filtering in one or more subbands and not in the overall coding / decoding band, which limits the complexity of the calculations.
  • the possible disparity of the gains of perceptual weighting filtering from one subband to another is solved thanks to a gain compensation which ensures the spectral continuity over the entire width of the frequency band.
  • the invention therefore makes it possible to obtain a homogeneous band at the output of the perceptual weighting filtering even if the subbands that constitute it have been treated separately from this point of view.
  • each subband can be filtered or not by perceptual weighting.
  • the spectral continuity can therefore be ensured between a filtered sub-band and another unfiltered, or between two filtered subbands.
  • said gain-compensated perceptual weighting filter comprises a perceptual weighting filter and a gain compensation module.
  • said perceptual weighting filter with gain compensation comprises a perceptual weighting filter incorporating said gain compensation.
  • said perceptual weighting filter in the first subband is of the form ((z / y ⁇ ) / ((z / y) where ((z) represents a linear prediction filter.
  • the invention proposes that said gain compensation multiplies by a factor / ⁇ c equal to:
  • the invention also relates to a hierarchical audio encoder in a frequency band decomposed into a first and a second adjacent subbands, said encoder comprising: a heart coder for coding an original signal in the first subband of said frequency band,
  • a stage for calculating a residual signal from said original signal and the signal coming from said core coder a device for perceptually weighting said residual signal, characterized in that said perceptual weighting device comprises a perceptual weighting filter with compensation. gain circuit adapted to achieve the spectral continuity between the output signal of said perceptual weighting filter with gain compensation and the signal in the second subband.
  • only the first subband is subject to perceptual weighting filtering, the second subband not being filtered.
  • said gain-compensated perceptual weighting filter comprises a perceptual weighting filter in the first sub-band
  • the invention provides that said perceptual weighting filter in the first subband is of the form ⁇ (z / y ⁇ ) / ⁇ (z / y 2 ) where A 1 (Z) represents a linear prediction filter.
  • said gain compensation in the first subband performs a multiplication by a factor / ⁇ c ⁇ equal to:
  • the signal from the perceptual weighting device in the first subband and the original signal in the second subband are respectively applied to transform analysis modules, and said transform analysis modules are connected to a transform encoder in said frequency band.
  • said encoder also comprises a device for perceptual weighting of the original signal in the second subband, comprising a perceptual weighting filter with gain compensation able to achieve the spectral continuity between the output signal of said perceptual weighting filter with gain compensation and the output signal of the device of perceptual weighting in the first sub-band.
  • said perceptual weighting filter with gain compensation comprises a perceptual weighting filter in the second band
  • said perceptual weighting filter in the second subband is of the form 2 2 (z / y'i ) / 2 (z / y 'where $ ⁇ 2 (z) represents a linear prediction filter in this case
  • said gain compensation in the second subband performs a multiplication by a factor / ⁇ c2 equal to.:
  • the signal from the perceptual weighting device in the first subband and the signal from the perceptual weighting device in the second subband are respectively applied to transform analysis modules, and said analysis modules to transformed are connected to a transform encoder in said frequency band.
  • the invention further relates to a hierarchical audio decoder in a frequency band decomposed into first and second adjacent sub-bands, said decoder comprising: - a core decoder for decoding in the first sub-band of said frequency band a received signal encoded by the encoder according to the invention, - a device for inverse perceptual weighting of a signal representative of the weighted residual signal in the first sub-band by the perceptual weighting device of said encoder, characterized in that said inverse perceptual weighting device comprises a perceptual weighting filter with gain compensation, inverse of the perceptual weighting filter with gain compensation of the encoder in the first subband.
  • said decoder also comprises an inverse perceptual weighting device of the decoded signal in the second subband, comprising a perceptual weighting filter with gain compensation, inverse of the perceptual weighting filter with gain compensation of the encoder in the second subband.
  • said gain-compensated perceptual weighting filter comprises a perceptual weighting filter in the second band
  • said gain-compensated inverse perceptual weighting filter comprises an inverse perceptual weighting filter in the second band. subband.
  • said inverse perceptual weighting filter in the second subband is of the form
  • the coefficients of the linear prediction filter ⁇ 2 (z) are provided by a band extension module.
  • the invention further relates to a perceptual weighting method for encoding an audio signal in a given frequency band, wherein said encoding is performed in a plurality of adjacent subbands in said given frequency band, said method comprises, in at least one sub-band, a perceptual weighting step with gain compensation adapted to achieve the spectral continuity between the signal from said perceptual weighting step with gain compensation and the signals in the adjacent subbands to said sub-band.
  • the invention relates to a perceptual weighting method for decoding an audio signal encoded in a given frequency band in accordance with the perceptual weighting method for encoding said signal, which is remarkable in that said method comprises - band, a perceptual weighting step with gain compensation, inverse of said perceptual weighting step with gain compensation.
  • FIG. 1 is a diagram of a hierarchical audio coder of the prior art, comprising a full-band perceptual weighting filter before transform coding.
  • FIG. 2 is a high-level diagram of a hierarchical audio coder according to the invention.
  • FIG. 3 is a diagram of the perceptual weighting device of the encoder of FIG. 2.
  • FIG. 4 is a spectrum giving the amplitude of a filtered and gain-compensated signal according to the invention in a first sub-band and the amplitude of an unfiltered signal in a second sub-band.
  • FIG. 5 is a high-level diagram of a hierarchical audio decoder according to the invention.
  • FIG. 6 is a diagram of a variant of the hierarchical audio coder of FIG. 2.
  • FIG. 7 is a diagram of a variant of the hierarchical audio decoder of FIG.
  • FIG. 8 is a spectrum giving the amplitude of a filtered signal then gain-compensated according to the invention in a first sub-band and the amplitude of a filtered signal then equalized according to the invention in a second sub-band .
  • FIG. 2 shows a subband audio coder at rates ranging from 8 to 32 kbit / s. This figure gives the different steps of the corresponding coding method.
  • the input signal in a so-called “extended” 50 to 7000 Hz frequency band sampled at 16 kHz is first decomposed into 2 adjacent subbands by QMF quadrature mirror filtering ("Quadrature Mirror").
  • the first sub-band, or low band, from 0 to 4000 Hz is obtained by low-pass filtering L 300 and decimation 301, and the second sub-band. band, or high band, from 4000 to 8000 Hz by high-pass filtering H 302 and decimation 303.
  • the filters L 300 and H 302 are of length 64 and conform to those described in the article of J. Johnston, ICASSP, vol. 5, pp. 291-294, 1980.
  • the first sub-band is pre-processed by a high-pass filter 304 eliminating the components below 50 Hz before coding by a narrow-band CELP 305 core coder.
  • the high-pass filtering takes into account the fact that the broadband is defined as covering the range 50-7000 Hz.
  • the narrow-band CELP coding corresponds to that described in Figure 1; it is a cascaded CELP coding comprising as a first stage a modified G.729 coding (ITU-T G.729 Recommendation, Coding of Speech at 8 kbps using Conjugate Structure Algebraic Code Excited Linear Prediction (CS-ACELP ), March 1996) without a pre-processing filter, and as a second stage an additional fixed dictionary.
