WO2005069429A1 - Solid-state radio frequency amplifier coupling device - Google Patents

Solid-state radio frequency amplifier coupling device Download PDF

Info

Publication number
WO2005069429A1
WO2005069429A1 PCT/EP2004/052995 EP2004052995W WO2005069429A1 WO 2005069429 A1 WO2005069429 A1 WO 2005069429A1 EP 2004052995 W EP2004052995 W EP 2004052995W WO 2005069429 A1 WO2005069429 A1 WO 2005069429A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
cavity
coupling
amplifiers
power
coupling device
Prior art date
Application number
PCT/EP2004/052995
Other languages
French (fr)
Inventor
Guy Peillex-Delphe
Original Assignee
Thales
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Thales filed Critical Thales
Publication of WO2005069429A1 publication Critical patent/WO2005069429A1/en

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P5/00—Coupling devices of the waveguide type
    • H01P5/12—Coupling devices having more than two ports
    • H01P5/16—Conjugate devices, i.e. devices having at least one port decoupled from one other port

Definitions

  • the invention relates to a device for coupling solid state radio frequency (RF) amplifiers, in particular RF transistor amplifiers.
  • the field of the invention is that of summing power by coupling the power outputs of several amplifiers, or of the balanced distribution of a power source to several receivers or power amplifiers.
  • Transistor amplifiers operating in radio frequency (RF) in particular in the FM bands of 87.5 to 108 MHz or television bands of 470 to 950 MHz, can only supply powers much lower than those obtainable by electronic power tubes operating in the same frequency bands.
  • RF radio frequency
  • one technique consists in coupling amplifiers with elementary transistors in parallel having substantially identical radioelectric characteristics (impedances, gain, phase, power output) using coupling systems. liabilities.
  • FIG. 1 represents an exemplary embodiment of a device for summing powers 10 (or summing power), of the state of the art, which performs the summation of the output powers of eight amplifiers with elementary transistors A1, A2 , ...AT 8.
  • the power summator of FIG. 1 comprises seven couplers (Cp) C1, C2 .... C7, for example of the Wilkinson type with two coupling channels, each having an output S and two coupling inputs E1 and E2.
  • This coupling structure of FIG. 1 has three stages
  • the first stage Et1 comprises four couplers C1, C2, C3 and C4, the inputs E1 and E2 of which are connected respectively to the power outputs of the eight amplifiers to be summed.
  • Each output S of the four couplers of the first stage is connected to an input of one of the two couplers of the second stage Et2 then the two outputs S of the two couplers of the second stage are connected to the inputs of the output coupler of the third stage Et3 which provides an output St the total power of the eight amplifiers to the nearest transmission losses.
  • the Z0 impedance of the inputs and outputs of the elementary amplifiers and couplers is usually a normalized impedance at 50 ⁇ .
  • the Wilkinson coupler includes an impedance transformer bringing the resulting impedance (ie 25 ⁇ ), due to the coupling by the coupler of two elementary amplifiers (or two coupler outputs of a stage previous), at the normalized impedance of 50. ⁇ .
  • the coupler with two inputs can also be a coupler with parallel lines or 3dB coupler.
  • Other types of Wilkinson couplers with more than two ports (inputs / outputs) are also used.
  • the Wilkinson comprises an impedance transformer bringing the resulting impedance (ZO / n) from the parallel connection of n impedance amplifiers Z0 to the output impedance Z0 of the coupler.
  • Each Cp coupler has an insertion loss of a few tenths of a dB.
  • the stages of the cascade couplers accumulate the losses which can represent, in the case of the coupling device of FIG. 1, a coupling loss of the order of 0.6dB, which represents a loss of 15% of the total power supplied by elementary amplifiers. The same power losses occur in the case of a power Rep distributor with n outputs as shown in Figure 2.
  • the invention provides a device for coupling amplifiers transistor radiofrequencies (RF) comprising a resonant electromagnetic cavity of coaxial type for coupling said amplifiers, the cavity having RF power access and at least as much RF coupling access as amplifiers to be coupled, characterized in that the resonant cavity comprises a coaxial line of quarter-wave tuning acting as an impedance transformer between the impedance resulting from the coupling of the amplifiers connected to the coupling ports of the cavity and the impedance of the power port.
  • RF transistor radiofrequencies
  • the main objective of the coupler according to the invention is to reduce the coupling losses of the RF power sources and in particular of transistor amplifier.
  • Another object of the coupling device according to the invention is to simplify the coupling and reduce the cost of the coupling device.
  • the cavity coupler according to the invention can be used to either add up the output powers of transistor amplifiers or distribute power to amplifiers or receivers.
  • the invention also relates to: - an RF power summator for transistor RF amplifiers comprising the coupling device according to the invention, each coupling access port of the cavity being intended to be connected to a respective power output of the amplifiers to be coupled, the RF power access of the cavity providing substantially the sum of the powers of the coupled elementary amplifiers.
  • an RF power distributor for supplying RF transistor amplifiers, or transistor receivers comprising the coupling device according to the invention, the RF power access of the cavity receiving an input signal to be distributed in a balanced manner between the cavity coupling ports, each coupling port being intended to be connected to a respective signal input of the amplifiers or receivers.
  • FIG. 3 represents a block diagram of the operating principle of the cavity coupler according to the invention.
  • the coupler of FIG. 3 essentially comprises a resonant coaxial cavity 20 having a cylindrical body 22 and a central conductor 24 coaxial with a main axis ZZ '.
  • the cavity 20 comprises, at one of the two ends 28, a power access 30, and at a distance D1 from this end 28, several coupling accesses C1, C2 Cn, (for n amplifiers) regularly distributed around the axis ZZ 'in a plane perpendicular to this axis, n being an integer at least equal to 2.
