WO2004057773A1 - Método y aparato para el lazo externo del sistema de control de potencia de un sistema de comunicaciones móviles - Google Patents

Método y aparato para el lazo externo del sistema de control de potencia de un sistema de comunicaciones móviles Download PDF

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WO2004057773A1
WO2004057773A1 PCT/ES2003/000630 ES0300630W WO2004057773A1 WO 2004057773 A1 WO2004057773 A1 WO 2004057773A1 ES 0300630 W ES0300630 W ES 0300630W WO 2004057773 A1 WO2004057773 A1 WO 2004057773A1
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power control
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PCT/ES2003/000630
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Alvaro Lopez Medrano
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T.O.P. Optimized Technologies, S.L.
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    • Y02D30/00—Reducing energy consumption in communication networks
    • Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks

Definitions

  • This invention relates to the field of wireless communications, and more specifically, to the external loop of the power control system of a cellular telephone network.
  • ETSI European Telecommunications Standards Institute
  • UMTS Universal Mobile Telecommunications System
  • WCDMA Wideband Code Multiple Access Division
  • the power control system in cellular networks is necessary since it is a technology limited by interference because all users share the same frequency spectrum and their codes are not completely orthogonal (see Holma & Toskala : "WCDMA by UMTS, Radio Access for Third Generation Mobile Communications 1 ', John Wiley & Sons.).
  • the ultimate goal of the power control system in WCDMA systems is to achieve the required quality of service on a particular link (up or down) ) with a minimum transmitted power level and it is precisely in this aspect that this invention is centered.
  • a power control system for WCMDA is implemented through three differentiated loops:
  • the corresponding receiver terminal (the base station or the mobile unit) compares the value of the desired signal-to-received interference SIR rec ratio with the desired signal-to-target SIR tgt interference ratio that depends on the quality of service required for that particular link and that is fixed by the external loop described below.
  • the same receiving terminal sends power control bits indicating that the transmission power must be increased (if SIR rec ⁇ SIR tgt ) or decreased (if SIR reo > SIR tgt ) by a certain value (usually ldB).
  • the transmitter unit increases or decreases its power by the amount set above.
  • External loop it is much slower than the closed loop (10-100Hz) and establishes the desired signal relationship - target interference SIR tgt that keeps a target of predetermined quality.
  • a measure of the quality of a link is the wrong frame rate (FER) that is a function of the desired signal-to-interference ratio SIR. Since the internal loop helps keep the SIR close to the target SIR tgt / the FER is ultimately determined by this target value.
  • the SIR tgt objective needs to be adjusted to the value that is appropriate for that environment.
  • Jo ⁇ as Blom, Fredrik Gunnarson and Fedrik Gustafsson in their patent US6449462, dated September 10, 2002 establish a method to control the SIR tgt based also on the measurement of the FER and on the estimation of certain representative parameters of the different conditions of the radio channel and the statistical distribution of the interfering signals.
  • the method is based on the determination of a quality function defined as the probability of erroneous frame conditioned by the mentioned parameters.
  • the method and apparatus for the external loop of the power control system of a proposed mobile communications system allow to determine the range of fading of the desired signal-interference ratio (M ⁇ sli) (dB)), and therefore the SIR tgt for a criterion of quality of service given by the probability of cut (P C or te ) And some characteristic statistical moments of the low radio channel consideration. This satisfies the mentioned QoS with the minimum level of power required, which, given that it is a technology limited by interference, also optimizes the system capacity.
  • the quality criterion on which this invention works is, instead of the FER as in the previous cases, the probability of cutting (P oorte ) ⁇ 3 ue is another of the quality parameters commonly used in cellular infrastructures
  • the value of p Core is usually established in the planning phase of the cellular network and is a function among other parameters of:
  • This invention solves the reverse process to that described in the previous paragraph to apply it to obtaining the desired signal-to-interference ratio SIR tgt of the external loop in a power control system for WCDMA.
  • an iterative method is applied so that it is possible to obtain the margin over the median of the SIR necessary to meet the cut probability specification ( QoS) for that particular link and for values of the second-order statistical moments (for example, the standard deviation) that are dynamically estimated and that are therefore consistent with the different fading conditions that characterize an environment at a given time.
  • QoS cut probability specification
  • the method described is based on a stochastic propagation model and therefore is not intended to estimate the value of the desired signal-interference ratio (SIR) necessary to meet a quality of service (QoS), but rather to give the margin value necessary (M (sii) (dB)) over the median of its probability density function.
  • SIR desired signal-interference ratio
  • QoS quality of service
  • M (sii) (dB) margin value necessary
  • this invention provides a mathematically rigorous method to maintain the quality of service (QoS) of a particular link and capable of responding to constant statistical variations of the radio channel as opposed to the aforementioned techniques based on FER mediation.
  • QoS quality of service
  • the present invention is applicable to macro or microcellular channels in rural, suburban and urban environments.
  • an urban microcell environment the statistical variation of the desired signal strength is described in one way or another depending on the existence or not of a direct beam between the transmitter and the receiver, thus we have LOS (Line Of Sight, that is, Line of Sight) for the first case and NLOS (Non Line Of Sight, that is, No Line of Sight) for the second.
  • LOS Line Of Sight, that is, Line of Sight
  • NLOS Non Line Of Sight, that is, No Line of Sight
  • the model follows a Nakagami-Rice-Lognormal distribution (see GE Corazza, F. Vatalaro, ⁇ A Rice-Lognormal Terrestial and Satellite Channel Model '', IEEE Trans. Veh. Technol., Vol. 43, no. 3, pp 738-742, 1994).
  • the justification for the previous distribution is as follows: the statistical description of the variations of a signal consisting of a deterministic component (direct ray) and several random components results in a Nakagami-Rice distribution.
  • the lognormal component appears as a representation of the effects of slow fading or shadowing that may take place in the communication, as well as the aforementioned effect of power control imperfections.
  • the SIR is given by the following expression:
  • the measurement in dBm results from applying the l ⁇ log (x) function to a measurement in mW.
  • the probability density function (fdp) of the SIR will be given by the convolution of the fdp's of the desired and interfering signals, so we have the following expression depending on the margin:
  • the objective is to evaluate the expression of equation (2) for the NLOS and LOS cases, for which the numerical approximations mentioned above for F s and where f " 2 is the probability density function of the interfering signals that As already mentioned, it is a Gaussian given by the expression:
  • ⁇ 1 is the standard deviation in dB of the normal distribution and as will be seen below it is one of the parameters that is dynamically estimated to evaluate the statistical variations of the channel.
  • ⁇ N (dB) and is also another parameter that is estimated to meet the changing fading conditions of the radioelectric channel. As expected, ⁇ N is equal to zero, the distribution degenerates into a
  • margin in dB is defined by the expression:
  • the margin in natural units is:
  • the desired signal is constituted by a deterministic component and several random components.
  • the resulting probability density function is that of Nakagami-Rice:
  • I 0 Modified Bessel function of first spice and zero order.
  • the Rice factor is the estimated parameter to dynamically characterize the channel as will be seen later.