  • CS-ACELP Conjugate Structure Algebraic Code Excited Linear Prediction
  • the residual signal e related to the error due to the CELP coding is calculated by the stage 306 and then perceptually weighted by a device 307 comprising a perceptual weighting filter to obtain the signal x 1 o in the time domain.
  • This signal is analyzed by Modified Discrete Cosine Transform (MDCT) 308 to obtain the discrete spectrum X 1 o in the frequency domain.
  • MDCT Modified Discrete Cosine Transform
  • the device 307 for perceptual weighting is shown in FIG. 3.
  • This device W 1 (Z) comprises a perceptual weighting filter ⁇ (z / y ⁇ ) / ⁇ (z / y 2 ) comprising the filter stages 501 and 502 respectively by A 1 (ZZy 1 ) and 1 / A 1 (ZZy 2 ).
  • the linear prediction filter A 1 (Z) is derived from narrowband CELP coding.
  • the perceptual weighting device 307 also comprises a gain compensation module 503 for multiplying the perceptually weighted signal from the filter 501, 502 by the factor / ⁇ ci defined by:
  • the second subband, or high band is first unfolded spectrally 309 to compensate for the folding due to high pass filter 302 combined with decimation 303.
  • This high band is then pre-processed by a low pass filter 310 eliminating the components between 7000 and 8000 Hz in the original signal.
  • the resulting signal xu in the time domain is transformed by MDCT 311 to obtain the discrete spectrum s in the frequency domain.
  • a band extension 312 is made from x M elX M.
  • the MDCT transformation is implemented using P. Duhamel's algorithm. , Y. Mahieux, JP Small, A Fast Algorithm for the Implementation of Aliasing Cancellation ', ICASSP, vol. 3, pp.2209-2212, 1991.
  • the low band MDCT and high band X ⁇ o and Xu spectra are encoded in the transform coding module 313.
  • the different bitstreams generated by the coding modules 305, 312 and 313 are multiplexed and structured into a hierarchical bitstream in the multiplexer 314.
  • the coding is performed by sample blocks (or frames) of 20 ms, ie 320 samples.
  • the coding rate is 8, 12, 14 to 32 kbit / s.
  • FIG. 4 shows the decomposition of the total frequency band into a first sub-band, the low band between 0 and 4 kHz, and a second sub-band, the high band between 4 and 8 kHz.
  • the MDCT encoder 313 applies to these two sub-bands with:
  • FIG. 5 This figure illustrates the decoding steps of the signal coded by said encoder.
  • the bits describing each frame of 20 ms are demultiplexed in the demultiplexer 700.
  • a decoding operation of 8 to 32 kbit / s is presented, although in practice the bit stream can be truncated to 8, 12, 14 or between 14 and 32 kbit / s.
  • the bit stream of the 8 and 12 kbit / s layers is used by the CELP decoder 701 to generate a first synthesis in the first subband, or narrow band, between 0 and 4000 Hz.
  • the portion of the bit stream associated with the layer at 14 kbit / s is decoded by the band extension module 702 and the signal obtained in the second subband, or high band, between 4000 and 7000 Hz is converted by MDCT 703 into an X h ⁇ spectrum.
  • Decoding MDCT 704 generates from the bit stream associated with the bit rates of 14 to 32 kbit / s a reconstructed spectrum X 10 Qn low band and a reconstructed spectrum X h , in high band.
  • the extended band output signal is obtained via a bank of QMF synthesis filters which perform the oversampling operations 710 and 712, low-pass filtering 711 and high-pass filtering. 713 and addition 714.
  • a perceptual decoding step with gain compensation is performed by the inverse perceptual weighting device 707 Wi (z) ⁇ ⁇ comprising an inverse perceptual weighting filter ⁇ i (z / ⁇ 2 ) / ⁇ i (z / ⁇ i) and a modulus of gain compensation for multiplying the signal from said inverse perceptual weighting filter by the factor 1 / faci with:
  • the t are the coefficients of the filter A 1 (Z) resulting from the CELP coding in narrow band.
  • the coefficients ⁇ are kept constant in each 5 ms subframe.
  • FIG. 2 An alternative embodiment of the encoder of FIG. 2 is shown in FIG.
  • the perceptual weighting device 912 with highband gain compensation W 2 (z) takes the same form as the filter W 1 (Z) in the low band. It is therefore a filter of type ⁇ 2 (z / y 'JZA 2 (ZZy' 2 ) followed by a gain compensation factor fac 2 defined as:
  • fac 2 IAA 2 (ZZf 1 ) ZA 2 (ZZf 2 )
  • I for z 1, ie the frequency 0 Hz or DC component in the high band which corresponds to 4 kHz once this frequency is returned to the input signal before QMF filtering.
  • the MDCT coder applies to these two sub-bands with:
  • the gain compensation in low and high bands by the fac et et 2 factors respectively ensure a continuity of the responses of the 4 kHz filters. It is this continuity which then makes it possible to code the two discrete spectra X ⁇ o and X h , into a single vector X. Again, it is important to note that the value 0 dB used here to define the continuity between low and high bands n is indicative.
  • the hierarchical audio decoder corresponding to this variant is described in FIG. 7. Compared to the decoder of the previous embodiment, the only difference consists in recovering the quantized LPC coefficients, ⁇ 2 (z), used by the module 1002.
  • the inverse filter W 2 (Z) '1 in the high band is of type ⁇ 2 (z / y' 2 ) / ⁇ 2 (z / y'i) followed by the gain compensation factor l / fac 2 wherefac 2 a has been defined above.
  • the invention furthermore covers a computer program comprising a sequence of instructions stored on a medium for execution by a computer or a dedicated device, which is remarkable in that, during the execution of these instructions, the latter executes the method of perceptual weighting object of the invention for coding and / or decoding.
  • the aforementioned computer program is for example a directly executable program implanted in a perceptual weighting device object of the invention. It is understood that the invention is not limited to the only embodiments that have just been described. In particular, it will be noted that
  • the numerical values of the adjustable parameters ⁇ lt ⁇ 2 , ⁇ 'i and y ' 2 may be different from those chosen above,
  • the fac compensation factor can be applied before filtering by A (ZZy 1 ) ZA (ZZy 2 ) or between the filters A (ZZy 1 ) and ⁇ (zZ ⁇ 2 ) or else integrated into one of the filters A (ZZy 1 ) or ⁇ (zZy 2 ). It is the same for the factor / ⁇ c 2 and the corresponding inverse filters, the perceptual weighting filter is not necessarily of the form ((z / ⁇ i ) / ((z / ⁇ 2 ),
  • the number of sub-bands defined in the total frequency band may be greater than 2.

