WO2005018086A1 - Verfahren zur gesteuerten einprägung eines ständerstrom- und eines drehmoment-sollwertes für eine stromrichtergespeiste drehfeldmaschine - Google Patents

Verfahren zur gesteuerten einprägung eines ständerstrom- und eines drehmoment-sollwertes für eine stromrichtergespeiste drehfeldmaschine Download PDF

Info

Publication number
WO2005018086A1
WO2005018086A1 PCT/EP2004/007925 EP2004007925W WO2005018086A1 WO 2005018086 A1 WO2005018086 A1 WO 2005018086A1 EP 2004007925 W EP2004007925 W EP 2004007925W WO 2005018086 A1 WO2005018086 A1 WO 2005018086A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
stator
flux
voltage
current
calculated
Prior art date
Application number
PCT/EP2004/007925
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Frank Hoffmann
Franz Sperr
Georg Stanke
Original Assignee
Siemens Aktiengesellschaft
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Siemens Aktiengesellschaft filed Critical Siemens Aktiengesellschaft
Priority to JP2006522262A priority Critical patent/JP4238267B2/ja
Priority to EP04763273A priority patent/EP1652289B1/de
Priority to AT04763273T priority patent/ATE522977T1/de
Priority to US10/567,306 priority patent/US7746039B2/en
Priority to PL04763273T priority patent/PL1652289T3/pl
Publication of WO2005018086A1 publication Critical patent/WO2005018086A1/de

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/12—Stator flux based control involving the use of rotor position or rotor speed sensors
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/24—Vector control not involving the use of rotor position or rotor speed sensors
    • H02P21/28—Stator flux based control
    • H02P21/30—Direct torque control [DTC] or field acceleration method [FAM]
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P23/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control
    • H02P23/30—Direct torque control [DTC] or field acceleration method [FAM]
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
    • H02P27/12—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation pulsing by guiding the flux vector, current vector or voltage vector on a circle or a closed curve, e.g. for direct torque control