  • the mean square value of the random component can be expressed as a function of the Rice factor as follows:
  • the random variable that describes the previous situation (Nakagami-Rice) is multiplied by a random variable that follows a Lognormal distribution. If working in dB, the above is equivalent to adding a random component that follows a Gaussian or Normal distribution characterized by a standard deviation ⁇ N , so the resulting probability density function will be the convolution of the previous Nakagami-Rice with this Gaussian , that is, applying the same principles applied to obtain equation (2) we have that same expression, where now the random variable S is of the Nakagami-Rice type and the random variable I that there represented the contribution of the interfering signals It is now called N because it represents the effect of slow fading modeled as a normal one, but always of the desired signal. So, for a given m 0 margin: F m according to equation (3) will be given by:
  • the objective is to obtain an expression using numerical methods of integration and then enter it into the previous expression. So first we approximate the Bessel function that has the following expression:
  • the objective is to solve the integral of equation (2) for the two distribution functions of the desired signal: Rayleigh-Lognormal (F R. LN ) and Nakagami-Rice-
  • the random variable that models the lognormal component of the desired signal is transformed into Gaussian (with standard deviation ⁇ N ) and the one that describes the statistical distribution of the interfering signals is also Gaussian with typical deviation
  • the desired and interfering signals expressed in dB are related in a linear manner in the calculation of the SIR (subtracted) and the random variable resulting from a linear combination of two statistically independent Gaussians (as is the case) is also Gaussian with sum variance of individual variances under the convolution theorem (see Peyton Z. Peebles, JR.: , N Probability, Random Variables, and Random singal principies ", McGRAW-HILL INTERNATIONAL EDITIONS Electrical Engineering Series, 1987). So we will have a normal probability density function that we call f N _ x characterized by a standard deviation given by the following expression:
  • M (S / I) ⁇ i + 1 is calculated based on M (s / X) ⁇ ⁇ .
  • the process is terminated when the difference between the last two margin values found differs by less than a certain value that in this case has been set at 10 "4 .
  • the base station 102 includes processors, memories, interface cards and embedded software programs.
  • the figure contains an RNC (Remote Network Controller, that is, Remote Network Controller) 101 which among other things provides call processing; two base stations: 102, 103; and a mobile station 104 that is represented by the vehicle icon.
  • the two base stations and the mobile station are representative of endpoints of the cable interface.
  • Each base station is associated with an RNC 101 via land lines 105 and 108.
  • the mobile station 104 is in communication with the base station 102 through the downlink signal 107 and 108 of the uplink.
  • FIG. 2 shows the part of both stations (102 and 104) that includes the principles on which this invention is based.
  • the elements that appear in the aforementioned figure that are not related to the invention are well known and will not be treated.
  • Both the base station and the mobile station contain a controller 201, a transmitter 202 and a receiver 203.
  • the received signal corresponds to the uplink 108 and in the case of the mobile 104 the signal received it is the one of the downlink 107, both arrive at the controller 201 through the receiver 203.
  • the power control system sends through the transmitter 202 a command that tells the other station to increase or decrease its power depending on the result of the method of optimization described below and that sets the desired signal-to-interference ratio that acts as a threshold in the closed loop of the same power control system.
  • both the base station 102 and the mobile station 104 estimate the desired signal-interference ratio received SIR rec (see Sáez Ruiz, Juan Carlos: ⁇ A Hardware Architecture for Estimating the Signal to Interference Ratio in WCDMA Systems ", Department of Electroscience, Digital ASIC University of Luna), as well as the statistical parameters specific to each type of communication (see Ali Abdi, Georgios B. Giannakis, Kaveh Mustard: ⁇ Estimation of Doppler spread and signal strength in mobile Communications with applications to handoff and adaptive transmission ", WIRELESS COMMUNICATIONS AND MOBILE COMPUTING 2001; 1: 221-242 (DOI: 10.1002 / WCM.1)).
  • the standard deviation corresponding to the lognormal fading of the desired signal ⁇ ⁇ and the one corresponding to the Gaussian distribution describing the variations of the interfering signals ⁇ x are estimated, - for the LOS case in addition to the previous parameters it is estimated RICE factor K. then and for a given outage probability (P ecóte) is obtained by said iterative Newton-Raphson, the margin in dB must satisfy the QoS ara mentioned. From the previous margin, the new desired signal-objective interference ratio SIR tgt is calculated, which will be the reference threshold of the closed loop of said power control system.
  • T n period of the external loop during which the statistical characteristics of the channel are estimated (in sg.);
  • the signal-to-interference ratio SIR is estimated in block 301 in which the corresponding hardware architecture is located.
  • T n of the external loop we estimate, in block 302, the statistical moments of the second order always taking as input the SIR offered by block 301;
  • ⁇ N and ⁇ x are estimated, and in the case of the existence of a direct ray (LOS), the corresponding Rice factor is also considered.
  • Block 303 is the most representative of the present invention because it applies the iterative Newton-Raphson method that allows to obtain the margin (in dB) that satisfies the specification of cut probability P Cut for the statistical characteristics estimated at 302.
  • 0 ) is computed according to (9) and applying (10) new margin values are obtained until the difference between the last two values M (s I)
  • SIR tgt ⁇ min in block 306 the SIR is limited to its minimum value.
  • the result obtained for the direct problem is obtained in both cases: LOS and NLOS, that is, the cut probability P Cut , for a margin M (s / I) (dB) and for some given statistical moments: ⁇ N (dB) and ⁇ x
  • the invention finds application in terrestrial, maritime or aeronautical (geostationary or non-geostationary) satellite systems
  • the invention is applicable for standards other than WCDMA, as well as for the power control of any signal received by the base or mobile stations.
  • the invention can be used, as a link level simulator, by operators in the cellular planning phase (see Moreno González JA, Miranda Sierra JL, El ⁇ seo Barandilla Torregrosa I., Lorca Hernando J., ⁇ Link simulator for the UMTS system in FDD mode '', Telefónica Móviles Espa ⁇ a, Telefónica I + D).
  • Figure 1 shows the part of a mobile communications system related to the principles on which the invention is based.
  • Figure 2 shows the part of a base station or a mobile station related to the invention.
  • Figure 3 shows the method of the invention, that is, the one corresponding to the external loop of the power control system of a cellular network based on WCDMA.
  • Figure 4 shows at a higher level the method of the invention, that is, the one corresponding to the external loop of the power control system of a cellular network based on WCDMA.

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Abstract

Método y aparato para el lazo externo del sistema de control de potencia de un sistema de comunicaciones móviles es una infraestructura celular que permiten satisfacer una calidad de servicio (QoS) determinada con el nivel mínimo de potencia necesario. Este lazo externo es el encargado de fijar la relación señal deseada-interferencia objetivo SIRtgt que satisface la calidad de servicio requerida en un entorno radioeléctrico caracterizado mediante modelos estocásticos. El método que se propone se basa en la aplicación del método iterativo de Newton-Raphson sobre unas aproximaciones numéricas de las distintas funciones de distribución de probabilidad de corte (QoS) en diferentes entornos de propagación, de modo que, fijada dicha probabilidad y estimados dinámicamente los momentos estadísticos de segundo orden propios de cada estadística considerada, se obtiene el margen sobre la mediana de la SIR, y pr tanto la SIRtgt, correspondiente a esa probabilidad de corte.