  • the coupling ports are electrically connected to the central conductor 24 of the cavity.
  • the power access 30 as well as the coupling inputs C1,
  • the resonant cavity 20 comprises a coaxial line of quarter-wave tuning (or an odd multiple of the quarter-wave) acting as an impedance transformer between the impedance resulting from the coupling of the amplifiers connected to the coupling ports of the cavity and the impedance of the power access 30.
  • ZO / n ZO being the impedance of the accesses of the cavity (in general 50 ⁇ ).
  • the coaxial cavity 20 is closed, at a distance D2 from the coupling accesses by a conductive bottom 42. This constitutes in the cavity a coaxial line of length D2 closed at its end by an electric short circuit for electromagnetic waves.
  • FIG. 4 shows the coaxial cavity 20 of FIG. 3 closed at its other end 32 by the conductive bottom 42.
  • the distance D2 between the coupling accesses and the conductive bottom 42 is such that the electric short-circuit RF (impedance close to 0 ⁇ ) at the bottom of the cavity is transformed by a quarter wave line (or an odd multiple of the quarter wave) into an infinite impedance at the coupling ports.
  • the coupling ports C1, C2, ... Cn, of the cavity have parasitic reactances producing additional coupling losses.
  • These reactances are in particular parasitic chokes mainly due, on the one hand, to the connection lengths of the coupling accesses to the central conductor 24 of the cavity, and on the other hand, with parasitic capacitances Ce appearing at the transition between the coaxial cavity 20 and the power access 30 (RF input / output of the coupler).
  • These parasitic capacitances Ce are transformed by the quarter-wave tuning line of the cavity 20, into parasitic inductors at the level of the coupling accesses.
  • the distance D2 is adjustable. This reduces coupling losses.
  • FIG. 5 represents an embodiment of the coupler according to the invention comprising such a coaxial compensation line with variable length D2.
  • the cavity has an adjustable bottom 46 electric conductor whose position on the axis ZZ '(length D2) can be adjusted according to the frequency F of the signals to be coupled.
  • the adjustable bottom 46 is in electrical contact with the central conductor 24 and the body of the cavity 20.
  • the adjustment of the distance D2 displaces the position of the short circuit in the cavity 20 relative to the coupling ports. In the case of a galvanic contact, this distance D2 is close to a quarter of the wavelength.
  • FIG. 6 represents a sectional view of a first embodiment of the coupling device according to the invention comprising a cavity 60 having, at one of its two ends 62, a power access 64 adapted to the use, at the 'other end 66, a coupler bottom 68 and between these two ends of the cavity four coupling ports C1, C2, C3 and C4 distributed regularly around the axis ZZ' in a plane perpendicular to this axis. Only the accesses C1 and C3 in the cutting plane are represented in FIG. 6.
  • the central conductor 74 can slide in the cavity 60 while being in electrical contact with the body 72 and the guide pin 76.
  • the 4 coupling ports C1, C2, C3 and C4 of the same impedance ZO are electrically connected to the central conductor 74 by respective electrical contacts sliding p1, p2, p3 and p4 (only the contacts p1 and p3 are shown in Figure 6).
  • the central conductor 74 of the cavity comprises, on the side of the power access 64, an access ring 80, perpendicular to the axis ZZ ', in electrical contact with the external cylindrical surface of the guide axis 76 by sliding electrical contacts pc.
  • An adjustment means 84 of the central conductor 74 ensures its positioning along the axis ZZ '.
  • the central conductor adjustment means 84 essentially comprises a series of rods 100 parallel to the axis ZZ ′ secured at one of their ends to the central conductor 74 and by the other ends to a ring 102 for controlling the position of the central conductor.
  • the distance D1 between the coupling ports C1, C2 and C4 and the access ring 80 is adjusted by sliding the central conductor 74 maintained in electrical contact by a mechanical action on the ring 102 along the axis ZZ ' with coupling accesses by sliding electrical contacts p1, p2, p3 and p4.
  • the setting of the distance D1 makes it possible to tune the cavity and optimize the impedance transformation, this distance D1 is then close to the quarter wave of the frequency F of the signals applied to the ports of the coupler.
  • the distance D2 is determined so as to bring the short-circuit produced by the bottom ring 78 at the bottom of the cavity into a very high impedance and to compensate for the parasitic reactances at the frequency of cavity operation.
  • This distance D2 is close to the quarter wave of the operating frequency F of the coupled signals.
  • FIG. 7 represents a sectional view of a variant of the coupling device of FIG. 6.
  • the coupler further includes an adjustment of the distance D2 between the position of the short circuit (ie the position of the crown background) and the coupling access plan C1, C2, C3 and C4).
  • the cavity has a bottom ring 90 which can slide in the cavity, along the axis ZZ ', in electrical contact with the body 72 and the central conductor 74 by sliding electrical contacts ccr.
  • the cavity comprises, in addition to the adjusting means 84 of the central conductor 74, a means 92 for adjusting the position of the bottom ring 90 making it possible to adjust the distance D2 between the coupling ports and the bottom ring 90 so to compensate for parasitic inductors at said accesses whatever the operating frequency of the cavity.
  • the means 92 for adjusting the position of the bottom ring 90 in the cavity 60 comprises another series of rods 112 parallel to the axis ZZ ′ secured, by one of their ends, to the bottom ring 90 and, by the other ends, to a ring 110 for controlling the position of the bottom crown.
  • the ring 110 for controlling the position of the bottom ring further comprises passages 130 for rods 102 of the control means 84 for the position of the central conductor.
  • the power access 64 can be a standardized connection flange for performing a power connection between the coupler and a coaxial cable or a coaxial waveguide outside the cavity.
  • the means for controlling the adjustments of the cavity can be actuated (in particular in the case of the embodiment of FIG. 7) in order to effect the tuning of the cavity at the new frequency but also to obtain a minimum of coupling losses by the parasitic reactance compensation setting at the coupling ports.

