WO2004055981A2 - Filtre dms a faibles pertes d'insertion et symetrie optimisee - Google Patents

Filtre dms a faibles pertes d'insertion et symetrie optimisee Download PDF

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WO2004055981A2
WO2004055981A2 PCT/EP2003/051020 EP0351020W WO2004055981A2 WO 2004055981 A2 WO2004055981 A2 WO 2004055981A2 EP 0351020 W EP0351020 W EP 0351020W WO 2004055981 A2 WO2004055981 A2 WO 2004055981A2
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transducer
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Stéphane Chamaly
Pierre Dufilie
Jean-Bernard Briot
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Definitions

  • the field of the invention is that of surface wave filters and more precisely that of symmetrical dual mode filters also called “DMS”, in particular described by T. MORITA et al; "WIDEBAND LOW LOSS DOUBLE MODE FILTERS", 1992 IEEE ULTRASONICS PROO, pp 95-104, which correspond to an improvement of the filters with longitudinal coupling resonators, particularly interesting for applications in mobile telephony for frequencies close to GigaHeriz.
  • filters with longitudinal coupling resonators comprise two cavities each formed by a transducer situated between two reflecting arrays, said cavities being coupled longitudinally, as illustrated in FIG. 1.
  • a first cavity is defined by the transducer T ⁇ between the reflectors Ri and R 2
  • the second cavity is defined by the transducer T 2 located between the reflectors R 2 and R, the reflector R 2 being common to the two cavities.
  • Two main acoustic resonance modes are thus obtained (a symmetrical mode and an antisymmetric mode) and the difference between the frequencies of these two modes gives the first order, the bandwidth of the filter.
  • the solution generally used consists in replacing the structure with two transducers as illustrated in FIG. 1, by a structure with three transducers allowing without significantly increasing the impedance of the filter to widen the passband.
  • a structure with three transducers allowing without significantly increasing the impedance of the filter to widen the passband.
  • Such a structure is illustrated in Figure 2.
  • Three transducers Tu, T ⁇ 2 , T 1 3 are located between two reflectors Ru and R- ⁇ 2 -
  • the two lateral transducers Tu and T- ⁇ 3 are electrically connected in parallel.
  • the central transducer T1 2 having a transduction and reflection function and making it possible to define two cavities coupled longitudinally thanks to the central reflection function.
  • the structure is completely symmetrical with respect to the vertical axis AA 'and the polarities of two electrodes symmetrical with respect to this axis are identical, (see electrodes Ej, E j + ⁇ or E ⁇ and E. + 1 ). Thanks to this symmetry, only the symmetrical modes can be excited, the antisymmetric modes not being coupled.
  • the frequency difference between the first two symmetrical modes gives the first order the width of the bandwidth, which is wider than the bandwidth of the first structure illustrated in Figure 1.
  • This type of structure is commonly improved in terms of rejection, that is to say attenuation of out-of-band frequencies by cascading several identical or the same type of acoustic channels.
  • FIG. 3 illustrates such a structure comprising two acoustic channels VAi and VA 2 .
  • a first transducer T ⁇ of the acoustic channel VAi is electrically connected to a first lateral transducer T31 of the acoustic channel VA2, the first acoustic channel comprises an input transducer T 22 , the second acoustic channel comprises an output transducer T 32 and , a second transducer T23 of the acoustic channel VA1 is also electrically connected to a second transducer T 33 of the second acoustic channel VA 2 .
  • each of the acoustic channels the three transducers are located between two reflectors R21 and R22 (R31 and R 3 2) -
  • the transducers T21, T23, T3 1 and T33 are also inserted into cavities. These cavities are linked to the spatial shifts between the central transducers and the lateral transducers and to the reflections on the transducers and reflectors.
  • the filters described above operate with a non-differential input and output (a single voltage VIN and a single voltage V out ).
  • the input or output impedances can typically be of the order of 50 ohms, making these filters particularly suitable for applications in the field of radio frequencies.
  • the symmetry of the filter that is to say the ratio between the voltages on the output terminals (V or t +, V or t-).
  • the ratio should ideally have an amplitude of 1 and a phase of 180 °.
  • the electromagnetic interference couplings of the input on the midpoints 1 and 2 are not negligible. This is true in the same way for the electromagnetic couplings of the midpoints 1 and 2 on the output. On the other hand, these couplings can have an influence on the voltage at the output of the filter and degrade the transfer function of the filter.
  • the parasitic couplings of the input on the midpoints 1 and 2 give rise to parasitic voltages both equal to CVIN (if C is the coefficient giving the coupling between the input and the midpoints 1 and 2.
  • the output voltage is proportional by symmetry to the sum of the voltages Vi and V2, which means that the influences on the output voltage of the parasitic couplings of the input on the midpoints 1 and 2
  • the parasitic couplings of the midpoints on the output voltage add up in phase
  • the configuration proposed in application 2 818 051 makes it possible to obtain potentials in phase opposition at points 1 and 2 , and thereby cancels the parasitic couplings of the input on the midpoints.
  • Two channels can also be connected in parallel on the non-differential side and in series on the differential side as illustrated in Figure 5. It is more precisely a filter with non-differential input (or output) and differential output (or input), with optimized symmetry, in which two filters are connected in parallel on the side of the input (output ) non-differential and in series on the side of the differential output (input), each filter comprising two cascaded acoustic channels in which the voltages of the midpoints 1 and 2 are in phase opposition.
  • the necessary surface can be reduced by making one of the reflective arrays common as illustrated in Figure 6. While the filters with cascaded channels make it possible to increase the rejection, the filters with only one stage make it possible to maintain low insertion losses.
  • These single-stage filters are in particular commonly used for mobile radio applications in the case of RF radio frequency filters and for systems operating at frequencies of the order of 2 GigaHertz (standard: DCS 1800, PCS, GSM 1900, WCDMA, WLAN 2.4 GHz) or higher. Indeed for these applications, the ohmic losses are often preponderant for the insertion losses of the filter.
  • Structures illustrated in Figures 7, 8 and 9 represent DMS structures with a single stage with differential input (or output) and non-differential output (or input).
  • the differential output is achieved by placing two transducers in series. It is also possible to cut the central transducer in half and to connect the two halves in series according to the prior art. It is also known to connect serial resonators on the non-differential side or for the two differential outputs. By correctly designing this or these series resonators, it can be obtained that they have a resonance frequency (zero impedance) close to the central frequency of the filter and an antiresonance frequency (infinite impedance) outside of bandwidth on the high frequency side.
  • the resonator being close to a short circuit in the passband, it has a weak influence on the transfer function while it adds a zero to the transfer function of the filter on the high frequency side which improves rejections.
  • the filter with impedance elements can be of the ladder type, that is to say comprising series and or parallel resonators. It can be placed on the non-differential side or on the differential side. In this case, it can be in trellis or in differential scale and it is also possible to acoustically connect the resonators to each other as described in the French patent application published under the number
  • the invention proposes a new filter architecture comprising two filters connected in parallel on the non-differential side and in series on the differential side and functioning well from the point of view of symmetry.
  • the subject of the invention is a surface wave filter with differential inputs and non-differential output or with non-differential input and differential outputs, comprising at least a first acoustic channel and a second acoustic channel, each of the acoustic channels comprising:
  • the first acoustic channel and the second acoustic channel are connected in parallel at the level of the non-differential input or of the non-differential output and connected in series at the level of the differential inputs or of the differential outputs, the polarities of the lateral transducers being such that in the first acoustic channel the lateral transducers are connected together and define a first differential potential, in the second acoustically the lateral transducers are connected together and define a second differential potential, the polarities of the different transducers as well as the distances separating them being such that the first differential potential is opposite to the second differential potential.
  • the central transducers and the first and second lateral transducers comprise a series of electrodes called active electrodes connected to a non-differential potential for the central transducer and to differential potentials for the lateral transducers, interdigitated with so-called mass electrodes, connected to mass potential.
  • the surface wave filter is characterized in that, - the central transducers have an even number of electrodes;
  • the first electrode of the first lateral transducer, from the central transducer is an active electrode
  • the first electrode of the second lateral transducer, from the central transducer is a ground electrode and vice versa
  • the distance between the axis of the electrode of the first lateral transducer closest to the central transducer and the axis of the electrode of the lateral transducer closest to the first lateral transducer is equal to the distance between the axis of the electrode of the second lateral transducer closest to the central transducer and the axis of the electrode of the central transducer closest to the second lateral transducer.
  • the first electrode of the central transducer of the first acoustic channel is an active electrode
  • the first electrode of the central transducer of the second acoustic channel is a ground electrode and vice versa
  • the first electrode of the central transducer of each of the channels being defined as being on the side of the lateral transducer having its first active electrode
  • One known means consists in slowly varying the period of the transducers near their junction. The space between the axes of the first two electrodes of the successive transducers is then close to the space between the axes of the first two electrodes of each of the transducers.
  • the surface wave filter is characterized in that the central transducers have an odd number of electrodes,
  • the first electrode of the first lateral transducer, from the central transducer, and the first electrode of the second lateral transducer from the central transducer are both either active electrodes or ground electrodes;
  • the distance between the axis of the first electrode of the first lateral transducer and the axis of the first electrode of the central transducer is equal to the distance between the axis of the first electrode of the second lateral transducer and l axis of the electrode closest to the central transducer.
  • ground electrodes or active electrodes
  • the electrodes that can be added, to avoid propagation losses, have a width and a period close to that of the electrodes of the surrounding transducers.
  • the distance between the center of transduction of the central transducer and the center of transduction of the first lateral transducer is equal to the distance between the center of transduction of the central transducer and the center of transduction of the second lateral transducer roughly an integer number of wavelengths and the distances between center of transduction of central transducer and center of transduction lateral transducers are about an odd number of half-wavelengths different when comparing the two channels.
  • the distances between transduction centers characterize the phase of propagation between two transducers.
  • the distance between the transduction center of two transducers is characterized by the distance between the first two electrodes active transducers.
  • the first active electrodes to be considered are the first in the zones where the periods become constant.
  • electrodes in the zone where the periods vary are correctly estimated even if the distances themselves are poorly estimated.
  • the polarities and positions of the transducers are chosen so that the voltages on the two lateral transducers of the same channel are approximately equal (or in phase) and so that the voltages on the lateral transducers are opposite (or in opposition to phase) from one channel to another.