Definitions

  • the invention relates to a method for the controlled imprinting of a stator current setpoint and a torque setpoint for a converter-fed rotary field machine.
  • Frequency inverters with a constant input voltage are usually used to supply induction machines whose momentum can be set to high values dynamically in a wide speed range, often in conjunction with a field-oriented control method.
  • Such a drive system usually meets the highest technical standards for the control quality.
  • the magnetic flux and the torque of an induction machine can always be set to desired values, provided that all the electromagnetic system parameters of a sufficiently accurate description model of the machine are known, provided that the terminal currents can be impressed in any desired manner.
  • a signal processing system it is then possible, based on the measured quantities of the terminal currents and the rotational speed, as a function of a desired value, e.g. for the torque, continuously the associated terminal voltages are determined.
  • the pulse frequency must also be made large.
  • Traction converters for rail vehicles do not allow a high switching frequency because of the high power density and efficiency requirements.
  • the switching frequency in the voltage control range is only in the range of 300 Hz - 800 Hz in locomotives, trains and heavy local trains and 800Hz - 2kHz in light transport.
  • the available DC link voltage must be optimally utilized, ie, for reasons of control engineering, no voltage reserve may be required.
  • the stationary harmonic spectrum must be defined and influenced. This, together with the limited switching frequency and maximum controllability, requires synchronous clocking methods for the pulse-controlled inverter.
  • the configured maximum current load of the inverter must be strictly adhered to in order to avoid overdimensioning of the power unit. Even with disturbance and leadership size changes the predetermined current must be able to be impressed by the control method.
  • the basis of the field-oriented control is the knowledge of the magnitude and angular position of the rotor flux. Since these quantities can not be measured directly, mathematical models are generally used which simulate the internal structure of the asynchronous machine.
  • a flow model is used to determine the rotor flux from the measured actual values voltage, current and speed. It consists of two known submodels of the asynchronous machine namely the voltage model and the current model. At low speeds, the influence of the current model predominates, whereas at larger speeds it outweighs that of the voltage model.
  • the structure used thus combines the advantages of both submodels and can be understood as a stress model guided by the current model.
  • the current model contains the parameter rotor time constant. During operation, the rotor resistance of the machine changes greatly with the rotor temperature.
  • the knowledge of the current Rotorwider- state is therefore required for accurate operation of the current model.
  • the central task of the signal processor system is to control the pulse-controlled inverter so that the traction motor follows the required setpoint values.
  • the two conductor voltages and the three machine currents are converted in coordinate converters into two orthogonal components. With the flow angle, the two orthogonal current components are now transformed from the stator-fixed coordinate system into a system rotating with the rotor flux space vector, that is, the field orientation of the current components is undertaken. After filtering, the actual values of the field-forming and the component-forming current component are then available. In a stationary operating point these current components are equal quantities.
  • the inverse structure of the asynchronous machine is usually modeled in a so-called decoupling circuit. It calculates the required voltage components from the flux setpoint, the magnetization current setpoint taken from the magnetization characteristics, the active current setpoint and the angular velocity of the rotor flux. For stabilization, two current controllers for the field-forming and the torque-forming current component are added to the outputs of the decoupling.
  • the adjustment of the control to the current DC link voltage is carried out in the headset.
  • the modulation rate for the pulse width modulator is calculated from the setpoint voltage and the actual value of the DC link voltage. It is the task of the headset to produce by alternately switching the three pairs of inverter branches on the motor the required, adjustable in frequency and amplitude fundamental voltage oscillation.
  • the switching times are calculated according to the operating state according to two different modulation methods. At low frequencies and voltages in the range of starting and low speed becomes asynchronous sinusoidal modulation used. Since many switchings come to a period of the fundamental frequency, the switching pointers and the associated switching angles must be determined on-line by the processor. If the ratio of switching frequency to fundamental frequency, the so-called pulse number, reaches a value of approximately 10 to 8, the inverter must be clocked synchronously with the fundamental frequency. As the fundamental frequency increases, the pulse rate must be gradually reduced due to the limited switching frequency of the inverter. Here, off-line optimized pulse patterns are used. The most important optimization criterion is the rms value of the harmonic current, as this mainly causes the additional losses in the motor due to the inverter feed.
  • the second step after the optimization is therefore the
  • the pulse pattern selection level as well as the offline optimized pulse angle for each pulse system and each modulation level are stored in table form in the signal processor unit.
  • the modulation type and the pulse system are first determined from the selection level, which also belongs to the operating point required by the regulation.
  • the switching times as a function of the instantaneous stator frequency are to be calculated from the switching angles stored for the relevant modulation level. For pulse system changes, the times must be selected so that no compensation processes or unwanted current peaks occur.
  • the manipulated variable voltage can only be specified as a fundamental oscillation in magnitude and angle, the instantaneous values of the remaining electrical Sizes are then specified by the pulse pattern and no longer on-line influence. If the manipulated variable is too dynamic, compensation processes occur which lead to strong torque oscillations.
  • the instantaneous value of the voltage space vector clearly determines the change in the instantaneous position of the space vector for the total flux in terms of speed and direction.
  • the tip of the flow-space vector therefore passes through an equilateral hexagon with constant orbit speed and slightly pulsating angular velocity.
  • the only way to influence the torque of the asynchronous machine is to control the time intervals between the switchings of the voltage vector. If one neglects the current-proportional voltages at the copper resistance of the stator windings, in the case of a three-phase inverter with a constant input DC voltage, the path speed can be very simply reduced to zero, namely by switching on the seventh machine voltage space vector, the magnitude of which is zero.
  • any desired intermediate value of the path velocity averaged for the pulse play can be set by selecting the duration of both partial intervals.
  • the signal processing for the direct flow self-regulation has a flux and a torque comparator. From the measured voltage values reduced by a voltage drop across the copper resistors of the stator windings
  • Asynchronous machine is generated by means of an integrator orthogonal components of the stator flux, which are converted into flow quantities of each stator winding axis of the asynchronous machine. These flow quantities are each compared with a flow control variable that can be derived from a torque control. In the base speed range then results in a very simple scheme according to the following rule:
  • the seventh space vector value determined by the flow self-regulation from the six outer room pointer values of the machine voltage must be switched on with the value zero until the actual value of the torque is the setpoint value by more than the permitted tolerance. Thereafter, the flow self-regulation again determines the switching state of the inverter.
  • the seventh voltage space pointer value with the amount zero can be known to be effected by two different switching states. By appropriate selection criteria, constraints can be met, e.g. minimum switching frequency, guarantee of switching state minimum times.
  • the angular velocity, averaged over a pulse play, of the rotating component of the resulting flux linkage is set independently to the value required to produce the desired torque without any information about the shaft speed and current values of inductances, rotor resistance as well as other quantities and parameters which have to be known in a field-oriented control method.
  • the usually always present slow and fast fluctuations of the input DC voltage of the inverter are automatically taken into account by the direct self-regulation and thus remain without effect on the guided in a predetermined tolerance band torque.
  • This direct self-regulation is suitable for a traction drive and provides an optimal dynamic behavior, but no reproducible stationary behavior. In addition, this direct self-regulation does not allow too small a ratio of switching frequency to fundamental frequency.
  • Direct torque control of three-phase drives
  • ABBtechnik No. 3, 1995
  • pages 19 to 24 a newly developed direct torque control is presented.
  • This direct torque control also known as Direct Torque Control (DTC)
  • DTC Direct Torque Control
  • the motor and inverter are largely integrated. All switching operations of the inverter depend on the electromagnetic state of the motor. As with DC machines, the DTC allows separate regulation of flux and torque. A pulse width modulator between motor and inverter control is not needed.
  • Core units of the DTC system are the units for hysteresis control of torque and magnetic flux and the logic unit for switching optimization. Another important part of the system is the exact engine model.
  • the motor model generates actual value signals from measurements of two motor currents and the voltage in the DC link Torque, stator flux, frequency and shaft speed.
  • the setpoint values for torque and flow are compared with the actual values, and two-step control of the hysteresis generates the control signals.
  • the logic for switching optimization determines the best voltage vector based on the setpoints for torque and flux.
  • the regulation of the stator flux takes place via the output voltage of the inverter. With the DTC, the stator flux and torque are kept within the hysteresis limit, ie within the selected tolerance band.
  • the state setpoints are only changed if the actual values of torque and stator flux deviate more than their permitted values by more than the allowed hysteresis.
  • an appropriate voltage vector is used to change the direction of the stator flux, thus keeping it within the hysteresis band.
  • the required torque is achieved by controlling the stator flux vector.
  • this direct torque control provides optimal dynamic behavior like direct self-regulation.
  • the steady-state behavior is not reproducible and this direct torque control does not allow too small a ratio of switching to fundamental frequency.
  • the invention is based on the object of specifying a method for the controlled imprinting of a stator current and a torque setpoint, which avoids the disadvantages of the known methods, and allows the extension of the field of application on synchronous machines. This object is achieved with the features of claim 1.
  • the field-oriented control is combined with a voltage-time-space control set for off-line optimized pulse patterns. That is, as a control variable StanderSpannung is no longer specified, but their integral, ie voltage time areas. Since these voltage-time areas have the dimension of a flow, this voltage-time area is more clearly referred to as terminal flux.
  • a voltage control set becomes a voltage-time-area-control set with which a selected flow-path curve can be precisely and stationarily retraced in order to set the position of a determined terminal flux to the rotor flux of a three-phase machine, both in terms of magnitude and angle, directly with each possible switching operation.
  • stator flux and thus the torque which is determined from the position of the stator flux to the rotor flux, are thus impressed due to the stationary exact pilot control with the terminal flux.
  • stator current is impressed indirectly by this precontrol of the terminal flow, whereby the disadvantages of a direct current control can be avoided.
  • the terminal flux is determined via a detour via the calculation of the stationary stator voltage.
  • an actual value of the terminal flux is determined, which is used in the dynamic guidance of a determined terminal flux on a selected flux band curve.
  • FIG. 1 shows a structure of an entire drive control of a rotating field machine without a speed sensor, in the.
  • FIG. 3 shows a simplified illustrated controlled system of an asynchronous machine
  • FIG. 4 shows a voltage precontrol of an asynchronous rotor-oriented rotor
  • FIG. 5 shows a structure of the precontrol for a voltage control unit , whereas in the
  • FIG. 6 shows a structure of the precontrol for a voltage time area tax rate is illustrated
  • FIG. 7 shows the possible output voltages of a pulse-controlled inverter in the stator-fixed space vector coordinate system
  • FIG. 8 shows a terminal flux profile in a sector with flux magnitude and angle thresholds
  • FIG. 9 shows the realization of an advantageous method according to FIG. 10 shows a realization of a flux and torque controller according to FIG. 9,
  • FIG. 11 shows a realization of the feedforward control according to FIG. 9,
  • FIG. 12 shows in more detail a block diagram of a device for calculating a terminal flux actual value 13 shows the structure of a voltage-time-surface tax rate in the base speed range,
  • FIG. 14 illustrates the function of a full-block trajectory abbreviation,
  • FIG. 15 illustrates the function of a trajectory abbreviation for an edge pulse pattern, whereas FIG.
  • FIG. 16 shows the position of the zero pointer with dynamic trajectory abbreviation and FIG. 17 shows a structure of a voltage time surface tax rate in the background rpm and field weakening range.
  • the device 6 in particular a microprocessor, is responsible for carrying out a substantial part of the method according to the invention.
  • the device 6 becomes from determined current components Isqsoii and Isdsoii and a determined stator angular frequency ⁇ s as manipulated variable a Voltage time surface, which is referred to here as terminal flux ⁇ so ⁇ calculated.
  • the torque-forming current component Isqsoii of a stator current setpoint I_s to be impressed is thus calculated by means of a torque controller 8 as a function of a torque setpoint M so n, a determined rotor flux actual value ⁇ R and a torque actual value M.
  • a rotor slip frequency O R is obtained , which is linked by means of an adder 10 with a calculated angular frequency ⁇ , which is proportional to the mechanical speed of the induction machine 4.
  • a flux controller 12 is provided to determine the flow-forming current component Isdsoii of the stator current desired value Issoii to be impressed. Its inputs are preceded by a predetermined rotor flux setpoint ⁇ RS O II and a determined rotor flux actual value ⁇ R.
  • These two current components Isdsoii and Isqsoii are components of a rotor flux-fixed coordinate system d, q.
  • the torque and flow controllers 8 and 12 are sufficiently known from the field-oriented control.
  • the further devices 14, 16 and 18 are known from the field-oriented control.
  • 14 denotes a motor model, 16 a speed and parameter adaptation, and 18 an absolute value generator.
  • a rotational speed value and parameter values of the rotary field machine 4 such as stator resistance Rg, leakage inductance L ⁇ and main inductance L h are calculated.
  • stator resistance Rg stator resistance
  • L ⁇ leakage inductance L ⁇
  • main inductance L h are calculated.
  • a rotor flux actual value ⁇ R and on the other hand a stator current difference I Se which consists of a stator current model value I S mot and a stator current actual value Is, which is present at the output of a coordinate converter 20.
  • the stator current model value I_ Smo t is supplied by the device 14, which generates a rotor flux ⁇ R and a torque actual value M.
  • this device 14 requires at least the parameters and the determined actual speed value ⁇ .
  • Denoted at 22 is an inverse inverter model to which the stator current model value Ismot is supplied.
  • an induction machine 4 an asynchronous or a .Synchronmaschine can be used.
  • FIG. 2 shows by way of example a phasor diagram of an asynchronous machine in rotor-flux-fixed coordinate system d, q.
  • this phasor diagram shows the stator voltage indicator U s for the stationary and the dynamic case.
  • the stator current pointer is also I_ s sd with its orthogonal current components I and shown I Sq.
  • New in this known vector diagram are flow pointers ⁇ K and ⁇ s .
  • the flow pointer ⁇ K corresponds to the stator voltage indicator Usstat rotated by 90 °.
  • this flow pointer ⁇ K is the integral of the stator voltage pointer Us s a and is referred to as a terminal flux pointer ⁇ _ ⁇ .
  • This terminal flux pointer ⁇ ⁇ corresponds to the vectorial addition of the stator flux pointer ⁇ s and to the voltage drop at the stator resistance R s corresponding flow pointer.
  • a stationary and dynamically correct precontrol must inversely reproduce the structure of the controlled system in order to compensate for its stationary and dynamic behavior.
  • 3 shows in principle the division of the structure of an induction machine, in particular an asynchronous machine, with the rapidly variable electrical variables of the stator mesh 26 and the only slowly changeable electrical variables of the rotor blade 28.
  • the pre-control and regulation of rotor flux ⁇ R and torque M can be in the slow feedforward control and regulation of the rotor flux ⁇ R and the high-dynamic precontrol and control of the field and torque-generating current components I sd and I Sq be split.
  • This structure of the feedforward control of the stator voltage U s shown in FIG. 4 can be expanded by a voltage control set to the complete structure of a feed forward control.
  • a voltage control set is shown schematically in FIG.
  • the precontrol for a voltage control set is 32 a
  • Pulse pattern table with optimized pulse patterns with 34 of the parameters stray inductance L ⁇ with 36 of the parameter stator resistance R s with 38 a differentiation device and with 40 each an addition point.
  • the frequency dependence, namely the reduction at higher frequencies, of the parameter stray inductance L ⁇ must be taken into account.
  • this structure which is differentiated from the rotor flux and the stator current ⁇ R I_ s caused leakage flux ⁇ ⁇ devoted intermediate variable stator flux ⁇ s to the stator voltage U s to obtain. This is easily possible with asynchronous modulation, since in a switching cycle each possible voltage vector U s can be set as an average value.
  • the dynamic component of differentiating flux changes can not be taken into account sufficiently fast in the case of synchronous pulse patterns since the time discretization by the Pulse pattern is too large for a quasi-continuous treatment.
  • This can be explained by the fact that the switching sequence of the voltage space vector is firmly defined in synchronous clocking.
  • the voltage can not be arbitrarily influenced by magnitude and angle, so that the differentiation of the stator flux ⁇ s can not be converted into the desired stator voltage space vector U s .
  • the feedforward control can only be stationary when the pulse pattern is optimized.
  • Tax rate is then no longer the stator voltage U s , but their integral over time, so a voltage-time surface, which must be realized in the respective discrete sampling interval of a tax rate 42.
  • the structure of the precontrol for a headset 42, which has to implement voltage-time areas, is illustrated schematically in FIG. Since voltage time areas of the dimension correspond to a flux, these voltage-time areas are referred to below as a terminal flux ⁇ K.
  • the time-discrete differentiation of the terminal flux ⁇ K in the control set 42 must take place after the inverse transformation into the stator-fixed coordinate system.
  • Optimized pulse patterns are available as precalculated switching angles that depend on the modulation level and are calculated and stored in discrete steps.
  • the intermediate circuit voltage U D is assumed to be constant for a sampling interval.
  • the conversion of the setpoint voltage into the modulation level a for the current DC link voltage U D and switching angles in switching times takes place in the headset 42.
  • a two-point inverter there are six voltage indicators Uo, ..., Us with the length 2/3 U D and two zero pointers U ⁇ , U with the length zero.
  • These voltage vectors Uo, ..., U 7 are shown in FIG. 7 in a stator-fixed space vector coordinate system ⁇ , ⁇ . If the voltage time areas are considered as a flux (terminal flux), they can be described in the room vector system as well as the voltages Uo, ..., U as a pointer.
  • Such a terminal flow pointer ⁇ _ moves when one of the six voltage pointers U 0 , ..., U5 is turned on, at the speed 2/3 U D per second in the direction of the voltage vector, when the zero pointer U 6 , U 7 is stopped. If the voltage vectors U 0 ,..., U 5 are switched one after the other during fundamental oscillation timing, a hexagonal profile of the terminal flux vector ⁇ R results.
  • the basic idea of the Stress Time Surface Control Set 42 is the merging of steady state and dynamic feedforward control and error correction for the voltage time areas so that they are impressed.
  • the quantities of torque and stator current components to be controlled primarily are exactly set.
  • the prerequisite is that the value is stationary with the maximum available voltage can be realized.
  • the stationary voltage including harmonics is pre-controlled by the use of the flux control set, although of course the control itself also supplies only basic setpoint values. From the basic vibration setpoint values of the control, the desired flow curve is determined for the control set. from which the switching actions are then determined in an instantaneous value-based manner in the tax rate, whereby the harmonics are determined.
  • terminal flux ⁇ K SOII is not directly suitable as a manipulated variable for the torque impression, because the voltage drops at the ohmic stator resistance R s can only be considered stationary, only a quasi-stationary terminal flux actual value ⁇ K may be used for the correction.
  • Flow amount threshold The projection axis is perpendicular to the new pointer, the switching threshold corresponds to the intersection of the new flow trajectory with the projection axis. Effect: By determining the actual value of the terminal flux on the basis of the nominal stator currents, it is also possible to dynamically center the stator flux actual value and at the same time precompensate the flux amount error due to the voltage drop across stator resistance R s with a very good approximation. The flow is centered, the flow amount error is corrected.
  • Zero pointer (change from the zero pointer to a voltage vector): Flow angle threshold: The zero pointer is switched off and the next voltage vector is switched on if the current setpoint angle of the terminal flux becomes equal to the switching angle of the pulse pattern. Effect: Since the actual flow space vector has stopped at the point of the flow trajectory specified by the pulse pattern when the zero pointer is switched on, the setpoint angle between the stator flux and the rotor flux space vector and thus the torque is as it continues to reach the switch off target angle through the target flux space vector very accurate set. An angle error is compensated as best as possible by switching on the zero pointer by the actual value and switching off due to the setpoint value.
  • the pulse pattern tables thus consist of a sequence of these switching operations, wherein in addition to the value of the flow threshold, the type of switching, the switching state (voltage vector) and the projection axis are stored.
  • a flow-forming current component Isdsoii is determined from a predetermined rotor flux amount
  • ⁇ RS O II I a torque setpoint M ⁇ so is calculated by a torque controller 8, and with the detected from the motor model 14 rotor flux magnitude ⁇ actual value I I R a torque-forming current component Isqsoii.
  • This desired value of the stationary stator voltage value Usstat is normalized to the intermediate circuit voltage U D.
  • the orthogonal components of this normalized stationary stator voltage u Ss tat become polar components Aus Kunststoffgrad a and voltage angle ⁇ u converted.
  • a coordinate converter 46 is used.
  • the polar component modulation rate a is used on the one hand directly for addressing an angle table of optimized pulse pattern and smoothed for addressing a pulse pattern selection level and on the other hand for determining a fundamental vibration terminal flux amount
  • the polar component Ausmaschinegrad a a multiplier 48 is supplied. At the second input of the multiplier 48, the intermediate circuit voltage U D is on. This causes a denormalization. The value at the output of this multiplier 48 is then ⁇ s by the stator circuit frequency divided, so that the fundamental terminal flux magnitude
  • torque and flow control 8 and 12 are shown explicitly by way of example, whereas in FIG. 11 the subsequent stationary and dynamic precontrol is illustrated.
  • the setpoint value of the field-forming current component Isdsoii for the calculation of the ohmic voltage drop at the stator resistance R s which acts on the channel of the voltage-forming voltage component U sd stat, must be limited to the value that is present in the current operating state realizable river corresponds. This is necessary so that no stationary error of the pilot torque occurs at Ausberichtgradbegrenzung.
  • the ohmic stator resistance R s is irrelevant, since it is negligible for harmonics with respect to the leakage reactance. This makes a load-independent prediction of the pulse pattern possible. Through these then the terminal flow path curve is determined. However, the ohmic stator resistance R s can not be neglected for the fundamental oscillation over which the torque M is set so . The voltage drop across it causes the difference between terminal flux ⁇ _ ⁇ and stator flux ⁇ s .
  • the integration is expediently carried out in fixed-stator coordinates, ⁇ , the Standerhnekomponenten ⁇ S ⁇ and ⁇ s p are then rotated in the rotor flux synchronous coordinate system d, q by means of a coordinate rotator 52 so that with the present in Rotorkoordina- th current setpoints Isdsoii and Isqsoii the stationary terminal flux components ⁇ Kq and ⁇ d can be determined.
  • these terminal flux components ⁇ Kq and ⁇ K d these are again rotated back into fixed-stator coordinates ⁇ K ⁇ and ⁇ ⁇ ⁇ by means of another coordinate rotator 54.
  • stator flux ⁇ s is applied dynamically to a good approximation instead of the terminal flux ⁇ K, and thus directly stator current I_ s and torque M. transients by the ohmic stator resistance R s are avoided.
  • FIG. 13 shows the structure of a voltage-time-surface tax rate in the base rpm range in greater detail.
  • 56, 58 and 60 each have a memory, 62 a power converter linearization device, 64 a flow-amount switching time calculation means, 66 a flow angle threshold shift time calculation means, and 68 means for detection a clamping flux actual value ⁇ K , with 70 a Sektorprojeztechniks worn, with 72 means for generatingpulsko components U S ⁇ and U s p of a stator voltage actual value U s from switching states Tl, T2 and T3 and 74 is a shift time counter.
  • the off-line calculated pulse patterns PM are stored in the memories 56, 58 and 60, wherein a table with flow amount thresholds and a table with flow angle thresholds are stored in the memory 56.
  • memory 58 is a table with stored jekomsachsen and in the memory 60 is a table with switching states (voltage vector) deposited.
  • the manipulated variable terminal flux setpoint ⁇ jcsoii is normalized to nominal flow Flußbetragsschwelle and a corresponding Flußwinkelschwelle ⁇ Kschw read out of the memory 56.
  • This read-out normalized flux amount threshold is determined by means of a multiplier 76 with the polar component fundamental terminal flux amount
  • this divider 78 At the output of this divider 78 is a corresponding switching time T scha ⁇ t ⁇ , which is supplied to an input of the memory 60 with the table switching states.
  • T sch ait ⁇ a null pointer U ⁇ , U, a "corner” or a “zero corner” is turned on.
  • the flux angle threshold ⁇ s Chw read out from the memory 56 is compared in the device 66 with the current nominal terminal flux angle ⁇ Ksoii, the difference of which is divided by the path velocity of the flux angle.
  • the web speed is proportional to the stator angular frequency ⁇ s .
  • T SC a i t ⁇ for switching off a zero pointer, which is also supplied to a second input of the memory 60.
  • the next (i-th) switching state is read out of the memory 62 and the switching time to the associated inverter line assigned.
  • the resulting switching times Tl, T2 and T3 are supplied to the device 62 for converter linearization and a coordinate converter 82 of the device 72 for generating voltage components U S ⁇ and U s p of a stator voltage setpoint U s .
  • the two outputs of this coordinate converter 82 are each connected to a multiplier 84 and 86, at whose second inputs in each case the factor 2 / 3U D is present.
  • each a voltage component U S ⁇ or U s p of a stator voltage setpoint U s At the outputs of these two multipliers 84 and 86 are each a voltage component U S ⁇ or U s p of a stator voltage setpoint U s . From these voltage components U S ⁇ and U s p terminal flux actual value component ⁇ ⁇ and ⁇ ⁇ p are calculated with the device 68, wherein in FIG 12, an embodiment of this device 68 is illustrated. By means of the sector porous device 70, one obtains from these two calculated terminal flux actual value components ⁇ K ⁇ and ⁇ ⁇ p a terminal flux actual value ⁇ P roj projected onto the sector zero.
  • the device 62 By means of the device 62 current-dependent voltage errors of the pulse converter 24 are compensated even with synchronous pulse pattern.
  • the device 62 the converter output currents Ii, I 2 and I 3 are supplied.
  • the downstream switching time counter 74 ensures the accurate output of the pre-calculated times and thus a perfect steady-state behavior of the terminal flux control set such as a voltage control set. Since, after the converter linearization, the order of the switching states may no longer correspond to those specified by the pulse pattern, a counter hardware should be used to avoid a software rescoring the switch, in which the order of the output depends only on the charged switching times and not the order of loading ,
  • the angle ⁇ ⁇ of the terminal flux ⁇ K SO II must be influenced via the flux amount thresholds ⁇ K schw.
  • a dynamic change in the flow amount thresholds ⁇ so h causes a
  • this trajectory control works in the same way as the dynamic field weakening in asynchronous modulation, but in synchronous timing, on the other hand, it is exactly pre-controllable, because the range of the trajectory change from one sector is known by specifying the pulse pattern for one sector.
  • this adaptation factor K SCh w results in a reduced flux magnitude threshold ⁇ S chred from a predicted flux magnitude threshold ⁇ sc h v-5, as a result of which the length So of the trajectory is shortened by ⁇ S.
  • the flux amount thresholds ⁇ K SC I W ⁇ at which the zero pointers U 6 , U are turned on are not multiplied by the adaptation factor K Sch w, but left unchanged. Since in the first and second sector half the switch-on thresholds of the null pointers each have different projection axes, the result for the switch-off thresholds of the zero pointer is shown in FIG. 16 - zero pointer in the first sector half: switching on by As « ⁇ ⁇ , no correction of the switch-off angle - zero pointer in the second sector half : Switching on not preferred, delaying the switch-off angle by ⁇ ⁇ .
  • FIG. 17 shows a structure of a stress surface control set, which differs from the structure according to FIG 13 differs only by an additional device 88.
  • This additional device 88 engages the current Klemmfluß- desired angle ⁇ Ks oi ⁇ and the Flußbetragsschwelle ⁇ K sc h w controlled.
  • the intervention on the current clamping flux target angle ⁇ Ksoii takes place in the second sector half, whereas the intervention on the Flußbetragsschwelle ⁇ sohw takes place at a "corner".
  • this auxiliary device 88 has two switches 90 and 92.
  • At the input of the switch 90 is an angle difference of the angle of the actual terminal flow value ⁇ o; ⁇ K to the nominal flow path curve. This difference value can be determined at the beginning and in the middle of each sector.
  • the center of each sector is recognized by means 94.
  • the angle of a calculated terminal flux actual value ⁇ K ⁇ ⁇ KP is calculated in advance.
  • the adjustment factor Ksch is then determined, with which the Flußbetragsschwelle ⁇ sohw is modified except when switching on zero hands U ⁇ , U.
  • the angle difference must still be added to the flux angle threshold ⁇ Ksoii to switch off zero hands.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)

Abstract

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur gesteuerten Einprägung eines Ständerstrom-Sollwertes (ISsoll) und eines Drehmoment-Sollwertes (Msoll) für eine stromrichtergespeiste Drehfeldmaschine (4). Erfindungsgemäß werden Stromkomponenten (ISdsoll,ISqsoll) im rotorfluss- bzw. polradfesten Koordinatensystem (d,q) in Abhängigkeit eines Drehmoment-Sollwertes (Msoll), bei Asynchronmaschinen eines Rotorfluss-Sollwertes ( Rsoll), eines berechneten Rotorfluss-Istwertes ( R) bzw. Polradfluss berechnet, wird eine Ständerkreisfrequenz ( S) bestimmt, wird in Abhängigkeit dieser Werte (ISsoll,ISqsoll, R, S) mittels der Maschinenparameter (L,RS) ein Klemmenfluss-Sollwert ( Ksoll) berechnet, der anschließend auf einer aus abgespeicherten off-line optimierten Flussbahnkurven ausgewählten Flussbahnkurve geführt wird. Somit erhält man eine augenblickswertorientierte Regelung der Lage des Ständerstromes (IS) zum Rotorfluss ( R) bzw. Polradfluss, wodurch eine stationär und dynamisch exakte Steuerung von Motorströmen (I1,I2,I3) einer Drehfeldmaschine (4) und damit deren Drehmoments (M) ermöglicht wird.