Abstract

The invention relates to a transistorised radio frequency (RF) amplifier coupling device, comprising a resonant electromagnetic cavity (20, 60) to carry out the coupling of said amplifiers, the cavity being provided with a RF power inlet (64) and at least as many RF inlets (Cl, C3) as amplifiers for coupling. The above is of application to the coupling of transistorised power amplifiers.

Description

DISPOSITIF DE COUPLAGE D'AMPLIFICATEURS RADIOFREQUENCE A ETAT SOLIDE COUPLING DEVICE FOR SOLID STATE RADIO FREQUENCY AMPLIFIERS
L'invention concerne un dispositif de couplage d'amplificateurs radiofréquence (RF) à état solide, notamment les amplificateurs RF à transistors. Le domaine de l'invention est celui de la sommation de puissance par le couplage des sorties de puissance de plusieurs amplificateurs, ou de fa répartition équilibrée d'une source de puissance vers plusieurs récepteurs ou amplificateurs de puissance. Les amplificateurs à transistors fonctionnant en radiofréquence (RF), notamment dans les bandes FM de 87,5 à 108MHz ou de télévision de 470 à 950MHz, ne peuvent fournir que des puissances bien inférieures à celles pouvant être obtenues par les tubes électroniques de puissance fonctionnant dans les mêmes bandes de fréquence. Pour obtenir des puissances RF plus importantes avec des amplificateurs à transistors, une technique consiste à coupler des amplificateurs à transistors élémentaires en parallèle ayant des caractéristiques radioélectriques sensiblement identiques (impédances, gain, phase, puissance de sortie) à l'aide de systèmes de couplage passifs. Les coupleurs doivent présenter, entre autre, des pertes de couplage les plus faibles possible de façon à ne pas dégrader le rendement global de l'amplificateur de puissance résultant du couplage. La sommation des puissances en sortie des amplificateurs élémentaires s'effectue à l'aide de coupleurs passifs à lignes tels que les coupleurs 3dB ou les coupleurs Wilkinson. La figure 1 représente un exemple de réalisation d'un dispositif de sommation de puissances 10 (ou sommateur de puissance), de l'état de l'art, qui réalise la sommation des puissances de sortie de huit amplificateurs à transistors élémentaires A1 , A2, ...A8. Le sommateur de puissance de la figure 1 comporte sept coupleurs (Cp) C1, C2....C7, par exemple de type Wilkinson à deux voies de couplage, ayant chacun une sortie S et deux entrées de couplage E1 et E2. Cette structure de couplage de la figure 1 comporte trois étagesThe invention relates to a device for coupling solid state radio frequency (RF) amplifiers, in particular RF transistor amplifiers. The field of the invention is that of summing power by coupling the power outputs of several amplifiers, or of the balanced distribution of a power source to several receivers or power amplifiers. Transistor amplifiers operating in radio frequency (RF), in particular in the FM bands of 87.5 to 108 MHz or television bands of 470 to 950 MHz, can only supply powers much lower than those obtainable by electronic power tubes operating in the same frequency bands. To obtain higher RF powers with transistor amplifiers, one technique consists in coupling amplifiers with elementary transistors in parallel having substantially identical radioelectric characteristics (impedances, gain, phase, power output) using coupling systems. liabilities. The couplers must present, among other things, the lowest possible coupling losses so as not to degrade the overall efficiency of the power amplifier resulting from the coupling. The summation of the powers at the output of the elementary amplifiers is carried out using passive line couplers such as the 3dB couplers or the Wilkinson couplers. FIG. 1 represents an exemplary embodiment of a device for summing powers 10 (or summing power), of the state of the art, which performs the summation of the output powers of eight amplifiers with elementary transistors A1, A2 , ...AT 8. The power summator of FIG. 1 comprises seven couplers (Cp) C1, C2 .... C7, for example of the Wilkinson type with two coupling channels, each having an output S and two coupling inputs E1 and E2. This coupling structure of FIG. 1 has three stages
Et1 , Et2, Et3 de coupleurs en cascade, en partant des amplificateurs élémentaires vers la sortie totale de puissance St. Le premier étage Et1 comporte quatre coupleurs C1 , C2, C3 et C4 dont les entrées E1 et E2 sont connectées respectivement aux sorties de puissance des huit amplificateurs à sommer. Chaque sortie S des quatre coupleurs du premier étage est connectée à une entrée d'un des deux coupleurs du deuxième étage Et2 puis les deux sorties S des deux coupleurs du deuxième étage sont connectées aux entrées du coupleur de sortie du troisième étage Et3 qui fournit à une sortie St la puissance totale des huit amplificateurs aux pertes de transmission près. L'impédance Z0 des entrées et des sorties des amplificateurs élémentaires et des coupleurs est habituellement une impédance normalisée à 50Ω. A cet effet, de façon connue, le coupleur Wilkinson comporte un transformateur d'impédance ramenant l'impédance résultante (soit 25Ω), due à la mise en parallèle par le coupleur de deux amplificateurs élémentaires (ou deux sorties de coupleurs d'un étage précédent), à l'impédance normalisée de 50.Ω. Le coupleur à deux entrées peut être aussi un coupleur à lignes parallèles ou coupleur 3dB. D'autres types de coupleurs Wilkinson comportant plus de deux accès (entrées/sorties) sont aussi utilisés. Dans ce cas, le Wilkinson comporte un transformateur d'impédance ramenant l'impédance résultante (ZO/n), de la mise en parallèle de n amplificateurs d'impédance Z0 à l'impédance Z0 de sortie du coupleur. Chaque coupleur Cp présente une perte d'insertion de quelques dixièmes de dB. Les étages des coupleurs en cascade accumulent les pertes qui peuvent représenter dans le cas du dispositif de couplage de la figure 1 une perte de couplage de l'ordre de 0,6dB, ce qui représente une perte de 15% de la puissance totale fournie par les amplificateurs élémentaires. Les mêmes pertes de puissance se produisent dans le cas d'un répartiteur Rep de puissance à n sorties tel que représenté à la figure 2. La puissance d'entrée appliquée à l'entrée Erp du répartiteur est distribuée de façon égale, aux pertes près, sur les n sorties S1rp, S2rp,...Snrp du répartiteur. Pour pallier les inconvénients des systèmes de couplage de l'état l'art, l'invention propose un dispositif de couplage d'amplificateurs radiofréquences (RF) à transistors comportant une cavité électromagnétique résonnante de type coaxiale pour effectuer le couplage desdits amplificateurs, la cavité ayant un accès RF de puissance et au moins autant d'accès RF de couplage que d'amplificateurs à coupler, caractérisé en ce que la cavité résonnante comporte une ligne coaxiale d'accord quart d'onde faisant office de transformateur d'impédance entre l'impédance résultante du couplage des amplificateurs connectés aux accès de couplage de la cavité et l'impédance de l'accès de puissance. Le principal objectif du coupleur selon l'invention est de réduire les pertes de couplage des sources de puissance RF et notamment d'amplificateur à transistors. Un autre objet du dispositif de couplage selon l'invention est de simplifier le couplage et diminuer le coût du dispositif de couplage. Le coupleur à cavité selon l'invention peut être utilisé pour effectuer, soit une sommation des puissances de sortie d'amplificateurs à transistors, soit une répartition de puissance vers des amplificateurs ou de récepteurs. A cet effet, l'invention concerne aussi : - un sommateur de puissance RF pour amplificateurs RF à transistors comportant le dispositif de couplage selon l'invention, chaque accès de couplage de la cavité étant destiné à être connecté à une respective sortie de puissance des amplificateurs à coupler, l'accès RF de puissance de la cavité fournissant sensiblement la somme des puissances des amplificateurs élémentaires couplés. - un répartiteur de puissance RF pour alimenter des amplificateurs RF à transistors, ou des récepteurs à transistors comportant le dispositif de couplage selon l'invention, l'accès RF de puissance de la cavité recevant un signal d'entrée à répartir de façon équilibrée entre les accès de couplage de la cavité, chaque accès de couplage étant destiné à être connecté à une respective entrée de signal des amplificateurs ou des récepteurs. D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture des descriptions