Description

MÉTODO Y APARATO PARA EL LAZO EXTERNO DEL SISTEMA DE CONTROL DE POTENCIA DE UN SISTEMA DE COMUNICACIONES
MÓVILES
CAMPO TÉCNICO DE LA INVENCIÓN
Esta invención se refiere al campo de las comunicaciones sin cable, y más concretamente, al lazo externo del sistema de control de potencia de una red de telefonía celular.
ESTADO DE LA TÉCNICA
En Enero de 1998 el Instituto Europeo de Estándares de Telecomunicaciones (ETSI) seleccionó la tecnología básica para el Sistema Universal de Telecomunicaciones Móviles (UMTS) (véase ETSI, "The ETSI UMTS Terrestial Radio Access (UTRA) ITU-R RTT Candidate Submission" , June 1998) . El principal interfaz de radio propuesto fue el WCDMA ( ideband Code División Múltiple Access, es decir,
Acceso Múltiple por División de Código en Banda Ancha) cuyas características ofrecen la oprtunidad de satisfacer completamente los requisitos de la telefonía móvil de tercera generación (3G) . Debido a la alta tasa de transmisión de datos y a los más exigentes requisitos de calidad de servicio (QoS) en 3G, se impone el desarrollo de nuevas estrategias de planificación. Entre ellas probablemente la de mayor objeto de estudio es la del sistema de control de potencia, en particular la del método empleado para implementar el lazo externo de dicho sistema.
A continuación se describe el mencionado sistema de control de potencia de un modo general pues la funcionalidad del lazo externo, que es para el que esta invención propone un método, es consecuencia de otros componentes del sistema:
El sistema de control de potencia en redes celulares, basadas en WCMDA, es necesario dado que se trata de una tecnología limitada por interferencia debido a que todos los usuarios comparten el mismo espectro de frecuencia y sus códigos no son completamente ortogonales (véase Holma & Toskala: "WCDMA por UMTS, Radio Access for Third Generation Mobile Communications1', John Wiley & Sons.) . El fin último del sistema de control de potencia en sistemas WCDMA es alcanzar la calidad de servicio requerida en un enlace particular (ascendente o descendente) con un nivel de potencia transmitida mínima y es precisamente en este aspecto en el que se centra esta invención.
• Anulación del efecto cerca - lejos: en el caso de que todas las estaciones móviles transmitieran la misma potencia sin tener en cuenta la distancia o el desvanecimiento a la estación base, los móviles más cercanos a la misma supondrían una interferencia significativa para los más lejanos.
• Protección contra desvanecimientos profundos . • Minimización de la interferencia en la red con la consecuente mejora en capacidad.
• Mayor duración de la batería de las estaciones móviles .
Un sistema de control de potencia para WCMDA está implementado mediante tres lazos diferenciados:
• Lazo abierto: durante el proceso de acceso aleatorio al principio de una conexión, la estación base/móvil estima la pérdida de potencia en el enlace ascendente/descendente y en función de ella ajusta su potencia de transmisión.
• Lazo cerrado o interno: también llamado control de potencia rápido (1500 Hz) que se compone de los siguientes tres pasos:
• El terminal receptor correspondiente (la estación base o la unidad móvil) compara el valor de la relación señal deseada-interferencia recibida SIRrec con la relación señal deseada-interferencia objetivo SIRtgt que depende de la calidad de servicio requerida para ese enlace en concreto y que es fijado por el lazo externo que se describe más adelante .
• El mismo terminal receptor envía bits de control de potencia indicando que la potencia de transmisión debe ser incrementada (si SIRrec < SIRtgt) o disminuida (si SIRreo > SIRtgt) en un cierto valor (normalmente ldB) .
• La unidad transmisora aumenta o disminuye su potencia en la cantidad fijada anteriormente.
• Lazo externo: es mucho más lento que el lazo cerrado (10-100Hz) y establece la relación señal deseada- interferencia objetivo SIRtgt que hace que se mantenga un objetivo de calidad predeterminado. Una medida de la calidad de un enlace es la tasa de trama errónea (FER) que es función de la relación señal deseada-interferencia SIR. Dado que el lazo interno ayuda a mantener la SIR cerca del objetivo SIRtgt/ la FER es, en última instancia, determinada por este valor objetivo. De este modo, para alcanzar una calidad de servicio en un entorno de desvanecimiento determinado, el objetivo SIRtgt necesita ser ajustado al valor que es apropiado para ese entorno.
Desgraciadamente, no existe un objetivo SIRtgt que pueda alcanzar la FER requerida para todos los entornos de desvanecimiento. Es pr esto por lo que el ajuste de esta relación objetivo es hoy en día motivo de estudio y se han descrito mecanismos para ajustar la SIRtgt en forma correspondiente. Estos diseños miden la FER y cambian la SIRtgt dependiendo de si aquélla está por encima o por debajo del umbral deseado. De todos modos, teniendo en cuenta que la técnica de medición de la FER es bastante lenta (alrededor de 2 segundos) , las prestaciones de estos sistemas quedan muy deterioradas en entornos dinámicos con características de desvanecimiento cambiantes en muy cortos plazos de tiempo.
Así, con el propóstio de aumentar la velocidad del lazo externo, la solicitud de patente titulada v"Syτπbol Error Based Power Control For Movile Telecommunications System" (Cari Weaver, Wei Peng) , Ser. o. 08/346800, fechada el 30 de Noviembre de 1994, describe una técnica basada en el error de símbolo (SE) que mejora el rendimiento del lazo en ambientes de desvanecimiento dinámicos. El procedimiento está basado en la premisa de que la tasa de símbolo erróneo (SER) y la FER están altamente correladas, de este modo trata de mantener la SER próxima a un valor predeterminado de SER objetivo. Esto se consigue al igual que antes mediante incrementos o decrementos de la SIRtgt.
Kirian M.Rege, en su patente US 6,434,124 Bl, fechada el 13 de Agosto de 2002, expone que la mencionada correlación entre la SER y la FER varía de unos entornos radioeléctricos a otros y que por tanto la técnica anterior, basada en una SER objetivo fija, no puede mantener la FER cercana al objetivo en estos diferentes entornos. Por tanto, concluye, que para alcanzar la deseada FER bajo diferentes condiciones radioeléctricas se necesitan diferentes SER objetivos y propone una técnica basada en la cuenta de error de símbolo que asegura la FΞR deseada bajo diferentes condiciones de desvanecimiento .
Por otro lado, Joñas Blom, Fredrik Gunnarson y Fedrik Gustafsson en su patente US6449462, fechada el 10 de Septiembre de 2002, establecen un método para controlar la SIRtgt basado también en la medición de la FER y en la estimación de uns determinados parámetros representativos de las diferentes condiciones del canal radioeléctrico y de la distribución estadística de las señales interferentes . El método se basa en la determinación de una función de calidad definida como la probabilidad de trama errónea condicionada por los mencionados parámetros. Aunque esta estrategia implica ganancias de capacidad del orden del 30%, el proceso para la obtención de mencionada función de calidad impone un retardo que como ya se ha indicado deteriora las prestaciones de este tipo de modelos; por otro lado en el artículo de los mismos autores en el que se describe la invención con mayor detalle técnico: ^Estimation and Outer Loop Power Control in Cellular Radio Systems' ' presentado a ACM Wireless Networks, se indica que el sistema puede degradarse debido a desvanecimientos en el canal radioeléctrico .