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Abstract

Codeur audio hiérarchique dans une bande de fréquence décomposée en une première et une deuxième sous-bandes adjacentes, ledit codeur comprenant : - un codeur coer (305) destiné à coder un signal original dans la première sous-bande de ladite bande de fréquence, - un étage (306) de calcul d'un signal résiduel {e) à partir dudit signal original et du signal issu dudit codeur coer, - un dispositif (307) de pondération perceptuelle dudit signal résiduel {e). Selon l'invention, ledit dispositif de pondération perceptuelle comprend un filtre (307) de pondération perceptuelle avec compensation de gain apte à réaliser la continuité spectrale entre le signal en sortie dudit filtre de pondération perceptuelle à compensation de gain et le signal dans la deuxième sous-bande. Application à la transmission et au stockage de signaux numériques, tels que les signaux audio-fréquences de parole, de musique, etc.

Description

DISPOSITIF DE PONDERATION PERCEPTUELLE EN CODAGE/DECODAGE AUDIO
La présente invention concerne un dispositif de pondération perceptuelle pour le codage/décodage d'un signal audio dans une bande de fréquence donnée. Elle concerne également un codeur et un décodeur audio hiérarchiques comprenant un dispositif de codage/décodage conforme à l'invention.
L'invention trouve une application particulièrement avantageuse dans le domaine de la transmission et du stockage de signaux numériques, tels que les signaux audio-fréquences de parole, de musique, etc.
Différentes techniques existent aujourd'hui pour convertir sous forme numérique et pour compresser un signal audio-fréquences de parole, de musique, etc. Les méthodes les plus courantes sont :
- les méthodes de « codage de forme d'onde », telles que le codage MIC ou MICDA (PCM ou ADPCM en anglais),
- les méthodes de « codage paramétrique par analyse par synthèse » comme le codage CELP (« Code Excited Linear Prédiction »),
- les méthodes de « codage perceptuel en sous-bandes ou par transformée ».
Ces techniques classiques de codage de signaux audio-fréquences sont décrites par exemple dans WB. Kleijn et K.K. Paliwal Editors, Speech Coding and Synthesis, Elsevier, 1995. Dans ce contexte, l'invention s'adresse plus spécialement aux méthodes de codage du type « codage prédictif par transformée » (ou « Prédictive Transform Coding ») intégrant les techniques du codage CELP et du codage par transformée.
On rappellera d'abord qu'en codage de parole conventionnel, le codeur génère un flux binaire à débit fixe. Cette contrainte de débit fixe simplifie la mise en œuvre et l'utilisation du codeur et du décodeur, communément désigné ensemble sous le terme de « codée ». Des exemples de tels systèmes sont : le codage UIT-T G.711 à 64 kbit/s, le codage UIT-T G.729 à 8 kbit/s ou le système GSM-EFR à 12,2 kbit/s.
Cependant, dans certaines applications comme la téléphonie mobile, la voix sur IP ou les communications sur réseaux ad hoc, il est préférable de générer un flux binaire à débit variable, les valeurs du débit étant prises dans un ensemble pré-défini. On peut ainsi distinguer plusieurs techniques de codage multi-débits, plus flexible que le codage à débit fixe :
- le codage multi-modes contrôlé par la source et/ou le canal tel que mis en œuvre dans les systèmes AMR-NB, AMR-WB, SMV, ou VMR-WB, - le codage hiérarchique, ou codage "scalable", qui génère un flux binaire dit hiérarchique car il comprend un débit cœur et une ou plusieurs couche(s) d'amélioration. Le système G.722 à 48, 56 et 64 kbit/s est un exemple simple de codage scalable en débit. Le codée MPEG-4 CELP est quant à lui scalable en débit et en largeur de bande ; on trouve d'autres exemples de tels codeurs dans l'article de B. Kovesi, D. Massaloux, A. Sollaud, "A Scalable Speech and Audio Coding Scheme with Continuous Bitrate Flexibility", ICASSP 2004.
- le codage à descriptions multiples.
L'invention s'intéresse ici plus particulièrement au codage hiérarchique.
Le concept de base du codage audio hiérarchique, ou "scalable", est par exemple illustré dans l'article de Y. Hiwasaki, T. Mori, H. Ohmuro, J. Ikedo, D. Tokumoto, and A. Kataoka, Scalable Speech Coding Technology for High- Quality Ubiquitous Communications, NTT Technical Review, March 2004.
Dans ce type de codage, le flux binaire comprend une couche de base, ou de cœur, et une ou plusieurs couches d'amélioration. La couche de base est générée par un codée à bas débit fixe, qualifié de « codée cœur », garantissant la qualité minimale du codage ; cette couche doit être reçue par le décodeur pour maintenir un niveau de qualité acceptable.
Les couches d'amélioration servent à améliorer la qualité ; il peut arriver qu'elles ne soient pas toutes reçues par le décodeur. L'intérêt principal du codage hiérarchique est qu'il permet une adaptation du débit par simple troncature du flux binaire. Le nombre de couches, à savoir le nombre de troncatures possibles du flux binaire, définit la granularité du codage : on parle de codage à granularité forte si le flux binaire comprend peu de couches (de l'ordre de 2 à 4), tandis qu'un codage à granularité fine permet par exemple un pas de l'ordre de 1 kbit/s.
L'invention se rapporte plus particulièrement aux techniques de codage scalable en débit et en largeur de bande avec un codeur cœur de type CELP en bande téléphonique et une ou plusieurs couche d'amélioration en bande élargie par rapport à la bande téléphonique proprement dite. Des exemples de tels systèmes sont donnés dans l'article de H. Taddéi et al, A Scalable Three Bitrate (8, 14,2 and 24 kbit/s) Audio Coder; 107th Convention AES, 199, avec une granularité forte 8, 14,2 et 24 kbit/s, et avec granularité fine de 6,4 à 32 kbit/s dans l'article de B. Kovesi et al précité.
L1UIT-T a lancé en 2004 un projet de codeur hiérarchique à cœur normalisé. Ce codeur, appelé G.729EV (EV pour « Embedded Variable bitrate ») est une annexe du codeur G.729 connu. L'objectif de la normalisation G.729EV est d'obtenir un codeur hiérarchique à cœur G.729, produisant un signal dont la bande s'étend de la bande étroite (300-3400 Hz) à la bande élargie (50-7000 Hz) à un débit de 8 à 32 kbit/s pour les services conversationnels. Ce codeur est par nature inter-opérable avec la recommandation G.729, ce qui assure la compatibilité avec les équipements de voix sur IP existants. En réponse à ce projet, il a été proposé le codeur audio hiérarchique de
8 à 32 kbit/s représenté sur la figure 1 et décrit dans le document UIT-T, COM 16, D135 (WP 3/16), « France Telecom G.729EV Candidate : High level description and complexity évaluation », Q.10/16, Study Period 2005-2008, Geneva, 26 JuIy - 5 August 2005 ». Il s'agit d'un codage à trois couches comprenant un codage CELP en cascade, une extension de bande par codage prédictif linéaire (LPC) pleine bande et un codage prédictif par transformée. Le codage TDAC par transformée (« Time Domain Aliasing Cancellation ») est appliqué après transformation en cosinus discrets modifiée (MDCT). La couche de codage prédictif par transformée utilise un filtre de pondération perceptuelle pleine bande WWB(Z).