de principes et d'exemples de réalisation de coupleurs selon l'invention en référence aux dessins annexés dans lesquels : - la figure 1 , déjà décrite, représente un dispositif de sommation de puissances (ou sommateur de puissance) de l'état de l'art ; - la figure 2, déjà décrite, représente un répartiteur de puissance de l'état de l'art ; - la figure 3, représente un synoptique du principe de fonctionnement du coupleur à cavité coaxiale selon l'invention ; - la figure 4 montre la cavité coaxiale de la figure 3 fermée à son autre extrémité par un fond conducteur ; - la figure 5, représente une autre réalisation du coupleur selon l'invention ; - la figure 6 représente une vue en coupe d'une première réalisation du dispositif de couplage selon l'invention ; - la figure 7 représente une vue en coupe d'une variante du dispositif de couplage de la figure 6. Nous allons, par la suite, décrire le principe de conception du coupleur à cavité selon l'invention. La figure 3 représente un synoptique du principe de fonctionnement du coupleur à cavité selon l'invention. Le coupleur de la figure 3 comporte essentiellement, une cavité coaxiale résonnante 20 ayant un corps cylindrique 22 et un conducteur central 24 coaxial à un axe principal ZZ'. La cavité 20 comporte, à une des deux extrémités 28, un accès de puissance 30, et à une distance D1 de cette extrémité 28, plusieurs accès de couplage C1, C2 Cn, (pour n amplificateurs) distribués régulièrement au tour de l'axe ZZ' dans un plan perpendiculaire à cet axe, n étant un nombre entier au moins égal à 2. Les accès de couplage sont connectés électriquement au conducteur central 24 de la cavité. L'accès de puissance 30 ainsi que les entrées de couplage C1 ,Et1, Et2, Et3 of cascade couplers, starting from the amplifiers elementary to the total power output St. The first stage Et1 comprises four couplers C1, C2, C3 and C4, the inputs E1 and E2 of which are connected respectively to the power outputs of the eight amplifiers to be summed. Each output S of the four couplers of the first stage is connected to an input of one of the two couplers of the second stage Et2 then the two outputs S of the two couplers of the second stage are connected to the inputs of the output coupler of the third stage Et3 which provides an output St the total power of the eight amplifiers to the nearest transmission losses. The Z0 impedance of the inputs and outputs of the elementary amplifiers and couplers is usually a normalized impedance at 50Ω. To this end, in a known manner, the Wilkinson coupler includes an impedance transformer bringing the resulting impedance (ie 25Ω), due to the coupling by the coupler of two elementary amplifiers (or two coupler outputs of a stage previous), at the normalized impedance of 50.Ω. The coupler with two inputs can also be a coupler with parallel lines or 3dB coupler. Other types of Wilkinson couplers with more than two ports (inputs / outputs) are also used. In this case, the Wilkinson comprises an impedance transformer bringing the resulting impedance (ZO / n) from the parallel connection of n impedance amplifiers Z0 to the output impedance Z0 of the coupler. Each Cp coupler has an insertion loss of a few tenths of a dB. The stages of the cascade couplers accumulate the losses which can represent, in the case of the coupling device of FIG. 1, a coupling loss of the order of 0.6dB, which represents a loss of 15% of the total power supplied by elementary amplifiers. The same power losses occur in the case of a power Rep distributor with n outputs as shown in Figure 2. The input power applied to the input Erp of the distributor is distributed equally, except for the losses , on the n outputs S1rp, S2rp, ... Snrp of the distributor. To overcome the drawbacks of state-of-the-art coupling systems, the invention provides a device for coupling amplifiers transistor radiofrequencies (RF) comprising a resonant electromagnetic cavity of coaxial type for coupling said amplifiers, the cavity having RF power access and at least as much RF coupling access as amplifiers to be coupled, characterized in that the resonant cavity comprises a coaxial line of quarter-wave tuning acting as an impedance transformer between the impedance resulting from the coupling of the amplifiers connected to the coupling ports of the cavity and the impedance of the power port. The main objective of the coupler according to the invention is to reduce the coupling losses of the RF power sources and in particular of transistor amplifier. Another object of the coupling device according to the invention is to simplify the coupling and reduce the cost of the coupling device. The cavity coupler according to the invention can be used to either add up the output powers of transistor amplifiers or distribute power to amplifiers or receivers. To this end, the invention also relates to: - an RF power summator for transistor RF amplifiers comprising the coupling device according to the invention, each coupling access port of the cavity being intended to be connected to a respective power output of the amplifiers to be coupled, the RF power access of the cavity providing substantially the sum of the powers of the coupled elementary amplifiers. - an RF power distributor for supplying RF transistor amplifiers, or transistor receivers comprising the coupling device according to the invention, the RF power access of the cavity receiving an input signal to be distributed in a balanced manner between the cavity coupling ports, each coupling port being intended to be connected to a respective signal input of the amplifiers or receivers. Other characteristics and advantages of the invention will appear on reading the descriptions of principles and examples of embodiment of couplers according to the invention with reference to the accompanying drawings in which: - Figure 1, already described, shows a device for summation of powers (or summation of power) of the state of the art; - Figure 2, already described, shows a power distributor of the state of the art; - Figure 3 shows a block diagram of the operating principle of the coaxial cavity coupler according to the invention; - Figure 4 shows the coaxial cavity of Figure 3 closed at its other end by a conductive bottom; - Figure 5 shows another embodiment of the coupler according to the invention; - Figure 6 shows a sectional view of a first embodiment of the coupling device according to the invention; - Figure 7 shows a sectional view of a variant of the coupling device of Figure 6. We will, later, describe the principle of design of the cavity coupler according to the invention. FIG. 3 represents a block diagram of the operating principle of the cavity coupler according to the invention. The coupler of FIG. 3 essentially comprises a resonant coaxial cavity 20 having a cylindrical body 22 and a central conductor 24 coaxial with a main axis ZZ '. The cavity 20 comprises, at one of the two ends 28, a power access 30, and at a distance D1 from this end 28, several coupling accesses C1, C2 Cn, (for n amplifiers) regularly distributed around the axis ZZ 'in a plane perpendicular to this axis, n being an integer at least equal to 2. The coupling ports are electrically connected to the central conductor 24 of the cavity. The power access 30 as well as the coupling inputs C1,
C2 Cn, sont destinés a être connectés à des impédances de charge Z0C2 Cn, are intended to be connected to load impedances Z0
(typiquement 50Ω). La cavité résonnante 20 comporte une ligne coaxiale d'accord quart d'onde (ou un multiple impair du quart d'onde) faisant office de transformateur d'impédance entre l'impédance résultante du couplage des amplificateurs connectés aux accès de couplage de la cavité et l'impédance de l'accès de puissance 30. L'Impédance caractéristique Zc qu'il faut donner à la ligne quart d'onde de la cavité 20 effectuant la transformation d'impédance entre l'accès de puissance 30 et les n accès de couplage est exprimé par : Zc2 = Z0. ZO/n ZO étant l'impédance des accès de la cavité (en général 50Ω).(typically 50Ω). The resonant cavity 20 comprises a coaxial line of quarter-wave tuning (or an odd multiple of the quarter-wave) acting as an impedance transformer between the impedance resulting from the coupling of the amplifiers connected to the coupling ports of the cavity and the impedance of the power access 30. The characteristic impedance Zc which must be given to the quarter wave line of the cavity 20 carrying out the impedance transformation between the power access 30 and the n accesses of coupling is expressed by: Zc 2 = Z0. ZO / n ZO being the impedance of the accesses of the cavity (in general 50Ω).