Description

Beschreibung
Verfahren zur gesteuerten Einprägung eines Ständerstrom- und eines Drehmoment-Sollwertes für eine stromrichtergespeiste Drehfeldmaschine
Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur gesteuerten Einprägung eines Ständerstrom-Sollwertes und einen Drehmoment-Sollwertes für eine stromrichtergespeiste Drehfeldma- schine.
Zur Speisung von Drehfeldmaschinen, deren Moment sich in einem weiten Drehzahlbereich hochdynamisch auf gewünschte Werte einstellen lässt, werden meist Pulswechselrichter mit kon- stanter EingangsSpannung eingesetzt, häufig in Verbindung mit einem feldorientierten Regelungsverfahren. Solch ein Antriebssystem genügt normalerweise auch den höchsten technischen Ansprüchen an die Regelgüte. Unter der Voraussetzung von in jeder gewünschten Weise einprägbaren Klemmenströmen können im Prinzip der Magnetfluss und das Drehmoment einer Drehfeldmaschine ständig auf gewünschte Werte eingestellt werden, allerdings nur dann, wenn alle elektromagnetischen Systemparameter eines hinreichend genauen Beschreibungsmodells der Maschine bekannt sind. Mit Hilfe eines Signalverar- beitungssystems können dann - ausgehend von den Messgrößen der Klemmenströme und der Drehzahl - in Abhängigkeit von einer Sollgröße, z.B. für das Drehmoment, fortlaufend die zugehörigen Klemmenspannungen bestimmt werden. Bei besonders hohen dynamischen Anforderungen an die Regelung der Drehfeldma- schine muss die Pulsfrequenz ebenfalls groß gemacht werden.
Dies wirkt sich ungünstig auf den Wirkungsgrad und die Kosten des Wechselrichters aus.
Traktionsstromrichter für Schienenfahrzeuge erlauben wegen der hohen Leistungsdichte und Effizienzanforderungen keine hohe Schaltfrequenz. Beispielsweise liegt die Schaltfrequenz im Spannungsstellbereich nur im Bereich von 300Hz - 800 Hz bei Lokomotiven, Triebzügen und schweren Nahverkehrszügen und 800Hz - 2kHz im leichten Nahverkehr. Daneben muss die verfügbare ZwischenkreisSpannung optimal ausgenutzt werden, d.h., aus regelungstechnischen Gründen darf keine Spannungsreserve gefordert werden. Zur Vermeidung von unzulässigen Netzrückwirkungen muss das stationäre Oberschwingungsspektrum definiert und beeinflussbar sein. Dies erfordert zusammen mit der beschränkten Schaltfrequenz und maximaler Aussteuerbarkeit synchrone Taktverfahren für den Pulswechselrichter.
Die dynamischen Anforderungen an Traktionsumrichter sind ebenfalls hoch. Sowohl das Störverhalten, beispielsweise bei FahrleitungsspannungsSprüngen, als auch das Führungsverhalten, beispielsweise die gewünschte hohe Drehmomentdynamik, für die Beherrschung von Gleit- und Schleudervorgängen, sowie von mechanischen AntriebsSchwingungen, muss gegenüber normalen stationären Antrieben hochdynamisch sein.
Darüber hinaus muss die projektierte maximale Strombelastung des Umrichters genau eingehalten werden, um eine Überdimensionierung des Leistungsteils zu vermeiden. Auch bei Stör- und Führungsgroßenänderungen muss der vorgegebene Strom durch das Regelverfahren eingeprägt werden können.
Deshalb ist ein Regelverfahren mit Einprägung des Ständerstromes erforderlich. Dieses ermöglicht zugleich optimales stationäres und dynamisches Verhalten für die Vorgabe des Drehmomentes .
Eine genaue und hochdynamische Regelung des Ständerstroms direkt scheiterte bisher an den durch die Taktung verursachten erheblichen Oberschwingungen und den für Oberschwingungen stark nichtlinearen Maschinenparametern (Streuinduktivität und Hauptinduktivitat) .
Aus der Veröffentlichung "Die stromrichternahe Antriebsregelung des Steuergerätes für Bahnautomatisierungssysteme SIBAS 32", abgedruckt in der DE-Zeitschrift "eb - Elektrische Bahnen", Band 90 (1992), Heft 11, Seiten 344 bis 350, ist eine stromrichternahe Antriebsregelung für Asynchronmaschinen nach dem Verfahren der Feldorientierung mit den wesentlichen Funk- tionen Messwerterfassung, Flussmodell, Regelstruktur sowie Steuersatz bekannt.
Für die Antriebsregelung nach dem bewährten Verfahren der Feldorientierung ist die Erfassung von analogen Messgrößen erforderlich. Gemessen werden zwei Maschinenströme und die EingangsSpannung des Pulswechselrichters auch Zwischenkreis- spannung genannt. In einer Variante werden auch zwei Leiterspannungen gemessen. Als weitere Messgröße wird die Motordrehzahl erfasst. Speist ein Wechselrichter zwei parallel ge- schaltete Fahrmotoren, so werden beide Motordrehzahlen erfasst und für die Regelung der arithmetische Mittelwert benutzt.
Grundlage der feldorientierten Regelung ist die Kenntnis des Betrages und der Winkellage des Rotorflusses. Da diese Größen nicht direkt messbar sind, werden im allgemeinen Rechenmodelle eingesetzt, welche die innere Struktur der Asynchronmaschine nachbilden. Zur Bestimmung des Rotorflusses aus den gemessenen Istwerten Spannung, Strom- und Drehzahl dient ein Flussmodell. Es besteht aus zwei bekannten Teilmodellen der Asynchronmaschine nämlich dem Spannungsmodell und dem Strommodell. Bei kleinen Drehzahlen überwiegt der Einfluss des Strommodells, wogegen bei größeren der des Spannungsmodells überwiegt. Die verwendete Struktur vereinigt damit die Vor- teile beider Teilmodelle und kann als ein vom Strommodell geführtes Spannungsmodell aufgefasst werden. Das Strommodell enthält den Parameter Rotorzeitkonstante. Während des Betriebes ändert sich der Rotorwiderstand der Maschine stark mit der Rotortemperatur. Die Kenntnisse des aktuellen Rotorwider- Standes ist demnach für ein genaues Arbeiten des Strommodells erforderlich. Die zentrale Aufgabe des Signalprozessorsystems liegt in der Ansteuerung des Pulswechselrichters, so dass der Fahrmotor den geforderten Sollwerten folgt. Die beiden Leiterspannungen sowie die drei Maschinenströme werden in Koordinatenwandlern in zwei orthogonale Komponenten umgerechnet. Mit dem Flusswinkel werden nun die beiden orthogonalen Stromkomponenten vom statorfesten Koordinatensystem in ein mit dem Rotorflussraumzeiger umlaufende System transformiert, also die Feldorientierung der Stromkomponenten vorgenommen. Nach einer Filte- rung liegen dann die Istwerte der feldbildenden und der o- mentenbildenden Stromkomponente vor. In einem stationären Betriebspunkt sind diese Stromkomponenten Gleichgrößen.
Um nun aus den Führungsgroßen Sollfluss und Sollmoment die Regelungsausgangsgrößen zu ermitteln, wird üblicherweise die inverse Struktur der Asynchronmaschine in einer sogenannten Entkopplungsschaltung nachgebildet. Sie berechnet aus dem Flusssollwert, dem der Magnetisierungskennlinien entnommenen Magnetisierungsstromsollwert, dem Wirkstromsollwert und der Winkelgeschwindigkeit des Rotorflusses die benötigten Spannungskomponenten. Zur Stabilisierung werden zwei Stromregler für die feldbildende und die momentenbildende Stromkomponente zu den Ausgängen der Entkopplung addiert.
Die Anpassung der Regelung an die aktuelle Zwischenkreisspan- nung wird im Steuersatz vorgenommen. Aus der Sollspannung und dem Istwert der ZwischenkreisSpannung wird der Aussteuergrad für den Pulsbreitenmodulator berechnet. Es ist die Aufgabe des Steuersatzes durch abwechselndes Umschalten der drei Wechselrichterzweigpaare am Motor die geforderte, in Frequenz und Amplitude einstellbare Spannungsgrundschwingung zu erzeugen.
Die Schaltzeiten werden je nach Betriebszustand nach zwei un- terschiedlichen Modulationsverfahren berechnet. Bei kleinen Frequenzen und Spannungen im Bereich des Anfahrens und kleiner Geschwindigkeit wird asynchrone sinusförmige Modulation verwendet. Da hier viele Umschaltungen auf eine Periode der Grundfrequenz kommen, müssen die Schaltzeiger und die dazugehörigen Schaltwinkel on-line vom Prozessor bestimmt werden. Erreicht das Verhältnis von Schalt- zu Grundfrequenz, die so- genannte Pulszahl, einen Wert von etwa 10 bis 8, muss der Wechselrichter synchron zur Grundfrequenz getaktet werden. Mit steigender Grundfrequenz muss infolge der begrenzten Schaltfrequenz des Wechselrichters die Pulszahl stufenweise verkleinert werden. Hier werden off-line optimierte Pulsmus- ter verwendet. Wichtigstes Optimierungskriterium ist der Effektivwert des Oberschwingungsstromes, da dieser hauptsächlich die zusätzlichen Verluste im Motor durch die Umrichterspeisung verursacht.
Als zweiter Schritt nach der Optimierung ist deshalb die
Pulsmusterauswahl durchzuführen. Dabei wird für die Auswahl des geeigneten Pulssystems für den Prozessor ein Kennfeld erstellt, in dem für alle möglichen diskreten Werte von Grundfrequenz und Aussteuergrad das am besten geeignete Pulsmuster eingetragen ist, das die Randbedingung maximale Schaltfrequenz und Einhaltung der minimalen Pulsbreite sowie des maximalen Stromspitzenwertes erfüllt. Die Pulsmusterauswahlebene sowie die für jedes Pulssystem und jeden Aussteuergrad offline optimierten Pulswinkel sind in der Signalprozessorein- heit in Tabellenform gespeichert. Im Programmmodulsteuersatz werden zuerst aus der Auswahlebene die Modulationsart und das Pulssystem bestimmt, das zudem von der Regelung geforderten Betriebspunkt gehört. Im Bereich der optimierten Muster sind aus den für den betreffenden Aussteuergrad gespeicherten Schaltwinkeln die Schaltzeiten in Abhängigkeit der momentanen Statorfrequenz zu berechnen. Bei Pulssystemwechseln müssen die Zeitpunkte so gewählt werden, dass keine Ausgleichsvorgänge oder unerwünschten Stromspitzen auftreten.
Mit diesem sogenannten Spannungssteuersatz kann die Stellgröße Spannung nur als Grundschwingung in Betrag und Winkel vorgegeben werden, die Momentanwerte der übrigen elektrischen Größen sind dann durch das Pulsmuster vorgegeben und nicht mehr on-line zu beeinflussen. Bei zu hoher Dynamik der Stellgröße treten Ausgleichsvorgänge auf, die zu starken Drehmomentschwingungen führen.
In der Veröffentlichung "Direkte Selbstregelung (DSR) für hochdynamische Drehfeldantriebe mit Stromrichterspeisung" abgedruckt in der DE-Zeitschrift "etzArchiv", Band 7 (1985), Heft 7, Seiten 211 bis 218, wird eine direkte Selbstregelung einer stromrichtergespeisten Asynchronmaschine beschrieben, die ohne Pulsbreitenmodulation arbeitet, wenig parameterempfindlich ist und außerdem sehr gute dynamische Eigenschaften aufweist. Wenn eine Drehfeldmaschine über einen dreisträngi- gen Wechselrichter bei konstanter Eingangspannung gespeist wird, kann der Raumzeiger der Ständerspannung nur sieben diskrete Werte annehmen. Vernachlässigt man die im Feldschwächbereich in der Regel gegenüber der Ständerspannung kleine Spannung, die an den Kupferwiderständen der Ständerwicklungen abfällt, so bestimmt der jeweilige Augenblickswert des Span- nungsraumzeigers eindeutig die Änderung der augenblicklichen Lage des Raumzeigers für den Gesamtfluss hinsichtlich Geschwindigkeit und Richtung. Bei stationärer Grundfrequenztak- tung durchläuft die Spitze des Flussraumzeigers deshalb ein gleichseitiges Sechseck mit konstanter Bahngeschwindigkeit und geringfügig pulsierender Winkelgeschwindigkeit.
Bei Grundfrequenztaktung besteht die einzige Möglichkeit zur Beeinflussung des Drehmoments der Asynchronmaschine darin, die Zeitabstände zwischen den Umschaltungen des Spannungs- raumzeigers zu steuern. Vernachlässigt man die stromproportionalen Spannungen am Kupferwiderstand der Ständerwicklungen, kann bei einem dreisträngigen Wechselrichter mit konstanter Eingangsgleichspannung die Bahngeschwindigkeit sehr einfach auf den Wert Null verringert werden, nämlich durch Einschal- tung des siebten Maschinenspannungsraumzeigers, dessen Betrag den Wert Null hat. Über ein Pulsspiel bestehend aus einen ersten Teilintervall mit unverminderter Bahngeschwindigkeit des Flussraumzeigers und einem zweiten Intervall mit gegenüber den Ständerachsen stillstehenden Flussraumzeigers, kann durch die Wahl der Dauer beider Teilintervalle bekanntlich jeder beliebige Zwischenwert der für das Pulsspiel gemittel- ten Bahngeschwindigkeit eingestellt werden.
Die Signalverarbeitung für die direkte Flussselbstregelung weist einen Fluss- und einen Momentenvergleicher auf. Aus den gemessenen Spannungswerten vermindert um einen Spannungsab- fall an den Kupferwiderständen der Ständerwicklungen der
Asynchronmaschine wird mittels eines Integrators orthogonale Komponenten des Ständerflusses generiert, die in Flussgrößen einer jeden Ständerwicklungsachse der Asynchronmaschine gewandelt werden. Diese Flussgrößen werden jeweils mit einer Flussführungsgröße verglichen, die von einer Drehmomentregelung abgeleitet werden kann. Im Grunddrehzahlbereich ergibt sich dann eine sehr einfache Regelung nach folgender Vorschrift:
Übersteigt der Istwert des Moments den Sollwert um mehr als eine zugelassene Toleranz, so ist anstelle des durch die Flussselbstregelung aus den sechs äußeren Raumzeigerwerten der Maschinenspannung bestimmten aktuellen Raumzeigerwerts der siebte Raumzeigerwert mit dem Betrag Null solange einzu- schalten, bis der Istwert des Moments den Sollwert um mehr als die zugelassene Toleranz unterschreitet. Danach bestimmt wieder die Flussselbstregelung den Schaltzustand des Wechselrichters. Der siebte Spannungsraumzeigerwert mit dem Betrag Null kann bekanntlich durch zwei verschiedene Schaltzustände bewirkt werden. Durch entsprechende Auswahlkriterien lassen sich Nebenbedingungen erfüllen, z.B. minimale Schalthäufigkeit, Gewährleistung von Schaltzustand-Minimalzeiten.
Auf diese beschriebene Weise stellt sich die über ein Puls- spiel gemittelte Winkelgeschwindigkeit des rotierenden Anteils der resultierenden Flussverkettung selbständig auf den zur Erzeugung des gewünschten Drehmoments erforderlichen Wert ein, und zwar ohne jede Information über die Wellendrehzahl und über aktuelle Werte von Induktivitäten, Rotorwiderstand sowie über andere Größen und Parametern, die bei einem feldorientierten Regelungsverfahren bekannt sein müssen. Die in der Regel immer vorhandenen langsamen und schnellen Schwankungen der Eingangsgleichspannung des Wechselrichters werden durch die direkte Selbstregelung automatisch berücksichtigt und bleiben so ohne Auswirkung auf das in einem vorbestimmten Toleranzband geführte Drehmoment.