Le concept de mise en forme du bruit de codage par filtrage de pondération perceptuelle est expliqué dans l'ouvrage de WB. Kleijn et al précité. En substance, le filtrage de pondération perceptuelle permet de mettre en forme le bruit de codage en atténuant le signal aux fréquences où son intensité est forte et où le bruit peut être plus facilement masqué.
Les filtres de pondération perceptuelle les plus couramment utilisés en codage CELP en bande étroite sont de la forme Â(z/yι)/Â(z/y2) où 0 < γ2 ≤ γi < 1 et Â(z) représente le spectre LPC d'un segment de signal de longueur 5 à 30 ms. L'analyse par synthèse en codage CELP revient ainsi à minimiser l'erreur quadratique dans un domaine de signal pondéré perceptuellement par ce type de filtre.
Cependant, cette technique proposée dans le cadre de la normalisation G.729EV présente l'inconvénient d'utiliser un filtre de pondération perceptuelle pleine bande. Le filtrage associé est en effet relativement complexe en terme de quantité de calcul.
Aussi, le problème technique à résoudre par l'objet de la présente invention est de proposer un dispositif de pondération perceptuelle pour le codage/décodage d'un signal audio dans une bande de fréquence donnée, qui permettrait de réaliser un filtrage de pondération perceptuelle pleine bande, c'est-à-dire sur la totalité de ladite bande de fréquence donnée, en particulier la bande élargie 0-8000 Hz d'un codeur audio hiérarchique, sans que cette opération n'entraîne des calculs longs et coûteux en ressources. La solution au problème technique posé consiste, selon la présente invention en ce que, ledit codage/décodage étant effectué dans une pluralité de sous-bandes adjacentes dans ladite bande de fréquence donnée, ledit dispositif comprend, dans au moins une sous-bande, un filtre de pondération perceptuelle avec compensation de gain apte à réaliser la continuité spectrale entre le signal en sortie dudit filtre de pondération perceptuelle avec compensation de gain et les signaux dans les sous-bandes adjacentes à ladite sous-bande.
Ainsi, le dispositif de pondération perceptuelle conforme à l'invention réalise le filtrage recherché dans une ou plusieurs sous-bandes et non pas dans la bande de codage/décodage dans son ensemble, ce qui limite la complexité des calculs. Par ailleurs, l'éventuelle disparité des gains du filtrage de pondération perceptuelle d'une sous-bande à une autre est résolue grâce à une compensation de gain qui assure la continuité spectrale sur toute la largeur de la bande de fréquence. L'invention permet donc d'obtenir une bande homogène en sortie du filtrage de pondération perceptuelle même si les sous-bandes qui la constituent ont été traitées séparément de ce point de vue.
Il en résulte l'avantage particulièrement important qu'un codage par transformée peut être appliqué pleine bande sur des sous-bandes qui autrement seraient inhomogènes du fait de leur filtrage séparé.
Bien entendu, chaque sous-bande peut être filtrée ou non par pondération perceptuelle. La continuité spectrale peut donc être assurée entre une sous-bande filtrée et une autre non filtrée, ou entre deux sous-bandes filtrées.
Selon un mode de réalisation, ledit filtre de pondération perceptuelle à compensation de gain comprend un filtre de pondération perceptuelle et un module de compensation de gain.
Selon un autre mode de réalisation, ledit filtre de pondération perceptuelle avec compensation de gain comprend un filtre de pondération perceptuelle intégrant ladite compensation de gain.
On peut alors prévoir que ledit filtre de pondération perceptuelle dans la première sous-bande est de la forme Â(z/yι)/Â(z/y^ où Â(z) représente un filtre de prédiction linéaire. Dans ce cas, l'invention propose que ladite compensation de gain effectue une multiplication par un facteur/αc égal à :
Figure imgf000007_0001
où les â, sont les coefficients du filtre Â(z) de prédiction linéaire.
On rappelle ici qu'un filtre Â(z) de prédiction linéaire d'ordre p et de coefficients â, est donné par :
Â(z) = âo + â1 z'1 + â2 z'2 + ... + âp z'p L'invention concerne également un codeur audio hiérarchique dans une bande de fréquence décomposée en une première et une deuxième sous- bandes adjacentes, ledit codeur comprenant : - un codeur cœur destiné à coder un signal original dans la première sous- bande de ladite bande de fréquence,
- un étage de calcul d'un signal résiduel à partir dudit signal original et du signal issu dudit codeur cœur, - un dispositif de pondération perceptuelle dudit signal résiduel, remarquable en ce que ledit dispositif de pondération perceptuelle comprend un filtre de pondération perceptuelle avec compensation de gain apte à réaliser la continuité spectrale entre le signal en sortie dudit filtre de pondération perceptuelle avec compensation de gain et le signal dans la deuxième sous-bande.
Dans ce mode de réalisation, seule la première sous-bande est soumise à un filtrage de pondération perceptuelle, la deuxième sous-bande n'étant pas filtrée.
Par ailleurs, lorsque ledit filtre de pondération perceptuelle à compensation de gain comprend un filtre de pondération perceptuelle dans la première sous-bande, l'invention prévoit que ledit filtre de pondération perceptuelle dans la première sous-bande est de la forme Âι(z/yι)/Âι(z/y2) où A1(Z) représente un filtre de prédiction linéaire. Dans ce cas, ladite compensation de gain dans la première sous-bande effectue une multiplication par un facteur/αc^ égal à :
Figure imgf000008_0001
où les â, sont les coefficients du filtre A1(Z) de prédiction linéaire.
Avantageusement, le signal issu du dispositif de pondération perceptuelle dans la première sous-bande et le signal original dans la deuxième sous-bande sont appliqués respectivement à des modules d'analyse par transformée, et lesdits modules d'analyse par transformée sont reliés à un codeur par transformée dans ladite bande de fréquence.
Selon une variante de réalisation du codeur audio hiérarchique conforme à l'invention, ledit codeur comprend également un dispositif de pondération perceptuelle du signal original dans la deuxième sous-bande, comprenant un filtre de pondération perceptuelle avec compensation de gain apte à réaliser la continuité spectrale entre le signal en sortie dudit filtre de pondération perceptuelle avec compensation de gain et le signal en sortie du dispositif de pondération perceptuelle dans la première sous-bande.
Il s'agit donc là d'un codeur pour lequel un filtrage de pondération perceptuelle est effectué séparément dans les deux sous-bandes.
Il est alors prévu que, lorsque ledit filtre de pondération perceptuelle avec compensation de gain comprend un filtre de pondération perceptuelle dans la deuxième bande, ledit filtre de pondération perceptuelle dans la deuxième sous-bande est de la forme Â2(z/y'i)/Â2(z/y'$ où Â2(z) représente un filtre de prédiction linéaire. Dans ce cas, ladite compensation de gain dans la deuxième sous-bande effectue une multiplication par un facteur/αc2 égal à :
Figure imgf000009_0001
où les â\ sont les coefficients du filtre Â2(z) de prédiction linéaire.