BREVE DESCRIPCIÓN DE LA INVENCIÓN
El método y el aparato para el lazo externo del sistema de control de potencia de un sistema de comunicaciones móviles que se proponen permiten determinar el margen de desvanecimiento de la relación señal deseada- interferencia (M¡sli) (dB) ) , y por tanto la SIRtgt para un criterio de calidad de servicio dado por la probabilidad de corte (PCote) Y unos momentos estadísticos característicos del canal radioeléctrico bajo consideración. Así se satisface la mencionada QoS con el nivel mínimo de potencia necesario, lo cual, dado que se trata de una tecnología limitada por interferencia, hace que se optimice también la capacidad del sistema. Como ya se ha indicado, el criterio de calidad sobre el que trabaja esta invención es, en vez de la FER como en los anteriores casos, la probabilidad de corte (Poorte) <3ue es otro de los parámetros de calidad habitualmente utilizados en infraestructuras celulares. El valor de p Core queda habitualmente establecido en la fase de planificación de la red celular y es función entre otros parámetros de :
Las características de la celda correspondiente, de la zona dentro de la misma y de la clase de servicio cubierto por el enlace.
A continuación se describen los fundamentos teóricos en los que se basa la presente invención: la propagación de las ondas radioeléctricas tiene lugar a través de un medio que experimenta variaciones aleatorias en sus características físicas, las cuales afectan a la intensidad de campo de la señal, por los que los valores de campo presentan variaciones tanto a lo largo de puntos equidistantes del transmisor (variaciones con ubicaciones) como en el tiempo (variaciones temporales) . Las variaciones de campo se describen mediante diferentes distribuciones estadísticas dependiendo de las características del enlace.
Así, es posible obtener la probabilidad de corte (Pcore) de una comunicación para un margen dado sobre la mediana de la SIRrec y para unos momentos estadísticos dados, mediante la integración de la función densidad de probabilidad (fdp) resultante de combinar las respectivas fdp de las señales deseada e interferentes . El caso más usual es que la integral mencionada no sea expresable mediante funciones elementales por lo que hay que recurrir al uso de métodos numéricos .
Esta invención resuelve el proceso inverso al descrito en el anterior párrafo para aplicarlo a la obtención de la relación señal deseada-interferencia objetivo SIRtgt del lazo externo en un sistema de control de potencia para WCDMA. Así, partiendo de aproximaciones numéricas de las estadísticas que describen la variación de la SIR en un entorno determinado, se aplica un método iterativo de modo que es posible obtener el margen sobre la mediana de la SIR necesario para cumplir la especificación de probabilidad de corte (QoS) para ese enlace determinado y para unos valores de los momentos estadísticos de segundo orden (por ejemplo la desviación típica) que son estimados dinámicamente y que por tanto son consecuentes con las diferentes condiciones de desvanecimiento que caracterizan a un entorno en un momento determinado. Nótese que el método descrito está basado en un modelo estocástico de propagación y por tanto no pretende estimar el valor de la relación señal deseada- interferencia (SIR) necesaria para cumplir una calidad de servicio (QoS) , sino que pretende dar el valor del margen necesario (M(sii) (dB) ) sobre la mediana de su función densidad de probabilidad.
Como resultado, esta invención proporciona un método riguroso matemáticamente para mantener la calidad de servicio (QoS) de un enlace particular y capaz de responder a constantes variaciones estadísticas del canal radioeléctrico en contraposición a las técnicas anteriormente citadas basadas en la mediación de la FER.
Descripción Detallada Dado que la presente invención está basada en modelos estocásticos que intentan describir la variación de la señal radioléctrica en determinados entornos y que pretende ser aplicada a sistemas reales, dichos modelos deberán ser lo más exactos posibles aún a costa de una mayor complejidad matemática.
A continuación se presentan, de forma razonada, las estadísticas consideradas tanto para la señal deseada como para las interferentes bajo distintos entornos radioeléctricos .
Estadísticas de la señal deseada:
La presente invención es aplicable a canales macro o microcelulares en entornos rurales, suburbanos y urbanos. En un entorno de microcélulas urbanas la variación estadística de la intensidad de señal deseada se describe de un modo u otro dependiendo de la existencia o no de rayo directo entre el emisor y el receptor, así tenemos comunicaciones LOS (Line Of Sight, es decir, Línea de Vista) para el primer caso y NLOS (Non Line Of Sight, es decir, Sin Linea de Vista) para el segundo. A continuación se describen las distribuciones estadísticas que' modelan ambas situaciones:
NLOS (Non Line Of Sight)
Siguiendo el modelo de Suzuki (véase F.Hansen, F.L. Meno, "Mobile Fading-Rayleigh and Lognormal Superimposed" ,
IEEE Trans. On Vehicular Tech., vol . 26, no.4, pp. 332- 335, Nov. 1977) se describe la envolvente de la señal con una distribución Rayleigh-Lognormal .
En este caso se tienen en cuenta las fluctuaciones de los valores del campo tanto a lo largo de puntos equidistantes del transmisor (variaciones con ubicaciones) que siguen una ley lognormal y variaciones en tiempo y en un mismo punto resultante de la propagación multitrayecto descritas a través de una distribución Rayleigh. Dependiendo del tipo de desvanecimiento que provocan en la señal se habla de desvanecimiento lento o shadowing para la variación con ubicaciones y de desvanecimiento rápido o Rayleigh cuando la causa es la propagación multitrayecto.
Las imperfecciones del control de potencia provocan en la señal deseada una modulación que puede ser descrita también con una distribución Lognormal (véase Wai-Man Tam, Francis C. M. Lau "Análisis of Power Control and its Imperfections in CDMA Cellular Systems", IEEE Trans . On Vehicular Tech., vol . 48, no. 5, pp . 1706-1717, Sept . 1999)
LOS (Line Of Sight)
Aquí el modelo sigue una distribución Nakagami-Rice- Lognormal (véase G.E. Corazza, F. Vatalaro, ^A Rice- Lognormal Terrestial and Satellite Channel Model ' ' , IEEE Trans. Veh. Technol . , vol. 43, no. 3, pp 738-742, 1994). La justificación de la distribución anterior es la siguiente: la descripción estadística de las variaciones de una señal constituida por una componente determinística (rayo directo) y varias componentes aleatorias resulta en una distribución de Nakagami-Rice . La componente lognormal aparece como representación de los efectos del desvanecimiento lento o shadowing que puedan tener lugar en la comunicación, así como al ya mencionado efecto de las imperfecciones del control de potencia. Es preciso destacar que una variable aleatoria medida en watios IV que sigue una distribución lognormal, al expresarla en dBW aplicándole la función lθlog(x), sigue una distribución Gaussiana. Esta propiedad es aplicada con frecuencia en los desarrollos que siguen y es por ello que es señalada en este punto.
Estadísticas de las señales interferentes:
En WCDMA un número de usuarios interferentes transmiten simultáneamente dentro de la misma célula (intracelulares) o en células adyacentes (intercelulares) , así aplicando el Teorema del Límite Central la variable aleatoria resultante de la suma de todas estas componentes es de tipo Gaussiano (véase A.M.Viterbi, A.J. Viterbi, E. Zehavi, ^Other-cell interference in Cellular Power-Controlled CDMA" , IEEE Trans. On Communications, Vol. 42, No. 2/3/4, pp. 1501- 1504, February/March/April 1994) . El ruido de tipo térmico y el producido por la actividad humana normalmente son despreciables comparados con el producido por las mencionadas señales interferentes .