Diese direkte Selbstregelung ist für einen Traktionsantrieb geeignet und liefert ein optimales dynamisches Verhalten, allerdings kein reproduzierbares stationäres Verhalten. Außerdem erlaubt diese direkte Selbstregelung kein zu kleines Ver- hältnis von Schalt- zu Grundfrequenz.
In der Veröffentlichung "Direkte Drehmomentregelung von Drehstromantrieben", abgedruckt in der DE-Zeitschrift "ABB Technik", Nr. 3, 1995, Seiten 19 bis 24, wird eine neuentwickelte direkte Drehmomentregelung vorgestellt. Diese direkte Drehmomentregelung, auch als Direct Torque Control (DTC) bezeichnet, basiert auf den Theorien der feldorientierten Regelung von Asynchronmaschinen und der direkten Selbstregelung. Bei der direkten Drehmomentregelung sind Motor und Wechselrichter weitgehend integriert. Alle Schaltvorgänge des Wechselrichters sind vom elektromagnetischen Zustand des Motors abhängig. Wie bei Gleichstrommaschinen ermöglicht die DTC eine getrennte Regelung von Fluss- und Drehmoment. Ein Pulsweitenmodulator zwischen Motor und Wechselrichtersteuerung wird nicht benötigt.
Kerneinheiten des DTC-Systems sind die Baueinheiten zur Hystereseregelung von Drehmoment und magnetischen Fluss sowie die Logikeinheit zur Schaltoptimierung. Ein anderer wichtiger Bestandteil des Systems ist das genaue Motormodell. Das Motormodell erzeugt durch Messungen zweier Motorströme und der Spannung im Gleichstrom-Zwischenkreis Istwert-Signale von Drehmoment, Ständerfluss, Frequenz und Wellendrehzahl. Die Sollwerte für Drehmoment und Fluss werden mit den Istwerten verglichen, und durch Zweipunktregelung der Hysterese werden die Stellsignale erzeugt. Die Logik zur Schaltoptimierung er- mittelt anhand der Sollwerte für Drehmoment und Fluss den besten Spannungsvektor. Die Regelung des Ständerflusses erfolgt über die AusgangsSpannung des Wechselrichters. Bei der DTC werden Ständerfluss und Drehmoment innerhalb der Hysteresegrenze gehalten, also innerhalb des gewählten Toleranzban- des. Die Zustandssollwerte werden nur dann geändert, wenn die Istwerte von Drehmoment und Ständerfluss mehr als um die erlaubte Hysterese von ihren Sollwerten abweichen. Wenn der rotierende Ständerflussvektor die obere oder untere Hysteresegrenze erreicht, wird ein geeigneter Spannungsvektor dazu be- nutzt, die Richtung des Ständerflusses zu ändern und ihn damit innerhalb des Hysteresebandes zu halten. Das erforderliche Drehmoment erzielt man durch die Regelung des Ständerflussvektors .
Auch diese direkte Drehmomentregelung liefert ein optimales dynamisches Verhalten wie die direkte Selbstregelung. Jedoch ist das stationäre Verhalten nicht reproduzierbar und diese direkte Drehmomentregelung erlaubt auch kein zu kleines Verhältnis von Schalt- zu Grundfrequenz.
In der Veröffentlichung "Direkte Selbstregelung, ein neuartiges Regelverfahren für Traktionsantriebe im Ersteinsatz bei dieselelektrischen Lokomotiven", abgedruckt in der DE-Zeit- schrift "eb - Elektrische Bahnen", Band 89 (1991), Heft 3, Seiten 79 bis 87, ist eine Realisierung der direkten Selbstregelung (DSR) beschrieben.
Der Erfindung liegt nun die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren zur gesteuerten Einprägung eines Ständerstrom- und eines Drehmoment-Sollwertes anzugeben, das die Nachteile der bekannten Verfahren vermeidet, sowie die Erweiterung des Einsatzbereiches auf Synchronmaschinen erlaubt. Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß mit den Merkmalen des Anspruchs 1 gelöst.
Durch dieses erfindungsgemäße Verfahren wird die feldorien- tierte Regelung mit einem Spannungszeitflächen-Steuersatz für off-line optimierte Pulsmuster kombiniert. D.h., als Stellgröße wird keine StanderSpannung mehr vorgegeben, sondern deren Integral, also Spannungszeitflächen. Da diese Spannungszeitflächen die Dimension eines Flusses haben, wird diese Spannungszeitfläche anschaulicher als Klemmenfluss bezeichnet. Somit wird aus einem Spannungssteuersatz ein Spannungszeitflächen-Steuersatz, mit dem eine ausgewählte Flussbahnkurve stationär und dynamisch genau nachgefahren werden kann, um damit die Lage eines ermittelten Klemmenflusses zum Rotor- fluss einer Drehfeldmaschine sowohl nach Betrag als auch nach Winkel unmittelbar mit jeder möglichen Schalthandlung einzustellen. Im stationären Zustand ist somit aufgrund der stationär exakten Vorsteuerung mit dem Klemmenfluss auch der Ständerfluss und damit das Drehmoment eingeprägt, das aus der La- ge von Ständerfluss zum Rotorfluss bestimmt ist. Außerdem wird durch diese Vorsteuerung des Klemmenflusses der Ständerstrom indirekt eingeprägt, wodurch die Nachteile einer direkten Stromregelung vermieden werden.
Da bei synchroner Taktung die zeitkontinuierliche Differentiation des Flusses zur Spannung zur Erreichung einer stationär und dynamisch richtigen Vorsteuerung nicht möglich ist, wird aufgrund der Erkenntnis dieser Erfindung diese in den zeitdiskreten, pulssynchronen Steuersatz verlagert. Dadurch ist die Eingangsgröße des Steuersatzes dann nicht mehr die Spannung, sondern ihr Integral über der Zeit, was einer Spannungszeitfläche entspricht, die in dem jeweiligen diskreten Abtastintervall vom Steuersatz realisiert werden soll. Die Verschiebung der Differentiation des Klemmenflusses in den Steuersatz bedingt weitergehende Änderungen in der Behandlung und Ausgabe der optimierten Pulsmuster im Steuersatz. Bei einem vorteilhaften Verfahren wird der Klemmenfluss über einen Umweg über die Berechnung der stationären Ständerspannung ermittelt. Dadurch erhält man gleichzeitig einen Aussteuergrad, der bei der Auswahl eines Pulsmusters verwendet werden kann. Im Feldschwächbereich muss der Aussteuergrad begrenzt werden, die durch den Umweg über die Ständerspannung nun vorgenommen werden kann.
Bei einem weiteren vorteilhaften Verfahren wird ein Istwert des Klemmenflusses bestimmt, der bei der dynamischen Führung eines ermittelten Klemmenflusses auf einer ausgewählten Flussbandkurve verwendet wird. Dadurch werden Abweichungen, die Ausgleichsvorgänge zur Folge haben können, weitgehend kompensiert. Damit wird die dynamische Abweichung vom Stän- derfluss auf den Klemmfluss verschoben, wodurch ein Drehmoment-Sollwert auch dynamisch eingeprägt werden kann. Mit der Einprägung eines Drehmoment-Sollwertes ist die Lage des Ständerflusses zum Rotorfluss exakt eingeprägt, wodurch auch der Ständerstrom bestimmt ist. Somit wird ein Sollwert eines Ständerstromes ebenfalls dynamisch indirekt eingeprägt.
Zur weiteren Erläuterung der Erfindung wird auf die Zeichnung Bezug genommen, in der das erfindungsgemäße Verfahren schematisch veranschaulicht ist.
FIG 1 zeigt eine Struktur einer gesamten Antriebsregelung einer Drehfeldmaschine ohne Drehzahlgeber, in der . FIG 2 ist ein Zeigerdiagramm einer Asynchronmaschine im ro- torflussfesten Koordinatensystem veranschaulicht, die FIG 3 zeigt eine vereinfacht dargestellte Regelstrecke einer Asynchronmaschine, die FIG 4 zeigt eine Spannungsvorsteuerung einer Asynchronmaschine rotorflussorientiert, in der FIG 5 ist eine Struktur der Vorsteuerung für einen Spannungs- Steuersatz dargestellt, wogegen in der
FIG 6 eine Struktur der Vorsteuerung für einen Spannungszeit- flächensteuersatz veranschaulicht ist, die FIG 7 zeigt die möglichen AusgangsSpannungen eines Pulswechselrichters im statorfesten Raumzeigerkoordinatensystem, in der FIG 8 ist ein Klemmenflussverlauf in einem Sektor mit Fluss- betrags- und Winkelschwellen dargestellt, die
FIG 9 zeigt die Realisierung eines vorteilhaften Verfahrens nach der. Erfindung, in der FIG 10 ist eine Realisierung eines Fluss- und Drehmomentreglers nach FIG 9 veranschaulicht, die FIG 11 zeigt eine Realisierung der Vorsteuerung nach FIG 9, in der FIG 12 ist ein Blockschaltbild einer Einrichtung zur Berechnung eines Klemmenfluss-Istwertes näher dargestellt, die FIG 13 zeigt die Struktur eines Spannungszeitflächen- Steuersatzes im Grunddrehzahlbereich, die FIG 14 veranschaulicht die Funktion einer Bahnkurvenabkürzung bei Vollblock, die FIG 15 veranschaulicht die Funktion einer Bahnkurvenabkürzung bei einem Flankenpulsmuster, wogegen die
FIG 16 die Lage der Nullzeiger bei dynamischer Bahnkurvenabkürzung veranschaulicht und in der FIG 17 ist eine Struktur eines Spannungszeitflächen- Steuersatzes im Grunddrehzahl- und Feldschwächbereich dargestellt.
Um die Übersichtlichkeit zu gewährleisten, wird das erfindungsgemäße Verfahren im folgenden am Beispiel der Asynchronmaschine dargestellt.
In der FIG 1 ist eine Struktur der gesamten Antriebsregelung 2 einer Drehfeldmaschine 4 ohne Drehzahlgeber dargestellt. Die Einrichtung 6, insbesondere ein Mikroprozessor, ist für die Durchführung eines wesentlichen Teils des erfindungsgemä- ßen Verfahrens verantwortlich. Mittels dieser Einrichtung 6 wird aus ermittelten Stromkomponenten Isqsoii und Isdsoii und einer ermittelten Ständerkreisfrequenz ©s als Stellgröße eine Spannungszeitfläche, die hier als Klemmenfluss Ψsoιι bezeichnet wird, berechnet. Die drehmomentbildende Stromkomponente Isqsoii eines einzuprägenden Ständerstrom-Sollwertes I_ssoιι wird mittels eines Drehmomentreglers 8 in Abhängigkeit eines Dreh- moment-Sollwertes Mson, eines ermittelten Rotorflussistwertes ΨR und eines Drehmoment-Istwertes M berechnet. Außerdem erhält man am Frequenz-Ausgang dieses Drehmomentreglers 8 eine Rotorschlupffrequenz OR, die mittels eines Addierers 10 mit einer berechneten Kreisfrequenz ω, die proporti- onal zur mechanischen Drehzahl der Drehfeldmaschine 4 ist, verknüpft. Zur Bestimmung der flussbildenden Stromkomponente Isdsoii des einzuprägenden Ständerstrom-Sollwertes Issoii ist ein Flussregler 12 vorgesehen. Deren Eingängen steht ein vorbestimmter Rotorfluss-Sollwert ΨRSOII und ein ermittelter Ro- torfluss-Istwert ΨR an. Diese beiden Stromkomponenten Isdsoii und Isqsoii sind Komponenten eines rotorflussfesten Koordinatensystem d, q. Der Drehmoment- und Flussregler 8 und 12 sind aus der feldorientierten Regelung hinreichend bekannt. Außerdem sind aus der feldorientierten Regelung die weiteren Ein- richtungen 14, 16 und 18 bekannt. Mit 14 ist ein Motormodell, mit 16 eine Drehzahl- und Parameteradaption und mit 18 ein Betragsbildner bezeichnet. Mittels der Einrichtung 16 werden ein Drehzahlwert und Parameterwerte der Drehfeldmaschine 4, wie Ständerwiderstand Rg, Streuinduktivität Lσ und Hauptin- duktivität Lh berechnet. Dazu wird einerseits ein Rotorflussistwert ΨR und andererseits eine Ständerstrom-Differenz ISe, die aus einem Ständerstrom-Modellwert ISmot und einem Ständerstrom-Istwert Is, der am Ausgang eines Koordinatenwandlers 20 ansteht, verwendet. Den Ständerstrom-Modellwert I_Smot wird von der Einrichtung 14 geliefert, die einen Rotorfluss ΨR und einen Drehmoment-Istwert M generiert. Dazu benötigt diese Einrichtung 14 wenigstens die Parameter und den ermittelten Drehzahl-Istwert ω. Mit 22 ist ein inverses Wechselrichtermodell bezeichnet, dem der Ständerstrom-Modellwert Ismot zuge- führt ist. Ausgangsseitig am inversen Wechselrichtermodell 22 stehen Steuersignale Sv für einen lastseitigen Stromrichter 24, insbesondere einem Pulswechselrichter, an, der die Dreh- feldmaschine 4 speist. Als Drehfeldmaschine 4 kann eine Asynchron- oder eine .Synchronmaschine verwendet werden.
In der FIG 2 ist beispielhaft ein Zeigerdiagramm einer Asyn- chronmaschine in rotorflussfesten Koordinatensystem d, q veranschaulicht. Dieses Zeigerdiagramm zeigt wie gewöhnlich den Ständerspannungs-Zeiger Us für den stationären und den dynamischen Fall. Ebenfalls ist der Ständerstrom-Zeiger I_s mit seinen orthogonalen Stromkomponenten Isd und ISq dargestellt. Neu in diesen bekannten Zeigerdiagramm sind Flusszeiger ΨK und Ψs dargestellt. Der Flusszeiger ΨK entspricht dem um 90° gedrehten Ständerspannungs-Zeiger Usstat. Somit ist dieser Flusszeiger ΨK das Integral des Ständerspannungs-Zeigers Ussa und wird als Klemmenfluss-Zeiger Ψ_κ bezeichnet. Dieser Klemmenfluss-Zeiger Ψκ entspricht der vektoriellen Addition des Ständerfluss-Zeigers Ψs und einem zum Spannungsabfall am Ständerwiderstand Rs korrespondierenden Flusszeiger.
Eine stationär und dynamisch richtige Vorsteuerung muss die Struktur der Regelstrecke invers wiedergeben, um deren stationäres und dynamisches Verhalten zu kompensieren. In der FIG 3 ist prinzipiell die Aufteilung der Struktur einer Drehfeldmaschine, insbesondere einer Asynchronmaschine, mit den schnell veränderlichen elektrischen Größen der Ständermasche 26 und dem nur langsam änderbaren elektrischen Größen der Rotormasche 28 dargestellt. Die VorSteuerung und Regelung von Rotorfluss ΨR und Drehmoment M (bei einer permanenterregten Synchronmaschine nur Drehmoment) kann in die langsame Vorsteuerung und Regelung des Rotorflusses ΨR und die hochdyna- mische Vorsteuerung und Regelung der feld- und momentenbil- denden Stromkomponenten Isd und ISq aufgeteilt werden. Beim erfindungsgemäßen Verfahren sind nur die Vorsteuerung und Regelung der Stromkomponenten Isd und ISq über die Ständermasche 26 von Interesse. Bei einer permanenterregten Synchronmaschi- ne ist prinzipiell nur die Ständermasche 26 vorhanden. In FIG 4 ist die erforderliche Struktur der Vorsteuerung der Ständermasche 26 dargestellt. Dabei sind die Spannungs o po- nenten Usd und USq in die stationären und dynamischen Anteile Usdstat/ UsqSta und Usddyn, USqyn aufgeteilt. Da diese Struktur der Vorsteuerung für ein Fachmann selbstklärend ist, wird an dieser Stelle auf eine nähere Beschreibung dieser Struktur verzichtet. Die Probleme dieser Spannungsvorsteuerung resultieren aus den dynamischen Spannungskomponenten Usddyn und Usqdyn/ die aus einer Differenz des Ständerfluss-Sollwertes Ψsdsoii und Ψsqsoii bestimmt werden müssen.
