WO2003085829A1 - Circuit integre a application specifique pour dispositif de filtrage passe-bas destine au decouplage des voies xdsl - Google Patents

Circuit integre a application specifique pour dispositif de filtrage passe-bas destine au decouplage des voies xdsl Download PDF

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WO2003085829A1
WO2003085829A1 PCT/EP2003/050093 EP0350093W WO03085829A1 WO 2003085829 A1 WO2003085829 A1 WO 2003085829A1 EP 0350093 W EP0350093 W EP 0350093W WO 03085829 A1 WO03085829 A1 WO 03085829A1
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WO
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asic
filtering device
circuit
low frequency
admittance
Prior art date
Application number
PCT/EP2003/050093
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Inventor
François KRUMMENACHER
Christina De Raad
Guy-Michel Nallatamby
Hervé DEDIEU
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Laboratoire Europeen Adsl
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Publication date
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0002—Modulated-carrier systems analog front ends; means for connecting modulators, demodulators or transceivers to a transmission line
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H11/00—Networks using active elements
    • H03H11/02—Multiple-port networks
    • H03H11/04—Frequency selective two-port networks
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H11/00—Networks using active elements
    • H03H11/02—Multiple-port networks
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems

Definitions

  • the present invention relates to an integrated circuit for specific application, or ASIC (Application Specifies Integrated Circuit in English) for a low-pass filtering device intended for decoupling xDSL channels. It is in particular intended to be incorporated into a device for separating voice-data signals for transmission over xDSL channels. It offers a specific architecture of an integrated circuit with a specific application, making it possible in particular to improve the selectivity of the filtering device in which it is arranged.
  • ASIC Application Specifies Integrated Circuit in English
  • the field of the invention is, in general, that of so-called xDSL technologies.
  • ADSL technology for Asymmetric Digital Subscriber Line, in English, for digital subscriber line with asymmetric speed
  • VDSL technology for Very-high-data rate Digital Subscriber Line, for d line 'very high speed digital subscriber
  • HDSL or SDSL technologies for example ADSL technology (for Asymmetric Digital Subscriber Line, in English, for digital subscriber line with asymmetric speed), VDSL technology (for Very-high-data rate Digital Subscriber Line, for d line 'very high speed digital subscriber), or HDSL or SDSL technologies.
  • the invention will be more particularly described, by way of example, in the context of ADSL. However, it can also be used with other xDSL technologies.
  • These technologies are mainly implemented on local loops of existing telephone networks, the local loop being constituted by the network intermediaries between a telephone exchange and a subscriber station.
  • One of the essential objectives of these technologies is to make possible, on the local loops of the old telephone networks, the simultaneous transmission of different types of signals: on the one hand, the signals relating to the usual telephone conversations between two subscribers, these first signals comprising signals relating to voice and signaling signals, and secondly, signals relating to data, typically information exchanged between a subscriber and a site accessible via the Internet.
  • the pair of copper wires which arrives at the subscriber's, and which has long constituted the telephone line, or subscriber loop, to which the various telephone handsets, also designated as narrowband terminals, user of analog networks traditional so-called POTS (for Plain Old Telephone System) or traditional digital networks called ISDN (or ISDN - integrated service digital network).
  • POTS Plain Old Telephone System
  • ISDN ISDN - integrated service digital network
  • Analog baseband signals typically have a frequency of 0 to 4 kHz, or 0 to 16 kHz if signal signals are taken into account.
  • the digital baseband signals are in frequencies from 0 to 94 KHz. In practice, the baseband is intended for transmission in circuit mode;
  • the high band extends from the top of the telephone base band to around 1 MHz.
  • the high frequency band is spread from 26 KHz to 1.1 MHz if the pair of copper wires is used as baseband for an analog POTS transmission, and from 138 KHz to 1.1 MHz if it is used for a transmission.
  • digital It is normally intended for permanent transmission, mainly in packet mode, ie permanent communication is established between the subscriber and the telephone exchange.
  • connection with dial-up access is a method of temporary connection to a computer network consisting of using a modem, connection software and the switched telephone network as a means of setting up. communication from your own computer and from another computer on the network.
  • the baseband can be used, in particular with preferably digital modems, to transmit data
  • the high frequency band can be used to ensure phonic communications within the framework of communications called telephone communications on the Internet
  • the baseband is used for the transmission of a first type of signals, essentially speech, corresponding to phonic communications
  • the high frequency band is used for the transmission of a second type of signals, essentially data, relating in particular to the consultation of Internet sites.
  • the baseband is only capable of low speed (currently 56 Kbits / s for analog modems and 64 Kbits / s for digital modems) while the high frequency band is likely to have a high speed (possibly around 10 Mbits / s).
  • Figure 1 illustrates the operation of the frequency band in ADSL distribution.