En outre, dans la cavité coaxiale, l'impédance caractéristique de la ligne quart d'onde λ/4 effectuant la transformation d'impédance est exprimée par (cavité à air) :Furthermore, in the coaxial cavity, the characteristic impedance of the quarter-wave line λ / 4 carrying out the impedance transformation is expressed by (air cavity):
Zc =138 log (Dex/Din)Zc = 138 log (Dex / Din)
Din étant le diamètre intérieur du corps de la cavité et Dex le diamètre extérieur du conducteur central (voir figure 3). Ces éléments permettent de calculer les dimensions relatives (Dex/Din) de la cavité coaxiale résonnante en fonction du nombre n d'accès du coupleur et de l'impédance ZO des accès. En outre, la distance D1 entre l'accès de puissance 30 et les accès de couplage est ajustée de façon à accorder la cavité à la fréquence F des signaux à coupler et à optimiser la transformation d'impédance. Cette distance D1 est proche du quart de la longueur d'onde λ , avec λ=c/F, c étant la vitesse de la lumière dans la cavité. Pour éliminer des rayonnements parasites RF émis par l'autre extrémité 32 ouverte du coupleur, la cavité coaxiale 20 est fermée, à une distance D2 des accès de couplage par un fond conducteur 42. Ceci constitue dans la cavité une ligne coaxiale de longueur D2 fermée à son extrémité par un court-circuit électrique pour les ondes électromagnétiques. La figure 4 montre la cavité coaxiale 20 de la figure 3 fermée à son autre extrémité 32 par le fond conducteur 42. La distance D2 entre les accès de couplage et le fond conducteur 42 est telle que le court-circuit électrique RF (impédance proche de 0Ω) au niveau du fond de la cavité est transformé par une ligne quart d'onde (ou un multiple impair du quart d'onde) en une impédance infinie au niveau des accès de couplage. Les accès de couplage C1, C2,...Cn, de la cavité présentent des réactances parasites produisant des pertes supplémentaires de couplage.Din being the inside diameter of the cavity body and Dex the outside diameter of the central conductor (see figure 3). These elements allow the relative dimensions (Dex / Din) of the resonant coaxial cavity to be calculated as a function of the number n of coupler accesses and of the access impedance ZO. In addition, the distance D1 between the power port 30 and the coupling ports is adjusted so as to tune the cavity at the frequency F of the signals to be coupled and to optimize the impedance transformation. This distance D1 is close to a quarter of the wavelength λ, with λ = c / F, c being the speed of light in the cavity. To eliminate parasitic RF radiation emitted by the other open end 32 of the coupler, the coaxial cavity 20 is closed, at a distance D2 from the coupling accesses by a conductive bottom 42. This constitutes in the cavity a coaxial line of length D2 closed at its end by an electric short circuit for electromagnetic waves. FIG. 4 shows the coaxial cavity 20 of FIG. 3 closed at its other end 32 by the conductive bottom 42. The distance D2 between the coupling accesses and the conductive bottom 42 is such that the electric short-circuit RF (impedance close to 0Ω) at the bottom of the cavity is transformed by a quarter wave line (or an odd multiple of the quarter wave) into an infinite impedance at the coupling ports. The coupling ports C1, C2, ... Cn, of the cavity have parasitic reactances producing additional coupling losses.
Ces réactances sont notamment des selfs parasites dus essentiellement, d'une part, aux longueurs le de connexion des accès de couplage au conducteur central 24 de la cavité, et d'autre part, aux capacités parasites Ce apparaissant au niveau de la transition entre la cavité coaxiale 20 et l'accès 30 de puissance (entrée/sortie RF du coupleur). Ces capacités parasites Ce sont transformées par la ligne quart d'onde d'accord de la cavité 20, en selfs parasites au niveau des accès de couplage. Pour compenser les réactances parasites des accès de couplage pour une gamme de fréquences de travail suffisante, on prévoit de préférence que la distance D2 soit ajustable. On diminue ainsi les pertes de couplage. La figure 5 représente une réalisation du coupleur selon l'invention comportant une telle ligne coaxiale de compensation de longueur D2 variable. A cet effet, la cavité comporte un fond réglable 46 conducteur électrique dont la position sur l'axe ZZ' (longueur D2) peut être ajustée en fonction de la fréquence F des signaux à coupler. Le fond réglable 46 est en contact électrique avec le conducteur central 24 et le corps de la cavité 20. Le réglage de la distance D2 déplace la position du court-circuit dans la cavité 20 par rapport aux accès de couplage. Dans le cas d'un contact galvanique, cette distance D2 est proche du quart de la longueur d'onde. La figure 6 représente une vue en coupe d'un premier exemple de réalisation du dispositif de couplage selon l'invention comportant une cavité 60 ayant, à une de ses deux extrémités 62, un accès de puissance 64 adapté à l'utilisation, à l'autre extrémité 66, un fond de coupleur 68 et entre ces deux extrémités de la cavité quatre accès de couplage C1 , C2, C3 et C4 distribués régulièrement au tour de l'axe ZZ' dans un plan perpendiculaire à cet axe. Seulement les accès C1 et C3 dans le plan de coupe sont représentés sur la figure 6. La cavité coaxiale 60 du coupleur de la figure 6 comporte, selon l'axe ZZ', un corps cylindrique 72 de diamètre intérieur Din et un conducteur central 74 en forme de tube, de diamètre extérieur Dex, pouvant coulisser d'une part, sur un axe de guidage cylindrique 76 d'axe colinéaire à l'axe ZZ' et, d'autre part, du côté du fond du coupleur 68, à l'intérieur d'une couronne de fond 78 conductrice perpendiculaire à l'axe ZZ' de la cavité, la couronne fermant électriquement, du côté du fond du coupleur 68, par des contacts électriques glissants pf, la cavité coaxiale 60. Le conducteur central 74 peut coulisser dans la cavité 60 en étant en contact électrique avec le corps 72 et l'axe de guidage 76. Les 4 accès de couplage C1 , C2, C3 et C4 de même impédance ZO sont connectés électriquement au conducteur central 74 par des respectifs contacts électriques glissants p1 , p2, p3 et p4 (seulement les contacts p1 et p3 sont représentés sur la figure 6). Le conducteur central 74 de la cavité comporte, du côté de l'accès de puissance 64, une couronne d'accès 80, perpendiculaire à l'axe ZZ', en contact électrique avec la surface cylindrique extérieure de l'axe de guidage 76 par des contacts électriques glissants pc. Un moyen de réglage 84 du conducteur central 74 assure son positionnement selon l'axe ZZ'. Le moyen de réglage du conducteur central 84 comporte essentiellement une série de tiges 100 parallèles à l'axe ZZ' solidaires par une de leurs extrémités, au conducteur central 74 et par les autres extrémités à une bague 102 de commande en position du conducteur central. La distance D1 , entre les accès de couplage C1 , C2, et C4 et la couronne d'accès 80, est réglée en faisant coulisser par une action mécanique sur la bague 102 selon l'axe ZZ' le conducteur central 74 maintenu en contact électrique avec les accès de couplage par les contacts électriques glissants p1 , p2, p3 et p4. Le réglage de la distance D1 permet d'accorder la cavité et d'optimiser la transformation d'impédance, cette distance D1 est alors proche du quart d'onde de la fréquence F des signaux appliqués aux accès du coupleur. Dans cette réalisation de la figure 6, la distance D2 est déterminée de façon à ramener le court-circuit produit par la couronne de fond 78 au niveau du fond de la cavité en une très grande impédance et de compenser les réactances parasites à la fréquence de fonctionnement de la cavité. Cette distance D2 est proche du quart d'onde de la fréquence F de fonctionnement des signaux couplés. La figure 7 représente une vue en coupe d'une variante du dispositif de couplage de la figure 6. Dans cette variante, le coupleur comporte en outre un réglage de la distance D2 entre la position du court- circuit (soit la position de la couronne de fond) et le plan des accès de couplage C1 , C2, C3 et C4). Dans la réalisation de la figure 7, la cavité comporte une couronne de fond 90 pouvant glisser dans la cavité, selon l'axe ZZ', en contact électrique avec le corps 72 et le conducteur central 74 par des contacts électriques glissants ccr. La cavité