Diese in der FIG 4 dargestellte Struktur der Vorsteuerung der StanderSpannung Us kann mit einem Spannungssteuersatz zur vollständigen Struktur einer Vorsteuerung erweitert werden. Eine derartige Struktur ist in der FIG 5 schematisch dargestellt. In einem Steuersatz 30 erfolgt die Anpassung an eine momentane Zwischenkreisspannung UD sowie die Rücktransformation von flusssynchronen in ein statorfestes Koordinatensystem zur Ausgabe von SchaltZeitpunkten. In dieser Struktur der Vorsteuerung für einen Spannungssteuersatz ist mit 32 eine
Pulsmustertabelle mit optimierten Pulsmustern bezeichnet, mit 34 der Parameter Streuinduktivität Lσ mit 36 der Parameter Ständerwiderstand Rs mit 38 eine Differentiations-Einrichtung und mit 40 jeweils eine Additionsstelle. Für eine dynamisch exakte Vorsteuerung muss die Frequenzabhängigkeit, nämlich die Reduzierung bei höheren Frequenzen, des Parameters Streuinduktivität Lσ berücksichtigt werden. Gemäß dieser Struktur wird die sich aus Rotorfluss ΨR und durch den Ständerstrom I_s verursachten Streufluss Ψσ ergebene Zwischengröße Ständer- fluss Ψs differenziert, um die Ständerspannung Us zu erhalten. Dies ist bei asynchroner Modulation problemlos möglich, da in einem Schaltzyklus jeder mögliche Spannungszeiger Us als Mittelwert eingestellt werden kann.
Der dynamische Anteil des Differenzierens von Flussänderungen kann bei synchronen Pulsmustern nicht ausreichend schnell berücksichtigt werden, da die Zeitdiskretisierung durch die Pulsmuster für eine quasikontinuierliche Behandlung zu groß ist. Dieses lässt sich dadurch erklären, dass in der synchronen Taktung die Schaltreihenfolge der Spannungsraumzeiger fest definiert ist. Dadurch kann die Spannung nicht beliebig nach Betrag und Winkel beeinflusst werden, so dass die Differentiation des Ständerflusses Ψs nicht in den gewünschten Ständerspannungs-Raumzeiger Us umgesetzt werden kann. D.h., dass die Vorsteuerung bei optimierten Pulsmuster nur stationär wirken kann.
Da bei synchroner Täktung die zeitkontinuierliche Differentiation des Flusses zur Spannung zur Erreichung einer stationär und dynamisch richtigen Vorsteuerung nicht möglich ist, wird erfindungsgemäß diese in einen zeitdiskreten, pulssynchronen Steuersatz verlagert. Die Eingangsgröße eines zugehörigen
Steuersatzes ist dann nicht mehr die StänderSpannung Us, sondern ihr Integral über der Zeit, also eine Spannungszeitfläche, die in dem jeweiligen diskreten Abtastintervall von einem Steuersatz 42 realisiert werden muss.' Die Struktur der Vorsteuerung für einen Steuersatz 42, der Spannungszeitflächen umsetzen muss, ist in der FIG 6 schematisch veranschaulicht. Da Spannungszeitflächen von der Dimension einen Fluss entsprechen, werden diese Spannungszeitflächen im folgenden als Klemmenfluss ΨK bezeichnet. Die zeitdiskrete Differentia- tion des Klemmenflusses ΨK im Steuersatz 42 muss natürlich nach der Rücktransformation in das statorfeste Koordinatensystem erfolgen. Die Bestimmung der Ein- und Ausschaltzeitpunkte der diskreten Spannungszustände auf Basis der Lage des Ständerfluss-Raumzeigers Ψs zum Rotorfluss-Raumzeiger ΨR be- dingt natürlich weitgehende Änderungen in der Behandlung und Ausgabe der optimierten Pulsmuster im Steuersatz 42.
Optimierte Pulsmuster liegen als vorberechnete Schaltwinkel vor, die vom Aussteuergrad abhängig und in diskreten Schrit- ten berechnet und abgelegt sind. Die Zwischenkreisspannung UD wird dabei für ein Abtastintervall als konstant angenommen. Die Umrechnung der Sollspannung in den Aussteuergrad a für die aktuelle Zwischenkreisspannung UD sowie von Schaltwinkeln in Schaltzeiten erfolgt im Steuersatz 42.
Bei einem Zweipunktwechselrichter gibt es sechs Spannungszei- ger Uo, ...,Us mit der Länge 2/3 UD und zwei Nullzeiger Uβ, U mit der Länge Null. Diese Spannungszeiger Uo, ...,U7 sind in der FIG 7 in einem statorfesten Raumzeiger-Koordinatensystem α, ß dargestellt. Wenn die Spannungszeitflächen wie ein Fluss (Klemmenfluss) betrachtet werden, können sie im Raumzeiger- system ebenso wie die Spannungen Uo, ...,U als Zeiger beschrieben werden. Ein solcher Klemmenflusszeiger Ψ_ bewegt sich, wenn einer der sechs Spannungszeiger U0, ...,U5 eingeschaltet ist, mit der Geschwindigkeit 2/3 UD pro Sekunde in Richtung des Spannungszeigers, bei eingeschaltetem Nullzeiger U6, U7 bleibt er stehen. Wenn bei Grundschwingungstaktung die Spannungszeiger U0, ...,U5 nacheinander geschaltet werden, ergibt sich ein sechseckförmiger Verlauf des Klemmenflusszeigers ΨR.
Die Grundidee des Spannungszeitflächen-Steuersatzes 42 ist die Zusammenlegung von stationärer und dynamischer Vorsteuerung und der Fehlerkorrektur für die Spannungszeitflächen, so dass diese eingeprägt werden.
Wenn die Spannungszeitflächen bzw. der Klemmenfluss Ψ_κ sich auf der für den momentanen Zustand gültigen stationären Wert befindet, sind die primär zu regelnden Größen Drehmoment und Ständerstrom-Komponenten exakt eingestellt. Voraussetzung ist, dass der Wert stationär mit der maximal zur Verfügung stehenden Spannung realisierbar ist.
Bei synchronen Pulsmustern wird anders als bei asynchroner Modulation durch den Einsatz des Flusssteuersatzes die stationäre Spannung inklusiv Oberschwingungen vorgesteuert, obwohl die Regelung selbst natürlich auch nur Grundschwingungs-Soll- werte liefert. Aus den Grundschwingungs-Sollwerten der Regelung wird für den Steuersatz die Soll-Flusskurve ermittelt, aus der dann im Steuersatz augenblickswertorientiert die Schalthandlungen bestimmt werden, wodurch die Oberschwingun- gen bestimmt werden.
Während die Soll-Spannung nur stationär gilt, gilt die Soll- Flussbandkurve stationär und dynamisch. Damit ist erreicht worden, dass die dynamische Vorsteuerung mit der erforderlichen Differentiation in den zeitdiskret arbeitenden Steuersatz 42 verlagert ist. Unter der Zeitdiskretisierung ist hier die Taktung durch das synchrone Pulsmuster z verstehen.
Durch das geregelte Nachfahren der Soll-Flussbahnkurve ist die Nachführung der Integrationskonstante von Spannung zu Fluss automatisch gewährleistet, Ausgleichsvorgänge können nicht mehr auftreten.
In den Pulsmustertabellen des Steuersatzes 42 müssen nun statt Spannungszeigern und Schaltwinkeln, die in die Schaltzeit umgerechnet werden, Spannungszeiger und Klemmflusswerte (= Spannungsintegrale) vorgegeben werden. Die Fluss-Sollwerte ΨKSOII ergeben eine zu erreichende Schaltschwelle, aus der mit der momentanen Zwischenkreisspannung UD und des bisher erreichten Fluss-Istwertes ΨK die Schaltzeit TSChait jeweils neu berechnet wird. Damit werden alle Fehler des Klemmenflusses Ψκ bei Erreichen der jeweiligen Schaltschwelle korrigiert. Das Regelverfahren der Fehlerkorrektur hat damit Dead-Beat- Verhalten.
Da der Klemmenfluss ΨKSOII nicht direkt als Stellgröße für die Drehmoment-Einprägung geeignet ist, weil die Spannungsabfälle am ohmschen Ständerwiderstand Rs nur stationär berücksichtigt werden können, darf zur Korrektur auch nur ein quasistationärer Klemmenfluss-Istwert ΨK verwendet werden.
Die Korrekturmaßnahmen an den Pulsmustern zur Einhaltung der vorgegebenen Klemmenflussbahnkurve führen gemäß FIG 8 zu den folgenden unterschiedlichen Schaltschwellen. Typen von Umschaltungen:
1. "Ecke" (Wechsel von einem Spannungszeiger zum anderen): Flussbetragsschwelle: Die Projektionsachse steht senkrecht zu neuem Zeiger, die Schaltschwelle entspricht dem Schnittpunkt der neuen Flusstrajektorie mit der Projektionsachse. Wirkung: Durch die Bestimmung des Klemmenfluss-Istwertes auf Basis der Sollständerströme gelingt es, den Ständer- fluss-Istwert auch dynamisch zu zentrieren und gleichzei- tig den Flussbetragsfehler aufgrund des Spannungsabfalls am Ständerwiderstand Rs mit sehr guter Näherung vorgesteuert zu kompensieren. Der Fluss wird zentriert, der Flussbetragsfehler wird korrigiert.
2. "Null Ein" (Wechsel von einem Spannungszeiger zu einem Nullzeiger, der nächste Spannungszeiger ist der gleiche) : Die Projektionsachse steht senkrecht zum vorhergehenden (1. Halbsektor) bzw. übernächsten Spannungszeiger (2. Halbsektor) .
3. "Null Ecke" (Wechsel von einem Spannungszeiger zu einem Nullzeiger, der nächste Spannungszeiger ist ein anderer) Die Projektionsachse steht senkrecht zum nächsten Spannungszeiger.
4. "Null Aus" (Wechsel vom Nullzeiger zu einem Spannungszeiger) : Flusswinkelschwelle: Der Nullzeiger wird aus- und der nächste Spannungszeiger eingeschaltet, wenn der laufende Sollwinkel des Klemmenflusses gleich dem Umschaltwinkel des Pulsmusters wird. Wirkung: Da der Istfluss-Raumzeiger beim Einschalten des Nullzeigers an der vom Pulsmuster vorgegebenen Stelle der Flusstrajektorie angehalten hat, ist beim Weiterlaufen beim Erreichen des Ausschalt-Sollwinkels durch den Soll- fluss-Raumzeiger der Sollwinkel zwischen Ständerfluss und Rotorfluss-Raumzeiger und damit das Drehmoment sehr genau eingestellt. Ein Winkelfehler wird durch das Einschalten des Nullzeigers durch den Istwert und das Ausschalten aufgrund des Sollwertes bestmöglich kompensiert.
Die Pulsmustertabellen bestehen somit aus einer Abfolge dieser Umschaltungen, wobei neben dem Wert der Flussschwelle der Typ der Umschaltung, der Schaltzustand (Spannungszeiger) und die Projektionsachse abgelegt sind.
In der FIG 9 ist die Realisierung eines vorteilhaften Verfahrens nach der Erfindung schematisch veranschaulicht. Gemäß dieser Darstellung wird aus einem vorbestimmten Rotorflussbetrag |ΨRSOIII mittels eines Flussreglers 12 eine flussbildende Stromkomponente Isdsoii ermittelt. Aus einem Drehmoment-Soll- wert Msoιι wird mittels eines Drehmomentreglers 8 und mit dem aus dem Motormodell 14 ermittelten Rotorflussbetrags-Istwert I ΨR I eine momentenbildende Stromkomponente Isqsoii berechnet. Daneben wird mit einer berechneten stationären Rotorschlupffrequenz OÖR eine für die Pulsmusterauswahl und für Vorausbe- rechnungen benötigte vorgesteuerte, stationär gültige Ständerkreisfrequenz ωs (= Winkelgeschwindigkeit des Ständerflusses) bestimmt. Diese beiden Stromkomponenten Isdsoii und IsqSoiι werden jeweils betragsmäßig begrenzt, bevor diese wie in der Struktur nach FIG 6 mit einer Einrichtung 34 und 36 multipli- ziert werden. Am Ausgang der Einrichtung 34 steht dann ein Streufluss-Sollwert Ψσ an, der einen Rotorfluss-Istwert ΨR aufaddiert wird, so dass am Ausgang des Addierers 40 ein Ständerfluss-Sollwert Ψssoii ansteht. Dieser Ständerfluss- Sollwert Ψssoii wird mit einer imaginären Ständerkreisfrequenz cos multipliziert, dessen Produkt mittels eines weiteren Addierers 40 auf einem am Ausgang der Einrichtung 36 anstehenden Spannungswert aufaddiert wird. Dadurch erhält man einen stationären Sollwert der Ständerspannung USstat. Dieser Sollwert des stationären Ständerspannungswerts Usstat wird auf die Zwischenkreisspannung UD normiert. Die orthogonalen Komponenten dieser normierten stationären Ständerspannung uSstat werden in polare Komponenten Aussteuergrad a und Spannungswinkel δu umgewandelt. Dazu wird ein Koordinatenwandler 46 verwendet. Die polare Komponente Aussteuergrad a wird einerseits direkt zur Adressierung einer Winkeltabelle optimierter Pulsmuster und geglättet zur Adressierung einer Pulsmusteraus- wahlebene verwendet und andererseits zur Ermittlung eines Grundschwingungs-Klemmenflussbetrag |Ψ_κ| verwendet. Dazu wird die polare Komponente Aussteuergrad a einem Multiplizierer 48 zugeführt. Am zweiten Eingang des Multiplizierers 48 steht die Zwischenkreisspannung UD an. Dadurch wird eine Entnormie- rung herbeigeführt. Der Wert am Ausgang dieses Multiplizierers 48 wird anschließend durch die Ständerkreisfrequenz ωs geteilt, so dass der Grundschwingungs-Klemmenflussbetrag |Ψκ| ansteht.
Aus der polaren Komponente Spannungswinkel δu (Winkel zwischen Spannung Usstat und Rotorfluss ΨR gemäß FIG 2) wird durch Subtraktion von 90° ein Winkel δψκ (bzw. χsoιι) zwischen Klemmenfluss Ψ_κ und Rotorfluss ΨR ermittelt. Auf diesen Winkel δψκ wird mittels eines weiteren Addierers 50 der laufende Rotorflusswinkel γψR des Motormodells 14 aufaddiert und man erhält den laufenden Klemmenfluss-Sollwinkel γψKsoii für einen Spannungszeitflächen-Steuersatz.
In der FIG 10 sind beispielhaft Drehmoment- und Flussreglung 8 und 12 explizit dargestellt, wogegen in der FIG 11 die anschließende stationäre und dynamische Vorsteuerung veranschaulicht ist.
Durch den Umweg über die Berechnung der stationären Ständer- Spannung Usstat erhält man einerseits den Aussteuerungsgrad a und andererseits kann man diesen Aussteuerungsgrad a in Feldschwächbereich begrenzen. Der Aussteuerungsgrad a wird für die Auswahl eines Pulsmusters benötigt. Dieser Aussteuergrad a wird direkt zur Adressierung der Winkeltabelle des Pulsmus- ters und geglättet zur Adressierung der Pulsmusterauswahlebene U/f-Ebene verwendet. Bei der Begrenzung des Aussteuergrades a im Feldschwächbereich (FIG 11) muss die Berechnung des Spannungswinkels δu so erfolgen, dass die stationär momenten- bildende Spannungskomponente uSdstat (FIG 11) weiter ihren Sollwert entspricht. Dieser Spannungswinkel δu wird mit folgender Gleichung: δu = aresin
Figure imgf000024_0001
berechnet .
Gemäß der FIG 11 muss der Sollwert der feldbildenden Strom- komponente Isdsoii für die Berechnung des ohmschen Spannungsabfalls am Ständerwiderstand Rs, der in den Kanal der mo enten- bildenden Spannungskomponente Usdstat hineinwirkt, auf den Wert begrenzt werden, der dem im momentanen Betriebszustand realisierbaren Fluss entspricht. Dies ist erforderlich, damit bei Aussteuergradbegrenzung kein stationärer Fehler des vorgesteuerten Drehmoments auftritt.