  • each acoustic channel comprises two reflectors between which the central transducer and the lateral transducers are located.
  • the two acoustic channels can comprise a common reflector, in order to reduce the size of the filter according to the invention.
  • the surface wave filter is characterized in that the transducers are separated from each other in the same acoustic channel by a mass electrode of width greater than the width of the other electrodes.
  • the surface wave filter is characterized in that the transducers are separated from one another in the same acoustic channel by a set of ground electrodes.
  • the surface wave filter is characterized in that the transducers are separated from each other in the same acoustic channel by several electrodes having between their axes, distances less than the period of the electrodes in the transducer, said electrodes being part of the two transducers, that is to say that they are connected alternately to the hot spot and to ground. This minimizes losses at the junction between two transducers while ensuring the realization of the cavity.
  • the filter of the invention can be used in frequency ranges between approximately 1.8 GigaHertz and 2.4 GigaHertz or higher.
  • the surface wave filter further comprises, in the first acoustic channel (or the second channel), at least one pair of secondary transducers situated outside the lateral transducers of the first channel ( or the second channel), said secondary transducers having the same polarity as the central transducer of the first channel (or the second channel).
  • the invention also relates to a surface wave component comprising a filter according to the invention, said filter being connected to resonators on the differential inputs (outputs) or on the non-differential output (input) and or on the input (or output) non-differential, these resonators forming a filter with impedance elements which can be connected in series, in parallel or which can form a trellis.
  • the invention also relates to a mobile telephone device of the DOS 1800 or PCS or GSM 1900 or WCDMA or WLAN type, comprising a filter or a component according to the invention.
  • the invention also relates to a component for DOS 1800 application operating as an output on an impedance of 150 to 200 ⁇ , characterized in that it includes resonators in series on its non-differential side or on its differential outputs, an opening included between 29 and 39 wavelengths, a number of electrodes of the central transducer between 33 and 39 and a number of electrodes for the lateral transducers between 20 and 26.
  • the invention also relates to a component for PCS or GSM 1900 application characterized in that it operates at output on an impedance of 150 to 200 ⁇ and that it includes resonators in series on its non-differential side or on its differential outputs, an opening between 27 and 37 wavelengths, a number of electrodes of the central transducer between 45 and 55, a number of electrodes for the lateral transducers between 32 and 46.
  • the invention also relates to a component characterized in that the lateral transducers have periods and or a different number of electrodes on each channel.
  • the invention also relates to a component for UMTS or WCDMA application characterized in that it operates at output on an impedance of 150 to 200 ⁇ and that it includes resonators in series on its non-differential side or on its outputs differential, an opening between 17 and 23 wavelengths, a number of electrodes of the central transducer between 40 and 49 and a number of electrodes for the lateral transducers between 33 and 41.
  • the invention also relates to a component for GSM1900 or PCS application characterized in that it operates at output on an impedance of 100 ⁇ and that it comprises on each differential output a resonator in series, a resonator in parallel and a resonator in series, an opening between 22 and 30 wavelengths, a number of electrodes of the central transducer between 41 and 51, and a number of electrodes for the lateral transducers between 26 and 32.
  • FIG. 1 illustrates a first example of a resonator filter with longitudinal coupling according to the prior art
  • FIG. 2 illustrates a second example of a resonator filter with longitudinal coupling according to the prior art comprising a central transducer and two lateral transducers;
  • FIG. 3 illustrates a third example of a resonator filter with longitudinal coupling according to the known art comprising two cascaded acoustic channels;
  • - Figure 4 illustrates a DMS filter with two cascaded acoustic channels, with non-differential input and differential output according to the prior art
  • - Figure 5 illustrates a DMS filter with two cascaded acoustic channels, comprising two filters connected in parallel on the non-differential side and connected in series on the differential side, according to the prior art
  • FIG. 6 illustrates a variant of the DMS filter shown in Figure 5, in which the two filters have on each of their channels common reflectors, according to known art
  • FIG. 7 to 9 illustrate DMS filters with a single stage with differential inputs (or outputs) and non-differential output (or input), according to the prior art
  • FIG. 10 illustrates a first variant of a filter according to the invention, comprising central transducers with an even number of electrodes;
  • FIG. 11 illustrates a second variant filter according to the invention, comprising central transducers with an odd number of electrodes;
  • - Figure 12 illustrates a third variant of filter according to the invention comprising a greater number of ground electrodes, between the transducers;
  • FIG. 13 illustrates a first example of a filter according to the invention comprising five transducers in each of the acoustic channels;
  • - Figure 14 illustrates a second example of a filter according to the invention comprising five transducers in each of the acoustic channels;
  • - Figure 15 illustrates the detail of the separation zones between two adjacent transducers, in a filter according to the invention;
  • FIG. 16 illustrates an example of a component according to the invention comprising resonators connected to the filter illustrated in Figure 10;
  • FIG. 17 illustrates the performance in terms of attenuation as a function of frequency for the example of the filter illustrated in Figure 16 and operating at 1.8 GigaHertz;
  • Figure 18 illustrates the performance in terms of attenuation as a function of frequency for a filter illustrated in Figure 16 and operating at 1.96 GigaHertz.
  • the filter according to the invention comprises a first acoustic channel and a second acoustic channel, each comprising a central transducer inserted between two lateral transducers.
  • the central transducers are connected to a non-differential potential, the lateral transducers within the same channel are connected together, defining two opposite differential potentials.
  • the filters described have a non-differential input and differential outputs. However, the invention applies directly to any filter with differential inputs and non-differential output.
  • the central transducers comprise an even number of electrodes.
  • the filter includes two acoustic channels VAi and VA 2 .
  • the acoustic channel VAi comprises a central transducer TC 1 comprised between two lateral transducers Tn_ ⁇ and T1 2, themselves inserted between two reflectors
  • the acoustic channel VA 2 comprises a central transducer TC 2 comprised between two lateral transducers T21-.1 and T2--2, themselves inserted between two reflectors R21 and R22.
  • the first EILH electrode of the first lateral transducer T-iu is a ground electrode while the first E 1L 2 1 electrode of the second lateral transducer Tn_2 is an active electrode.
  • the electrodes connected to ground V M are hatched on all of the Figures relating to the invention.
  • the active electrodes of the central transducers, connected to each other define a so-called non-differential potential V I N.
  • the active electrodes of the lateral transducers of the first acoustic channel define a first differential potential V out +.
  • the active electrodes of the lateral transducers of the second acoustic channel define a second differential potential V or t-.
  • the output potentials V or t + and Vout- are opposite thanks to the inversion of the polarities of the central transducers, defined by the series of active or ground electrodes.
  • the first electrode (from the left in the figure) ECu of the central transducer TC1 is an active electrode
  • the first electrode EC21 of the central transducer TC 2 is a ground electrode
  • the polarities of the lateral transducers are identical d 'one way to another.
  • the polarities of the transducers will be inverted in the following description, when an active electrode is replaced by a ground electrode.
  • the transducers T1L1 and T2L1, T1 L2 and T2L2 are strictly identical two by two, that is to say that they have the same number of electrodes, the same periods and possibly the same variations in separation periods near the central transducer
  • the TC 1 and TC 2 transducers are identical with near symmetry with respect to a near vertical axis. Since the distances between transducers are also identical for the two channels, this symmetry is the only difference between the channels. Note that in Figure 10 as in the others, we show for the clarity of the figure spaces between the transducers and between transducers and networks, but that in practice we generally try to minimize the breaks in periodicity to reduce losses and therefore to remove these spaces .
  • FIG. 11 illustrates a second variant of the invention in which the central transducers of the acoustic channels VAi and VA 2 have an odd number of electrodes.
  • the electrodes E ⁇ L n, ECu, E1L21 are grounded in the first acoustic channel VAi while in the second acoustic channel VA 2] the electrodes E 2 LH and E2--21 are active electrodes, the EC electrode 2 . being meanwhile grounded.
  • the central transducers TC1 and TC 2 have identical polarities, the polarities of the transducers T11-.1 and T1L2 are opposite to each other, the polarities of the transducers T 2 ⁇ and T 2 ⁇ _ 2 also being opposite to each other.
  • This difference in polarity being the only difference between the channels VA1 and VA2, the output potentials V or t + and V 0 ut- are also opposite. As in the previous case, this reverse polarity is also the only difference between the two channels.
  • opposite output voltages V out + and V, ⁇ - are obtained by choosing identical channels VA1 and VA2 except for a reverse polarity on the central transducer (or on the lateral transducers) .
  • a similar result could have been obtained by removing for one of the two channels the lateral transducers of the central transducer by an odd number of additional half-wavelengths compared to the other channel.
  • the free space can consist of free substrate, metallized or partially metallized substrate (by adding for example one or more periods of transducers). It is even possible to choose odd numbers of different half-wavelengths for the offset of the two transducers of this channel.
  • the resistive losses are reduced. Indeed, to obtain a given impedance, the opening of the necessary transducers is halved, which halves the resistance of an electrode, since the impedance of a transducer is inversely proportional to its acoustic opening.
  • Table 1 gives the capacities calculated for a metallization rate (ratio of the period between two successive electrodes to the width of the electrode) equal to 0.7.
  • table 1 provides the value of the mutual capacitance Ci between two periodic transducers (expressed in pico Farad), as a function of the number i of mass electrodes separating two active electrodes opposite, considering that there is no break in periodicity.
  • the method used to calculate the capacities is described for example in: Royer, Vallesaint, "Elastic waves in solids, volume 2", Masson, 1999.
  • the opening of each of the channels is equal to half the opening of the DMS filter of the prior art of on the one hand and on the other hand, there are for each differential output two lateral transducers in parallel.
  • Table 2 summarizes the electrical asymmetries obtained with a DMS filter with a stage of the prior art (case A), with the filter of the invention illustrated in FIG. 10 (case B) and with the filter of the invention illustrated in Figure 11 (case C).
  • the capacity differences can be further reduced by increasing the number i, to obtain a capacity C3. This is done simply by adding to the previous case a ground electrode between the transducers in the two channels. Obviously, in order not to increase the losses, care is taken not to introduce strong breaks in periodicity by adding this electrode, that is to say that it is chosen to be of width close to that of the neighboring electrodes and the distances between its axis and the axes of the neighboring electrodes are little different from the distances between the axes of the last electrodes of the neighboring transducers.