comporte, en plus du moyen de réglage 84 du conducteur central 74, un moyen de réglage 92 de la position de la couronne de fond 90 permettant d'ajuster la distance D2 entre les accès de couplage et la couronne de fond 90 de façon à effectuer la compensation des selfs parasites au niveau desdits accès quelle que soit la fréquence de fonctionnement de la cavité. Le moyen de réglage 92 de la position de la couronne de fond 90 dans la cavité 60 comporte une autre série de tiges 112 parallèles à l'axe ZZ' solidaires, par une de leurs extrémités, à la couronne de fond 90 et, par les autres extrémités, à une bague 110 de commande de la position de la couronne de fond. La bague 110 de commande de la position de la couronne de fond comporte en outre des passages 130 pour des tiges 102 du moyen de commande 84 de la position du conducteur central. L'accès de puissance 64 peut être une bride de connexion normalisée pour effectuer une liaison de puissance entre le coupleur et un câble coaxial ou un guide d'onde coaxial extérieur à la cavité. Le coupleur à cavité coaxiale selon l'invention permet d'effectuer des couplages avec des très faibles pertes bien inférieures à celles des coupleurs d'amplificateurs à transistors de l'état de l'art. En outre, le coupleur selon l'invention comporte d'autres avantages.These reactances are in particular parasitic chokes mainly due, on the one hand, to the connection lengths of the coupling accesses to the central conductor 24 of the cavity, and on the other hand, with parasitic capacitances Ce appearing at the transition between the coaxial cavity 20 and the power access 30 (RF input / output of the coupler). These parasitic capacitances Ce are transformed by the quarter-wave tuning line of the cavity 20, into parasitic inductors at the level of the coupling accesses. To compensate for parasitic reactances of the coupling ports for a sufficient range of working frequencies, it is preferably provided that the distance D2 is adjustable. This reduces coupling losses. FIG. 5 represents an embodiment of the coupler according to the invention comprising such a coaxial compensation line with variable length D2. For this purpose, the cavity has an adjustable bottom 46 electric conductor whose position on the axis ZZ '(length D2) can be adjusted according to the frequency F of the signals to be coupled. The adjustable bottom 46 is in electrical contact with the central conductor 24 and the body of the cavity 20. The adjustment of the distance D2 displaces the position of the short circuit in the cavity 20 relative to the coupling ports. In the case of a galvanic contact, this distance D2 is close to a quarter of the wavelength. FIG. 6 represents a sectional view of a first embodiment of the coupling device according to the invention comprising a cavity 60 having, at one of its two ends 62, a power access 64 adapted to the use, at the 'other end 66, a coupler bottom 68 and between these two ends of the cavity four coupling ports C1, C2, C3 and C4 distributed regularly around the axis ZZ' in a plane perpendicular to this axis. Only the accesses C1 and C3 in the cutting plane are represented in FIG. 6. The coaxial cavity 60 of the coupler of FIG. 6 comprises, along the axis ZZ ', a cylindrical body 72 of internal diameter Din and a central conductor 74 in the form of a tube, of external diameter Dex, which can slide on the one hand, on a cylindrical guide axis 76 of axis collinear with the axis ZZ 'and, on the other hand, on the side of the bottom of the coupler 68, inside a conductive bottom ring 78 perpendicular to the axis ZZ 'of the cavity, the crown electrically closing, on the bottom side of the coupler 68, by sliding electrical contacts pf, the coaxial cavity 60. The central conductor 74 can slide in the cavity 60 while being in electrical contact with the body 72 and the guide pin 76. The 4 coupling ports C1, C2, C3 and C4 of the same impedance ZO are electrically connected to the central conductor 74 by respective electrical contacts sliding p1, p2, p3 and p4 (only the contacts p1 and p3 are shown in Figure 6). The central conductor 74 of the cavity comprises, on the side of the power access 64, an access ring 80, perpendicular to the axis ZZ ', in electrical contact with the external cylindrical surface of the guide axis 76 by sliding electrical contacts pc. An adjustment means 84 of the central conductor 74 ensures its positioning along the axis ZZ '. The central conductor adjustment means 84 essentially comprises a series of rods 100 parallel to the axis ZZ ′ secured at one of their ends to the central conductor 74 and by the other ends to a ring 102 for controlling the position of the central conductor. The distance D1 between the coupling ports C1, C2 and C4 and the access ring 80 is adjusted by sliding the central conductor 74 maintained in electrical contact by a mechanical action on the ring 102 along the axis ZZ ' with coupling accesses by sliding electrical contacts p1, p2, p3 and p4. The setting of the distance D1 makes it possible to tune the cavity and optimize the impedance transformation, this distance D1 is then close to the quarter wave of the frequency F of the signals applied to the ports of the coupler. In this embodiment of FIG. 6, the distance D2 is determined so as to bring the short-circuit produced by the bottom ring 78 at the bottom of the cavity into a very high impedance and to compensate for the parasitic reactances at the frequency of cavity operation. This distance D2 is close to the quarter wave of the operating frequency F of the coupled signals. FIG. 7 represents a sectional view of a variant of the coupling device of FIG. 6. In this variant, the coupler further includes an adjustment of the distance D2 between the position of the short circuit (ie the position of the crown background) and the coupling access plan C1, C2, C3 and C4). In the embodiment of Figure 7, the cavity has a bottom ring 90 which can slide in the cavity, along the axis ZZ ', in electrical contact with the body 72 and the central conductor 74 by sliding electrical contacts ccr. The cavity comprises, in addition to the adjusting means 84 of the central conductor 74, a means 92 for adjusting the position of the bottom ring 90 making it possible to adjust the distance D2 between the coupling ports and the bottom ring 90 so to compensate for parasitic inductors at said accesses whatever the operating frequency of the cavity. The means 92 for adjusting the position of the bottom ring 90 in the cavity 60 comprises another series of rods 112 parallel to the axis ZZ ′ secured, by one of their ends, to the bottom ring 90 and, by the other ends, to a ring 110 for controlling the position of the bottom crown. The ring 110 for controlling the position of the bottom ring further comprises passages 130 for rods 102 of the control means 84 for the position of the central conductor. The power access 64 can be a standardized connection flange for performing a power connection between the coupler and a coaxial cable or a coaxial waveguide outside the cavity. The coupler with coaxial cavity according to the invention makes it possible to perform couplings with very low losses much lower than those of couplers of transistor amplifiers of the state of the art. In addition, the coupler according to the invention has other advantages.
En effet, parfois, les exploitants d'émetteurs à transistors peuvent être amenés à changer de fréquence d'émission à distance par télécommande, ce qui nécessite le changement de l'accord en fréquence de la cavité du coupleur des étages à transistors. A cet effet, les moyens de commande des réglages de la cavité peuvent être actionnés (notamment dans le cas de la réalisation de la figure 7) afin d'effectuer l'accord de la cavité à la nouvelle fréquence mais aussi d'obtenir un minimum de pertes de couplage par le réglage de compensation de réactances parasites au niveau des accès de couplage. Indeed, sometimes, operators of transistor transmitters may have to change the transmission frequency remotely by remote control, which requires changing the frequency tuning of the coupler cavity of the transistor stages. For this purpose, the means for controlling the adjustments of the cavity can be actuated (in particular in the case of the embodiment of FIG. 7) in order to effect the tuning of the cavity at the new frequency but also to obtain a minimum of coupling losses by the parasitic reactance compensation setting at the coupling ports.