Función distribución de probabilidad de la SIR:
La SIR viene dada por la siguiente expresión:
S/I (dB) =S (dBm) - I (dBm)
Nota: la medida en dBm resulta de aplicar la función lθlog(x) a una medida en mW.
Donde S e l son valores de potencia de las señales deseada e interférente respectivamente. El margen respecto a la mediana de la distribución, que es en función del cual se calcula la probabilidad de corte, vendrá dado por:
M(SII) (dB) =-S/I (dB)
Teniendo en cuenta lo anterior la función densidad de probabilidad (fdp) de la SIR vendrá dada por la convolución de las fdp's de las señales deseada e interferente, así tenemos la siguiente expresión en función del margen:
f fasin)- £/*( #-«^M*»
Y para la función de distribución, que nos da la probabilidad de corte para un margen M(SII) 0 determinado, nos queda:
Figure imgf000013_0001
En la expresión anterior, intercambiando el orden de integración, se observa que se obtiene la función de distribución de la señal deseada, pues se integra su función densidad de probabilidad:
S0
FS(S0)= ¡fs(S0)dS (1)
•MBJ Donde Fs es la mencionada función de distribución de la variable aleatoria S, que es la correspondiente a la señal deseada, es decir, según lo señalado anteriormente será una Nakaga i-Rice-Lognormal o Rayleigh-Lognormal dependiendo de si existe o no rayo directo entre el emisor y el receptor. La integral de la ecuación (1) no es expresable mediante funciones elementales para ninguno de los dos casos anteriores y tiene que ser evaluada con métodos numéricos.
Finalmente nos queda la siguiente expresión para la probabilidad de corte dado un margen de la relación señal deseada-interferencia SIR:
F sn )Fs n -")fÁ« d» (2)
Así pues el objetivo es evaluar la expresión de la ecuación (2) para los casos NLOS y LOS, para lo cual se sustituirán las aproximaciones numéricas arriba comentadas para Fs y donde f" 2 es la función densidad de probabilidad de las señales interferentes que como ya ha sido comentado es una Gaussiana dada por la expresión:
Figure imgf000014_0001
Donde σ1 es la desviación típica en dB de la distribución normal y como se verá más adelante es uno de los parámetros que es estimado dinámicamente para evaluar las variaciones estadísticas del canal.
Aproximaciones numéricas de las distribuciones de la señal deseada:
Rayleigh-Lognormal (modelo de Suzuki)
Esta función distribución de probabilidad viene dada por la siguiente expresión:
Figure imgf000015_0001
Donde p es la media local correspondiente a las variaciones temporales Rayleigh y p es la media sectorial correspondiente a las variaciones con ubicaciones lognormal. La desviación típica de esta misma componente es σN (dB) y es también otro de los parámetros que es estimado ara atender a las condiciones de desvanecimiento cambiantes del canal radioléctrico. Como era de esperar el σN es igual a cero, la distribución degenera en una
Rayleigh.
En este caso el margen en dB queda definido por la expresión:
Figure imgf000015_0002
El margen en unidades naturales es:
Ajj.
Para expresar la integral anterior en función del margen hacemos el siguiente cambio de variable:
x=é Para de este modo obtener:
Figure imgf000016_0001
Co o ya ha sido anticipado, la integral que aparece en la expresión anterior tiene que ser resuelta mediante métodos numéricos. En este caso además aparece una indeterminación en x=0, por lo que la fórmula de integración aplicada es abierta para no considerar dicho punto . De todos modos mediante el cambio de variable:
Y=ln (x)
Se evita esta indeterminación y nos queda lo siguiente:
Figure imgf000016_0002
Queda pues una integral con la función de peso (e ~γ2) y el intervalo de integración (-∞,°°) de Gauss-Hermite de modo que aplicamos una fórmula de ese tipo para obtener el resultado deseado.
Tras un análisis del error cometido al compararlo con gráficas existentes (véase Hernando Rábanos José María, λΛTransmisión por radio", Centro de Estudios Ramón Areces, S.A. 1993) se observa que el error cometido es menor que 10"4 para todos los valores de la probabilidad de corte, para valores de la desviación típica de la componente lognormal menores o iguales a 12dB, y para márgenes menores que 35dB, es decir, valores que incluyen las condiciones más extremas.
Nakagami-Rice-Lognormal.
En este caso tenemos que la señal deseada está constituida por una componente deter inística y varias componentes aleatorias. La función densidad de probabilidad resultante es la de Nakagami-Rice:
Figure imgf000017_0001
Donde:
2b\ valor cuadrático medio de la componente aleatoria.
>
C: valor eficaz de la componente determinística
I0: Función de Bessel modificada de primera especia y orden cero.
El valor eficaz de la potencia media total de la señal viene dado por 2b+c2 que sin pérdida de generalidad se supone normalizada a 1, es decir:
2b + c2= 1
de modo que especificando uno de los dos parámetros el otro queda unívocamente determinado.
Es habitual también expresar esta distribución en función del llamado factor de Rice K expresado en dB y que viene dado por el cociente entre la componente determinística y la aleatoria, así:
Figure imgf000018_0001
El factor de Rice es el parámetro estimado para caracterizar el canal dinámicamente como se verá más adelante.
El valor cuadrático medio de la componente aleatoria se puede expresar en función del factor de Rice de la siguiente forma:
Figure imgf000018_0002
Para tener en cuenta efectos de desvanecimiento lento (Shadowing), se multiplica la variable aleatoria que describe la situación anterior (Nakagami-Rice) por una variable aleatoria que sigue una distribución Lognormal. Si se trabaja en dB, lo anterior equivale a sumar una componente aleatoria que sigue una distribución Gaussiana o Normal caracterizada por una desviación típica σN, con lo que la función densidad de probabilidad resultante será la convolución de la Nakagami-Rice anterior con esta Gaussiana, es decir, que aplicando los mismos principios aplicados para la obtención de ecuación (2) nos queda esa misma expresión, donde ahora la variable aleatoria S es de tipo Nakagami-Rice y la variable aleatoria I que allí representaba la contribución de las señales interferentes ahora es llamada N pues representa el efecto de desvanecimiento lento modelado como una normal, pero siempre de la señal deseada. Entonces, para un margen m0 dado: Fm según la ecuación (3) vendrá dada por:
Figure imgf000019_0001
El objetivo es obtener una expresión mediante métodos numéricos de integración para después introducirla en la anterior expresión. Así en primer lugar aproximamos la función de Bessel que tiene la siguiente expresión:
Figure imgf000019_0002
Tras realizar el cambio de variable adecuado para tener unos límites de integración 1 y -1 podemos aplicar una fórmula de Gauss-Legendre y resolver numéricamente la anterior integral.
Una vez introducida la aproximación anterior en la ecuación (5) realizamos otro cambio de variable para volver a tener unos límites de integración 1 y -1 y así poder aplicar de nuevo la fórmula de Gauss-Legendre.