  • case B An illustration of case B 'is also given in Figure 12.
  • the filter of Figure 12 comprises two acoustic channels VAi and VA 2 with two central transducers TC 1 and TC 2 , comprising an odd number of electrodes.
  • the filter can have a reduced size by choosing to make a reflector common between the acoustic channels VA 1 and VA 2 as is already known from the prior art, illustrated in particular in FIG. 6.
  • each acoustic channel also includes so-called secondary transducers (TCn, TC12, TC21, TC22) so that each acoustic channel has five transducers. Among these five transducers, three are connected to the non-differential input (or output) and two are connected to a differential output (input). In the case of Figure 13, all the transducers have an even number of electrodes. If we consider channel VA1, the polarities of the electrodes of the transducers are chosen so that the conditions for the phase addition of the signals generated on the output transducers from the various input transducers are achieved.
  • channel VA1 there is always between the transducers a ground electrode between two active electrodes facing each other while on channel VA2, there is either zero ground electrode between two active electrodes (ie. Two active electrodes opposite ) or two ground electrodes between two active electrodes.
  • two active electrodes opposite there is either zero ground electrode between two active electrodes (ie. Two active electrodes opposite ) or two ground electrodes between two active electrodes.
  • Figure 14 shows another example of a five-transducer filter.
  • the input transducers have an even number of electrodes while the output transducers have an odd number of electrodes.
  • the configuration is also of type B.
  • the insertion losses are advantageously reduced by using a separation between transducers comprising a variation of the periods of the transducers near the cavities. Compared to the case where the cavities are produced by inserting a space (often metallized) between the transducers, this case is unfavorable as regards symmetry since the distances between adjacent transducers are reduced.
  • the structures described here still allow acceptable symmetries to be obtained while having lower losses (due to the progressive separation and due to the reduction in aperture). It is therefore always the preferred embodiment for filters for telecommunications systems for which insertion losses are the critical parameter.
  • periods and number of electrodes of the two lateral transducers and reflectors of the same channel can be different to improve the performance of the filter.
  • the structure of the filter is identical to that illustrated in Figure 10. This structure is cascaded with a resonator in series on each of the differential outputs as illustrated in Figure 15.
  • the transducers of the two acoustic channels are identical, except for the polarities of the central transducers.
  • This period p3 is the separation between axes of the electrodes opposite the successive transducers. This progressive variation of period is carried out both in the lateral transducers and in the central transducers.
  • An electrode with a period P ⁇ 1.1 ⁇ m is interposed between the reflector Ru (R 22 , R 21 , R 12 ) and the adjacent transducer.
  • the ratio of metal thickness to this same acoustic wavelength is 8.4%.
  • the piezoelectric material used is lithium tantalate with Y + 42 ° cut.
  • the opening of this resonator is 70 ⁇ m.
  • Figure 17 illustrates the performance of this filter and gives the measurement of the filter transmission in dB as a function of the frequency in MegaHertz.
  • the filter thus obtained has insertion losses of less than
  • the structure of the filter is identical to that illustrated in Figure 10. This structure is cascaded with a resonator in series on each of the differential outputs.
  • the transducers of the two acoustic channels are identical, except for the polarities of the central transducers.
  • the progressive variations of period are carried out as well on the lateral transducers as on the central transducers.
  • An electrode with a period P 0.99 ⁇ m is interposed between the reflector Ru (R 22 ) and the neighboring transducer.
  • An electrode with a period Ps 1.01 ⁇ m is interposed between the reflector R4 and the adjacent transducer.
  • the ratio of metal thickness to this same acoustic wavelength is 7.3%.
  • the opening of this resonator is 70 ⁇ m.
  • Figure 18 illustrates the performance of this filter and gives the measurement of the filter transmission in dB as a function of the frequency in MegaHertz.
  • the filter thus obtained has insertion losses of less than 1.8 dB in the operating band of the filter, without degrading the other performances of the filter and this with reinforced electrical symmetry.

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Abstract

L'invention concerne un filtre à ondes de surface à entrées différentielles et sortie non différentielle ou à entrée non différentielle et sorties différentielles, comprenant au moins une première voie acoustique (VA1) et une deuxième voie acoustique (VA2), chacune des voies acoustiques comportant: - au moins un transducteur central (TC1, TC2) ; - au moins une paire de transducteurs de couplage formée d'un premier transducteur latéral (T1L1, T2L1) et d'un second transducteur latéral (T1L2, T2L2), caractérisé en ce que : la première voie acoustique et la seconde voie acoustique sont connectées en parallèle au niveau de l'entrée non différentielle ou de la sortie non différentielle et connectées en série au niveau des entrées différentielles ou des sorties différentielles, les polarités des transducteurs latéraux étant telles que dans la première voie acoustique les transducteurs latéraux sont connectés entre eux et définissent un premier potentiel différentiel (VIN+, Vout+), dans la seconde voie acoustique les transducteurs latéraux sont connectés entre eux et définissent un second potentiel différentiel (V IN-, Vout-), le premier potentiel différentiel étant opposé au second potentiel différentiel. Applications : Téléphonie mobile de type DCS 1800, PICS, GSM 1900, WCDMA, WLAN.

Description

FILTRE DMS A FAIBLES PERTES D'INSERTION ET SYMETRIE OPTIMISEE
Le domaine de l'invention est celui des filtres à ondes de surface et plus précisément celui des filtres à double mode symétrique encore appelés « DMS », notamment décrits par T. MORITA et al ; « WIDEBAND LOW LOSS DOUBLE MODE FILTERS », 1992 IEEE ULTRASONICS PROO, pp 95-104, qui correspondent à une amélioration des filtres à résonateurs à couplage longitudinal, particulièrement intéressante pour des applications en téléphonie mobile pour des fréquences voisines du GigaHeriz.
De manière générale les filtres à résonateurs à couplage longitudinal comprennent deux cavités formées chacune d'un transducteur situé entre deux réseaux réflecteurs, lesdites cavités étant couplées longitudinalement, comme illustré Figure 1. Une première cavité est définie par le transducteur T^ entre les réflecteurs Ri et R2, la deuxième cavité est définie par le transducteur T2 situé entre les réflecteurs R2 et R , le réflecteur R2 étant commun aux deux cavités. On obtient ainsi deux modes de résonance acoustique, principaux (un mode symétrique et un mode antisymétrique) et l'écart entre les fréquences de ces deux modes donne au premier ordre, la bande passante du filtre.
L'inconvénient principal de ce filtre est sa limitation en bande passante (et/ou les impédances de charge source élevées qu'il nécessite).
Pour pallier cet inconvénient la solution généralement utilisée consiste à remplacer la structure à deux transducteurs telle qu'illustrée en Figure 1, par une structure à trois transducteurs permettant sans trop augmenter l'impédance du filtre d'en élargir la bande passante. Une telle structure est illustrée en Figure 2. Trois transducteurs Tu, Tι2, T13 sont situés entre deux réflecteurs Ru et R-ι2- Les deux transducteurs latéraux Tu et T-ι3 sont connectés électriquement en parallèle. Le transducteur central T12 ayant une fonction de transduction et de réflexion et permettant de définir deux cavités couplées longitudinalement grâce à la fonction de réflexion centrale. La structure est complètement symétrique par rapport à l'axe vertical AA' et les polarités de deux électrodes symétriques par rapport à cet axe sont identiques, (voir les électrodes Ej, Ej+ι ou Eι et E.+1). Grâce à cette symétrie, seuls les modes symétriques peuvent être excités, les modes antisymétriques n'étant pas couplés.
Dans ce type de filtre l'écart de fréquence entre les deux premiers modes symétriques donne au premier ordre la largeur de la bande passante, qui est plus large que la bande passante de la première structure illustrée en Figure 1.
Ce type de structure est couramment amélioré en terme de réjection, c'est-à-dire d'atténuation des fréquences hors bande en cascadant plusieurs voies acoustiques identiques ou du même type.
La Figure 3 illustre une telle structure comportant deux voies acoustiques VAi et VA2. Un premier transducteur T ι de la voie acoustique VAi est connecté électriquement à un premier transducteur latéral T31 de la voie acoustique VA2, la première voie acoustique comporte un transducteur d'entrée T22, la seconde voie acoustique comporte un transducteur de sortie T32 et, un second transducteur T23 de la voie acoustique VA1 est également connecté électriquement à un second transducteur T33 de la seconde voie acoustique VA2. Dans chacune des voies acoustiques les trois transducteurs sont situés entre deux réflecteurs R21 et R22 (R31 et R32)- Ainsi on peut définir dans chacune des voies acoustiques, deux cavités couplées longitudinalement. En effet, en raison des fonctions de transduction et de réflexion des transducteurs centraux, les transducteurs T21, T23, T31 et T33 sont également insérés dans des cavités. Ces cavités sont liées aux décalages spatiaux entre les transducteurs centraux et les transducteurs latéraux et aux réflexions sur les transducteurs et réflecteurs.
Les filtres décrits précédemment fonctionnent avec une entrée et une sortie non différentielles (une tension unique VIN et une tension unique Vout). Les impédances d'entrée ou de sortie peuvent typiquement être de l'ordre de 50 ohms, rendant ces filtres particulièrement adaptés pour des applications dans le domaine des radiofréquences.
Néanmoins pour rendre ces filtres compatibles avec les circuits d'amplification actuels, on peut adapter ces filtres en les faisant fonctionner en différentiel. Pour cela l'un des transducteurs centraux peut être scindé en deux parties égales avec des polarités inversées. La Figure 4 illustre une telle configuration proposée dans la demande de brevet français N° 2818051 déposée par la demanderesse.
Pour ce type de filtre à entrées ou sorties différentielles, une des performances importantes est la symétrie du filtre, c'est-à-dire le rapport entre les tensions sur les bornes de sorties (Vout+, Vout-). Le rapport doit idéalement avoir une amplitude de 1 et une phase de 180°.
Du fait de faibles dimensions en jeu, les couplages parasites électromagnétiques de l'entrée sur les points milieux 1 et 2 ne sont pas négligeables. Ceci est vrai de la même manière pour les couplages électromagnétiques des points milieux 1 et 2 sur la sortie. D'autre part, ces couplages peuvent avoir une influence sur la tension à la sortie du filtre et dégrader la fonction de transfert du filtre.