Avantageusement, le signal issu du dispositif de pondération perceptuelle dans la première sous-bande et le signal issu du dispositif de pondération perceptuelle dans la deuxième sous-bande sont appliqués respectivement à des modules d'analyse par transformée, et lesdits modules d'analyse par transformée sont reliés à un codeur par transformée dans ladite bande de fréquence.
L'invention concerne en outre un décodeur audio hiérarchique dans une bande de fréquence décomposée en une première et une deuxième sous- bandes adjacentes, ledit décodeur comprenant : - un décodeur cœur destiné à décoder dans la première sous-bande de ladite bande de fréquence un signal reçu codé par le codeur selon l'invention, - un dispositif de pondération perceptuelle inverse d'un signal représentatif du signal résiduel pondéré dans la première sous-bande par le dispositif de pondération perceptuelle dudit codeur, remarquable en ce que ledit dispositif de pondération perceptuelle inverse comprend un filtre de pondération perceptuelle avec compensation de gain, inverse du filtre de pondération perceptuelle avec compensation de gain du codeur dans la première sous-bande. En variante, l'invention propose que ledit décodeur comprend également un dispositif de pondération perceptuelle inverse du signal décodé dans la deuxième sous-bande, comprenant un filtre de pondération perceptuelle avec compensation de gain, inverse du filtre de pondération perceptuelle avec compensation de gain du codeur dans la deuxième sous- bande.
Dans ce dernier cas, on prévoit que, lorsque ledit filtre de pondération perceptuelle avec compensation de gain comprend un filtre de pondération perceptuelle dans la deuxième bande, ledit filtre de pondération perceptuelle inverse avec compensation de gain comprend un filtre de pondération perceptuelle inverse dans la deuxième sous-bande. En particulier, ledit filtre de pondération perceptuelle inverse dans la deuxième sous-bande est de la forme
Figure imgf000010_0001
Dans ce cas, les coefficients du filtre Â2(z) de prédiction linéaire sont fournis par un module d'extension de bande.
L'invention concerne par ailleurs un procédé de pondération perceptuelle pour le codage d'un signal audio dans une bande de fréquence donnée, remarquable en ce que, ledit codage étant effectué dans une pluralité de sous-bandes adjacentes dans ladite bande de fréquence donnée, ledit procédé comprend, dans au moins une sous-bande, une étape de pondération perceptuelle avec compensation de gain apte à réaliser la continuité spectrale entre le signal issu de ladite étape de pondération perceptuelle avec compensation de gain et les signaux dans les sous-bandes adjacentes à ladite sous-bande.
Enfin, l'invention concerne un procédé de pondération perceptuelle pour le décodage d'un signal audio codé dans une bande de fréquence donnée conformément au procédé de pondération perceptuelle pour le codage dudit signal, remarquable en ce que, ledit procédé comprend, dans ladite sous- bande, une étape de pondération perceptuelle avec compensation de gain, inverse de ladite étape de pondération perceptuelle avec compensation de gain.
La description qui va suivre en regard des dessins annexés, donnés à titre d'exemples non limitatifs, fera bien comprendre en quoi consiste l'invention et comment elle peut être réalisée.
La figure 1 est un schéma d'un codeur audio hiérarchique de l'art antérieur, comprenant un filtrage de pondération perceptuelle pleine bande avant codage par transformée.
La figure 2 est un schéma de haut niveau d'un codeur audio hiérarchique selon l'invention.
La figure 3 est un schéma du dispositif de pondération perceptuelle du codeur de la figure 2.
La figure 4 est un spectre donnant l'amplitude d'un signal filtré puis compensé en gain selon l'invention dans une première sous-bande et l'amplitude d'un signal non filtré dans une deuxième sous-bande.
La figure 5 est un schéma de haut niveau d'un décodeur audio hiérarchique selon l'invention.
La figure 6 est un schéma d'une variante du codeur audio hiérarchique de la figure 2. La figure 7 est un schéma d'une variante du décodeur audio hiérarchique de la figure 5.
La figure 8 est un spectre donnant l'amplitude d'un signal filtré puis compensé en gain selon l'invention dans une première sous-bande et l'amplitude d'un signal filtré puis égalisé selon l'invention dans une deuxième sous-bande.
Sur la figure 2 est représenté un codeur audio hiérarchique en sous- bandes à des débits allant de 8 à 32 kbit/s. Cette figure donne les différentes étapes du procédé de codage correspondant.
Le signal d'entrée dans une bande de fréquence utile 50 à 7000 Hz, dite « élargie », échantillonné à 16 kHz, est d'abord décomposé en 2 sous-bandes adjacentes par filtrage miroir en quadrature QMF (« Quadrature Mirror
Filter »). La première sous-bande, ou bande basse, de 0 à 4000 Hz est obtenue par filtrage passe-bas L 300 et décimation 301 , et la deuxième sous- bande, ou bande haute, de 4000 à 8000 Hz par filtrage passe-haut H 302 et décimation 303. Dans un mode de réalisation préféré, les filtres L 300 et H 302 sont de longueur 64 et conformes à ceux décrits dans l'article de J. Johnston, A filter family designed for use in quadrature mirror filter banks, ICASSP, vol. 5, pp. 291 - 294, 1980.
La première sous-bande est pré-traitée par un filtre passe-haut 304 éliminant les composantes en dessous de 50 Hz avant codage par un codeur cœur CELP 305 en bande étroite. Le filtrage passe-haut tient compte du fait que la bande élargie est définie comme couvrant l'intervalle 50-7000 Hz. Dans ce mode de réalisation, le codage CELP en bande étroite correspond à celui décrit à la figure 1 ; il s'agit d'un codage CELP en cascade comprenant comme premier étage un codage G.729 modifié (ITU-T G.729 Recommandation, Coding of Speech at 8 kbit/s using Conjugate Structure Algebraic Code Excited Linear Prédiction (CS-ACELP), March 1996) sans filtre de pré- traitement, et comme deuxième étage un dictionnaire fixe supplémentaire. Le signal résiduel e lié à l'erreur due au codage CELP est calculé par l'étage 306 puis pondéré perceptuellement par un dispositif 307 comprenant un filtre de pondération perceptuelle pour obtenir le signal x!o dans le domaine temporel. Ce signal est analysé par transformée en cosinus discrets modifiée (MDCT) 308 pour obtenir le spectre discret Xιo dans le domaine fréquentiel.
Le dispositif 307 de pondération perceptuelle est montré à la figure 3. Ce dispositif W1(Z) comprend un filtre de pondération perceptuelle Âι(z/yι)/Âι(z/y2) comprenant les étages 501 et 502 de filtrage respectivement par A1(ZZy1) et 1/A1(ZZy2). Comme le montre la figure 2, le filtre A1(Z) de prédiction linéaire est issu du codage CELP en bande étroite. Le dispositif 307 de pondération perceptuelle comprend également un module 503 de compensation de gain destiné à multiplier le signal pondéré perceptuellement issu du filtre 501 , 502 par le facteur/αci défini par :
Figure imgf000012_0001
où les â, sont les coefficients du filtre A1(Z) :
Figure imgf000013_0001
Dans un mode de réalisation préféré, les coefficients â( sont mis à jour à chaque sous-trame de 5 ms, et γi = 0,96 et γ2 = 0,6.