Claims

REVENDICATIONS
1. Dispositif de couplage d'amplificateurs radiofréquences (RF) à transistors comportant une cavité électromagnétique résonnante (20, 60) de type coaxiale pour effectuer le couplage desdits amplificateurs, la cavité ayant un accès RF (30, 64) de puissance et au moins autant d'accès RF (C1 ,1. Device for coupling of radiofrequency (RF) amplifiers with transistors comprising a resonant electromagnetic cavity (20, 60) of the coaxial type for effecting the coupling of said amplifiers, the cavity having an RF access (30, 64) of power and at least as many RF accesses (C1,
C2 Cn) de couplage que d'amplificateurs à coupler, caractérisé en ce que la cavité résonnante comporte une ligne coaxiale d'accord quart d'onde faisant office de transformateur d'impédance entre l'impédance résultante du couplage des amplificateurs connectés aux accès de couplage de la cavité et l'impédance de l'accès de puissance.C2 Cn) of coupling as of amplifiers to be coupled, characterized in that the resonant cavity comprises a coaxial line of quarter-wave tuning acting as an impedance transformer between the impedance resulting from the coupling of the amplifiers connected to the accesses of coupling of the cavity and the impedance of the power access.
2. Dispositif de couplage selon la revendication 1 , caractérisé en ce que la cavité coaxiale résonnante (20, 60) a un corps cylindrique (22, 72) et un conducteur central (24, 74) coaxial à un axe principal ZZ', la cavité comportant, à une des deux extrémités (28, 62), un accès de puissance (30, 64), et à une distance D1 de cette extrémité (28, 62), plusieurs accès de couplage (C1, C2 Cn) distribués régulièrement autour de l'axe ZZ' dans un plan perpendiculaire à cet axe, les accès de couplage étant connectés électriquement au conducteur central (24, 74) de la cavité.2. Coupling device according to claim 1, characterized in that the resonant coaxial cavity (20, 60) has a cylindrical body (22, 72) and a central conductor (24, 74) coaxial with a main axis ZZ ', the cavity comprising, at one of the two ends (28, 62), a power access (30, 64), and at a distance D1 from this end (28, 62), several coupling accesses (C1, C2 Cn) regularly distributed around the axis ZZ 'in a plane perpendicular to this axis, the coupling ports being electrically connected to the central conductor (24, 74) of the cavity.
3. Dispositif de couplage selon l'une des revendications 1 ou 2, caractérisé en ce que la cavité coaxiale (20, 60) est fermée à une distance D2 des accès de couplage par un fond conducteur (42, 46, 78, 90) réalisant, dans la cavité un court-circuit électrique pour les ondes électromagnétiques, la distance D2 entre les accès de couplage et le fond conducteur étant proche du quart d'onde λ/4, λ étant la longueur d'onde correspondant à une fréquence de travail du dispositif de couplage.3. Coupling device according to one of claims 1 or 2, characterized in that the coaxial cavity (20, 60) is closed at a distance D2 from the coupling accesses by a conductive bottom (42, 46, 78, 90) producing, in the cavity an electric short circuit for the electromagnetic waves, the distance D2 between the coupling ports and the conductive bottom being close to the quarter wave λ / 4, λ being the wavelength corresponding to a frequency of work of the coupling device.
4. Dispositif de couplage selon la revendication 3, caractérisé en ce que la distance D2 est ajustable, la cavité constituant, sur la distance D2, une ligne de compensation coaxiale pour compenser des réactances parasites (Ce) des accès de couplage (C1, C2 Cn).4. Coupling device according to claim 3, characterized in that the distance D2 is adjustable, the cavity constituting, over the distance D2, a coaxial compensation line to compensate for parasitic reactances (Ce) of the coupling ports (C1, C2 Cn).
5. Dispositif de couplage selon la revendication 4, caractérisé en ce que la cavité comporte un fond réglable (46, 90) conducteur électrique dont la position sur l'axe ZZ' peut être ajustée en fonction de la fréquence F des signaux à coupler, le fond réglable (46, 90) étant en contact électrique avec le conducteur central (24, 74) et le corps (22, 72) de la cavité . 5. Coupling device according to claim 4, characterized in that the cavity has an adjustable bottom (46, 90) electrically conductive, the position of which on the axis ZZ ′ can be adjusted as a function of the frequency F of the signals to be coupled, the adjustable bottom (46, 90) being in electrical contact with the central conductor (24, 74) and the body (22, 72) of the cavity.
6. Dispositif de couplage selon l'une des revendications 2 à 5, caractérisé en ce qu'il comporte un moyen de réglage (84) du conducteur central (74) assurant son positionnement selon l'axe ZZ pour ajuster la distance D1. 6. Coupling device according to one of claims 2 to 5, characterized in that it comprises an adjustment means (84) of the central conductor (74) ensuring its positioning along the axis ZZ to adjust the distance D1.
7. Dispositif de couplage selon l'une des revendications 5 ou 6, caractérisé en ce que le fond conducteur de la cavité est constitué par une couronne de fond (90) pouvant glisser, selon l'axe ZZ', en contact électrique avec le corps (72) et le conducteur central (74) de la cavité. 7. Coupling device according to one of claims 5 or 6, characterized in that the conductive bottom of the cavity is constituted by a bottom ring (90) which can slide, along the axis ZZ ', in electrical contact with the body (72) and the central conductor (74) of the cavity.
8. Dispositif de couplage selon la revendication 7, caractérisé en ce qu'il comporte un moyen de réglage (92) de la position de la couronne de fond (90) dans la cavité (60) permettant d'ajuster la distance D2 entre les accès de couplage et la couronne de fond (90). 8. Coupling device according to claim 7, characterized in that it comprises an adjustment means (92) of the position of the bottom ring (90) in the cavity (60) making it possible to adjust the distance D2 between the coupling access and the crown ring (90).
9. Sommateur de puissance RF pour amplificateurs RF à transistors, caractérisé en ce qu'il comporte un dispositif de couplage selon l'une des revendications 1 à 8, chaque accès de couplage (C1 , C2,....Cn) de la cavité étant destiné à être connectée à une respective sortie de puissance des amplificateurs à coupler, l'accès RF de puissance de la cavité (30, 64) fournissant sensiblement la somme des puissances des amplificateurs élémentaires couplés.9. RF power summator for RF amplifiers with transistors, characterized in that it comprises a coupling device according to one of claims 1 to 8, each coupling port (C1, C2, .... Cn) of the cavity being intended to be connected to a respective power output of the amplifiers to be coupled, the RF power access of the cavity (30, 64) providing substantially the sum of the powers of the coupled elementary amplifiers.
10. Répartiteur de puissance RF pour amplificateurs RF à transistors, caractérisé en ce qu'il comporte un dispositif de couplage selon l'une des revendications 1 à 8, l'accès RF de puissance de la cavité recevant un signal d'entrée à répartir de façon équilibrée entre les accès de couplage de la cavité, chaque accès de couplage étant destiné à être connecté à une entrée de signal d'un amplificateur respectif. 10. RF power distributor for RF transistor amplifiers, characterized in that it comprises a coupling device according to one of claims 1 to 8, the RF power access from the cavity receiving an input signal to be distributed in a balanced manner between the coupling ports of the cavity, each coupling port being intended to be connected to a signal input of a respective amplifier.
11. Répartiteur de puissance RF pour récepteur RF à transistors RF, caractérisé en ce qu'il comporte un dispositif de couplage selon l'une des revendications 1 à 8, l'accès RF de puissance de la cavité recevant un signal d'entrée à répartir de façon équilibrée entre les accès de couplage de la cavité, chaque accès de couplage étant destiné à être connecté à une entrée de signal d'une récepteur respectif. 11. RF power distributor for RF receiver with RF transistors, characterized in that it comprises a coupling device according to one of claims 1 to 8, the RF power access of the cavity receiving an input signal to distribute evenly between the coupling ports of the cavity, each coupling port being intended to be connected to a signal input of a respective receiver.
PCT/EP2004/052995 2003-12-16 2004-11-17 Solid-state radio frequency amplifier coupling device WO2005069429A1 (en)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
FR0314716A FR2863781B1 (en) 2003-12-16 2003-12-16 DEVICE FOR COUPLING RADIOFREQUENCY AMPLIFIERS WITH A SOLID STATE
FR0314716 2003-12-16