Finalmente la expresión requerida de la función de distribución FNR_m se obtiene introduciendo en la ecuación (4) la aproximación obtenida para FNR y sustituyendo fN (u) por la expresión correspondiente a una distribución Gaussiana:
Figure imgf000019_0003
Mediante el cambio de variable adecuado queda una integral con la función de peso (e"x 2) y el intervalo de integración (-∞, ∞) de Gauss-Hermite de modo que aplicamos una fórmula de se tipo para obtener el resultado deseado.
Al igual que en el caso anterior del modelo de Suzuki, se ha realizado un análisi del error cometido mediante comparación con gráficas existentes (véase Hernando Rebaños José María, Transmisión por radio" , Centro de Estudios Ramón Areces, S.A., 1993) y se ha comprobado que el error cometido es del orden de 10~4 para todos los valores del parámetro 2£> o equivalente del favor de Rice
K, del margen M0 (dB) y para probabilidades de corte en el intervalo de interés, es decir, para valores menores o iguales al 1%.
Aproximaciones numéricas de las funciones distribución de probabilidad de la SIR:
El objetivo es resolver la integral de la ecuación (2) para las dos funciones de distribución de la señal deseada: Rayleigh-Lognormal (FR.LN) y Nakagami-Rice-
LogNormal (Fm_m) .
Para el primer caso nos queda:
Figure imgf000020_0001
Que resulta ser un problema desde el punto de vista de integración numérica del mismo tipo que el de la ecuación (4) y por tanto se ha aplicado una fórmula de Gauss- Hermite tras el pertinente cambio de variable. Así nos queda una expresión:
Figure imgf000021_0001
Que nos da la probabilidad de corte de una comunicación NLOS para un margen dado M(S/I) 0 de la relación señal deseada-interferencia y para unos valores de las desviaciones típicas σN (correspondiente al desvanecimiento lento o lognormal de la señal deseada) y σx (que describe estadísticamente la aportación conjunta de todas las señales interferentes intra e intercelulares) .
Para el caso Nakagami-Rice-Lognormal (LOS) se puede hacer la siguiente observación: la variable aleatoria que modela la componente lognormal de la señal deseada se transforma en Gaussiana (con desviación típica σN) y la que describe la distribución estadística de las señales interferentes es también Gaussiana con desviación típica
Las señales deseada e interferentes expresadas en dB se relacionan de una manera lineal en el cálculo de la SIR (se restan) y la variable aleatoria resultante de una combinación lineal de dos Gaussianas estadísticamente independientes (como es el caso) es también Gaussiana con varianza suma de las varianzas individuales en virtud del teorema de la convolución (véase Peyton Z.Peebles, JR. : ,NProbability, Random Variables, and Random singal principies", McGRAW-HILL INTERNATIONAL EDITIONS Electrical Engineering Series, 1987) . Así pues tendremos una función densidad de probabilidad normal que llamamos fN_x caracterizada por una desviación típica dada por la siguiente expresión:
TN-I idB) = -Jσl + °"?
Con lo que finalmente la probabilidad de corte para un caso LOS se calcula como:
FHR-UI
Figure imgf000022_0001
¡Fm is/i),, -")/*-/(")<*"
Que de nuevo se resuelve numéricamente con una fórmula de cuadratura de Gauss-Hermite.
Finalmente queda una expresión que nos da la probabilidad de corte de una comunicación LOS para un margen dado M (s/i)o de ^a relación señal deseada-interferencia, un factor de Rice K y para unos valores de las desviaciones típicas σN (correspondiente al desvanecimiento lento o lognormal de la señal deseada) y σx (que describe estadísticamente la aportación conjunta de todas las señales interferentes intra e intercelulares) :
Figure imgf000022_0002
El modo de comprobar la fidelidad de las probabilidades de corte obtenidas mediante (6) y (7) ha sido imponer la condición de que la desviación típica de la señal interferente σx es nula, con lo que el problema queda reducido al caso con interferencia para el que existen gráficas en la literatura.
Resolución del problema inverso: El objetivo es obtener el margen M(S/I} (dB) r que para unas condiciones estadísticas determinadas, hace que se cumpla una especificación de probabilidad de corte PCorte (QoS) dada. Para ello, partimos de las ecuaciones (6) y (7) que nos dan la probabilidad de corte para los casos de LOS y NLOS, de modo que se obtiene estas dos posibilidades :
Figure imgf000023_0001
Para unificar criterios, generaliza os las anteriores expresiones del modo siguiente:
F]M (S/Í} (dB), mt]= αrte (8)
Donde por m denotamos los momentos estadísticos de segundo orden que correspondan en cada caso. Dado que durante la iteración en la que se basa en método los valores de estos momentos estadísticos se mantienen constantes, a partir de ahora se considerará como única variable de F al margen M(s/X) .
El método de Newton-Raphson (véase H.R. Schwarz, J. Waldvogel: Λ,Numerical Análisis", John Wiley&Sons) ha sido escogido para resolver el problema que se plantea en la ecuación (8) :
Definimos una función g, cuya variable sea el margen, del siguiente modo:
Figure imgf000023_0002
El objetivo como puede deducirse de (8) y (9) es obtener los ceros de la función g. Para lo cual partiendo de un valor inicial para el margen M(s/X) 0 \ 0 aplicamos la expresión:
Figure imgf000024_0001
Del mismo modo se calcula M(S/I) \ i+1 en función de M(s/X) \ í . El proceso se da por terminado cuando la diferencia entre los dos últimos valores del margen hallados difieren en menos de un determinado valor que en este caso ha sido fijado en 10"4.
La expresión (10) implica el cálculo de la derivada respecto del margen de las expresiones (6) y (7) pues de hecho teniendo en cuenta (9) es inmediato que:
g' wyif"3),]- "W r){<∞ ]
Los valores del margen determinados por el método anterior deben ser corregidos por el factor correspondiente en caso de que se usen técnicas de diversidad o receptores RAKE (véase Don Torrieri: " Instantaneous and Local-Mean Power Control for Direct-Sequence CDMA Cellular Networks", U.S. Army Research Laboratory) .
Centrándose ahora en la Figura 1, está representada en ella una parte de un sistema de comunicaciones móviles WCDMA (100) . Aparte de la invención, los elementos mostrados en la figura son bien conocidos y no serán descritos en detalle. Así la estación base 102 incluye procesadores, memorias, tarjetas de interfaces y programas de software embebidos. La figura contiene un RNC (Remote Network Controller, es decir, Controlador Remoto de Red) 101 que entre otras cosas proporciona el procesado de llamadas; dos estaciones base: 102, 103; y una estación móvil 104 que está representada mediante el icono del vehículo. Las dos estaciones base y la estación móvil son representativas de puntos finales del interfaz si cable. Cada estación base está asociada con un RNC 101 a través de las líneas terrestres 105 y 108. En lo que sigue, se asume que la estación móvil 104 está en comunicación con la estación base 102 a través de la señal 107 del enlace descendente y de la 108 del enlace ascendente .
La Figura 2 presenta la parte de ambas estaciones (102 y 104) que incluye los principios en los que se basa esta invención. Los elementos que aparecen en la mencionada figura que no están relacionados con la invención son bien conocidos y no serán tratados . Tanto la estación base como la móvil contienen un controlador 201, un emisor 202 y un receptor 203. Así, en el caso de la estación base 102 la señal recibida corresponde al enlace ascendente 108 y en el caso de la móvil 104 la señal que recibe es la del enlace descendente 107, ambas llegan al controlador 201 a través del receptor 203. El sistema de control de potencia envía a través del emisor 202 un comando que indica a la otra estación que aumente o disminuya su potencia dependiendo del resultado del método de optimización que se describe a continuación y que fija la relación señal deseada-interferencia objetivo que actúa como umbral en el lazo cerrado del mismo sistema de control de potencia.