Bei der Ermittlung der Pulsmuster ist der ohmsche Ständerwiderstand Rs ohne Belang, da er für Oberschwingungen gegenüber der Streureaktanz vernachlässigbar ist. Dadurch wird eine lastunabhängige Vorausberechnung der Pulsmuster möglich. Durch diese ist dann die Klemmenflussbahnkurve bestimmt. Für die Grundschwingung, über die das Drehmoment Msoιι eingestellt wird, kann der ohmsche Ständerwiderstand Rs allerdings nicht vernachlässigt werden. Der Spannungsabfall an ihm verursacht die Differenz zwischen Klemmenfluss Ψ_κ und Ständerfluss Ψs.
Die Annahme, dass der geforderte stationäre Zustand bei synchronen Pulsmustern vor allem bei vorhandenen Nullzeigern U6, U7 praktisch mit jedem neuen Schaltzustand erreicht werden kann, erlaubt es, beim Vergleich eines Klemmenfluss-Istwertes ΨK mit ausgewählten Flussbetragsschwellen Ψκsciw die stationären Spannungsabfälle am ohmschen Ständerwiderstand Rs zugrunde zu legen, die den - als stationär betrachteten - Stro - Sollwerten entspricht. Dazu ist es gemäß FIG 12 erforderlich zur Berechnung des aktuellen Klemmenflusses, vor der Integration der Ständerspannung Us den durch den momentanen Ständerstrom I_s verursachten Spannungsabfall am ohmschen Ständerwiderstand Rs abzuziehen, und damit den Ständerflussmomentanwert zu berechnen. Die Integration erfolgt zweckmäßig in ständerfesten Koordinaten , ß, die Standerflusskomponenten ΨSα und Ψsp werden dann in das rotorflusssynchrone Koordinatensystem d, q mittels eines Koordinatendrehers 52 gedreht, damit mit den in Rotorkoordina- ten vorhandenen Strom-Sollwerten Isdsoii und Isqsoii die stationären Klemmenflusskomponenten ΨKq und Ψκd bestimmt werden können. Für die weitere Verwendung dieser Klemmenflusskomponenten ΨKq und ΨKd werden diese mittels eines weiteren Koordinatendrehers 54 wieder in ständerfeste Koordinaten ΨKα und Ψκρ zurückgedreht. Am Ausgang dieses Koordinatendrehers 54 stehen dann die ständerfesten Klemmflusskomponenten ΨKα und Ψκp an. Dadurch wird in guter Näherung statt dem Klemmenfluss ΨK der Ständerfluss Ψs dynamisch eingeprägt, und damit direkt Ständerstrom I_s und Drehmoment M. Ausgleichsvorgänge durch den ohmschen Ständerwiderstand Rs werden vermieden.
In der FIG 13 ist die Struktur eines Spannungszeitflächen- Steuersatzes im Grunddrehzahlbereich näher dargestellt. In dieser Struktur sind mit 56, 58 und 60 jeweils ein Speicher, mit 62 eine Einrichtung zur Stromrichterlinearisierung, mit 64 eine Einrichtung zur Berechnung von Schaltzeiten für Flussbetragssc wellen, mit 66 eine Einrichtung zur Berechnung von Schaltzeiten für Flusswinkelschwellen, mit 68 eine Einrichtung zur Ermittlung eines Klemmfluss-Istwertes ΨK, mit 70 eine Sektorprojezierungseinrichtung, mit 72 eine Einrichtung zur Generierung von Spannungsko ponenten USα und Usp eines Ständerspannungs-Istwertes Us aus Schaltzuständen Tl, T2 und T3 und mit 74 ist ein Schaltzeitzähler bezeichnet. In den Speichern 56, 58 und 60 sind die off-line berechneten Puls- muster PM abgelegt, wobei in dem Speicher 56 eine Tabelle mit Flussbetragsschwellen und eine Tabelle mit Flusswinkelschwellen hinterlegt sind. Im Speicher 58 ist eine Tabelle mit Pro- jektionsachsen abgelegt und in dem Speicher 60 ist eine Tabelle mit Schaltzuständen (Spannungszeiger) hinterlegt.
In Abhängigkeit der polaren Komponente Aussteuerungsgrad a der Stellgröße Klemmenfluss-Sollwert Ψjcsoii wird eine auf Nennfluss normierte Flussbetragsschwelle und eine entsprechende Flusswinkelschwelle γψKschw aus dem Speicher 56 ausgelesen. Diese ausgelesene normierte Flussbetragsschwelle wird mittels eines Multiplizierers 76 mit der polaren Komponente Grundschwingungs-Klemmenflussbetrag |Ψ_κ| Soiι der Stellgröße Klemmenfluss-Sollwert ΨKSOII multipliziert. Als Ergebnis erhält man eine zum Aussteuergrad a korrespondierende Flussbetragsschwelle ΨκsChw Diese Flussbetragsschwelle ΨKschw wird in der Einrichtung 64'' zunächst mit einem projizierten Klemmen- fluss-Istwert ΨκProj verglichen, der am Ausgang der Sektorpro- jezierungseinrichtung 70 ansteht. Die ermittelte Differenz wird einem Dividierer 78 zugeführt, an dessen zweiten Eingang ein Wert l/v3UD ansteht, der einer auf die Projektionsachse bezogene Bahngeschwindigkeit des Klemmenflusses Ψ_κ ent- spricht. Am Ausgang dieses Dividierers 78 steht eine entsprechende Schaltzeit Tschaιtψ an, die einem Eingang des Speichers 60 mit der Tabelle Schaltzustände zugeführt wird. Mittels dieser Schaltzeit TschaitΨ wird ein Nullzeiger Uβ, U, eine "E- cke" bzw. eine "Null Ecke" eingeschaltet.
Die aus dem Speicher 56 ausgelesene Flusswinkelschwelle γψκsChw wird in der Einrichtung 66 mit dem laufenden Klemmenfluss- Sollwinkel γψKsoii verglichen, dessen Differenz durch die Bahngeschwindigkeit des Flusswinkels dividiert wird. Die Bahnge- schwindigkeit ist proportional zur Ständerkreisfrequenz ωs. Am Ausgang des Dividierers 78 steht eine Schaltzeit TSC aitγ für das Ausschalten eines Nullzeigers an, die ebenfalls einem zweiten Eingang des Speichers 60 zugeführt wird.
In Abhängigkeit dieser Schaltzeiten TSChaitψ und TSChaιtγ wird der nächste (i-te) Schaltzustand aus dem Speicher 62 ausgelesen und die Schaltzeit dem zugehörigen Wechselrichterstrang zugewiesen. Die sich ergebenden Schaltzeiten Tl, T2 und T3 werden der Einrichtung 62 zur Stromrichterlinearisierung und einem Koordinatenwandler 82 der Einrichtung 72 zur Generierung von Spannungskomponenten USα und Usp eines Ständerspan- nungs-Sollwertes Us zugeführt. Die beiden Ausgänge dieses Koordinatenwandlers 82 sind jeweils mit einem Multiplizierer 84 und 86 verbunden, an deren zweiten Eingängen jeweils der Faktor 2/3UD ansteht. An den Ausgängen dieser beiden Multiplizierer 84 und 86 steht jeweils eine Spannungskomponente USα bzw. Usp eines Ständerspannungs-Sollwertes Us an. Aus diesen Spannungskomponenten USα und Usp werden Klemmenfluss-Istwert- komponente Ψκα und Ψκp mit der Einrichtung 68 berechnet, wobei in der FIG 12 ein Ausführungsbeispiel für diese Einrichtung 68 veranschaulicht ist. Mittels der Sektorporjezie- rungseinrichtung 70 erhält man aus diesen beiden berechneten Klemmenfluss-Istwertkomponenten ΨKα und Ψκp einen auf den Sektor Null projizierten Klemmenfluss-Istwert ΨκProj •
Mittels der Einrichtung 62 werden stromabhängige Spannungs- fehler des Pulsstromrichters 24 auch bei synchronen Pulsmuster kompensiert. Dazu sind dieser Einrichtung 62 die Stromrichter-Ausgangsströme Ii, I2 und I3 zugeführt. Der nachgeschaltete Schaltzeitzähler 74 gewährleistet die exakte Ausgabe der voraus berechneten Zeiten und damit ein einwandfreies stationäres Verhalten des Klemmenfluss-Steuersatzes wie ein Spannungssteuersatz. Da nach der Stromrichterlinearisierung die Reihenfolge der Schaltzustände unter Umständen nicht mehr der vom Pulsmuster vorgegebenen entspricht, sollte zur Vermeidung eines softwaremäßigen Neusortierens der Umschaltung eine Zählerhardware eingesetzt werden, bei der die Reihenfolge der Ausgabe nur von den geladenen Schaltzeiten und nicht von der Reihenfolge des Ladens abhängt .
Bei fehlenden oder zu kurzen Nullzeigern U6, U kann ein Win- kelfehler oder ein dynamischer Spannungswinkelanteil nicht mehr über deren Veränderung ausgeregelt werden. Durch den Winkel wird aber hauptsächlich das Drehmoment beeinflusst, das in jedem Betriebspunkt hochdynamisch und unabhängig vom Fluss einzustellen ist. Deshalb muss wie bei Vollaussteuerung die Drehmomentvorsteuerung und -regelung hier vorrangig vor der Flussvorsteuerung und -regelung behandelt werden, zumal dynamische Änderung der feldbildenden Stromkomponente wegen der großen Rotationszeitkonstante nur sehr abgeschwächt auf den Rotorfluss ΨR wirken. Entscheidend ist allerdings, dass sich die feldbildende Stromkomponente Isdsoii. die nicht mehr unabhängig zu beeinflussen ist, nicht nennenswert vergrößert, da dann die für den Pulswechselrichter wichtige Strombegrenzung nicht mehr wirkt.
Der Winkel δψκ des Klemmenfluss ΨKSOII muss dazu über die Flussbetragsschwellen ΨKschw beeinflusst werden. Eine dynami- sehe Änderung der Flussbetragsschwellen Ψκsoh bewirkt eine
Verlängerung oder Verkürzung der Flussbahnkurve, die bei konstanter Zwischenkreisspannung UD mit konstanter Bahngeschwindigkeit durchlaufen wird, und damit einen langsameren oder schnelleren Umlauf, wodurch sich der Winkel δψκ des Klemmen- flusses ΨKSOII gegenüber dem Rotorfluss ΨR ändert.
Diese Bahnkurvensteuerung funktioniert im Prinzip wie die dynamische Feldschwächung bei asynchroner Modulation, bei synchroner Taktung ist sie jedoch im Gegensatz dazu exakt vor- steuerbar, weil der Bereich der Bahnkurvenänderung von einem Sektor durch die Festlegung des Pulsmusters für einen Sektor bekannt ist.
Diese Änderung der Regelstruktur beginnt dynamisch wegen der Abhängigkeit von den Nullzeiger U6 bzw. U bereits vor Vollaussteuerung bei Aussteuergraden von 0,8 bis 0,9, bei Erreichen der Aussteuerungsbegrenzung wirkt sie dann auch stationär, d.h. die feldbildende Stromkomponente Isdsoii und der Rotorfluss ΨR sind auch stationär nicht mehr zu beeinflussen. Hier sorgt die stationäre Vorsteuerung für den korrekten Sollwinkel. Zur Veränderung der Länge der Flussbahnkurve werden in dem momentanen Sektor die Umschaltschwellen der Flussbahnkurve verändert, so dass diese zu kleineren oder größeren Werten parallel verschoben wird. In der FIG 14 ist eine Bahnkurven- abkürzung für Vollblock und in der FIG 16 ist eine Bahnkurvenabkürzung bei einem Flankenpulsmuster, beispielsweise 3- fach-Flanke, gezeigt. Aus der Geometrie kann man entnehmen, dass die Bahnlängenveränderung und entsprechend die Winkeländerung linear von einer Schwellenänderung abhängt. Der erfor- derliche Anpassfaktor ergibt sich zu:
-Kv-Sscchh —- 1 6Q0
In der FIG 14 ergibt sich mit diesem Anpassfaktor KSChw aus einer vorausberechneten Flussbetragsschwelle Ψκschv-5 eine reduzierte Flussbetragsschwelle ΨκSchred, wodurch sich die Länge So der Bahnkurve um ΔS verkürzt.
Bei Pulsmustern mit Umschaltungen an den Flanken (Eckenein- klappungen) ergibt sich die Eigenschaft, dass die Länge So der Bahnkurve ausschließlich von der maximalen Flussschwelle abhängt, und unabhängig von allen kleineren ist. Ein einfaches proportionales Verändern aller Flussschwellen erfüllt also die oben angegebenen Gleichungen. Diese Funktion ist da- mit vom Pulsmuster unabhängig.
Grundsätzlich ist durch die dynamische Bahnlängenänderung ÄS ein Vor- und Zurückdrehen des Klemmenflusswinkels δψκ gegenüber dem Rotorfluss ΨR möglich, entsprechend einer Erhöhung (in Richtung Fahren) oder Erniedrigung (in Richtung Bremsen) des Drehmoments Msoιι- Es muss allerdings beachtet werden, dass sich wegen der FlussVerminderung beim Vordrehen ein kleinerer feldbildender Strom als im stationären Betrieb einstellt, beim Zurückdrehen wegen der Flusserhöhung aber ein größerer. Deshalb darf ein Zurückdrehen des Winkels δψK nur in einem sehr geringen Maß vorgenommen werden. Dies stellt allerdings kein schwerwiegendes Problem dar, da größere Winkeländerungen nur bei Drehmomenterhöhung an der Aussteuerungsgrenze benötigt werden. Bei Drehmomenterniedrigung wird von der Vorsteuerung ein Aussteuergrad kleiner Eins gefordert, der stationär zur Auswahl eines Pulsmusters mit Nullzeiger U6, U führt. Dynamisch können hier asynchron Nullspannungsraumzeiger geschaltet werden. Die Anzahl der zugelassenen NullSpannungen pro Sektor kann dabei parametriert werden.
Wenn im Übergangsbereich zur Vollaussteuerung Nullzeiger Ue, U auftreten, die aber schon zu kurz für erforderliche Winkeländerungen sind, muss bei einer eingeleiteten Bahnkurvenverkürzung die hier durch erzielbare Winkelkompensation bei den NullSpannungen berücksichtigt werden, da ansonsten eine Überkompensation erfolgen würde.
Dazu werden die Flussbetragsschwellen ΨKSCIWΛ an denen die Nullzeiger U6, U eingeschaltet werden, nicht mit dem Anpass- faktor KSchw multipliziert, sondern unverändert gelassen. Da in der ersten und zweiten Sektorhälfte die Einschaltschwellen der Nullzeiger jeweils andere Projektionsachsen haben, ergibt sich daraus für die Ausschaltschwellen der Nullzeiger mit FIG 16 - Nullzeiger in erster Sektorhälfte: Einschalten um As « Δγψκ vorgezogen, keine Korrektur des Ausschaltwinkels - Nullzeiger in zweiter Sektorhälfte: Einschalten nicht vorgezogen, verzögern des Ausschaltwin- kels um Δγψκ.
Dadurch wird die Regelfunktion durch die Nullzeiger unterbunden und nur die Winkeländerungen durch die Bahnkurvenabkürzungen wirksam.
In der FIG 17 ist eine Struktur eines Spannungsflächen- Steuersatzes dargestellt, die sich von der Struktur gemäß FIG 13 nur durch eine Zusatzeinrichtung 88 unterscheidet. Diese Zusatzeinrichtung 88 greift auf den laufenden Klemmenfluss- Sollwinkel γψKsoiι und der Flussbetragsschwelle ΨKschw gesteuert ein. Der Eingriff auf den laufenden Klemmenfluss-Sollwinkel γψKsoii erfolgt in der zweiten Sektorhälfte, wogegen der Eingriff auf die Flussbetragsschwelle Ψκsohw bei einer "Ecke" erfolgt. Für diese gesteuerte Einflussnahme weist diese Zusatzeinrichtung 88 zwei Schalter 90 und 92 auf. Am Eingang des Schalters 90 steht eine Winkeldifferenz des Winkels des Klem- menfluss-Istwertes Ψκo; ΨK zur Sollflussbahnkurve an. Dieser Differenzwert kann am Anfang und in der Mitte eines jeden Sektors bestimmt werden. Die Mitte eines jeden Sektors wird mittels der Einrichtung 94 erkannt. Mittels der Einrichtung 96 und 98 wird der Winkel eines berechneten Klemmenfluss- Istwertes ΨKθ ΨKP im voraus berechnet.
Aus dieser Winkeldifferenz wird anschließend der Anpassfaktor Ksch ermittelt, mit dem außer beim Einschalten von Nullzeigern Uβ, U die Flussbetragsschwelle Ψκsohw modifiziert wird. In der zweiten Sektorhälfte muss die Winkeldifferenz noch zur Flusswinkelschwelle γψKsoii zum Ausschalten von Nullzeigern addiert werden.
Durch dieses erfindungsgemäße Verfahren wird die hohe Regel- dynamik direkt schaltender Verfahren mit dem optimalen stationären Verhalten off-line optimierter Pulsmuster kombiniert.