En effet, par symétrie, les couplages parasites de l'entrée sur les points milieux 1 et 2 donnent naissance à des tensions parasites égales toutes les deux à CVIN (si C est le coefficient donnant le couplage entre l'entrée et les points milieux 1 et 2. Dans la configuration considérée, la tension de sortie est proportionnelle par symétrie à la somme des tensions Vi et V2, ce qui signifie que les influences sur la tension de sortie des couplages parasites de l'entrée sur les points milieux 1 et 2 s'additionnent en phase. De même, les couplages parasites des points milieux sur la tension de sortie s'additionnent en phase. La configuration proposée dans la demande 2 818 051 permet d'obtenir des potentiels en opposition de phase aux points 1 et 2, et permet par-là même d'annuler les couplages parasites de l'entrée sur les points milieux. On peut également connecter deux voies en parallèle du côté non différentiel et en série du côté différentiel comme illustré en Figure 5. Il s'agit plus précisément d'un filtre à entrée (ou sortie) non différentielle et à sortie (ou entrée) différentielle, à symétrie optimisée, dans lequel deux filtres sont connectés en parallèle du côté de l'entrée (sortie) non différentielle et en série du côté de la sortie (entrée) différentielle, chaque filtre comprenant deux voies acoustiques cascadées dans lesquelles les tensions des points milieux 1 et 2 sont en opposition de phase.
Dans ce type de filtre la surface nécessaire peut être réduite en rendant commun un des réseaux réflecteurs comme illustré en Figure 6. Alors que les filtres à voies cascadées permettent d'augmenter la réjection, les filtres à un seul étage permettent de maintenir des pertes d'insertion faibles. Ces filtres à un seul étage sont notamment couramment utilisés pour des applications radiomobiles dans le cas de filtres radiofréquences RF et pour des systèmes fonctionnant à des fréquences de l'ordre de 2 GigaHertz (standard : DCS 1800, PCS, GSM 1900, WCDMA, WLAN 2.4 GHz) ou supérieures. En effet pour ces applications, les pertes ohmiques sont souvent prépondérantes pour les pertes d'insertion du filtre.
Des structures illustrées en Figures 7, 8 et 9 représentent des structures DMS à un seul étage à entrée (ou sortie) différentielle et sortie (ou entrée) non différentielle.
Suivant les impédances d'entrée et/ou de sortie, la sortie différentielle se fait grâce à la mise en série de deux transducteurs. Il est également possible de couper en deux le transducteur central et de connecter les deux moitiés en série suivant l'art connu. Il est également connu de connecter des résonateurs série du côté non différentiel ou pour les deux sorties différentielles. En concevant correctement ce ou ces résonateurs série, on peut obtenir qu'il(s) aie(nt) une fréquence de résonance (impédance nulle) proche de la fréquence centrale du filtre et une fréquence d'antirésonance (impédance infinie) en dehors de la bande passante du côté des hautes fréquences. Ainsi, le résonateur étant proche d'un court circuit dans la bande passante, il a une influence faible sur la fonction de transfert alors qu'il ajoute un zéro à la fonction de transfert du filtre du côté des fréquences hautes qui permet d'améliorer les réjections. Plus généralement, il est connu de cascader un filtre DMS une voie avec un filtre à éléments d'impédance. Le filtre à éléments d'impédance peut être du type en échelle c'est à dire comportant des résonateurs série et ou parallèles. Il peut être placé du côté non différentiel ou du côté différentiel. Dans ce cas, il peut être en treillis ou en échelle différentiel et il est également possible de connecter acoustiquement les résonateurs entre eux comme décrit dans la demande de brevet français publié sous le numéro
2821997. Il est même possible comme décrit dans ce brevet de connecter acoustiquement les éléments du filtre à éléments d'impédance au filtre DMS.
Ces structures souffrent de plusieurs inconvénients : - les pertes ohmiques liées à l'ouverture du filtre DMS qui sont d'autant plus importante que l'ouverture et grande ;
- un défaut de symétrie des sorties (entrées) différentielles. Ce défaut de symétrie est lié en particulier aux différences de capacité mutuelle entre les sorties (entrées) différentielles et l'entrée (ou sortie non différentielle).
Dans ce contexte de filtre DMS à un seul étage, l'invention propose une nouvelle architecture de filtre comprenant deux filtres connectés en parallèle du côté non différentiel et en série du côté différentiel et fonctionnant bien du point de vue de la symétrie.
Plus précisément l'invention a pour objet un filtre à ondes de surface à entrées différentielles et sortie non différentielle ou à entrée non différentielle et sorties différentielles, comprenant au moins une première voie acoustique et une deuxième voie acoustique, chacune des voies acoustiques comportant :
- au moins un transducteur central ;
- au moins une paire de transducteurs de couplage formée d'un premier transducteur latéral et d'un second transducteur latéral, caractérisé en ce que : la première voie acoustique et la seconde voie acoustique sont connectées en parallèle au niveau de l'entrée non différentielle ou de la sortie non différentielle et connectées en série au niveau des entrées différentielles ou des sorties différentielles, les polarités des transducteurs latéraux étant telles que dans la première voie acoustique les transducteurs latéraux sont connectés entre eux et définissent un premier potentiel différentiel, dans la seconde voie acoustique les transducteurs latéraux sont connectés entre eux et définissent un second potentiel différentiel, les polarités des différents transducteurs ainsi que les distances les séparant étant tels que le premier potentiel différentiel est opposé au second potentiel différentiel. Avantageusement, les transducteurs centraux et les premier et second transducteurs latéraux comprennent une série d'électrodes dites électrodes actives connectées à un potentiel non différentiel pour le transducteur central et à des potentiels différentiels pour les transducteurs latéraux, interdigitées avec des électrodes dites de masse, connectées à un potentiel de masse.
Selon un mode de l'invention le filtre à ondes de surface est caractérisé en ce que, - les transducteurs centraux ont un nombre pair d'électrodes ;
- dans chacune des voies acoustiques, si la première électrode du premier transducteur latéral, depuis le transducteur central, est une électrode active, la première électrode du second transducteur latéral, depuis le transducteur central, est une électrode de masse et réciproquement ;
- pour chacune des deux voies la distance entre l'axe de l'électrode du premier transducteur latéral la plus proche du transducteur central et l'axe de l'électrode du transducteur latéral la plus proche du premier transducteur latéral est égale à la distance entre l'axe de l'électrode du second transducteur latéral la plus proche du transducteur central et l'axe de l'électrode du transducteur central la plus proche du second transducteur latéral.
- si la première électrode du transducteur central de la première voie acoustique est une électrode active, la première électrode du transducteur central de la seconde voie acoustique est une électrode de masse et réciproquement, la première électrode du transducteur central de chacune des voies étant définie comme étant du côté du transducteur latéral ayant sa première électrode active
Cette configuration permet d'obtenir des tensions sur les transducteurs, égales (avant de les connecter en parallèle) pour une même voie et opposées (ou en opposition de phase) d'une voie à l'autre. On peut également obtenir un résultat similaire en jouant sur les décalages entre transducteurs, un décalage d'un nombre entier impair de demies longueur d'onde donnant un résultat similaire à une inversion de polarité en ce qui concerne les phases des potentiels de sortie. Par contre, il est connu que si l'on utilise des ondes acoustiques de type leaky ou pseudo SAW, les ruptures brutales de périodes entre les transducteurs se traduisent par des pertes de propagation liées à des conversions de mode. Il est donc toujours favorable pour réduire les pertes d'insertion des filtres de chercher à éviter les ruptures de périodicité entre les transducteurs. Un moyen connu consiste à faire varier lentement la période des transducteurs près de leur jonction. L'espace entre les axes des deux premières électrodes des transducteurs successifs est alors proche de l'espace entre les axes des deux premières électrodes de chacun des transducteurs.
Selon un second mode de l'invention le filtre à ondes de surface est caractérisé en ce que les transducteurs centraux ont un nombre impair d'électrodes,
- dans chacune des voies acoustiques, la première électrode du premier transducteur latéral, depuis le transducteur central, et la première électrode du second transducteur latéral depuis le transducteur central sont toutes les deux soit des électrodes actives, soit des électrodes de masse ;
- pour chacune des deux voies la distance entre l'axe de la première électrode du premier transducteur latéral et l'axe de la première électrode du transducteur central est égale à la distance entre l'axe de la première électrode du second transducteur latéral et l'axe de l'électrode la plus proche du transducteur central.
Il existe dans ce cas plusieurs moyens d'obtenir des tensions sur les transducteurs, égales (avant de les connecter en parallèle) pour une même voie et opposées (ou en opposition de phase) d'une voie à l'autre :
- En inversant les polarités des électrodes du transducteur central d'une voie, par rapport aux polarités du transducteur central de l'autre voie, c'est à dire que pour une voie le transducteur central a sa première et sa dernière électrode à la masse, alors que pour l'autre voie le transducteur a sa première et sa dernière électrode active, les polarités et positions des transducteurs latéraux restant identiques d'une voie à l'autre. - En conservant identiques les polarités des transducteurs centraux des deux voies et en inversant les polarités des transducteurs latéraux d'une voie par rapport à l'autre, les distances restant identiques, c'est à dire que pour une voie les premières électrodes des transducteurs latéraux en partant du transducteur central sont actives alors que pour l'autre voie ces électrodes sont à la masse.
- En conservant identiques les transducteurs latéraux et centraux des deux voies et choisissant décalant les transducteurs latéraux des transducteurs centraux d'un nombre impair de demi-longueurs d'onde lorsque l'on compare une voie par rapport à l'autre, cette distance pouvant être constituée de substrat libre et métallisé (entièrement ou en partie) ou plus avantageusement en ajoutant un nombre impair électrodes. Avantageusement, ces électrodes ajoutées ont une largeur et une période proche des électrodes voisines dans les transducteurs.
- Ou par une combinaison des moyens décrits ci-dessus.
La même remarque que précédemment en ce qui concerne les ruptures de périodes aux séparations entre transducteurs s'applique également.