Une définition équivalente du facteur/αci correspond à l'inverse du gain du filtre Âi(z/γi)/Âi(z/γ2) pris à la fréquence de Nyquist (4 kHz) soit :
/OC1 = 1Z\ A1(ZZy1)ZA1(ZZy2)I pour z = -1.
La deuxième sous-bande, ou bande haute, est d'abord dépliée spectralement 309 pour compenser le repliement dû au filtre passe-haut 302 combiné avec la décimation 303. Cette bande haute est ensuite pré-traitée par un filtre passe-bas 310 éliminant les composantes entre 7000 et 8000 Hz dans le signal original. Le signal résultant xu dans le domaine temporel est transformé par MDCT 311 pour obtenir le spectre discret s dans le domaine fréquentiel. Une extension de bande 312 est réalisée à partir de xMelXM. Les signaux xιo et xu sont découpés en trames de N échantillons et la transformation MDCT de longueur L=2N analyse les trames courante et future. Dans un mode de réalisation préféré, χïo et xu sont des signaux en bande étroite échantillonné à 8 kHz et N = 160 (soit 20 ms). Les transformées MDCT Xio et Xu comprennent donc N = 160 coefficients, chaque coefficient représentant une bande fréquentielle de 4000/160 = 25 Hz. Dans un mode de réalisation préféré, la transformation MDCT est implantée au moyen de l'algorithme de P. Duhamel, Y. Mahieux, J. P. Petit, A fast algorithm for the implementation of filter banks based on lime domain aliasing cancellation', ICASSP, vol. 3, pp.2209-2212, 1991. Les spectres MDCT bande basse et bande haute Xιo et Xu sont codés dans le module 313 de codage par transformée.
Les différents flux binaires générés par les modules de codage 305, 312 et 313 sont multiplexes et structurés en un train binaire hiérarchique dans le multiplexeur 314. Le codage est réalisé par blocs d'échantillons (ou trames) de 20 ms, soit 320 échantillons. Le débit de codage est de 8, 12, 14 à 32 kbit/s.
L'intérêt de l'étape de pondération perceptuelle avec compensation de gain par le facteur/αc/ est maintenant expliqué à l'aide de la figure 4. Cette figure montre la décomposition de la bande de fréquence totale en une première sous-bande, la bande basse entre 0 et 4 kHz, et une deuxième sous-bande, la bande haute entre 4 et 8 kHz. Dans un mode de réalisation préféré, le codeur MDCT 313 s'applique à ces deux sous-bandes avec :
- un filtrage W1(Z) de pondération perceptuelle et compensation en gain avant transformation MDCT en bande basse,
- une transformation MDCT directe en bande haute sans filtrage de pondération perceptuelle. Ces deux opérations en sous-bandes sont schématisées respectivement sur la figure 4 par la réponse en amplitude de Âi(z/γi)/Âi(z/γ2) en bande basse et une réponse plate à 0 dB en bande haute. Cette réponse plate montre qu'aucun traitement n'est appliqué à la bande haute avant transformation MDCT. La compensation de gain par le facteur faci permet de décaler la réponse en amplitude de Âι(z/yι)/Âι(z/y2) afin d'assurer la continuité à
4 kHz. Cette continuité est très importante car elle permet ensuite de coder conjointement les deux spectres discrets Xιo et Xh, de façon homogène en un seul vecteur X Le vecteur X représente donc un spectre discret pleine bande.
Il est important de noter que la valeur 0 dB utilisée ici pour définir la continuité entre bandes basse et haute n'est qu'indicative.
Le décodeur audio hiérarchique associé au codeur qui vient d'être décrit en regard des figures 2, 3 et 4 est représenté à la figure 5. Cette figure illustre les étapes de décodage du signal codé par ledit codeur.
Les bits décrivant chaque trame de 20 ms sont démultiplexés dans le démultiplexeur 700. Dans la suite, on présente un décodage fonctionnant de 8 à 32 kbit/s, bien qu'en pratique le flux binaire peut être tronqué à 8, 12, 14 ou entre 14 et 32 kbit/s.
Le flux binaire des couches à 8 et 12 kbit/s est utilisé par le décodeur CELP 701 pour générer une première synthèse dans la première sous-bande, ou bande étroite, entre 0 et 4000 Hz. La portion du flux binaire associé à la couche à 14 kbit/s est décodée par le module 702 d'extension de bande et le signal obtenu dans la deuxième sous-bande, ou bande haute, entre 4000 et 7000 Hz est transformé par MDCT 703 en un spectre Xhι . Le décodage MDCT 704 génère à partir du flux binaire associé aux débits de 14 à 32 kbit/s un spectre reconstruit X10Qn bande basse et un spectre reconstruit Xh, en bande haute. Ces deux spectres sont ramenés à des signaux temporels xlo et xh par MDCT inverse dans les blocs 705 et 706. Le signal x/oest ajouté à la synthèse CELP par l'additionneur 708 après filtrage par un dispositif 707 de pondération perceptuelle inverse. Le résultat est ensuite post-filtré en 709.
Le signal de sortie en bande élargie, échantillonné à 16 kHz, est obtenu par l'intermédiaire d'un banc de filtres QMF de synthèse qui effectuent les opérations de sur-échantillonnage 710 et 712, de filtrage passe-bas 711 et passe-haut 713 et addition 714.
Une étape de décodage perceptuelle avec compensation de gain est effectuée par le dispositif 707 de pondération perceptuelle inverse Wi(z)~ι comprenant un filtre de pondération perceptuelle inverse Âi(z/γ2)/Âi(z/γi) et un module de compensation de gain destiné à multiplier le signal issu dudit filtre de pondération perceptuelle inverse par le facteur 1/faci avec :
llfac,
Figure imgf000015_0001
où les ât sont les coefficients du filtre A1(Z) issu du codage CELP en bande étroite. Comme au codeur, les coefficients â, sont maintenus constants dans chaque sous-trame de 5 ms.
Une variante du mode de réalisation du codeur de la figure 2 est représentée sur la figure 6.
Sur cette figure, on retrouve le banc de filtres 900 à 903 d'analyse, le traitement de la bande basse par les blocs 904 à 908, le pré-traitement de la bande haute par les blocs 909 à 910, le codeur MDCT 913 et le multiplexeur 915. La différence principale entre cette variante et le mode de réalisation de la figure 2 consiste en l'incorporation d'une analyse et d'une quantification par prédiction linéaire (LPC) dans la deuxième sous-bande, ou bande haute. Les coefficients LPC quantifiés dans la bande haute, Â2(z), sont donnés par le module 911 d'extension de bande. Les détails de l'extension de bande à base de LPC ne sont pas décrits ici car ils dépassent le cadre de l'invention. Ces coefficients LPC permettent d'appliquer un filtrage de pondération perceptuelle avec compensation de gain W2(z) dans le dispositif 912 avant MDCT 913. Ainsi, cette variante revient à pondérer perceptuellement le signal de différence e en bande basse et le signal xhι en bande haute, alors que le mode de réalisation décrit précédemment ne pondère perceptuellement que le signal de différence e en bande basse.