Uno de los componentes de este sistema de control de potencia es el lazo externo, para el que, como ya ha sido comentado, esta invención propone un nuevo método. Los pasos que tienen lugar en el controlador 201 y que corresponden a este lazo externo, se detallan en la Figura 3.
De acuerdo con la invención, tanto la estación base 102 como la estación móvil 104 realizan una estimación de la relación señal deseada-interferencia recibida SIRrec (véase Sáez Ruiz, Juan Carlos: ^Una Arquitectura Hardware para la Estimación de la Relación Señal a Interferencia en Sistemas WCDMA", Department of Electroscience, Digital ASIC University of Luna) , así como de los parámetros estadísticos propios de cada tipo de comunicación (véase Alí Abdi, Georgios B. Giannakis, Kaveh Mostaza: ^Estimation of Doppler spread and signal strength in mobile Communications with applications to handoff and adaptative transmisión", WIRELESS COMMUNICATIONS AND MOBILE COMPUTING 2001; 1:221-242 (DOI : 10.1002/WCM.1) ) . Para el caso NLOS se estiman: la desviación típica correspondiente al desvanecimiento lognormal de la señal deseada σ^ y la correspondiente a la distribución Gaussiana que describe las variaciones de las señales interferentes σx ,- para el caso LOS además de los anteriores parámetros se estima el factor de RICE K. A continuación y para una probabilidad de corte dada (-Pecóte) se obtiene, mediante el mencionado método iterativo de Newton-Raphson, el margen en dB necesario ara satisfacer la mencionada QoS. A partir del margen anterior se calcula la nueva relación señal deseada- interferencia objetivo SIRtgt que será el umbral de referencia del lazo cerrado del mencionado sistema de control de potencia.
A continuación se ofrece una definición de todos los parámetros utilizados aunque algunos ya hayan sido comentados :
σN = desviación típica del desvanecimiento lognormal de la señal deseada (en dB) ; σ ι = desviación típica de la variable aleatoria gaussiana que describe las variaciones de las señales interferentes (en dB) ; K = factor de Rice (en dB) ;
Tn = período del lazo externo durante el cual se estiman las características estadísticas del canal (en sg.);
PCorte = probabilidad de corte deseada, en este caso define la calidad de servicio (QoS) del enlace; M{S/D I o = valor inicial del margen de la SIR (en dB) ; M(S/D I i = valor del margen en el anterior paso del proceso iterativo de Newton-Raphson (en dB) ;
M (S/I) \ Í+I - valor actualizado del margen en el proceso iterativo de Newton-Raphson (en dB) ; g (x) = función cuyos ceros son las soluciones del método
Newton-Raphson SIRtgt \ a = valor estimado de la SIR objetivo en el período actual (en dB) ;
SIRmax = valor máximo permitido para la SIR del enlace considerado (en dB) ;
SIRmin = valor mínimo permitido para la SIR del enlace considerado (en dB) ;
Los pasos del método se definen a continuación utilizando como referencia los bloques de la Figura 3 :
La estimación de la relación señal-interferencia SIR se realiza en el bloque 301 en el cual se encuentra la arquitectura hardware correspondiente . Durante el período Tn del lazo externo se estiman, en el bloque 302, los momentos estadísticos del segundo orden tomando siempre como entrada la SIR ofrecida por el bloque 301; así para el caso NLOS se estiman σN y σx , y en caso de existencia de rayo directo (LOS) también el factor de Rice correspondiente .
El bloque 303 es el más representativo de la presente invención pues en él se aplica el método iterativo de Newton-Raphson que permite obtener el margen (en dB) que satisface la especificación de probabilidad de corte PCorte para las características estadísticas estimadas en 302. Así partiendo de un valor inicial M(s/I) | 0 , se computa la función g (M (s/x¡ | 0) según (9) y aplicando (10) se van obteniendo nuevos valores del margen hasta que la diferencia entre los dos últimos valores M(s I) | 0 y M(s/I) | i+1 es menor que 10"4
Obtenido el margen que se adapta a las condiciones del canal en el período Tn, en el bloque 304 se computa la
SIR objetivo correspondiente a dicho margen y que llamamos SIRtgt \ n . Para evitar que se sobrepasen los límites permitidos de la SIR se establecen las siguientes condiciones:
Si SJJ?tgt|n > £Ji?tgt|max , en el bloque 305 se limita la SIR a ese valor máximo. Recíprocamente si SIRtgt \ n <
SIRtgt \ min , en el bloque 306 se limita la SIR a su valor mínimo .
En la figura 4 se representa a más alto nivel el método de la invención de la Figura 3, así el bloque 401 equivale al 301 de esta última figura, el 402 representa la funcionalidad descrita en el 302, el 403 (equivalente al 303) incluye el método iterativo de Newton-Raphson y es llamado Controlador de Calidad del canal. Por último, las limitaciones de potencia tanto máxima como mínima han sido reunidas en el bloque 404 de la citada figura.
Verificación del nuevo método para el lazo externo de un sistema de control de potencia de un enlace WCDMA
En primer lugar se obtiene el resultado obtenido para el problema directo en los dos casos: LOS y NLOS, es decir, la probabilidad de corte PCorte , para un margen M(s/I) (dB) y para unos momentos estadísticos dados: σN (dB) y σx
(dB) para el caso NLOS; para el caso LOS se toma como entrada la desviación típica resultante del desvanecimiento lognormal y la de la distribución Gaussiana de las señales interferentes:
Figure imgf000029_0001
Además del factor de Rice K (dB) .
Una vez obtenido el valor de la probabilidad de corte, éste se utiliza como entrada del problema inverso, para el que se mantienen los mismos valores de los momentos estadísticos anteriores. De este modo, se deberá obtener un valor para el margen M(S/X) (dB) similar al que se tomó como entrada en el caso del problema directo :
Problema directo para NLOS:
Ent. rada :
M<S/I) = 20dB σw = 4dB σx = 4dB Salida:
P Corte ~ 0.0223
Problema inverso para NLOS :
Entrada:
Prnr o = 0.0223 σN = 4dB σx = 4dB
Salida obtenida:
M(s/n = 20.0004dB
Problema directo para LOS
Entrada:
M(S/D - 20dB σN.x = 4 B K = OdB
Salida:
PCorte= 0.0113
Problema inverso para LOS:
Entrada :
PCorte= 0.0113 σN.x = 4dB K = OdB
Salida: M(s/X) = 19 . 9891dB
Como vemos para ambos casos (LOS y NLOS) la aproximación que ofrece el método de Newton-Raphson es muy precisa. El error cometido es del orden de 10"3dB.
El anterior diseño se ha empleado para describir los principios de la invención, no obstante otras alternativas, aunque no detalladas aquí pero que incorporen el mismo espíritu y fin, son posibles. Por ejemplo, aunque la invención ha sido aquí ilustrada mediante bloques funcionales discretos (por ejemplo el controlador 201) , las funciones de cualquiera de estos bloques pueden ser llevadas a cabo usando uno o varios procesadores programados convenientemente.