Pour améliorer la symétrie du filtre de l'invention et ce en réduisant les problèmes de couplage parasite, il peut être intéressant d'inclure des électrodes de masse (ou des électrodes actives) entre la première électrode d'un transducteur latéral et la première ou la dernière électrode d'un transducteur central, dans au moins une des voies acoustiques. Les électrodes que l'on peut ajouter, pour éviter les pertes de propagation, ont une largeur et une période proche de celle des électrodes des transducteurs environnant. De manière générale, pour que l'invention fonctionne correctement, dans chaque voie, la distance entre le centre de transduction du transducteur central et le centre de transduction du premier transducteur latéral est égale à la distance entre le centre de transduction du transducteur central et le centre de transduction du second transducteur latéral à peu près un nombre entier de longueurs d'ondes près et les distances entre centre de transduction du transducteur central et centre de transduction des transducteurs latéraux sont différentes d'environ un nombre impair de demi-longueurs d'ondes lorsque l'on compare les deux voies. Les distances entre centres de transduction caractérisent la phase de propagation entre deux transducteurs. Dans le cas usuel où les périodes de transducteurs sont environ une demi-longueur d'onde et où toutes les électrodes actives sont à peu près en phase, la distance entre centre de transduction de deux transducteurs est caractérisée par la distance entre les deux premières électrodes actives des transducteurs. Dans le cas où les transducteurs en regard ont des périodes qui varient pour leurs dernières électrodes, les premières électrodes actives à considérer sont les premières dans les zones où les périodes deviennent constantes. Cependant, dans ce cas, pour comparer les distances entre centres de transduction pour deux couples de transducteurs différents, comme les périodes varient peu de transducteur à transducteur et les variations de périodes également, on peut considérer des électrodes dans la zone où les périodes varient. Les écarts entre distances entre centres de transduction sont correctement estimés même si les distances elles-mêmes sont mal estimées.
Avantageusement, les polarités et positions des transducteurs sont choisies pour que les tensions sur les deux transducteurs latéraux d'une même voie soient à peu près égales (ou en phase) et pour que les tensions sur les transducteurs latéraux soient opposées (ou en opposition de phase) d'une voie à l'autre.
De manière préférentielle, chaque voie acoustique comprend deux réflecteurs entre lesquels sont situés le transducteur central et les transducteurs latéraux.
Avantageusement les deux voies acoustiques peuvent comprendre un réflecteur commun, pour réduire la taille du filtre selon l'invention. Selon une variante de l'invention le filtre à ondes de surface est caractérisé en ce que les transducteurs sont séparés entre eux dans une même voie acoustique par une électrode de masse de largeur supérieure à la largeur des autres électrodes.
Selon une autre variante de l'invention le filtre à ondes de surface est caractérisé en ce que les transducteurs sont séparés entre eux dans une même voie acoustique par un ensemble d'électrodes de masse.
Selon un mode préférentiel de l'invention le filtre à ondes de surface est caractérisé en ce que les transducteurs sont séparés entre eux dans une même voie acoustique par plusieurs électrodes ayant entre leur axe, des distances inférieures à la période des électrodes dans le transducteur, lesdites électrodes faisant partie des deux transducteurs, c'est à dire qu'elles sont connectées alternativement au point chaud et à la masse. Ceci permet de minimiser les pertes à la jonction entre deux transducteurs tout en assurant la réalisation de la cavité.
Avantageusement le filtre de l'invention peut être utilisé dans des gammes de fréquences comprises entre environ 1,8 GigaHertz et 2,4 GigaHertz ou supérieures.
Selon une variante de l'invention, le filtre à ondes de surface comprend en outre, dans la première voie (ou la seconde voie) acoustique, au moins une paire de transducteurs secondaires situés à l'extérieur des transducteurs latéraux de la première voie (ou la seconde voie), lesdits transducteurs secondaires ayant la même polarité que le transducteur central de la première voie (ou la seconde voie).
L'invention a encore pour objet un composant à ondes de surface comprenant un filtre selon l'invention, ledit filtre étant connecté à des résonateurs sur les entrées (sorties) différentielles ou sur la sortie (entrée) non différentielle et ou sur l'entrée (ou sortie) non différentielle, ces résonateurs formant un filtre à éléments d'impédance pouvant être connectés en série, en parallèle ou pouvant former un treillis. L'invention a aussi pour objet un appareil de téléphonie mobile de type DOS 1800 ou PCS ou GSM 1900 ou WCDMA ou WLAN, comprenant un filtre ou un composant selon l'invention.
Plus précisément l'invention a aussi pour objet un composant pour application DOS 1800 fonctionnant en sortie sur une impédance de 150 à 200Ω caractérisé en ce qu'il comporte des résonateurs en série sur son côté non différentiel ou sur ses sorties différentielles, une ouverture comprise entre 29 et 39 longueurs d'ondes, un nombre d'électrodes du transducteur central compris entre 33 et 39 et un nombre d'électrodes pour les transducteurs latéraux compris entre 20 et 26.
Plus précisément l'invention a aussi pour objet un composant pour application PCS ou GSM 1900 caractérisé en ce qu'il fonctionne en sortie sur une impédance de 150 à 200Ω et qu'il comporte des résonateurs en série sur son côté non différentiel ou sur ses sorties différentielles, une ouverture comprise entre 27 et 37 longueurs d'ondes, un nombre d'électrodes du transducteur central compris entre 45 et 55, un nombre d'électrodes pour les transducteurs latéraux compris entre 32 et 46.
Plus précisément l'invention a aussi pour objet un composant caractérisé en ce que les transducteurs latéraux ont des périodes et ou un nombre d'électrodes différent sur chaque voie.
Plus précisément l'invention a aussi pour objet un composant pour application UMTS ou WCDMA caractérisé en ce qu'il fonctionne en sortie sur une impédance de 150 à 200Ω et qu'il comporte des résonateurs en série sur son côté non différentiel ou sur ses sorties différentielles, une ouverture comprise entre 17 et 23 longueurs d'ondes, un nombre d'électrodes du transducteur central compris entre 40 et 49 et un nombre d'électrodes pour les transducteurs latéraux compris entre 33 et 41.
Plus précisément l'invention a aussi pour objet un composant pour application GSM1900 ou PCS caractérisé en ce qu'il fonctionne en sortie sur une impédance de 100 Ω et qu'il comporte sur chaque sortie différentielle un résonateur en série, un résonateur en parallèle et un résonateur en série, une ouverture comprise entre 22 et 30 longueurs d'ondes, un nombre d'électrodes du transducteur central compris entre 41 et 51 , et un nombre d'électrodes pour les transducteurs latéraux compris entre 26 et 32.
L'invention sera mieux comprise et d'autres avantages apparaîtront à la lecture de la description qui va suivre et grâce aux figures annexées parmi lesquelles :
- la Figure 1 illustre un premier exemple de filtre à résonateurs à couplage longitudinal selon l'art connu ;
- la Figure 2 illustre un second exemple de filtre à résonateurs à couplage longitudinal selon l'art connu comprenant un transducteur central et deux transducteurs latéraux ;
- la Figure 3 illustre un troisième exemple de filtre à résonateurs à couplage longitudinal selon l'art connu comportant deux voies acoustiques cascadées ;
- la Figure 4 illustre un filtre DMS à deux voies acoustiques cascadées, à entrée non différentielle et sortie différentielle selon l'art connu ; - la Figure 5 illustre un filtre DMS à deux voies acoustiques cascadées, comprenant deux filtres connectés en parallèle du côté non différentiel et connectés en série du côté différentiel, selon l'art connu ;
- la Figure 6 illustre une variante du filtre DMS représenté en Figure 5, dans lequel les deux filtres présentent sur chacune de leurs voies des réflecteurs communs, selon l'art connu ;
- les Figures 7 à 9 illustrent des filtres DMS à un seul étage à entrées (ou sorties) différentielles et sortie (ou entrée) non différentielle, selon l'art connu ; - la Figure 10 illustre une première variante de filtre selon l'invention, comprenant des transducteurs centraux avec un nombre pair d'électrodes ;
- la Figure 11 illustre une seconde variante de filtre selon l'invention, comprenant des transducteurs centraux avec un nombre impair d'électrodes ; - la Figure 12 illustre une troisième variante de filtre selon l'invention comprenant un plus grand nombre d'électrodes de masse, entre les transducteurs ;
- la Figure 13 illustre un premier exemple de filtre selon l'invention comprenant cinq transducteurs dans chacune des voies acoustiques ;
- la Figure 14 illustre un second exemple de filtre selon l'invention comprenant cinq transducteurs dans chacune des voies acoustiques ; - la Figure 15 illustre le détail de zones de séparation entre deux transducteurs adjacents, dans un filtre selon l'invention ;
- la Figure 16 illustre un exemple de composant selon l'invention comprenant des résonateurs connectés au filtre illustré en Figure 10 ; - la Figure 17 illustre les performances en terme d'atténuation en fonction de la fréquence pour l'exemple du filtre illustré en Figure 16 et fonctionnant à 1,8 GigaHertz ;
- la Figure 18 illustre les performances en terme d'atténuation en fonction de la fréquence pour un filtre illustré en Figure 16 et fonctionnant à 1 ,96 GigaHertz.
De manière générale, le filtre selon l'invention comprend une première voie acoustique et une seconde voie acoustique, comportant chacune un transducteur central inséré entre deux transducteurs latéraux. Les transducteurs centraux sont reliés à un potentiel non différentiel, les transducteurs latéraux au sein d'une même voie sont connectés entre eux, définissant deux potentiels différentiels opposés. Dans les exemples ci-après les filtres décrits présentent une entrée non différentielle et des sorties différentielles. Néanmoins l'invention s'applique de manière directe à tout filtre à entrées différentielles et sortie non différentielle.
Selon une première variante de l'invention illustrée en Figure 10, les transducteurs centraux comprennent un nombre pair d'électrodes.
Le filtre comprend deux voies acoustiques VAi et VA2. La voie acoustique VAi comprend un transducteur central TC1 compris entre deux transducteurs latéraux Tn_ι et T1 2, eux-mêmes insérés entre deux réflecteurs
La voie acoustique VA2 comprend un transducteur central TC2 compris entre deux transducteurs latéraux T21-.1 et T2--2, eux-mêmes insérés entre deux réflecteurs R21 et R22.