Dans cette variante, le dispositif 912 de pondération perceptuelle avec compensation de gain W2(z) en bande haute prend la même forme que le filtre W1(Z) dans la bande basse. Il s'agit donc d'un filtre de type Â2(z/y' JZA2(ZZy' 2) suivi d'un facteur de compensation de gain fac2 défini comme :
Figure imgf000016_0001
où les â\ sont les coefficients du filtre Â2(z) :
Â2(z) = â O + â 'i z 1 + â 2 z 2 + ... + â 'p z'p eï γ'i = 0,96 et y 2 = 0,6.
Ce facteur correspond à : fac2 = IAA2(ZZf1)ZA2(ZZf2)I pour z = 1 , soit la fréquence 0 Hz ou composante continue dans le bande haute qui correspond en fait à 4 kHz une fois que cette fréquence est ramenée au signal d'entrée avant filtrage QMF.
L'intérêt de l'étape de pondération perceptuelle avec compensation de gain dans les deux sous-bandes est expliqué à la figure 8. On retrouve la décomposition entre bande basse (0 à 4 kHz) et bande haute (4 à 8 kHz).
Dans la variante considérée ici, le codeur MDCT s'applique à ces deux sous- bandes avec :
- un filtrage W1(Z) avant MDCT en bande basse,
- un filtrage W2(z) avant MDCT en bande haute. Ces deux opérations en sous-bandes sont schématisées respectivement par la réponse en amplitude de A1(ZZy1)ZA1(ZZy2) en bande basse et la réponse en amplitude de Â2(zZγ'1)ZÂ2(zZγ'2) en bande haute.
Les compensations de gain en bandes basse et haute par les facteurs fac] etfac2 respectivement assurent une continuité des réponses des filtres à 4 kHz. C'est cette continuité qui permet ensuite de coder les deux spectres discrets Xιo et Xh, en un seul vecteur X Là encore, il est important de noter que la valeur 0 dB utilisée ici pour définir la continuité entre bandes basse et haute n'est qu'indicative. Le décodeur audio hiérarchique correspondant à cette variante est décrit à la figure 7. Par rapport au décodeur du mode de réalisation précédent, la seule différence consiste en la récupération des coefficients LPC quantifiés, Â2(z), utilisés par le module 1002 d'extension de bande et à l'application d'un filtre de pondération perceptuelle inverse W2(Z)'1 sur le signal xhι . Le filtre inverse W2(Z)'1 en bande haute est de type Â2(z/y'2)/Â2(z/y'i) suivi par le facteur de compensation de gain l/fac2 oùfac2a été défini plus haut.
L'invention couvre en outre un programme d'ordinateur comportant une suite d'instructions mémorisées sur un support pour exécution par un ordinateur ou un dispositif dédié, remarquable en ce que lors de l'exécution de ces instructions, ce dernier exécute le procédé de pondération perceptuelle objet de l'invention pour le codage et/ou le décodage.
Le programme d'ordinateur précité est par exemple un programme directement exécutable implanté dans un dispositif de pondération perceptuelle objet de l'invention. II est bien entendu que l'invention n'est pas limitée aux seuls modes de réalisation qui viennent d'être décrits. En particulier, on notera que
- les valeurs numériques des paramètres ajustables γlt γ2, γ'i et y'2 peuvent être différentes de celles choisies ci-dessus,
- le facteur de compensation fac] peut être appliqué avant filtrage par A(ZZy1)ZA(ZZy2) ou entre les filtres A(ZZy1) et Â(zZγ2) ou encore intégré dans l'un des filtres A(ZZy1) ou Â(zZy2). Il en est de même pour le facteur/αc2 et les filtres inverses correspondants, - le filtre de pondération perceptuelle n'est pas nécessairement de la forme Â(z/γi)/Â(z/γ2),
- le nombre de sous-bandes définies dans la bande de fréquence totale peut être supérieur à 2.

Claims

REVENDICATIONS
1. Dispositif de pondération perceptuelle pour le codage/décodage d'un signal audio dans une bande de fréquence donnée, caractérisé en ce que, ledit codage/décodage étant effectué dans une pluralité de sous-bandes adjacentes dans ladite bande de fréquence donnée, ledit dispositif comprend, dans au moins une sous-bande, un filtre (307) de pondération perceptuelle avec compensation de gain apte à réaliser la continuité spectrale entre le signal en sortie dudit filtre de pondération perceptuelle avec compensation de gain et les signaux dans les sous-bandes adjacentes à ladite sous-bande.
2. Dispositif selon la revendication 1 , caractérisé en ce que ledit filtre (307) de pondération perceptuelle avec compensation de gain comprend un filtre (501 , 502) de pondération perceptuelle et un module (503) de compensation de gain.
3. Dispositif selon la revendication 2, caractérisé en ce que ledit module (503) de compensation de gain est disposé à la sortie dudit filtre (501 , 502) de pondération perceptuelle.
4. Dispositif selon la revendication 2, caractérisé en ce que ledit module de compensation de gain est disposé à l'entrée dudit filtre de pondération perceptuelle.
5. Dispositif selon la revendication 1 , caractérisé en ce que ledit filtre de pondération perceptuelle avec compensation de gain comprend un filtre de pondération perceptuelle intégrant ladite compensation de gain.
6. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 2 à 5, caractérisé en ce que ledit filtre de pondération perceptuelle est de la forme Â(z/yι)/Â(z/y2) où Â(z) représente un filtre de prédiction linéaire, avec 0 < γ2 ≤1 et 0 < γi ≤ 1.
7. Dispositif selon la revendication 6, caractérisé en ce que ladite compensation de gain effectue une multiplication par un facteur fac égal à :
Figure imgf000020_0001
où les ât sont les coefficients dudit filtre Â(z) = â0 + ai z'1 + â2 z'2 +... + âp z'p de prédiction linéaire.
8. Codeur audio hiérarchique dans une bande de fréquence décomposée en une première et une deuxième sous-bandes adjacentes, ledit codeur comprenant :
- un codeur cœur (305 ; 905) destiné à coder un signal original dans la première sous-bande de ladite bande de fréquence,
- un étage (306 ; 906) de calcul d'un signal résiduel (e) à partir dudit signal original et du signal issu dudit codeur cœur, - un dispositif de pondération perceptuelle dudit signal résiduel (e), caractérisé en ce que ledit dispositif de pondération perceptuelle comprend un filtre (307 ; 907) de pondération perceptuelle avec compensation de gain apte à réaliser la continuité spectrale entre le signal en sortie dudit filtre de pondération perceptuelle avec compensation de gain et le signal dans la deuxième sous-bande.