Claims

Patentansprüche
1. Verfahren zur gesteuerten Einprägung eines Ständerstrom- Sollwertes (Issoii) und eines Drehmoment-Sollwertes (Mson) für eine stromrichtergespeiste Drehfeldmaschine (4), wobei in Abhängigkeit eines vorbestimmten Rotorfluss-Sollwertes (ΨRSOII) und eines ermittelten Rotorfluss-Istwertes (ΨR) eine feldbildende Stromkomponente (Isdsoii) des Ständerstrom-Sollwertes (Issoii) und in Abhängigkeit eines vorbestimmten Drehmoment-Soll- wertes (Msoιι) , des ermittelten Rotorfluss-Istwertes (ΨR) und einer ermittelten drehmomentbildenden Stromkomponente (ISq) eines gemessenen Ständerstromes (Is) eine drehmomentbildende Stromkomponente (Isqsoii) des Ständerstrom-Sollwertes (Issoii) berechnet werden, wobei in Abhängigkeit einer ermittelten Ro- torschlupffrequenz (ωR) und einer Kreisfrequenz (ω) ein Ständerkreisfrequenz-Istwert (ωs) bestimmt wird, wobei aus diesen berechneten Werten (Isdsoii- Isqsoii/ ωs, ΨR) in Abhängigkeit der Parameter frequenzabhängige Streuinduktivität (Lσ) und Ständerwiderstand (Rs) als Stellgröße das Integral der Ständer- Spannung (ΨKΞOII) berechnet wird, aus dem eine aus abgespeicherten off-line optimierten Flussbahnkurven ausgewählte Flussbahnkurve abgeleitet wird.
2. Verfahren nach Anspruch 1, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass in Abhängigkeit der berechneten Stromkomponenten (Isdsoii- Isqsoii), der Parameter frequenzabhängige Streuinduktivität (Lσ) und Ständerwiderstand (Rs) , der Ständerkreisfrequenz (ωs) und des Rotorfluss-Istwertes (ΨR) eine stationäre normierte Ständer- Spannung (usstat) berechnet wird, die mittels einer gemessenen Zwischenkreisspannung (UD) normiert wird.
3. Verfahren nach einem der vorgenannten Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass zur Er- mittlung eines Klemmenfluss-Istwertes (ΨK) vor der Integration der StanderSpannung (Us) von dieser ein durch den momentanen Ständerstrom (Is) verursachter Spannungsabfall am Stän- derwiderstand (Rs) subtrahiert wird und nach der Integration nach Transformation in ein rotorflusssynchrones Koordinatensystem ein durch den einzuprägenden Ständerstrom-Sollwert (Issoii) verursachter Spannungsabfall am Ständerwiderstand (Rs) dividiert durch die Ständerkreisfrequenz ωs addiert wird.
4. Verfahren nach Anspruch 2, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass aus der normierten stationären Ständerspannung (uSstat) als polare
Komponenten ein Aussteuerungsgrad (a) und ein Spannungswinkel (δu) berechnet werden.
5. Verfahren nach Anspruch 2 und 4, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass in Abhängigkeit der gemessenen Zwischenkreisspannung (UD) der berechneten Ständerkreisfrequenz (ωs) aus dem Aussteuerungsgrad (a) gemäß folgender Gleichung: a-Uτ |Ψκ| = π ω ,
ein Grundschwingungs-Klemmenflussbetrag berechnet wird.
6. Verfahren nach Anspruch 2 und 4, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass in Abhängigkeit eines ermittelten laufenden Rotorflusswinkels (γψR) und eines ermittelten Winkels (δψκ) zwischen Klemmenfluss (Ψκ) und Rotorfluss (ΨR) gemäß folgender Gleichung: YΨKSOII = YΨR + δψκ
ein laufender Klemmenfluss-Sollwinkel (γψKsoii) berechnet wird.
7. Verfahren nach Anspruch 4, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass die polare Komponente Spannungswinkel (δu) der normierten stationären Ständerspannungskomponente (usdstat) gemäß folgender Gleichung: δu = aresin
Figure imgf000034_0001
berechnet wird.
8. Verfahren nach Anspruch 7, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass der Winkel (δψκ) zwischen Klemmenfluss (Ψκ) und Rotorfluss (ΨR) gemäß folgender Gleichung: δψK = δu - 90° = aresin —- **** a-UD -2/π
berechnet wird.
PCT/EP2004/007925 2003-08-06 2004-07-15 Verfahren zur gesteuerten einprägung eines ständerstrom- und eines drehmoment-sollwertes für eine stromrichtergespeiste drehfeldmaschine WO2005018086A1 (de)

Priority Applications (5)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2006522262A JP4238267B2 (ja) 2003-08-06 2004-07-15 電力変換装置によって給電される多相交流機のための固定子電流目標値およびトルク目標値の制御された供給方法
EP04763273A EP1652289B1 (de) 2003-08-06 2004-07-15 Verfahren zur gesteuerten einprägung eines ständerstrom- und eines drehmoment-sollwertes für eine stromrichtergespeiste drehfeldmaschine
AT04763273T ATE522977T1 (de) 2003-08-06 2004-07-15 Verfahren zur gesteuerten einprägung eines ständerstrom- und eines drehmoment-sollwertes für eine stromrichtergespeiste drehfeldmaschine
US10/567,306 US7746039B2 (en) 2003-08-06 2004-07-15 Method for controlled application of a stator current set point value and of a torque set point value for a converter-fed rotating-field machine
PL04763273T PL1652289T3 (pl) 2003-08-06 2004-07-15 Sposób sterowanego utrwalania wartości zadanej prądu stojana i wartości zadanej momentu obrotowego dla maszyny o wirującym polu magnetycznym, zasilanej przez przekształtnik

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE10336068.9 2003-08-06
DE10336068A DE10336068B4 (de) 2003-08-06 2003-08-06 Verfahren zur gesteuerten Einprägung eines Ständerstrom- und eines Drehmoment-Sollwertes für eine stromrichtergespeiste Drehfeldmaschine

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2005018086A1 true WO2005018086A1 (de) 2005-02-24

Family

ID=34177325

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/EP2004/007925 WO2005018086A1 (de) 2003-08-06 2004-07-15 Verfahren zur gesteuerten einprägung eines ständerstrom- und eines drehmoment-sollwertes für eine stromrichtergespeiste drehfeldmaschine

Country Status (9)

Country Link
US (1) US7746039B2 (de)
EP (1) EP1652289B1 (de)
JP (1) JP4238267B2 (de)
CN (1) CN100449934C (de)
AT (1) ATE522977T1 (de)
DE (1) DE10336068B4 (de)
ES (1) ES2369503T3 (de)
PL (1) PL1652289T3 (de)
WO (1) WO2005018086A1 (de)

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2008014881A1 (de) * 2006-08-01 2008-02-07 Sew-Eurodrive Gmbh & Co. Kg Antrieb und verfahren
DE102006052042A1 (de) * 2006-10-30 2008-05-15 Bombardier Transportation Gmbh Steuerung und/oder Regelung eines 3-Phasen-Stromrichters für den Betrieb einer Asynchronmaschine
DE102009021823A1 (de) 2009-05-18 2010-12-09 Bombardier Transportation Gmbh Überstrombegrenzung bei der Regelung von stromrichtergespeisten Drehstrommaschinen
EP3462600A1 (de) 2017-09-29 2019-04-03 Siemens Aktiengesellschaft Energieeffiziente asynchronmaschine