Dans la première voie acoustique, la première électrode EILH du premier transducteur latéral T-iu est une électrode de masse alors que la première électrode E1L21 du second transducteur latéral Tn_2 est une électrode active. Par convention toutes les électrodes connectées à la masse VM sont hachurées sur l'ensemble des Figures relatives à l'invention.
Les électrodes actives des transducteurs centraux, reliées entre elles définissent un potentiel dit non différentiel VIN.
Les électrodes actives des transducteurs latéraux de la première voie acoustique définissent un premier potentiel différentiel Vout+. Les électrodes actives des transducteurs latéraux de la seconde voie acoustique définissent un second potentiel différentiel Vout-.
Les potentiels de sortie Vout+ et Vout- sont opposés grâce à l'inversion des polarités des transducteurs centraux, définies par la série des électrodes actives ou de masse. Ainsi la première électrode (en partant de la gauche sur la figure) ECu du transducteur central TC1 est une électrode active, alors que la première électrode EC21 du transducteur central TC2 est une électrode de masse alors que les polarités des transducteurs latéraux sont identiques d'une voie à l'autre. Ainsi, on parlera d'inversion de polarités des transducteurs dans la suite de la description, lorsqu'une électrode active est remplacée par une électrode de masse. La seule différence entre les deux voies VA1 et VA2 étant l'inversion de polarité des transducteurs centraux, les tensions de sortie, les potentiels de sortie Vout+ et Vout- sont opposés. En particulier, sur la figure 10, les transducteurs T1L1 et T2L1, T1 L2 et T2L2 sont strictement identiques deux à deux, c'est à dire qu'ils ont le même nombre d'électrodes, les mêmes périodes et éventuellement les mêmes variations de périodes aux séparations près du transducteur central Les transducteurs TC1 et TC2 sont identiques à une symétrie près par rapport à un axe vertical près. Les distances entre transducteurs étant également identiques pour les les deux voies, cette symétrie est la seule différence entre les voies. Il faut noter que dans la figure 10 comme dans les autres, on fait apparaître pour la clarté de la figure des espaces entre les transducteurs et entre transducteurs et réseaux, mais qu'en pratique on cherche le plus souvent à réduire au minimum les ruptures de périodicité pour diminuer les pertes et donc à supprimer ces espaces.
La Figure 11 illustre une seconde variante de l'invention dans laquelle les transducteurs centraux des voies acoustiques VAi et VA2 ont un nombre impair d'électrodes. Selon cette configuration, les électrodes EιLn, ECu, E1L21 sont à la masse dans la première voie acoustique VAi alors que dans la seconde voie acoustique VA2] les électrodes E2LH et E2--21 sont des électrodes actives, l'électrode EC2. étant quant à elle à la masse. Ainsi les transducteurs centraux TC1 et TC2 ont des polarités identiques, les polarités des transducteurs T11-.1 et T1L2 sont opposées entre elles, les polarités des transducteurs T2 ι et T2ι_2 étant également opposées entre elles. Cette différence de polarité étant la seule différence entre les voies VA1 et VA2, les potentiels de sortie Vout+ et V0ut- sont également opposés. Comme dans le cas précédent, cette inversion de polarité est également la seule différence entre les deux voies.
Dans les deux configurations décrites précédemment, des tensions de sortie Vout+ et V,^- opposées sont obtenues en choisissant des voies VA1 et VA2 identiques à l'exception d'une inversion de polarité sur le transducteur central (ou sur les transducteurs latéraux). Un résultat similaire aurait pu être obtenu en écartant pour une des deux voies les transducteurs latéraux du transducteur central d'un nombre impair de demi-longueurs d'onde supplémentaires par rapport à l'autre voie. L'espace libéré pouvant être constitué de substrat libre, de substrat métallisé ou partiellement métallisé (en ajoutant par exemple une ou plusieurs périodes de transducteurs). Il est même possible de choisir des nombres impairs de demi-longueurs d'onde différents pour le décalage des deux transducteurs de cette voie. Enfin, il est aussi possible de combiner décalages et inversions de polarités, un décalage d'un nombre entier impair de demi -longueurs d'onde donnant un résultat similaire à une inversion de polarité, l'essentiel étant de conserver des potentiels égaux (ou en phase) sur les deux transducteurs latéraux d'une voie avant connection de ces transducteurs en parallèle et des potentiels opposés (ou en opposition de phase) sur les transducteurs latéraux d'une voie par rapport à l'autre. Cependant il est toujours préférable en ce qui concerne les pertes d'insertion de réduire les ruptures de périodicité au minimum.
Avec la configuration proposée dans l'invention, utilisant un seul étage avec deux voies acoustiques en parallèle, les pertes résistives sont réduites. En effet, pour obtenir une impédance donnée, l'ouverture des transducteurs nécessaire est divisée par deux, ce qui divise par deux la résistance d'une électrode, puisque l'impédance d'un transducteur est inversement proportionnelle à son ouverture acoustique.
Pour comprendre l'amélioration obtenue en ce qui concerne la symétrie électrique, il faut s'intéresser de plus près aux capacités mutuelles entre les transducteurs latéraux et les transducteurs centraux. Si on se place dans le cas le plus favorable pour les pertes d'insertion où les cavités sont réalisées avec des variations lentes de périodes et de largeur d'électrodes, les capacités peuvent être évaluées en faisant l'approximation d'électrodes périodiques. On peut considérer au premier ordre que la capacité entre deux transducteurs est donnée principalement par le nombre d'électrodes de masse séparant les deux premières électrodes actives de deux transducteurs en regard. Les capacités mutuelles dépendent peu de la longueur des deux transducteurs en regard pourvu que cette longueur soit suffisante.
Le tableau 1 ci-dessous donne les capacités calculées pour un taux de métallisation (rapport de la période entre deux électrodes successives à la largeur de l'électrode) égal à 0,7.
L'ouverture utilisée est arbitraire car seules les valeurs relatives entre capacités sont prises en compte. Plus précisément le tableau 1 fournit la valeur de la capacité mutuelle Ci entre deux transducteurs périodiques (exprimée en pico Farad), en fonction du nombre i d'électrodes de masse séparant deux électrodes actives en regard, en considérant qu'il n'y a pas de rupture de périodicité. La méthode utilisée pour calculer les capacités est décrite par exemple dans : Royer, Dieulesaint, « Ondes élastiques dans les solides , tome 2 », Masson,1999.
Figure imgf000019_0002
Tableau 1
Pour analyser les dissymétries électriques, il faut comparer les capacités mutuelles entre les deux sorties (entrées) différentielles et l'entrée (sortie) non différentielle. Pour les filtres DMS de l'art connu illustrés notamment en Figure 8 ou en Figure 9, dans lesquels les impédances d'entrée et de sortie ne sont pas de même ordre de grandeur, on constate que l'on a toujours une électrode de masse supplémentaire entre une sortie (entrée) différentielle et l'entrée (sortie) non différentielle et l'autre sortie (entrée) différentielle et l'entrée (sortie) non différentielle. Dans le cas où l'on cherche à avoir le plus possible d'électrodes actives on a donc une électrode de masse d'un côté (i = 1) et aucune de l'autre (i = 0). La dissymétrie électrique est donc caractérisée par Co - d. Pour le filtre selon l'invention comprenant des transducteurs centraux avec un nombre pair d'électrodes, illustré en Figure 10, l'ouverture de chacune des voies est égale à la moitié de l'ouverture du filtre DMS de l'art antérieur d'une part et d'autre part, on a pour chaque sortie différentielle deux transducteurs latéraux en parallèle. Sur la voie acoustique VAi, on a une électrode de masse (i = 1) séparant deux électrodes actives de Tu., et TCi et de TCi et TI 2 ; sur la voie acoustique VA2, on a deux électrodes de masse (i = 2) séparant deux électrodes actives de T2LI et TC2 alors qu'aucune électrode de masse (i = 0) n'est présente entre deux électrodes actives de TC2 et T2 2.
La dissymétrie électrique est donc caractérisée par :
( C_ -+- 2C,
• + - - G
Pour le filtre selon l'invention avec des transducteurs centraux présentant un nombre impair d'électrodes et illustré en Figure 11, le même raisonnement conduit à une dissymétrie électrique caractérisée par l'équation
Figure imgf000019_0001
Le tableau 2 ci-après récapitule les dissymétries électriques obtenues avec un filtre DMS à un étage de l'art antérieur (cas A), avec le filtre de l'invention illustré en Figure 10 (cas B) et avec le filtre de l'invention illustré en Figure 11 (cas C).
Figure imgf000020_0001
Tableau 2
Les écarts de capacités peuvent encore être réduits en augmentant le nombre i, pour obtenir une capacité C3. Ceci est fait simplement en ajoutant au cas précédent une électrode de masse entre les transducteurs dans les deux voies. Evidemment, pour ne pas augmenter les pertes, on veille à ne pas introduire de ruptures fortes de périodicité en ajoutant cette électrode, c'est à dire qu'on la choisit de largeur proche de celle des électrodes voisines et les distances entre son axe et les axes des électrodes voisines sont peu différentes des distances entre les axes des dernières électrodes des transducteurs voisins.
On obtient en effet le cas B' et le cas C avec les résultats suivants récapitulés en tableau 3.
Figure imgf000020_0002
Tableau 3
Une illustration du cas B' est donnée également en Figure 12. En effet le filtre de la Figure 12 comprend deux voies acoustiques VAi et VA2 avec deux transducteurs centraux TC1 et TC2, comprenant un nombre impair d'électrodes. Dans la voie acoustique VAi, on a trois électrodes de masse (i = 3) séparant deux électrodes actives de T-iu et TCi et une électrode de masse (i = 1) séparant deux électrodes actives de TCi et T1L2. Dans la voie acoustique VA2, on a deux électrodes de masse (i = 2) séparant deux électrodes actives de T2--1 et TC2 et également deux électrodes de masse séparant deux électrodes actives de TC2 et T L2.
Selon une autre variante de l'invention, le filtre peut présenter une taille réduite en choisissant de rendre commun un réflecteur entre les voies acoustiques VA1 et VA2 comme il est déjà connu de l'art antérieur, illustré notamment en Figure 6.
Enfin, il est possible d'utiliser des voies comportant plus que trois transducteurs. La Figure 13 montre un exemple de filtre dans lequel chaque voie acoustique comprend en plus des transducteurs dits secondaires (TCn, TC12, TC21, TC22) de manière à ce que chaque voie acoustique compte cinq transducteurs. Parmi ces cinq transducteurs, trois sont connectés à l'entrée (ou sortie) non différentielle et deux sont connectés à une sortie (entrée) différentielle. Dans le cas de la Figure 13, tous les transducteurs comportent un nombre d'électrodes pair. Si l'on considère la voie VA1, les polarités des électrodes des transducteurs sont choisies pour que les conditions d'addition en phase des signaux générés sur les transducteurs de sortie issus des différents transducteurs d'entrée soient réalisées. Plus particulièrement, sur la voie VA1 , on a toujours entre les transducteurs une électrode de masse entre deux électrodes actives en regard alors que sur la voie VA2, on a soit zéro électrode de masse entre deux électrodes active (ie. Deux électrodes actives en regard) soit deux électrodes de masse entre deux électrodes actives. On est dans une configuration du type de la configuration B décrite plus haut.
La Figure 14 montre un autre exemple de filtre à cinq transducteurs. Les transducteurs d'entrée ont un nombre pair d'électrodes alors que les transducteurs de sortie ont un nombre impair d'électrodes. En ce qui concerne la symétrie, la configuration est également du type B.
De plus, il faut noter que les pertes d'insertion sont réduites avantageusement en utilisant une séparation entre transducteurs comportant une variation des périodes des transducteurs près des cavités. Par rapport au cas où les cavités sont réalisées en intercalant un espace (souvent métallisé) entre les transducteurs, ce cas est défavorable en ce qui concerne la symétrie puisque les distances entre transducteurs adjacents sont réduites. Cependant, les structures décrites ici permettent d'obtenir quand même des symétries acceptables tout en ayant des pertes plus faibles (du fait de la séparation progressive et du fait de la réduction d'ouverture). C'est donc toujours la réalisation préférée pour les filtres pour systèmes de télécommunication pour lesquels les pertes d'insertion sont le paramètre critique.
Enfin, il faut noter que périodes et nombre d'électrodes des deux transducteurs latéraux et des réflecteurs d'une même voie peuvent être différentes pour améliorer les performances du filtre. Par contre, il est en général préférable d'utiliser les mêmes périodes et nombres d'électrodes pour les deux voies et les mêmes séparations. Cependant, dans quelques cas, on a pu montrer que des écarts faibles de période entre les deux voies et des écarts sur les séparations pouvaient permettre de conserver des bonnes performances, voir de les améliorer.
Exemple de filtre PCS 1800 selon l'invention fonctionnant à
1.8 GigaHertz
La structure du filtre est identique à celle illustrée en Figure 10. Cette structure est cascadée avec un résonateur en série sur chacune des sorties différentielles comme illustré en Figure 15.
Les transducteurs des deux voies acoustiques sont identiques, excepté les polarités des transducteurs centraux.
Les transducteurs centraux ont un nombre pair d'électrodes N = 36 et une période P = 1 ,079 μm. Les transducteurs latéraux de chaque voie acoustique sont identiques et ont un nombre impair d'électrodes Nι = N2 = 23 avec une période Pi = P2 = 1,073 μm. La période des transducteurs varie progressivement au niveau de la séparation avec le transducteur voisin : cette variation s'étale sur cinq électrodes dans lesquels la période passe du transducteur à une période minimale P3 = 0,964 μm comme illustré en Figure 15. Cette période p3 est la séparation entre les axes des électrodes en vis à vis des transducteurs successifs. Cette variation progressive de période est réalisée aussi bien dans les transducteurs latéraux que dans les transducteurs centraux.
Les réseaux réflecteurs en regard sont longs d'un nombre d'électrodes N = 80 électrodes, séparées par une période P = 1,094 μm.
Les réseaux réflecteurs externes Ru et R 22 sont longs d'un nombre N5 = 30 électrodes séparées par une période P5 = 1 ,096 μm.
Une électrode de période Pβ = 1,1 μm est intercalée entre le réflecteur Ru (R22 , R21 , R12) et le transducteur adjacent.
Chaque voie acoustique a une ouverture acoustique égale à W = 68 μm, soit environ 31 longueurs d'onde acoustique à la fréquence de synchronisme des transducteurs.
Le rapport de l'épaisseur de métal à cette même longueur d'onde acoustique est de 8,4 %. Le matériau piézoélectrique utilisé est du tantalate de lithium de coupe Y+42°.
Comme illustré en Figure 16, la structure DMS est cascadée avec un résonateur série de période synchrone dans tous les réseaux : la longueur du transducteur de ce résonateur est définie par un nombre d'électrodes N7 = 121 et une période P7 = 1 ,058 μm.
L'ouverture de ce résonateur est de 70 μm.
La Figure 17 illustre les performances de ce filtre et donne la mesure de la transmission du filtre en dB en fonction de la fréquence en MégaHertz. Le filtre ainsi obtenu présente des pertes d'insertion inférieures à
2 dB dans la bande de fonctionnement du filtre, sans dégrader les autres performances du filtre et ce avec une symétrie électrique renforcée.
Exemple de filtre PCS selon l'invention fonctionnant à
1.96 GigaHertz
La structure du filtre est identique à celle illustrée en Figure 10. Cette structure est cascadée avec un résonateur en série sur chacune des sorties différentielles. Les transducteurs des deux voies acoustiques sont identiques, excepté les polarités des transducteurs centraux.
Les transducteurs centraux ont un nombre pair d'électrodes i = 50 et deux périodes Pi = 1,028 μm et Pi' = 1.031 μm. Les transducteurs latéraux de chaque voie acoustique sont différents : ils ont respectivement un nombre pair d'électrodes N2 = 36 et N3 = 42 avec une période P2 = 1.031 μm et P3 = 1,033 μm. La période des transducteurs varie progressivement au niveau de la séparation avec le transducteur voisin : cette variation s'étale sur cinq électrodes dans lesquels la période passe de celle du transducteur à une période minimale P4 = 0,92 μm qui correspond à la distance entre les axes des électrodes des transducteurs en regard. Les variations progressives de période sont réalisées aussi bien sur les transducteurs latéraux que sur les transducteurs centraux.
Les réseaux réflecteurs en regard sont longs d'un nombre d'électrodes N5 = 30 électrodes, séparées par une période P5 = 1,03 μm.
Les réseaux réflecteurs externes Ru et R22 sont longs d'un nombre t.. = 40 électrodes séparées par une période Pβ = 1,0275 μm.
Une électrode de période P = 0.99 μm est intercalée entre le réflecteur Ru (R22) et le transducteur voisin. Une électrode de période Ps = 1.01 μm est intercalée entre le réflecteur R4 et le transducteur adjacent.
Chaque voie acoustique a une ouverture acoustique égale à W = 64 μm, soit environ 31 longueurs d'onde acoustique à la fréquence de synchronisme des transducteurs. Le rapport de l'épaisseur de métal à cette même longueur d'onde acoustique est de 7.3 %.
Comme illustré en Figure 16, la structure DMS est cascadée avec un résonateur série de période synchrone dans tous les réseaux : la longueur du transducteur de ce résonateur est définie par un nombre d'électrodes Ng = 115 et une période Pg = 1 ,016 μm.
L'ouverture de ce résonateur est de 70 μm.
La Figure 18 illustre les performances de ce filtre et donne la mesure de la transmission du filtre en dB en fonction de la fréquence en MégaHertz. Le filtre ainsi obtenu présente des pertes d'insertion inférieures à 1.8 dB dans la bande de fonctionnement du filtre, sans dégrader les autres performances du filtre et ce avec une symétrie électrique renforcée.
On récapitule dans le tableau 4 suivant les paramètres d'ouverture et de nombres d'électrodes des transducteurs pour différents filtres conçus suivant l'invention pour les différents systèmes de radiotéléphone. Il s'agit de filtres de réception de radiotéléphone et donc leur fréquence centrale et leur bande est définie par le système. Pour tous les filtres, l'impédance du côté non différentiel est de 50 Ω. Tous les filtres comportent au moins des résonateurs en série du côté non différentiel ou du côté différentiel. Ces résonateurs ne sont pas nécessaires pour le filtre blue tooth en fonction des besoins de réjection. Il est possible de les inclure. Pour les filtres PCS 50/100 Ω, il est nécessaire d'intégrer sur chaque sortie différentielle un résonateur série, un résonateur parallèle et un résonateur série. On peut considérer que les valeurs données dans le tableau pour un système particulier sont définies à +/10% pour les nombres d'électrodes et à +/- 15% pour les ouvertures.
Figure imgf000025_0001
Tableau 4

Claims

REVENDICATIONS
1. Filtre à ondes de surface à entrées différentielles et sortie non différentielle ou à entrée non différentielle et sorties différentielles, comprenant au moins une première voie acoustique (VAi) et une deuxième voie acoustique (VA2), chacune des voies acoustiques comportant :
- au moins un transducteur central (TC1, TC2) ;
- au moins une paire de transducteurs de couplage formée d'un premier transducteur latéral (Tu_ι, T2L1) et d'un second transducteur latéral (T1L2, T2L2), caractérisé en ce que : la première voie acoustique et la seconde voie acoustique sont connectées en parallèle au niveau de l'entrée non différentielle ou de la sortie non différentielle et connectées en série au niveau des entrées différentielles ou des sorties différentielles, les polarités des transducteurs latéraux étant telles que dans la première voie acoustique les transducteurs latéraux sont connectés entre eux et définissent un premier potentiel différentiel (V|N+, Vout+), dans la seconde voie acoustique les transducteurs latéraux sont connectés entre eux et définissent un second potentiel différentiel (VIN-, Vout-), le premier potentiel différentiel étant opposé au second potentiel différentiel.
2. Filtre à ondes de surface selon la revendication 1 , caractérisé en ce que les transducteurs centraux et les premier et second transducteurs latéraux comprennent une série d'électrodes dites électrodes actives connectées à un potentiel non différentiel (V|N, Vout) et à des potentiels différentiels (V|N+, V|N-, Vout+, Vout-), interdigitées avec des électrodes dites de masse, connectées à un potentiel de masse (VM).
3. Filtre à ondes de surface selon la revendication 2, caractérisé en ce que :
- les transducteurs centraux (TC1, TC2) ont un nombre pair d'électrodes ; - dans chacune des voies acoustiques, si la première électrode (EIL.1I , E21-11) du premier transducteur latéral (T1 ι, T21-1), depuis le transducteur central, est une électrode active, la première électrode (Euai, E21-22) du second transducteur latéral (T1L2, T2L2), depuis le transducteur central, est une électrode de masse et réciproquement ;
- si la première électrode du transducteur central de la première voie acoustique est une électrode active, la première électrode du transducteur central de la seconde voie acoustique est une électrode de masse et réciproquement.
- pour chacune des deux voies la distance entre l'axe de la première électrode du premier transducteur latéral et l'axe de la première électrode du transducteur central est égale à la distance entre l'axe de la première électrode du second transducteur latéral et l'axe de l'électrode la plus proche du transducteur central.
4. Filtre à ondes de surface selon la revendication 3, caractérisé en ce que les transducteurs d'une même voie acoustique présentent des variations progressives de périodes au niveau de leurs électrodes dites « extérieures » les plus proches des transducteurs adjacents de manière à réduire les ruptures de périodicité au sein de ladite voie.
5. Filtre à ondes de surface selon la revendication 2, caractérisé en ce que :
- les transducteurs centraux ont un nombre impair d'électrodes
- dans chacune des voies acoustiques, la première électrode (Eιuι, E2L11) du premier transducteur latéral (Tu_ι, T2ι_ι), depuis le transducteur central, et la première électrode (E1L2i, E2L22) du second transducteur latéral (T1L2, T2L2) depuis le transducteur central sont toutes les deux soit des électrodes actives, soit des électrodes de masse.
- pour chacune des deux voies la distance entre l'axe de la première électrode du premier transducteur latéral et l'axe de la première électrode du transducteur central est égale à la distance entre l'axe de la première électrode du second transducteur latéral et l'axe de l'électrode la plus proche du transducteur central.
6. Filtre à ondes de surface selon la revendication 2, caractérisé en ce que :
- les transducteurs centraux ont un nombre impair d'électrodes ;
- les première et dernière électrodes du transducteur central de la première voie acoustique sont des électrodes de masse et les première et dernière électrodes du transducteur central de la seconde voie acoustique sont des électrodes actives, de manière à inverser les polarités des électrodes du transducteur central d'une voie par rapport aux polarités des électrodes du transducteur central de l'autre voie, les polarités et positions des transducteurs latéraux étant identiques d'une voie à l'autre.
7. Filtre à onde de surface selon la revendication 2, caractérisé en ce que : - les transducteurs centraux ont un nombre impair d'électrodes ;
- les polarités des transducteurs centraux des deux voies sont identiques, les polarités des transducteurs latéraux étant inversées d'une voie acoustique par rapport à l'autre voie acoustique, les distances entre transducteurs étant identiques d'une voie acoustique par rapport à l'autre voie acoustique.
8. Filtre à ondes de surface selon la revendication 2, caractérisé en ce que :
- les transducteurs centraux ont un nombre impair d'électrodes ; - les polarités des transducteurs centraux et des transducteurs latéraux des deux voies acoustiques sont identiques, les distances entre les transducteurs latéraux et le transducteur central dans une voie étant décalées des distances entre les transducteurs latéraux et le transducteur central dans l'autre voie, d'une surface de largeur égale à un nombre impair de demi-longueurs d'onde λ, si λ est la longueur d'onde caractéristique du filtre.
9. Filtre à ondes de surface selon la revendication 8, caractérisé en ce que la surface de décalage est constituée par une surface libre de substrat sur lequel est réalisé le filtre ou par une surface totalement ou partiellement métallisée.
10. Filtre à ondes de surface selon la revendication 8, caractérisé en ce que dans une même voie acoustique, les séparations entre les transducteurs sont réalisées par des variations progressives de période d'électrodes en nombre impair et connectées à la masse, ces électrodes étant de périodes et largeurs proches des périodes et largeurs des électrodes des transducteurs en regard.
11. Filtre à ondes de surface selon l'une des revendications 1 ou 2, caractérisé en ce que les polarités et positions des transducteurs sont telles en ce que les tensions sur les deux transducteurs latéraux d'une même voie sont à peu près égales (ou en phase) pour que les tensions sur les transducteurs latéraux sont opposées (ou en opposition de phase) d'une voie à l'autre.
12. Filtre à ondes de surface selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que chaque voie acoustique (VAi, VA2) comprend deux réflecteurs (Ru, Rι2, R21, R22) entre lesquels sont situés le transducteur central et les transducteurs latéraux de chacune des voies acoustiques.
13. Filtre à ondes de surface selon la revendication 12, caractérisé en ce que la première voie acoustique et la seconde voie acoustique ont un réflecteur commun (R121).
14. Filtre à ondes de surface selon l'une des revendications 2 à 13, caractérisé en ce que les transducteurs sont séparés entre eux dans une même voie acoustique par une électrode de masse de largeur supérieure à la largeur des autres électrodes.
15. Filtre à ondes de surface selon l'une des revendications 2 à 13, caractérisé en ce que les transducteurs sont séparés entre eux dans une même voie acoustique par un ensemble d'électrodes de masse.
16. Filtre à ondes de surface selon l'une des revendications 2 à 13, caractérisé en ce que les transducteurs sont séparés entre eux dans une même voie acoustique par plusieurs électrodes ayant entre leur axe, des distances inférieures à la période des électrodes dans le transducteur, lesdites électrodes faisant partie des deux transducteurs.
17. Filtre à ondes de surface selon l'une des revendications 1 à 16, caractérisé en ce qu'il fonctionne dans des gammes de fréquences supérieures à environ 1 ,8 GigaHertz.
18. Filtre à ondes de surface selon l'une des revendications 1 à
17, caractérisé en ce qu'il comprend en outre, dans la première voie (la seconde voie) acoustique, au moins une paire de transducteurs secondaires
(TC11, TC12, TC12, TC22) situés à l'extérieur des transducteurs latéraux de la première voie (la seconde voie), lesdits transducteurs secondaires ayant des polarités choisies pour que les ondes émises par les transducteurs secondaires et par les transducteurs centraux s'additionnent en phase dans les transducteurs latéraux, situés entre lesdits transducteurs secondaires et centraux.
19. Filtre à ondes de surface selon l'une des revendications 1 à
18, caractérisé en ce que les transducteurs connectés à une entrée différentielle (non différentielle) ont un nombre pair (impair) d'électrodes et les transducteurs connectés à une sortie non différentielle (différentielle) ont un nombre impair (pair) d'électrodes.
20. Filtre à ondes de surface selon l'une des revendications 1 à
19, caractérisé en ce qu'il comprend un substrat de tantalate de lithium de coupe comprise entre Y+36° et Y+48"
21. Filtre à ondes de surface selon l'une des revendications 1 à
20, caractérisé en ce que les transducteurs comprennent entre environ 20 et 50 périodes, ont une ouverture comprise entre environ 20 et 40 longueurs d'onde et une épaisseur d'électrode comprise entre environ 6 % et 10 % de la longueur d'onde.
22. Filtre à ondes de surface selon l'une des revendications 1 à
21 , caractérisé en ce que la largeur des électrodes des transducteurs est comprise entre environ 0,6 et 0,7 fois leur période.
23. Composant à ondes de surface comprenant un filtre selon l'une des revendications 1 à 22, ledit filtre étant connecté à des résonateurs sur les entrées (sorties) différentielles ou sur la sortie (entrée) non différentielle.
24. Composant à ondes de surface comprenant un filtre selon l'une des revendications 1 à 22, une impédance de source (ou de charge) de l'ordre de 50 ohms et une impédance de charge (ou de source) comprise entre environ 100 ohms et 200 ohms.
25. Composant selon la revendication 23, pour application DCS
1800 fonctionnant en sortie sur une impédance de 150 à 200Ω caractérisé en ce qu'il comporte des résonateurs en série sur son côté non différentiel ou sur ses sorties différentielles, une ouverture comprise entre 29 et 39 longueurs d'ondes, un nombre d'électrodes du transducteur central compris entre 33 et 39 et un nombre d'électrodes pour les transducteurs latéraux compris entre 20 et 26.
26. Composant selon la revendication 23, pour application PCS ou GSM 1900 caractérisé en ce qu'il fonctionne en sortie sur une impédance de 150 à 200Ω et qu'il comporte des résonateurs en série sur son côté non différentiel ou sur ses sorties différentielles, une ouverture comprise entre 27 et 37 longueurs d'ondes, un nombre d'électrodes du transducteur central compris entre 45 et 55, un nombre d'électrodes pour les transducteurs latéraux compris entre 32 et 46.
27. Composant selon la revendication 26, caractérisé en ce que les transducteurs latéraux ont des périodes et ou un nombre d'électrodes différents sur chaque voie.
28. Composant selon la revendication 23, pour application UMTS ou WCDMA caractérisé en ce qu'il fonctionne en sortie sur une impédance de 150 à 200Ω et qu'il comporte des résonateurs en série sur son côté non différentiel ou sur ses sorties différentielles, une ouverture comprise entre 17 et 23 longueurs d'ondes, un nombre d'électrodes du transducteur central compris entre 40 et 49 et un nombre d'électrodes pour les transducteurs latéraux compris entre 33 et 41.
29. Composant selon la revendication 23, pour application GSM1900 ou PCS caractérisé en ce qu'il fonctionne en sortie sur une impédance de 100 Ω et qu'il comporte sur chaque sortie différentielle un résonateur en série, un résonateur en parallèle et un résonateur en série, une ouverture comprise entre 22 et 30 longueurs d'ondes, un nombre d'électrodes du transducteur central compris entre 41 et 51 , et un nombre d'électrodes pour les transducteurs latéraux compris entre 26 et 32.
29. Appareil de téléphonie mobile de type DCS 1800 ou PCS ou GSM 1900 ou WCDMA ou WLAN, caractérisé en ce qu'il comprend un filtre à ondes de surface selon l'une des revendications 1 à 22.
30. Appareil de téléphonie mobile, caractérisé en ce qu'il comprend un composant à ondes de surface selon l'une des revendications 23 à 29.
PCT/EP2003/051020 2002-12-17 2003-12-16 Filtre dms a faibles pertes d'insertion et symetrie optimisee WO2004055981A2 (fr)

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