9. Codeur selon la revendication 8, caractérisé en ce que ledit filtre (307) de pondération perceptuelle à compensation de gain comprend un filtre (501 , 502) de pondération perceptuelle dans la première sous-bande.
10. Codeur selon la revendication 9, caractérisé en ce que ledit filtre (501 , 502) de pondération perceptuelle dans la première sous-bande est de la forme
Âι(z/yι)/Âι(z/y2) où A1(Z) représente un filtre de prédiction linéaire , avec 0 < γ2 ≤'\ et θ ≤ γ] ≤ '\ .
11. Codeur selon la revendication 10, caractérisé en ce que la compensation de gain dans la première sous-bande effectue une multiplication par un facteur
Figure imgf000020_0002
où les â, sont les coefficients dudit filtre A1(Z) = âo + U1Z'1 + â2 z'2 +...+ âp z'p de prédiction linéaire.
12. Codeur selon l'une des revendications 10 ou 11 , caractérisé en ce que les coefficients dudit filtre de prédiction linéaire sont fournis par ledit codeur cœur
(305).
13. Codeur selon l'une quelconque des revendications 8 à 12, caractérisé en ce que le signal issu du dispositif (307) de pondération perceptuelle dans la première sous-bande et le signal original dans la deuxième sous-bande sont appliqués respectivement à des modules (308, 311 ) d'analyse par transformée, et en ce que lesdits modules d'analyse par transformée sont reliés à un codeur (313) par transformée dans ladite bande de fréquence.
14. Codeur selon l'une quelconque des revendications 8 à 13, caractérisé en ce que ledit codeur comprend également un dispositif de pondération perceptuelle du signal original dans la deuxième sous-bande, comprenant un filtre (912) de pondération perceptuelle avec compensation de gain apte à réaliser la continuité spectrale entre le signal en sortie dudit filtre (912) de pondération perceptuelle avec compensation de gain et le signal en sortie du dispositif (907) de pondération perceptuelle dans la première sous-bande.
15. Codeur selon la revendication 14, caractérisé en ce que ledit filtre (912) de pondération perceptuelle avec compensation de gain comprend un filtre de pondération perceptuelle dans la deuxième sous-bande.
16. Codeur selon la revendication 15, caractérisé en ce que ledit filtre de pondération perceptuelle dans la deuxième sous-bande est de la forme
Figure imgf000021_0001
où Â2(z) représente un filtre de prédiction linéaire, avec 0 < y '2 <1 et O .S y'7 ≤ 1.
17. Codeur selon la revendication 16, caractérisé en ce que ladite compensation de gain dans la deuxième sous-bande effectue une multiplication par un facteur/αc2 égal à :
Figure imgf000021_0002
où les â\ sont les coefficients dudit filtre Â2(z) = â'0 + â'iz'1 + â'2 z'2 +...+ â'p z'p de prédiction linéaire.
18. Codeur selon l'une des revendications 16 ou 17, caractérisé en ce que les coefficients dudit filtre de prédiction linéaire sont fournis par un module (911 ) d'extension de bande.
19. Codeur selon l'une quelconque des revendications 14 à 18, caractérisé en ce que le signal issu du dispositif (907) de pondération perceptuelle dans la première sous-bande et le signal issu du dispositif (912) de pondération perceptuelle dans la deuxième sous-bande sont appliqués respectivement à des modules (908, 913) d'analyse par transformée, et en ce que lesdits modules d'analyse par transformée sont reliés à un codeur (914) par transformée dans ladite bande de fréquence.
20. Codeur selon l'une quelconque des revendications 8 à 19, caractérisé en ce que ledit codeur cœur (305 ; 905) est un codeur à base de prédiction linéaire.
21. Codeur selon la revendication 20, caractérisé en ce que ledit codeur cœur (305 ; 905) est un codeur CELP.
22. Décodeur audio hiérarchique dans une bande de fréquence décomposée en une première et une deuxième sous-bandes adjacentes, ledit décodeur comprenant :
- un décodeur cœur (701 ; 1001 ) destiné à décoder dans la première sous- bande de ladite bande de fréquence un signal reçu codé par le codeur selon l'une quelconque des revendications 8 à 21 , - un dispositif de pondération perceptuelle inverse d'un signal représentatif du signal résiduel (e) pondéré dans la première sous-bande par le dispositif (307 ; 907) de pondération perceptuelle dudit codeur, caractérisé en ce que ledit dispositif (707 ; 1008) de pondération perceptuelle inverse comprend un filtre de pondération perceptuelle avec compensation de gain, inverse du filtre (307) de pondération perceptuelle avec compensation de gain du codeur dans la première sous-bande.
23. Décodeur selon la revendication 22, caractérisé en ce que ledit décodeur comprend également un dispositif (1007) de pondération perceptuelle inverse du signal décodé dans la deuxième sous-bande, comprenant un filtre de pondération perceptuelle avec compensation de gain, inverse du filtre de pondération perceptuelle avec compensation de gain du codeur dans la deuxième sous-bande.
24. Décodeur selon la revendication 23, caractérisé en ce que ledit filtre de pondération perceptuelle inverse à compensation de gain comprend un filtre de pondération perceptuelle inverse dans la deuxième sous-bande.
25. Décodeur selon la revendication 24, caractérisé en ce que ledit filtre de pondération perceptuelle inverse dans la deuxième sous-bande est de la forme Â2(z/y '2)/Â2(z/y V , avec 0 < y '2 ≤1 et 0 < y 'j ≤ 1.
26. Décodeur selon la revendication 25, caractérisé en ce que les coefficients du filtre Â2(z) de prédiction linéaire sont fournis par un module (1002) d'extension de bande.
27. Procédé de pondération perceptuelle pour le codage d'un signal audio dans une bande de fréquence donnée, caractérisé en ce que, ledit codage étant effectué dans une pluralité de sous-bandes adjacentes dans ladite bande de fréquence donnée, ledit procédé comprend, dans au moins une sous- bande, une étape de pondération perceptuelle avec compensation de gain apte à réaliser la continuité spectrale entre le signal issu de ladite étape de pondération perceptuelle avec compensation de gain et les signaux dans les sous-bandes adjacentes à ladite sous-bande.
28. Procédé de pondération perceptuelle pour le décodage d'un signal audio codé dans une bande de fréquence donnée conformément au procédé selon la revendication 27, caractérisé en ce que, ledit procédé comprend, dans ladite sous-bande, une étape de pondération perceptuelle avec compensation de gain, inverse de ladite étape de pondération perceptuelle avec compensation de gain.
29. Programme d'ordinateur comportant une suite d'instructions mémorisées sur un support pour exécution par un ordinateur ou un dispositif dédié, caractérisé en ce que lors de l'exécution desdites instructions, celui-ci met en œuvre le procédé de pondération perceptuelle selon la revendication 27 et/ou la revendication 28.
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