Families Citing this family (41)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7911170B2 (en) * 2005-06-09 2011-03-22 Koninklijke Philips Electronics N.V. Sensorless measurement of the rotation frequency of a rotor of an asynchronous machine
EP2001123B1 (de) * 2007-06-05 2010-02-24 ABB Schweiz AG Verfahren zum Betrieb einer dreiphasigen rotierenden elektrischen Maschine sowie Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens
US8115441B2 (en) * 2007-07-19 2012-02-14 Hamilton Sundstrand Corporation On-line measurement of an induction machine's rotor time constant by small signal d-axis current injection
DE102007035570A1 (de) * 2007-07-26 2009-02-05 Universität Kassel Doppelt gespeister Asynchrongenerator und Verfahren zu dessen Betrieb
DE102007058209B4 (de) * 2007-12-04 2009-10-08 Lenze Drives Gmbh Verfahren zum Aufschalten eines Umrichters auf eine geberlos betriebene Asynchronmaschine
DE102007058749A1 (de) 2007-12-05 2009-06-18 Siemens Ag Vorsteuerung eines Voltage Source Converters
JP5260090B2 (ja) 2008-03-10 2013-08-14 株式会社日立産機システム 電力変換装置
US7821224B2 (en) * 2008-04-10 2010-10-26 Tesla Motors, Inc. Voltage estimation feedback of overmodulated signal for an electrical vehicle
FR2933550B1 (fr) * 2008-07-01 2012-10-12 Schneider Toshiba Inverter Europe Sas Procede de determination des inductances d'une machine synchrone a aimants permanents
EP2151918A1 (de) * 2008-08-07 2010-02-10 Bombardier Transportation GmbH Betreiben eines Synchronmotors mit einem Permanentmagnetrotor
ES2527129T3 (es) 2008-10-27 2015-01-20 Vestas Wind Systems A/S Control directo de potencia y vector de flujo del estator de un generador para un sistema de conversión de energía eólica
US7646178B1 (en) * 2009-05-08 2010-01-12 Fradella Richard B Broad-speed-range generator
US8174224B2 (en) * 2009-05-22 2012-05-08 GM Global Technology Operations LLC Torque production in an electric motor in response to current sensor error
IT1397441B1 (it) * 2009-12-30 2013-01-10 Ansaldo Electric Drives S P A Ora Ansaldo En Holding S P A Dispositivo di controllo per una macchina elettrica asincrona, sistema elettrico di propulsione comprendente detto dispositivo e metodo per controllare una macchina elettrica asincrona
IT1397977B1 (it) * 2009-12-30 2013-02-04 Ansaldo Electric Drives S P A Ora Ansaldo En Holding S P A Dispositivo di controllo per una macchina elettrica asincrona, sistema elettrico di propulsione comprendente detto dispositivo e metodo per controllare una macchina elettrica asincrona
DE102011003573A1 (de) 2011-02-03 2012-08-09 Robert Bosch Gmbh Verfahren und Vorrichtung zur Erkennung eines Fehlverhaltens einer Elektromaschine
FR2976422B1 (fr) * 2011-06-08 2014-10-31 Valeo Equip Electr Moteur Procede de controle d'un couple resistant d'un alternateur de vehicule automobile, et systeme de mise en oeuvre de ce procede
DK2535998T3 (da) 2011-06-17 2014-07-28 Areva Wind Gmbh Arrangement og fremgangsmåde til undgåelse af vagabonderende strømme i vindkraftanlæg
CN102832880B (zh) * 2011-06-17 2017-03-01 迪尔阿扣基金两合公司 控制转换器的方法
RU2471652C1 (ru) * 2011-07-20 2013-01-10 Открытое Акционерное Общество "Российские Железные Дороги" Способ ослабления возбуждения тяговых электродвигателей локомотива
EP2626998B1 (de) * 2012-02-10 2014-06-18 Siemens Aktiengesellschaft Stromregelung für eine elektrische Maschine und zugehöriges Regelverfahren
US9735720B2 (en) * 2012-09-07 2017-08-15 Ford Global Technologies, Llc Electric motor torque control
US9160262B2 (en) * 2013-01-29 2015-10-13 Nidec Motor Corporation Sensorless motor control
US10521519B2 (en) 2013-07-23 2019-12-31 Atieva, Inc. Induction motor flux and torque control with rotor flux estimation
US11418140B2 (en) * 2013-07-23 2022-08-16 Atieva, Inc. Induction motor flux and torque control
US9344026B2 (en) * 2013-07-23 2016-05-17 Atieva, Inc. Induction motor flux and torque control
US20150249417A1 (en) * 2013-12-30 2015-09-03 Rolls-Royce Corporation Synchronous generator controller based on flux optimizer
CN103746631B (zh) * 2014-01-13 2016-03-30 上海应用技术学院 一种异步电机的节能控制方法
DE102014209289A1 (de) 2014-05-16 2015-11-19 Volkswagen Aktiengesellschaft Verfahren zum Steuern einer Drehfeldmaschine, Schaltungsanordnung zum Durchführen des Verfahrens und Drehfeldmaschine
US9831812B2 (en) * 2015-02-27 2017-11-28 Nutech Ventures Direct torque control of AC electric machines
US9308902B1 (en) * 2015-03-02 2016-04-12 General Electric Company System and method for controlling a vehicle system to avoid destructive resonance
DE102015205691A1 (de) * 2015-03-30 2016-10-06 Siemens Aktiengesellschaft Verfahren zur Geräuschreduzierung eines elektrischen Motors
JP6390489B2 (ja) * 2015-03-30 2018-09-19 株式会社デンソー インバータの制御装置
JP2018523462A (ja) 2015-08-08 2018-08-16 日本電産株式会社 モータコントローラおよびモータシステム
RU2642819C2 (ru) * 2016-04-06 2018-01-29 Общество с ограниченной ответственностью "Эмтех" Система управления преобразователем частоты с прямым управлением током
WO2018181506A1 (ja) * 2017-03-28 2018-10-04 ダイキン工業株式会社 パルス幅変調方法
TWI638512B (zh) * 2017-09-22 2018-10-11 陳富民 使用預測誤差修正技術的雙電壓向量無模型式預測電流控制法則應用於內嵌式永磁同步電動機驅動系統
CN108736787B (zh) * 2018-05-30 2019-11-05 中车青岛四方车辆研究所有限公司 永磁同步牵引传动系统控制系统及方法
US10840841B2 (en) * 2018-09-27 2020-11-17 Tmeic Corporation Control device for power conversion device, control method, and motor drive system
GB2579632B (en) 2018-12-07 2023-01-11 Trw Ltd A method of controlling a permanent magnet synchronous motor and a motor circuit
CN111857231B (zh) * 2020-07-14 2022-05-27 中国科学院电工研究所 一种利用电容充放电时序控制旋转磁场的装置及方法

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4006399A (en) * 1975-09-15 1977-02-01 Borg-Warner Corporation Induction generator excitation system
DE3460506D1 (en) * 1983-05-27 1986-09-25 Siemens Ag Method and apparatus to derive the flux vector of an induction machine from the stator current and the stator voltage, and application thereof
US5028804A (en) * 1989-06-30 1991-07-02 The State Of Oregon Acting By And Through The State Board Of Higher Education On Behalf Of Oregon State University Brushless doubly-fed generator control system
US5083039B1 (en) * 1991-02-01 1999-11-16 Zond Energy Systems Inc Variable speed wind turbine
EP0505591B1 (de) * 1991-03-26 1994-07-20 Siemens Aktiengesellschaft Verfahren und Schaltungsanordnung zur Regelung eines zweidimensionalen Vektors einer Strecke mittels eines wertediskreten Stellgliedes mit begrenzter Schaltfrequenz
DE19703248B4 (de) * 1997-01-29 2006-01-26 Siemens Ag Verfahren und Vorrichtung zur Bestimmung einer Rotorwinkelgeschwindigkeit einer geberlosen, feldorientiert betriebenen Drehfeldmaschine
US5965995A (en) * 1997-09-18 1999-10-12 Allen-Bradley Company, Llc Transient inductance tuner for motor control
FI108095B (fi) * 1999-05-19 2001-11-15 Abb Industry Oy Tahtikoneen avoimen piirin vektorisäädön käynnistysrutiini
US6433506B1 (en) * 2001-03-29 2002-08-13 Ford Global Technologies, Inc. Sensorless control system for induction motor employing direct torque and flux regulation
US6720748B1 (en) * 2003-02-12 2004-04-13 Rockwell Automation Technologies, Inc. Static commissioning method and apparatus to identify rated flux current
US7372174B2 (en) * 2005-11-11 2008-05-13 Converteam Ltd Power converters

Non-Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
BAADER U ET AL: "DIRECT SELF CONTROL (DSC) OF INVERTER-FED INDUCTION MACHINE: A BASIS FOR SPEED CONTROL WITHOUT SPEED MEASUREMENT", 1 May 1992, IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRY APPLICATIONS, IEEE INC. NEW YORK, US, PAGE(S) 581-588, ISSN: 0093-9994, XP000306107 *
HORSTMANN D ET AL: "DIE STROMRICHTERNAHE ANTRIEBSREGELUNG DES STEUERGERAETES FUER BAHNAUTOMATISIERUNGSSYSTEME SIBAS 32", ELEKTRISCHE BAHNEN, OLDENBOURG VERLAG. MUNCHEN, DE, vol. 90, no. 11, 1 November 1992 (1992-11-01), pages 344 - 350, XP000311285, ISSN: 0013-5437 *
JAENECKE M ET AL: "DIREKTE SELBSTREGELUNG, EIN NEUARTIGES REGELVERFAHREN FUER TRAKTIONSANTRIEBE IM ERSTEINSATZ BEI DIESELELEKTRISCHEN LOKOMOTIVEN", ELEKTRISCHE BAHNEN, OLDENBOURG VERLAG. MUNCHEN, DE, vol. 89, no. 3, March 1991 (1991-03-01), pages 79 - 87, XP000200273, ISSN: 0013-5437 *

Cited By (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2008014881A1 (de) * 2006-08-01 2008-02-07 Sew-Eurodrive Gmbh & Co. Kg Antrieb und verfahren
US8125178B2 (en) 2006-08-01 2012-02-28 Sew-Eurodrive Gmbh & Co. Kg Drive and method
DE102006052042A1 (de) * 2006-10-30 2008-05-15 Bombardier Transportation Gmbh Steuerung und/oder Regelung eines 3-Phasen-Stromrichters für den Betrieb einer Asynchronmaschine
US8129936B2 (en) 2006-10-30 2012-03-06 Bombardier Transportation Gmbh Open-loop and/or closed-loop control system of a 3-phase power converter for the operation of an asynchronous machine
DE102009021823A1 (de) 2009-05-18 2010-12-09 Bombardier Transportation Gmbh Überstrombegrenzung bei der Regelung von stromrichtergespeisten Drehstrommaschinen
WO2010133303A3 (de) * 2009-05-18 2011-08-11 Bombardier Transportation Gmbh Überstrombegrenzung bei der regelung von stromrichtergespeisten drehstrommaschinen
EP3462600A1 (de) 2017-09-29 2019-04-03 Siemens Aktiengesellschaft Energieeffiziente asynchronmaschine
WO2019063419A1 (de) 2017-09-29 2019-04-04 Siemens Aktiengesellschaft Energieeffiziente asynchronmaschine
US11283383B2 (en) 2017-09-29 2022-03-22 Siemens Aktiengesellschaft Energy-efficient asynchronous machine

Also Published As

Publication number Publication date
CN1833355A (zh) 2006-09-13
JP4238267B2 (ja) 2009-03-18
CN100449934C (zh) 2009-01-07
ATE522977T1 (de) 2011-09-15
US7746039B2 (en) 2010-06-29
PL1652289T3 (pl) 2012-01-31
EP1652289B1 (de) 2011-08-31
DE10336068A1 (de) 2005-03-10
US20080136380A1 (en) 2008-06-12
EP1652289A1 (de) 2006-05-03
ES2369503T3 (es) 2011-12-01
DE10336068B4 (de) 2006-04-06
JP2007501597A (ja) 2007-01-25

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP1652289B1 (de) Verfahren zur gesteuerten einprägung eines ständerstrom- und eines drehmoment-sollwertes für eine stromrichtergespeiste drehfeldmaschine
EP2023479B1 (de) System zur nahtlosen Geschwindigkeits- und/oder Lageermittlung einschließlich Stillstand bei einem Permanentmagnet-Läufer einer elektrischen Maschine
EP0127158B1 (de) Verfahren und Vorrichtung zur Bestimmung des Flussvektors einer Drehfeldmaschine aus Ständerstrom und Ständerspannung und deren Anwendung
EP2087585A1 (de) Steuerung und/oder regelung eines 3-phasen-stromrichters für den betrieb einer asynchronmaschine
DE112009002569T5 (de) Steuereinrichtung und Steuerverfahren für einen Wechselmotor
WO2016207383A1 (de) VERFAHREN ZUM ERMITTELN VON STROMABHÄNGIGEN UND/ODER DREHWINKELSTELLUNGSABHÄNGIGEN KENNGRÖßEN EINER ELEKTRISCHEN MASCHINE UND FREQUENZUMRICHTER
EP0437669B1 (de) Verfahren und Schaltungsanordnung zur direkten Regelung von Ausgangsströmen eines Wechselrichters, der eine vorbestimmte Anzahl von Drehfeldmaschinen speist
EP0161615B1 (de) Verfahren und Vorrichtung zum Bestimmen des Flussvektors einer Drehfeldmaschine
EP2433356A2 (de) Überstrombegrenzung bei der regelung von stromrichtergespeisten drehstrommaschinen
DE102005014138A1 (de) Vektorsteuereinrichtung einer Wickelfeldsynchronmaschine
EP1708349A1 (de) Stromregelung eines Netzparallelen Spannungsumrichters
DE19725136C2 (de) Verfahren und Vorrichtung zur Stromregelung einer feldorientiert betriebenen, permanenterregten Synchronmaschine mit trapezförmiger EMK
EP0711471B1 (de) Verfahren und vorrichtung zur kompensation einer fehlerspannung bei einem pulswechselrichter
EP0752170B1 (de) Stromregelverfahren und vorrichtung für eine dreiphasige stromrichtergespeiste, permanenterregte synchronmaschine
EP0505591B1 (de) Verfahren und Schaltungsanordnung zur Regelung eines zweidimensionalen Vektors einer Strecke mittels eines wertediskreten Stellgliedes mit begrenzter Schaltfrequenz
DE102010021488A1 (de) Verfahren zur (kupfer-)verlustoptimalen Regelung einer Asynchronmaschine mit einem Frequenzumrichter
EP0257396A1 (de) Verfahren und Vorrichtung zum Betrieb einer feldorientierten, von einem steuerbaren Umrichter gespeisten Drehfeldmaschine
DE3319089A1 (de) Stromregelvorrichtung fuer elektrische leistungs- oder kraftanlagen
DE60038648T2 (de) Regelungsprozess für eine drehende Maschine und Vorrichtung zur Versorgung dieser Maschine
WO2021213814A1 (de) Verfahren und vorrichtung zur regelung einer elektrischen maschine
DE112018003835T5 (de) Motorsteuervorrichtung und Motorsteuerverfahren
EP3695508A1 (de) Verfahren zum betreiben einer elektrischen maschine
DE2703541A1 (de) Verfahren zum betrieb umrichtergespeister asynchronmaschinen
DE112018005734T5 (de) Motorsteuervorrichtung und Motorsteuerverfahren
EP3476038A1 (de) Verfahren zur regelung einer synchronmaschine und regelvorrichtung für eine synchronmaschine

Legal Events

Date Code Title Description
WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 200480022620.X

Country of ref document: CN

AK Designated states

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): AE AG AL AM AT AU AZ BA BB BG BR BW BY BZ CA CH CN CO CR CU CZ DE DK DM DZ EC EE EG ES FI GB GD GE GH GM HR HU ID IL IN IS JP KE KG KP KR KZ LC LK LR LS LT LU LV MA MD MG MK MN MW MX MZ NA NI NO NZ OM PG PH PL PT RO RU SC SD SE SG SK SL SY TJ TM TN TR TT TZ UA UG US UZ VC VN YU ZA ZM ZW

AL Designated countries for regional patents

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): BW GH GM KE LS MW MZ NA SD SL SZ TZ UG ZM ZW AM AZ BY KG KZ MD RU TJ TM AT BE BG CH CY CZ DE DK EE ES FI FR GB GR HU IE IT LU MC NL PL PT RO SE SI SK TR BF BJ CF CG CI CM GA GN GQ GW ML MR NE SN TD TG

DPEN Request for preliminary examination filed prior to expiration of 19th month from priority date (pct application filed from 20040101)
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application
WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2004763273

Country of ref document: EP

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 2006522262

Country of ref document: JP

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 1020067002507

Country of ref document: KR

WWP Wipo information: published in national office

Ref document number: 2004763273

Country of ref document: EP

WWP Wipo information: published in national office

Ref document number: 1020067002507

Country of ref document: KR

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 10567306

Country of ref document: US