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2005069429A1 true WO2005069429A1 (en) 2005-07-28

Family

ID=34610685

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/EP2004/052995 WO2005069429A1 (en) 2003-12-16 2004-11-17 Solid-state radio frequency amplifier coupling device

Country Status (2)

Country Link
FR (1) FR2863781B1 (en)
WO (1) WO2005069429A1 (en)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN112154569A (en) * 2018-05-23 2020-12-29 塞勒姆电子与微波工业应用研究公司 Microwave coupling/combining device and associated microwave generator

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6612143B2 (en) * 2016-02-05 2019-11-27 三菱重工機械システム株式会社 Acceleration cavity input coupler and accelerator

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3969681A (en) * 1974-08-15 1976-07-13 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Army Fast electronic tuning of high power circuits for VHF-UHF power amplifier at high-efficiency
US4371845A (en) * 1980-05-23 1983-02-01 Hughes Aircraft Company Modular microwave power divider-amplifier-combiner
US4571555A (en) * 1984-03-30 1986-02-18 Motorola, Inc. Re-entrant coaxial cavity power combiner
DE19602815A1 (en) * 1995-01-27 1996-08-08 Israel State Microwave band pass filter with cross coupling
JPH11168308A (en) * 1997-12-04 1999-06-22 Nec Corp Coaxial power combiner

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3969681A (en) * 1974-08-15 1976-07-13 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Army Fast electronic tuning of high power circuits for VHF-UHF power amplifier at high-efficiency
US4371845A (en) * 1980-05-23 1983-02-01 Hughes Aircraft Company Modular microwave power divider-amplifier-combiner
US4571555A (en) * 1984-03-30 1986-02-18 Motorola, Inc. Re-entrant coaxial cavity power combiner
DE19602815A1 (en) * 1995-01-27 1996-08-08 Israel State Microwave band pass filter with cross coupling
JPH11168308A (en) * 1997-12-04 1999-06-22 Nec Corp Coaxial power combiner

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
BIALKOWSKI M E ET AL: "Modelling and testing of radial divider/combiners", SINGAPORE ICCS '94. CONFERENCE PROCEEDINGS. SINGAPORE 14-18 NOV. 1994, NEW YORK, NY, USA,IEEE, US, 14 November 1994 (1994-11-14), pages 234 - 240, XP010149899, ISBN: 0-7803-2046-8 *
PATENT ABSTRACTS OF JAPAN vol. 1999, no. 11 30 September 1999 (1999-09-30) *

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN112154569A (en) * 2018-05-23 2020-12-29 塞勒姆电子与微波工业应用研究公司 Microwave coupling/combining device and associated microwave generator
CN112154569B (en) * 2018-05-23 2022-08-05 塞勒姆电子与微波工业应用研究公司 Microwave coupling/combining device and associated microwave generator

Also Published As

Publication number Publication date
FR2863781B1 (en) 2006-03-24
FR2863781A1 (en) 2005-06-17

Similar Documents

Publication Publication Date Title
FR2710471A1 (en) Adjustable microwave power divider.
EP1863116B1 (en) Broadband directional coupler
EP2483965B1 (en) Selectivity enhancement for a dual-band coupler
FR2984603A1 (en) INTEGRATED CIRCUIT COMPRISING AN INTEGRATED TRANSFORMER OF THE "BALUN" TYPE WITH SEVERAL INPUT AND OUTPUT PATHS.
EP0880193B1 (en) Antenna source for the transmission and reception of microwaves
EP0795957B1 (en) Device comprising a passive, 180 degree phase-shifting coupling circuit
WO2009092959A1 (en) Radiofrequency emission system
EP2223377A1 (en) Radial power amplification device with phase dispersion compensation of the amplification paths
FR3009897A1 (en) METHOD FOR DETERMINING AN ANTENNA ARRAY
EP2178152A1 (en) Electronic switching device for high-frequency signals
FR3045219A1 (en) MULTI-BAND ELEMENTARY RADIANT CELL
EP0472483A1 (en) Bidirectional duplexer for polarised microwaves, particularly realised in monolithic technology on gallium arsenide
CA1260082A (en) Device with hyperfrequency rotating joint
WO2005069429A1 (en) Solid-state radio frequency amplifier coupling device
FR2894078A1 (en) Combiner/splitter, e.g. for balanced power amplifiers, mixers, or phase shifters, lines formed of planar winding, and second discrete capacitive element connecting the external ends of windings
CA2060720C (en) Microwave signal analog variable phase shifter
EP0281773A1 (en) Adjustable microwave filter
FR3009898A1 (en) ANTENNA NETWORK
FR2607639A1 (en) HIGH SELECTIVITY BAND REJECTOR AND USE OF SUCH A REJECTOR
EP4107857A1 (en) Integrated circuit comprising an adaptation and filtering network, and corresponding adaptation and filtering method
FR2967537A1 (en) Antenna i.e. planar Inverted-F slot antenna, for e.g. mobile telephone to receive TV channels during live telecasting of sports events, has adaptation element realizing inductive impedance adaptation if antenna is capacitive type antenna
EP3516736B1 (en) Antenna with ferromagnetic rods wound and coupled together
EP1801968A1 (en) Broadband balun structure
EP3799328B1 (en) Method for signal conditioning and associated device
EP1811675A1 (en) Adapter device, mainly for a power amplifier

Legal Events

Date Code Title Description
AK Designated states

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): AE AG AL AM AT AU AZ BA BB BG BR BW BY BZ CA CH CN CO CR CU CZ DE DK DM DZ EC EE EG ES FI GB GD GE GH GM HR HU ID IL IN IS JP KE KG KP KR KZ LC LK LR LS LT LU LV MA MD MG MK MN MW MX MZ NA NI NO NZ OM PG PH PL PT RO RU SC SD SE SG SK SL SY TJ TM TN TR TT TZ UA UG US UZ VC VN YU ZA ZM ZW

AL Designated countries for regional patents

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): BW GH GM KE LS MW MZ NA SD SL SZ TZ UG ZM ZW AM AZ BY KG KZ MD RU TJ TM AT BE BG CH CY CZ DE DK EE ES FI FR GB GR HU IE IS IT LU MC NL PL PT RO SE SI SK TR BF BJ CF CG CI CM GA GN GQ GW ML MR NE SN TD TG

121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application
NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

WWW Wipo information: withdrawn in national office

Country of ref document: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase