GENERATEUR D'UN SIGNAL RADIOFREQUENCE COMPRENANT Dts
COMPOSANTES DE MODULATION D'AMPLITUDE ET DE PHASE OU
FREQUENCE SYNCHRONISEES
La présente invention concerne un générateur d'un signal radiofréquence comprenant des composantes de modulation d'amplitude et de phase ou fréquence synchronisées.
Elle trouve des applications, en particulier, dans les émetteurs radiofréquences reposant sur la technique EER utilisés par exemple dans des terminaux mobiles ou des stations de base d'un système de radiocommunications, par exemple un système privé de radiocommunications professionnelles (système PMR, de l'anglais « Professional Mobile Radiocommunication »). Un tel émetteur génère en sortie un signal radiofréquence modulé, d'une part, en phase ou en fréquence, et, d'autre part, en amplitude, convenant pour l'émission radioélectrique via une antenne ou un câble.
Ce signal radiofréquence est une porteuse qui assure la transmission de données numériques codant un signal audio ou, plus généralement, des informations de toute nature. A cet effet, il contient une modulation composite, comportant à la fois une composante de modulation de phase ou fréquence et une composante de modulation d'amplitude.
Malgré le fait qu'il s'agisse d'une modulation à enveloppe non- constante, dans laquelle une information est portée par l'amplitude du signal radiofréquence, il existe une nécessité de maintenir un rendement en puissance élevé de l'émetteur. Ceci est particulièrement requis dans le cadre d'une utilisation de l'émetteur dans un équipement de radiocommunication portatif. Pour cela, il convient de faire fonctionner l'amplificateur de puissance radiofréquence de l'émetteur dans une zone de fonctionnement proche de la saturation.
Or, comme on le sait, l'amplificateur présente dans une telle zone de fonctionnement des non-linéarités d'amplification comprenant des non- linéarités en amplitude et des non-linéarités en phase. Dans la littérature, on désigne souvent ces non-linéarités en amplitude et en phase par les termes, respectivement, conversions amplitude / amplitude (ou conversions AM / AM)
et conversions amplitude / phase (ou conversions AM / PM). Ces non-linéarités engendrent une distorsion en amplitude et une distorsion en phase du signal émis, qui dégradent les performances de l'émetteur en termes de qualité de l'émission. II est donc souhaitable d'annuler les effets des non-linéarités d'amplification induites par l'amplificateur de puissance radiofréquence, afin de ne pas dégrader la qualité de l'émission. Plusieurs techniques sont connues, qui permettent d'obtenir ce résultat. On connaît en particulier une technique dite CLLT (de l'anglais "Cartesian Loop Linear Transmitter"), une technique dite ABP (de l'anglais "Adaptative Baseband Predistortion"), et une technique dite EER (de l'anglais "Envelope Elimination and Restoration"). L'invention s'applique à la dernière de ces techniques.
Le principe de la technique EER est illustré par le schéma de la figure
1. La modulation du signal radiofréquence à émettre est décomposée en une composante de modulation de phase ou fréquence PM, et une composante de modulation d'amplitude AM. Ces deux composantes sont générées en bande de base.
La composante de modulation de phase ou fréquence attaque un modulateur de phase ou de fréquence MOD (par exemple une boucle de recopie), qui assure la transposition de cette composante vers le domaine des radiofréquences.
Le signal en sortie de ce modulateur est un signal d'amplitude sensiblement constante modulé en phase ou fréquence. Ce signal est amplifié par un amplificateur de puissance radiofréquence PA. La composante de modulation d'amplitude est utilisée, via des circuits d'adaptation non représentés, pour commander le gain de l'amplificateur de puissance PA. L'amplificateur de puissance PA peut être un composant comprenant une entrée de commande de gain, par exemple un transistor de puissance, ou un assemblage de composants comprenant une entrée de commande de gain. Ainsi, la composante de modulation d'amplitude AM est superposée à la composante de modulation de phase ou fréquence PM pour obtenir le signal radiofréquence désiré en sortie de l'amplificateur de puissance radiofréquence
PA. Ces deux composantes utilisent des chemins différents pour atteindre la sortie de l'amplificateur PA.
Une difficulté de la technique EER réside dans la conservation d'un bon synchronisme temporel entre la modulation d'amplitude et la modulation de phase en sortie de l'émetteur. Ceci revient à maintenir un bon synchronisme temporel entre la modulation d'amplitude et la modulation de phase à la sortie de l'amplificateur de puissance radiofréquence. En effet, sur les chemins de propagation empruntés respectivement par la composante de modulation de phase et par la composante de modulation d'amplitude, on trouve classiquement des filtres, des systèmes d'asservissement, etc. Ces éléments introduisent des temps de propagation entre l'entrée et la sortie de l'émetteur, qui sont distincts pour la modulation d'amplitude et pour la modulation de phase.
Le document WO 01/76169 propose des moyens pour compenser la différence entre ces temps respectifs. Ces moyens consistent à introduire des retards déterminés dans le chemin de propagation de la composante de la modulation d'amplitude et/ou dans le chemin de propagation de la composante de modulation de phase. Ces retards sont par exemple réalisés dans le domaine numérique, et permettent de compenser la différence entre le temps de propagation de la modulation d'amplitude et le temps de propagation de la modulation de phase
La dispersion sur les valeurs des composants constituants les éléments de filtrage ou d'asservissement précités induit toutefois une variation des retards de propagation d'un équipement à un autre. De plus, la valeur de ces retards dépend, entre autres, de la température, selon une courbe de dépendance spécifique.
Il est donc nécessaire d'appliquer une méthode adaptative de compensation de la différence entre les temps de propagation de la modulation d'amplitude et de la modulation de phase ou fréquence dans un émetteur radiofréquence reposant sur la technique EER.
Le document WO 01/76169 décrit une méthode qui consiste à utiliser un démodulateur bande de base. Une partie du signal radiofréquence est
prélevée, grâce à un coupleur, en sortie de l'amplificateur de puissance radiofréquence. Un démodulateur transpose ce signal du domaine des radiofréquences vers la bande de base. Il peut s'agir par exemple d'un démodulateur en phase (I) et en quadrature (Q). Les composantes de modulation en phase ou fréquence et en amplitude du signal démodulé peuvent ainsi être respectivement comparées, temporellement, aux composantes de modulation correspondantes du signal généré en bande de base, pour en déduire les temps de propagation de chacune de ces composantes. La différence entre ces temps est utilisée pour ajuster des retards introduits dans le chemin de propagation de la composante de la modulation d'amplitude et/ou dans le chemin de propagation de la composante de modulation de phase.
Toutefois, le démodulateur bande de base nécessite un oscillateur local non modulé, à la même fréquence que le signal radiofréquence à émettre. Ceci pose des problèmes liés à la nécessité de maintenir un fort découplage entre le signal en sortie de cet oscillateur local et le signal radiofréquence à émettre. Ces problèmes sont très difficiles à résoudre, en particulier pour les émetteurs radiofréquences des terminaux mobiles qui sont nécessairement compacts. De plus, le pas de synthèse de cet oscillateur local est égal au pas de canal du système de radiocommunications.
Un objet de l'invention est donc de proposer des moyens de mesure et de compensation de la différence entre les temps de propagation de la modulation d'amplitude et de la modulation de phase dans un émetteur radiofréquence reposant sur la technique EER, qui permette de pallier les inconvénients de l'art antérieur précités.
Ainsi, un premier aspect de l'invention concerne un générateur d'un signal radiofréquence modulé en phase ou fréquence et en amplitude, convenant pour l'émission radioélectrique, comprenant :
- une première entrée pour recevoir un premier signal numérique d'entrée correspondant à une composante de modulation de phase ou fréquence ;
- une seconde entrée pour recevoir un second signal numérique d'entrée correspondant à une composante de modulation d'amplitude ;
- une sortie pour délivrer ledit signal radiofréquence modulé en phase ou fréquence et en amplitude ; - un premier chemin de propagation, pour la propagation de la composante de modulation de phase ou fréquence entre ladite première entrée et ladite sortie ;
- un second chemin de propagation, pour la propagation de la composante de modulation d'amplitude entre ladite seconde entrée et ladite sortie ;
- des premiers moyens de mesure pour mesurer une première durée qui est fonction du temps de propagation de la composante de modulation de phase ou fréquence entre ladite première entrée et ladite sortie de l'émetteur ;
- des moyens pour mesurer une seconde durée qui est fonction du temps de propagation de la composante de modulation d'amplitude entre ladite seconde entrée et ladite sortie de l'émetteur ;
- un module de commande pour commander la valeur d'un premier retard variable introduit dans ledit premier chemin de propagation et/ou la valeur d'un second retard variable introduit dans ledit second chemin de propagation, en fonction de la différence entre ladite première durée et ladite seconde durée.
Les premiers moyens de mesure comprennent un discriminateur de fréquence agencé pour générer un signal numérique représentant la modulation de phase ou fréquence dans le signal de sortie à partir d'une image (H) du signal de sortie prélevée au moyen d'un coupleur radiofréquence.
Dans un mode de réalisation, le discriminateur de fréquence des premiers moyens de mesure est adapté pour fonctionner à la fréquence du signal de sortie.
Dans un autre mode de réalisation, le générateur comprend des moyens pour transposer le signal image délivré par la sortie du coupleur à une fréquence intermédiaire qui correspond à la fréquence de travail du discriminateur de fréquence des premiers moyens de mesure.
Un deuxième aspect de l'invention concerne un émetteur radiofréquence incorporant un générateur de signal radiofréquence selon le premier aspect.
Des troisième et quatrième aspects de l'invention se rapportent en outre, respectivement, à un terminal mobile et à une station fixe d'un système de radiocommunications. Le terminal mobile et la station fixe comprennent chacun un émetteur radiofréquence selon le deuxième aspect.
Enfin, un cinquième aspect de l'invention concerne un système de radiocommunications comprenant au moins un tel terminal mobile et/ou au moins une telle station fixe.
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront encore à la lecture de la description qui va suivre. Celle-ci est purement illustrative et doit être lue en regard des dessins annexés sur lesquels :
- la figure 1, déjà analysée, est un schéma illustrant le principe de la technique EER ;
- la figure 2 est un schéma d'un exemple de réalisation d'un générateur selon l'invention ;
- la figure 3 est un graphe de la courbe de la phase du signal de sortie d'un amplificateur de puissance radiofréquence en fonction d'un signal de commande d'amplitude appliqué sur une entrée de commande de gain ;
- la figure 4 illustre de façon schématique un émetteur radiofréquence selon l'invention ;
- la figure 5 illustre de façon schématique un système de radiocommunications selon l'invention. A la figure 2, on a représenté un exemple de réalisation d'un générateur selon l'invention.
Le générateur comprend une entrée 1 pour recevoir un signal PMi de modulation de phase ou fréquence, ainsi qu'une entrée 2 pour recevoir un signal AMi de modulation d'amplitude. Les signaux d'entrée PMi et AMi sont par exemple des signaux numériques. Le générateur comprend aussi un amplificateur de puissance radiofréquence PA dont la sortie délivre un signal G
qui est un signal radiofréquence modulé en phase ou fréquence et en amplitude. Ce signal convient pour l'émission radioélectrique via une antenne ou un câble.
Dans l'exemple considéré dans la présente description, on envisage le cas d'une modulation de phase, sachant que l'invention s'applique aussi à une modulation de fréquence. Par souci de simplicité de l'exposé, la mention de cette alternative ne sera pas répétée dans la suite.
Le générateur comprend une première voie de propagation 10 pour la propagation de la modulation de phase entre l'entrée 1 et la sortie 3, ainsi qu'une seconde voie de propagation 20 pour la propagation de la modulation d'amplitude entre l'entrée 2 et la sortie 3.
La voie de propagation 10 comprend par exemple, à partir de l'entrée 1 , un module DIST de pré-distorsion en phase, un retardateur DEL1 , un modulateur de phase ou fréquence MOD, et l'amplificateur PA. Le module DIST reçoit le signal PMi en entrée et délivre en sortie un signal N. Le module DIST a pour fonction d'appliquer une pré-distorsion en phase au signal PMi. Il opère dans le domaine numérique, et comprend par exemple une table de valeurs ("Loo up Table" en anglais), qui sont respectivement substituées à chacune des valeurs possibles du signal de modulation de phase PMi. Il peut être adaptatif, en ce sens que la prédistorsion en phase qu'il introduit peut être adaptative.
Le retardateur DEL1 reçoit le signal N en entrée et délivre en sortie un signal D correspondant au signal N retardé. Le retardateur DEL1 est commandé, en ce sens qu'il introduit un retard variable, dont la valeur est commandée de l'extérieur par un signal P.
Le modulateur MOD reçoit le signal D en entrée et délivre en sortie un signal E d'amplitude sensiblement constante modulé en phase. Le modulateur MOD est par exemple un synthétiseur de fréquence numérique (ou circuit DMS, de l'anglais "Digitally Modulated Synthetizer"). Un circuit DMS permet une meilleure intégration du générateur en raison de son faible encombrement. En effet, cet encombrement est plus faible que, par exemple, celui d'un modulateur analogique (appelé boucle de recopie) qui comprend un oscillateur
local pour la transposition de fréquence. En outre, un circuit DMS permet une bonne pureté spectrale.
La voie de propagation 20 comprend par exemple, à partir de l'entrée 2, un retardateur DEL2, un convertisseur numérique/analogique DAC, un comparateur analogique COMP, et l'amplificateur PA.
Le retardateur DEL2 reçoit le signal AMi en entrée et délivre en sortie un signal K correspondant au signal AMi retardé. Le retardateur DEL2 est commandé. Il introduit un retard variable, dont la valeur est commandée de l'extérieur par un signal Q. Le convertisseur DAC reçoit le signal K en entrée et délivre en sortie un signal analogique M correspondant au signal K converti.
La sortie du convertisseur DAC génère un signal M et est couplée à une première entrée du comparateur COMP. La sortie du comparateur COMP génère un signal F de commande d'amplitude, qui est délivré sur une entrée de commande de gain de l'amplificateur PA. Le comparateur COMP est par exemple un amplificateur opérationnel monté en intégrateur.
Le signal F de commande d'amplitude peut être un signal de commande de gain. Il peut s'agir, par exemple, d'une tension de grille (Vgg) et/ou d'une tension de drain (Vdd) lorsque l'amplificateur PA est un amplificateur à base de transistors) MOS. Il peut aussi s'agir d'une tension de base (Vbb) et/ou d'une tension de base de collecteur (Vcc) lorsque l'amplificateur PA est un amplificateur à base de transistors) bipolaires. Il peut aussi s'agir de la combinaison de plusieurs tensions telles que ci-dessus.
Dans une variante également envisageable, la modulation d'amplitude est introduite via un atténuateur variable. Le signal de commande d'amplitude F est alors un signal de commande d'atténuation.
Le générateur comprend en outre un coupleur radiofréquence 4 qui prélève une partie de la puissance du signal de sortie G, en délivrant un signal H qui est une image du signal de sortie G, en ce sens qu'il contient la même modulation de phase et la même modulation d'amplitude que le signal G.
Le signal H est délivré en entrée d'un détecteur DET. Un tel détecteur a pour fonction d'extraire du signal H la composante de modulation d'amplitude
du signal de sortie G, en appliquant un redressement et un filtrage passe-bas au signal H. Le signal L délivré en sortie du détecteur DET est donc représentatif de la composante de modulation d'amplitude réellement présente dans le signal de sortie G. La sortie du détecteur DET est reliée à une seconde entrée du comparateur COMP de la voie de propagation 20 pour délivrer le signal L.
Ainsi, le comparateur COMP, lé coupleur 4 et le détecteur DET forment une boucle d'asservissement analogique qui permet d'asservir l'amplitude du signal de sortie G afin de refléter la modulation d'amplitude désirée. Cet asservissement permet de compenser les conversions amplitude / amplitude (ou conversions AM/AM) de l'amplificateur de puissance PA. Il convient de noter ici que la boucle analogique d'asservissement, et en particulier le détecteur DET, ne comprennent pas d'oscillateur local.
De la même manière, le module de pré-distorsion en phase DIST de la voie de propagation 10 permet de compenser les conversions amplitude / phase (ou conversions AM/PM) induites dans l'amplificateur PA.
Dit autrement, le générateur conforme à cet exemple est équipé de moyens permettant de compenser les non-linéarités en phase et en amplitude de l'amplificateur de puissance radiofréquence PA. Ces moyens permettent de faire fonctionner cet amplificateur dans une zone proche de la saturation, ou de telles non-linéarités sont induites. De cette façon, le rendement de l'amplificateur de puissance peut-être aussi élevé que possible, ce qui est particulièrement approprié pour les applications dans les émetteurs radiofréquence des terminaux mobiles d'un système de radiocommunication. L'invention ne se limite toutefois pas à un tel exemple, les moyens précités n'étant nullement obligatoires.
A l'inverse, les chemins de propagation 10 et 20 comprennent d'autres éléments non représentés tels que, notamment, des filtres.
En résumé, la composante de modulation de phase définie par le signal numérique PMi et la composante de modulation d'amplitude définie par le signal numérique AMi suivent des chemins de propagation différents avant d'être combinés dans le signal de sortie G. Sur chacun de ces chemins de
propagation 10 et 20, les deux composantes de modulation subissent des retards respectifs distincts. Dans la suite, on note T1 le retard subi par la composante de modulation de phase sur le chemin de propagation 10 entre l'entrée 1 et la sortie 3. De la même façon, on note T2 le retard subi par la composante de modulation d'amplitude sur le chemin de propagation 20 entre l'entrée 2 et la sortie 3.
Selon l'invention, le générateur comprend des premiers moyens de mesure 11 pour mesurer une première durée Tpm qui est fonction du temps de propagation T1 , et des seconds moyens de mesure 21 pour mesurer une seconde durée Tam qui est fonction du temps de propagation T2.
Dans un exemple, les moyens de mesure 11 comprennent un limiteur LIM dont une entrée est reliée au coupleur 4 pour recevoir le signal H, et dont la sortie délivre un signal Z et est reliée à une première entrée d'un multiplieur analogique 6. Une seconde entrée du multiplieur 6 reçoit un signal Y délivré par un oscillateur local LO. La sortie du multiplieur 6 délivre un signal X qui est un signal correspondant au signal Z transposé à une fréquence intermédiaire, définie par la fréquence du signal Y.
Les premiers moyens de mesure 11 comprennent en outre un discriminateur de fréquence DISCR dont une entrée est reliée à la sortie du multiplieur 6 pour recevoir le signal X, dont une sortie délivre un signal W. Celui-ci est fourni en entrée d'un convertisseur analogique/numérique ADC1 , qui délivre en sortie un signal PMo. Le signal PMo est un signal numérique représentant la modulation de phase ou fréquence dans le signal de sortie G.
Le discriminateur DISCR a pour fonction d'extraire une image de la composante de modulation de phase présente dans le signal de sortie G. Cette composante se retrouve en effet dans le signal PMo.
Le multiplieur 6 et l'oscillateur local LO permettent de transposer le signal H délivré par le coupleur 4 à une fréquence intermédiaire qui est la fréquence de travail du discriminateur DISCR. Dans un exemple, le signal de sortie G a une fréquence porteuse égale à 400 MHz (mégahertz), et le discriminateur de fréquence DISCR fonctionne à une fréquence de travail égale
à 1 ,5 MHz. Dans cet exemple l'oscillateur local LO génère un signal Y ayant une fréquence égale à 401 ,5 MHz.
Dans certain cas, le discriminateur peut fonctionner à la fréquence du signal de sortie G. Dans ce cas, les moyens de transposition constitués du multiplieur 6 et de l'oscillateur local 20 peuvent être omis.
On notera que, la sortie du discriminateur de fréquence DISCR pouvant être à une fréquence intermédiaire (et non en bande de base), le signal Y généré par l'oscillateur local LO n'est pas à la même fréquence que le signal de sortie G. Ceci permet d'éviter la nécessité d'un fort découplage entre l'oscillateur local LO et le signal à émettre dans un émetteur radiofréquence. En outre, la fréquence intermédiaire peut être variable, en sorte que le pas de synthèse de l'oscillateur local peut être supérieur au pas de canal du système de radiocommunication dans lequel l'émetteur est utilisé.
Le limiteur LIM a pour fonction de supprimer la modulation d'amplitude dans le signal H. Ce circuit n'est pas indispensable. En effet, certains discriminateur de fréquence du marché sont insensibles, sur une certaine plage, à la modulation d'amplitude du signal qu'il reçoive en entrée, en sorte que le limiteur peut être omis.
Dans une variante de réalisation non représentée aux figures, on peut mesurer la durée Tpm avec les moyens de mesure 11 connectés en entrée de l'amplificateur PA au moyen d'un coupleur. Le discriminateur DISCR a alors pour fonction d'extraire une image de la modulation de phase présente dans le signal d'entrée E de l'amplificateur. Ce type de réalisation est valable si le temps de propagation du signal E de l'entrée à la sortie de l'amplificateur PA est négligeable ou prédictible, et permet de s'affranchir du limiteur LIM. Il permet en outre de calculer la durée Tpm avant que l'amplificateur PA n'ait commencé à émettre.
De préférence, la durée Tpm est mesurée à l'aide des premiers moyens de mesure 11 utilisés en l'absence de modulation d'amplitude en entrée du générateur, c'est-à-dire pour un signal AMi qui est nul. De cette façon, la modulation de phase qui est détectée par le discriminateur de
fréquence DISCR n'est pas affectée par les conversions AM/PM dans l'amplificateur de puissance radiofréquence PA.
Dans une variante, la durée Tpm est mesurée à l'aide des premiers moyens de mesure 11 lorsqu'une séquence d'apprentissage déterminée est reçue sur l'entrée 2 (c'est-à-dire lorsque le signal AMi est connu). Ainsi, on peut finalement discerner ce qui, dans la modulation de phase présente dans le signal de sortie G, provient des conversions AM/PM.
Les premiers moyens de mesure 11 comprennent enfin un module de synchronisation SYNC1 qui reçoit le signal PMi sur une première entrée et le signal PMo sur une seconde entrée, et qui délivre sur une sortie une valeur numérique correspondant à la durée Tpm.
Les seconds moyens de mesure 21 comprennent, dans l'exemple représenté, le détecteur DET, et un convertisseur analogique/numérique
ADC2. Ce dernier reçoit en entrée le signal L délivré par le détecteur DET, et délivre en sortie un signal numérique AMo. Le signal AMo est représentatif de la modulation d'amplitude dans le signal de sortie G.
Les seconds moyens de mesure 21 comprennent aussi un module de synchronisation SYNC2 recevant le signal AMi sur une première entrée et le signal AMo sur une seconde entrée, et délivrant en sortie une valeur numérique correspondant à la durée Tam.
Les modules de synchronisation SYNC1 et SYNC2 opèrent en numérique. Dans un exemple de réalisation préféré, ils opèrent dans le domaine temporel, pour déterminer les durées Tpm et Tam par minimisation de l'erreur quadratique entre le signal PMi ou AMi, d'une part, et le signal respectivement PMo ou AMo, d'autre part. En variante, ils opèrent dans le domaine temporel par corrélation entre le signal PMi ou AMi, d'une part, et le signal respectivement PMo ou AMo, d'autre part. Dans une autre variante encore, les modules SYNC1 et SYNC2 peuvent opérer dans le domaine fréquentiel, en procédant à une transformée de Fourier des signaux PMi et PMo, ou AMi et AMo, puis à un traitement basé sur une propriété de cette transformée concernant des signaux identiques retardés.
Le générateur comprend enfin un module de commande CTRL qui reçoit les durées Tpm et Tam sur des entrées respectives, et qui délivre en sortie les signaux de commande P et Q. On rappelle que ces signaux permettent de commander la valeur variable des retards, introduits par les retardateurs DEL1 et DEL2, respectivement.
On notera que l'un des retardateurs DEL1 ou DEL2 peut être supprimé, en sorte que le module de commande CTRL permet seulement d'ajuster la valeur d'un unique retard introduit dans l'un ou l'autre des chemins de propagation 10 et 20. Les retards introduits par les retardateurs DEL1 et/ou DEL2, sous la commande du module de commande CTRL, permettent de compenser la différence entre les durées Tpm et Tam. Ainsi, la composante de modulation de phase ou fréquence et la composante d'amplitude sont synchronisées dans le signal de sortie G. Dans l'exemple illustré à la figure 2, les retardateurs DEL1 et DEL2 sont des moyens numériques. De tels moyens numériques peuvent comprendre un registre à décalage, un filtre retardateur (par exemple un filtre en sinus cardinal), etc. Une telle solution numérique présente l'avantage de permettre une bonne intégration du générateur. En variante, les moyens de calage temporel constitués par les retardateurs DEL1 et DEL2 comprennent des moyens analogiques, en remplacement ou en complément des moyens numériques précités. De tels moyens analogiques comprennent par exemple une ou plusieurs lignes à retard. Afin de simplifier la réalisation de l'algorithme logique mis en œuvre par le module de commande CTRL, il est possible de forcer le retard introduit par l'un, déterminé, des retardateurs DEL1 et DEL2 à une valeur initialement très élevée, en sorte que la différence entre les durées Tpm et Tam soit de signe constant. On notera que la durée Tpm mesurée par les moyens de mesure 11 correspond à la somme de la durée T1 de propagation de la composante de modulation de phase ou fréquence à travers le chemin de propagation 10 d'une
part, et d'une durée correspondant à la propagation de la composante de modulation de phase ou fréquence à travers les moyens de mesure 11 d'autre part. On note T3 cette dernière durée. Dit autrement, la relation suivante est satisfaite : Tpm = T1 + T3 (1 )
De même, la durée Tam mesurée par les moyens de mesure 21 correspond à la somme de la durée T2 de propagation de la composante de modulation d'amplitude à travers le chemin de propagation 20 d'une part, et d'une durée correspondant à la propagation de la composante de modulation d'amplitude à travers les moyens de mesure 21 d'autre part. En notant T4 cette dernière durée, la relation suivante est satisfaite :
Tam = T2 + T4 (2)
Il en résulte que la différence entre les durées Tpm et Tam qui est effectuée dans le module de commande CTRL s'écrit : Tpm - Tam = (T1 + T3) - (T2 + T4) (3) c'est-à-dire :
Tpm - Tam = T1 - T2 + (T3 - T4) (4)
Dit autrement, le terme (T3 - T4) vient s'ajouter à la différence recherchée, et constitue un terme d'erreur introduit par les moyens de mesure. Ceci n'est pas réellement un inconvénient, car les durées T3 et T4 sont où bien négligeables ou bien predictibles. En effet, si le limiteur LIM et le discriminateur de fréquence DISCR sont large bande, les temps de propagation dans ces éléments sont négligeables. Si au contraire le limiteur et/ou le discriminateur de fréquence sont bande étroite, les temps de propagation dans ces éléments ne sont pas négligeables, mais alors ils sont predictibles, avec une dispersion négligeable. De même, le coupleur 4 et le détecteur DET n'introduisent qu'un retard de propagation nul, négligeable ou prédictible avec une précision compatible avec les performances recherchées.
Dans le cas où les temps de propagation T3 et T4 sont ni nuls ni négligeables, mais sont predictibles, il suffit de prendre en compte les temps de propagation prédits dans le module de commande CTRL.
De façon avantageuse, la mesure des durées Tpm et Tam et donc l'adaptation des retards introduits par les retardateurs DEL1 et/ou DEL2 peuvent avoir lieu en continu, notamment lorsque des signaux PMi et AMi correspondant à des données utiles sont reçus sur les entrées 1 et 2, respectivement.
Toutefois, et notamment en l'absence de module de pré-distorsion DIST, il peut être préférable de mesurer la durée Tpm en l'absence de modulation d'amplitude, c'est-à-dire lorsqu'un signal AMi nul est reçu sur l'entrée 2. On évite ainsi l'effet des conversions AM/PM qui peuvent perturber la mesure de la durée Tpm. Cette mesure a donc lieu par exemple dans une période d'apprentissage, lorsque aucune donnée utile n'est reçue sur l'entrée 2.
Dans une variante du générateur, le signal F de commande du gain de l'amplificateur de puissance radiofréquence PA est numérisé et est utilisé pour générer le signal AMo en vue de la mesure de la durée Tam. Tout comme le signal L, ce signal de commande de gain reflète la puissance en sortie de l'amplificateur de puissance PA, c'est-à-dire la modulation d'amplitude dans le signal de sortie G. Ceci est expliqué ci-dessous en regard du graphe de la figure 3. Le graphe de la figure 3 montre la courbe de la phase φ(G) du signal de sortie G en fonction du signal de commande d'amplitude F qui est appliqué sur l'entrée de commande de gain de l'amplificateur de puissance radiofréquences PA, en l'absence de modulation de phase. Cette courbe est donc la courbe des conversions AM/PM en fonction du signal de commande d'amplitude F.
Ainsi qu'on le voit sur cette figure, la phase φ(G) varie de façon sensiblement linéaire en fonction de F pour les valeurs de F comprises entre une valeur F1 et une valeur F2 qui définissent une zone englobant la zone active de l'amplificateur PA. Dit autrement, les conversions AM/PM dans le générateur dépendent au premier ordre du signal de commande d'amplitude F à l'intérieur de la zone active de l'amplificateur de puissance PA. Dit autrement, encore, le signal de commande d'amplitude F dans la zone de fonctionnement
de l'amplificateur de puissance PA est une image des conversions AM/PM dans le générateur. Par zone active, on entend ici zone de fonctionnement normal de l'amplificateur de puissance PA.
En outre, on peut noter que le temps de propagation entre la commande en gain de l'amplificateur de puissance radiofréquence et son effet sur le gain de cet amplificateur sont généralement predictibles, avec une dispersion souvent négligeable.
C'est pourquoi, dans une variante de réalisation, le détecteur DET ne fait pas partie des seconds moyens de mesure 21. Dit autrement, les seconds moyens de mesure 21 comprennent le convertisseur ADC2 qui reçoit le signal de commande d'amplitude F et qui est agencé pour générer le signal AMo à partir du signal F. Dans cette variante, le signal F est fourni en entrée du convertisseur ADC2 (ceci est indiqué, à la figure 2, par une liaison en traits discontinus). Cette variante du générateur est adaptée au cas, non représenté aux figures, où on ne dispose pas d'un détecteur tel que le détecteur DET de la figure 2. En particulier, ceci peut être le cas lorsque le générateur ne comporte pas de moyens analogiques d'asservissement de l'amplitude du signal de sortie G. De tels moyens peuvent en effet être inutiles, si l'amplificateur de puissance est utilisé dans une zone éloignée de la saturation. En outre, ils peuvent être remplacés par des moyens numériques de pré-distorsion en amplitude (adaptatifs ou non), de même nature et utilisés de la même manière que le module de pré-distorsion en phase DIST de la figure 2.
Dans un mode de réalisation préféré, la durée Tam est mesurée à l'aide des premiers moyens de mesure 11 utilisés en l'absence de signal de modulation de phase en entrée du générateur, c'est-à-dire pour un signal PMi qui est nul, ou bien lorsqu'une séquence d'apprentissage particulière est reçue sur l'entrée 1. Dans le premier cas, la modulation de phase qui est détectée par le discriminateur de fréquence DISCR provient des seules conversions AM/PM dans l'amplificateur de puissance radiofréquence PA. Dans le second cas, la séquence d'apprentissage est adaptée pour permettre de discerner les conversions AM/PM de la composante de modulation de phase PM. Dans un
exemple, le signal PMi peut être une sinusoïde à 2kHz (kilo-hertz) et le signal AMi peut être une sinusoïde à 2,5 kHz. Ces deux composantes fréquentielles se retrouvent distinctement dans le signal PMo.
On peut noter, en outre, que la différence entre le retard de la composante AM et le retard des conversions AM/PM par rapport au signal F est négligeable ou prédictible. Donc le retard entre la composante AM et les conversions AM/PM est négligeable ou prédictible.
Il s'ensuit que l'expression (4) ci-dessus est remplacée par l'expression suivante, dans laquelle il n'y a plus de terme d'erreur : Tpm - Tam = T1 - T2 (5)
Dit autrement, l'erreur introduite par les premiers moyens de mesure 11 pour la mesure de la durée Tpm est exactement compensée par l'erreur identique introduite par les mêmes moyens de mesure 11 pour la mesure de la durée Tam. Dans ce mode de réalisation, le convertisseur ADC2 des seconds moyens de mesure 21 , voire le détecteur DET s'il n'est pas par ailleurs utilisé dans la boucle d'asservissement analogique de l'amplitude du signal de sortie, sont inutiles et peuvent donc être omis. Néanmoins, la mesure de la durée Tam en même temps que la mesure de la durée Tpm est difficile. Elle a donc lieu, de préférence, pendant une phase d'apprentissage au cours de laquelle aucun signal utile n'est émis. De préférence, un signal PMi qui est nul est alors délivré sur l'entrée 1 , et une séquence de synchronisation est délivrée sur l'entrée 2.
Pour ce mode de réalisation, la sortie du convertisseur ADC1 des premiers moyens de mesure 11 est en outre reliée au module de synchronisation SYNC2 des seconds moyens de mesure 21 (par une connexion symbolisée en traits discontinus à la figure 2), pour délivrer un signal noté PMo'. Ce signal est un signal numérique représentant les conversions AM / PM dans le signal de sortie G.
La figure 4 représente schématiquement un émetteur radiofréquence selon le deuxième aspect de l'invention.
L'émetteur radiofréquence 60 comprend une entrée de données 100 pour recevoir un message numérique A contenant des données à émettre.
Lorsque l'émetteur est utilisé dans un terminal mobile d'un système de radiocommunications, l'entrée 100 peut être reliée à la sortie d'un codeur de parole ou d'un codeur de canal. Lorsque l'émetteur est utilisé dans une station de base, elle peut être reliée à la sortie d'un équipement de réseau appartenant au sous-système réseau du système de radiocommunications.
L'émetteur comprend également des moyens de codage composites tels qu'un codeur 200 pour générer, à partir du message numérique A, une première suite de valeurs numériques constituant le signal de modulation de phase PMi, et une seconde suite de valeurs numériques constituant le signal de modulation d'amplitude AMi.
L'émetteur comprend en outre, en aval du codeur 200, un générateur 300 d'un signal modulé en phase et en amplitude, tel que décrit ci-dessus en regard du schéma de la figure 2.
L'émetteur comprend enfin une antenne radiofréquence 400, reliée à la sortie du générateur 300. Cette antenne permet l'émission du signal radiofréquence G modulé en phase et en amplitude sur le canal de transmission. En variante, l'antenne 400 peut être remplacée par un câble.
Le schéma de la figure 5 illustre de façon simplifiée les troisième, quatrième, et cinquième aspects de l'invention. Le système de radiocommunications 70 comprend un sous-système réseau, représenté symboliquement par un nuage 73. Il comprend aussi un sous-système radio, comprenant des terminaux mobiles 72 et/ou des stations fixes 71. Les terminaux mobiles 72 sont par exemple des terminaux portables ou portatifs. Les stations fixes 71 sont par exemple des stations de base assurant l'interface radio avec les stations mobiles qui se trouvent à l'intérieur de leur zone de couverture radio (cellule). En variante, il peut s'agir de terminaux fixes.
Selon l'invention, au moins un terminal mobile 72 et/ou au moins une station fixe 71 du système 70 sont équipés d'un émetteur radiofréquence 60 conforme au schéma de la figure 3.