Dada la generalidad de los modelos estadísticos considerados, la invención encuentra aplicación en sistemas por satélite (geoestacionarios o no geoestacionarios) terrestres, marítimos o aeronáuticos
(véase G.Ξ. Corazza, F.Vatalaro, *"^A Rice-Lognormal Terrestial and Satellite Channel Model " , IEEE Trans. Veh. Technol., vol. 43, no. 3, pp. 738-742, 1994). Estos modelos reproducen también las condiciones de propagación en interiores (véase Tadeusz A. Wysocki, Hans Jürgen Zepernick, ^Characterization of the indoor radio propagation channel at 2.4GHz", 3-4 2000, Journal of Telecommunications and information Technology) , con lo que la invención puede ser utilizada para el diseño y control de potencia de sistemas propios de ese entorno.
En la misma línea, la invención es aplicable para otros estándares aparte de WCDMA, así como para el control de potencia de cualquier señal recibida por las estaciones base o móvil. En el campo de la simulación, la invención puede ser utilizada, como simulador de nivel de enlace, por las operadoras en la fase de planificación celular (véase Moreno González J.A., Miranda Sierra J.L., Elíseo Barandilla Torregrosa I., Lorca Hernando J., ^Simulador de enlaces para el sistema UMTS en modo FDD ' ' , Telefónica Móviles España, Telefónica I+D) .
BREVE DESCRIPCIÓN DE LAS FIGURAS
Todas las figuras, y todos los bloques incluidos en ellas, ya han sido descritos convenientemente a lo largo de la sección anterior por lo que en este apartado se ofrece una
Figura 1: muestra la parte de un sistema de comunicaciones móviles relacionada con los principios en los que se basa invención.
Figura 2: muestra la parte de una estación base o una estación móvil relacionada con la invención.
Figura 3: muestra el método de la invención, es decir, el correspondiente al lazo externo del sistema del control d epotencia de una red celular basada en WCDMA.
Figura 4 : muestra a más alto nivel el método de la invención, es decir, el correspondiente al lazo externo del sistema del control de potencia de una red celular basada en WCDMA.

Claims

REIVINDICACIONES
1. Método para el lazo externo del sistema de control de potencia de un sistema de comunicaciones móviles en una infraestructura celular, caracterizado por:
la recepción de una señal de la estación base o móvil; y
basándose en esa señal calcular la relación señal deseada-interferencia objetiva del lazo externo del sistema de control de potencia. El método incluye los pasos de :
estimar la relación señal deseada-interferencia de la señal recibida y
estimar los siguientes momentos estadísticos de la relación señal deseada-interferencia: desviación típica de la componente de desvanecimiento lento o lognormal, desviación típica de la distribución gaussiana que describe la variación estadística conjunta de todas las señales interferentes, y en caso de existencia de rayo directo entre emisor y receptor el factor de Rice, que es el cociente entre la componente determinística y la aleatoria de la señal deseada; y
basándose en los momentos estadísticos anteriores y en una especificación de probabilidad de corte calcular el margen de la relación señal deseada-interferencia mediante el método iterativo de Newton-Raphson; y Basándose en el margen anterior obtener la relación señal deseada-interferencia objetivo del mencionado lazo externo.
2. Método según la reivindicación 1 en el que a partir de la aproximación numérica de la función distribución de probabilidad correspondiente a la relación señal deseada- interferencia de una comunicación sin rayo directo entre emisor y receptor, se aplica el método de Newton-Raphson para obtener el margen de la citada relación que satisface una especificación de probabilidad de corte, para unas condiciones estadísticas determinadas por la desviación típica de la componente de desvanecimiento lento o lognormal y la desviación típica de la distribución gaussiana que describe la variación estadística conjunta de todas las señales interferentes.
3. Método según la reivindicación 1 en el que a partir de la aproximación numérica de la función distribución de probabilidad correspondiente a la relación señal deseada- interferencia de una comunicación con una componente determinística no nula correspondiente a la existencia de rayo directo entre emisor y receptor, se aplica el método de Newton-Raphson para obtener el margen de la citada relación que satisface una especificación de probabilidad de corte, para unas condiciones estadísticas determinadas por la desviación típica de la componente de desvanecimiento lento o lognormal, la desviación típica de la distribución gaussiana que describe la variación estadística conjunta de todas las señales interferentes y el factor de Rice, que es el cociente entre la componente determinística y la aleatoria de la señal deseada.
4. Método según la reivindicación 2 en el que mediante la integración numérica de la función densidad de probabilidad correspondiente a la relación señal deseada- interferencia de una comunicación sin rayo directo entre emisor y receptor, se obtiene una expresión para la probabilidad de corte con unas condiciones estadísticas determinadas (desviación típica de la componente de desvanecimiento lento o lognormal y desviación típica de la distribución gaussiana que describe la variación estadística conjunta de todas las señales interferentes) y de modo que la mencionada expresión de apta para la posterior aplicación del método Newton-Raphson descrito en esa misma reivindicación.
5. Método según la reivindicación 3 en el que mediante la integración numérica de la función densidad de probabilidad correspondiente a la relación señal deseada- interferencia de una comunicación con una componente determinística no nula correspondiente a la existencia de rayo directo entre emisor y receptor, se obtiene una expresión para la probabilidad de corte con unas condiciones estadísticas determinadas (desviación típica de la componente de desvanecimiento lento o lognormal, desviación típica de la distribución gaussiana que describe la variación estadística conjunta de todas las señales interferentes y el factor de Rice, que es el cociente entre la componente determinística y la aleatoria de la señal deseada) y de modo que la mencionada expresión es apta para la posterior aplicación del método de Newton-Raphson descrito en esa misma reivindicación.
6. Aparato para implementar el método del lazo externo del sistema de control de potencia de un sistema de comunicaciones móviles en una infraestructura celular según la reivindicación 1, caracterizado por:
un receptor que recibe la señal de la estación base o la estación móvil y
un procesador responsable de implementar un método para el lazo externo del sistema de control de potencia,
donde el procesador estima los siguientes momentos estadísticos de la relación señal deseada- interferencia; desviación típica de la componente de desvanecimiento lento o lognormal, desviación típica de la distribución gaussiana que describe la variación estadística conjunta de todas las señales interferentes, y en caso de existencia de rayo directo entre emisor y receptor el factor de Rice, que es el cociente entre la componente determinística y la aleatoria de la señal deseada; basándose en los momentos estadísticos anteriores y en una especificación de probabilidad de corte calcula el margen de la relación señal deseada-interferencia mediante el método iterativo de Newton-Raphson; y a partir del margen anterior obtiene la relación señal deseada-interferencia objetivo del mencionado lazo externo .
7. Aparato según la reivindicación 6 que incluye además un emisor que envía a la estación base, en caso de que el aparato esté en la estación móvil, o a la estación móvil en caso de que el aparato esté en la estación base, la información de control de potencia.
8. Aparato según la reivindicación 6 donde el procesador calcula la relación señal deseada- interferencia mediante el método iterativo de Newton- Raphson, y que satisface una especificación de probabilidad de corte dada para unas condiciones estadísticas caracterizadas por los momentos estadísticos estimados .
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