  • the ordinate axis 100 scales the power of the signals transmitted, and the abscissa axis 101 gives the frequency scale.
  • the powers emitted are represented equally for the purpose of simplification.
  • the spectrum 103 is divided into two main parts: a first frequency band 104 corresponding to the spectrum used for the uplink data (from the subscriber to the central office) and a second frequency band 105 corresponding to the spectrum used for the downlink data (from the central to the subscriber).
  • the second frequency band 105 is wider than the first frequency band 104 because the uplink data, which most often correspond to requests sent by a subscriber, are most often less numerous than the downlink data, which can correspond to the download. large files, such as images.
  • FIG. 2 schematically illustrates these separations at the level of a local communication loop.
  • a conventional telephone line 200, or subscriber loop is shown, composed of two copper wires, which provides the link between a subscriber 201, which has a private installation, and a telephone exchange 202.
  • the telephone exchange 202 provides the connection to a conventional telephone network 203 and to an Internet type network 204.
  • a first device 205 for separating voice-data signals also called a switch filter or splitter.
  • a splitter is an electronic device associated with an ADSL modem which makes it possible to separate the voice signals from the data signals and to route them on two different channels.
  • the splitter 205 will be designated subsequently as the central splitter.
  • the central splitter 205 is most often incorporated into a splitter card, this card being able to include up to a few tens of central splitters. Its function is to separate the data signals, which are oriented towards the Internet network 204, and the voice signals, which are oriented towards the conventional telephone networks 203. Another function of the central splitter 205 is to multiplex the signals of voice, emitted by conventional telephone networks 203, and signals emitted by an access multiplexer 206 subsequently detailed, in order to route them on the same twisted pair 200. In theory, there is in the central splitter 205 a low frequency filter and a high frequency filter, which pass the phonic signals and the ADSL signals respectively.
  • the design of the central splitter 205 must be such that the conventional telephone services of the POTS and / or ISDN networks are not disturbed by the presence of the ADSL signals, and that the data flow of the ADSL signals is not affected by certain observable conventional operations. on these networks, in particular off-hook / on-hook operations.
  • DSLAM Digital Subscriber Line Access Multiplexer
  • a DSLAM is a multiplexer of access, specially designed for DSL equipment, usually located on the premises of telephone exchanges, which transmits signals over the Internet using a time division multiplex technique.
  • the splitter 207 On the subscriber's side 201, there is also a splitter 207 connected to the telephone line 200.
  • the splitter 207 is called the master splitter.
  • the master splitter 207 also has the function of separating the signals from data, which are directed to a personal computer 208 associated with an ADSL modem, and voice signals, which are directed to conventional telephone handsets 209.
  • the master splitter 207 there is also in the master splitter 207 a low frequency filter and a filter high frequency, which pass phonic signals and ADSL signals respectively.
  • the design of the master splitter 207 must be such that, as for the central splitter 205, it must be able to avoid any interference or alteration phenomenon, for each type of signal, which could be caused by the other type of signal.
  • the low frequency splitter filter and the high frequency filter are separate and distinct. In the figure, these filters are shown only on the subscriber side.
  • the high frequency filter 210 that is to say the filter which lets the data signals pass and only these, is placed between the telephone line 200 and the DSLAM 206 (telephone exchange side) and between the telephone line 200 and l personal computer 208 (subscriber side).
  • the high frequency filter 210 can be incorporated, partially or totally, in an ADSL modem.
  • the low frequency filter 211 is, for its part, disposed between the telephone line 200 and the conventional telephone network 203 (telephone exchange side) and between the telephone line 200 and the conventional telephone handsets 209 (subscriber side).
  • Each filter is used to isolate the installation that it connects signals intended for the other installation.
  • the low frequency filter 211 serves to prevent the phonic signals from being disturbed by the data signals.
  • such low frequency filters are also called “splitters” insofar as the high-pass filter necessary for the modem is integrated in this same modem.
  • Such filters often called microfilters, are incorporated in filtering devices which are the subject of the invention.
  • ILF Insertion Loss Factor in English
  • ILF Insertion Loss Factor in English
  • this factor measures the loss of transmission caused in the circuit by the installation of a filter, between a situation where the filter is not present and a situation where it is installed; according to the various standards in force, when the characteristic impedance is purely resistive, the loss must be less than 0.3 dB; for complex impedances, the insertion loss must be less than 1 dB.
  • RLF Return Loss in English
  • RLF 20 log 10 abs (((Zin (w) + Zc (w)) / ((Zin (w) -Zc (w))), where Zin (w) measures the input impedance of the device whose wants to measure the RLF, and where Zc (w) is the impedance of a reference load.
  • Zin (w) measures the input impedance of the device whose wants to measure the RLF
  • Zc (w) is the impedance of a reference load.
  • the structure of elliptical filters is made up of non-dissipative passive components.
  • the complex nature of the characteristic line impedances, the imaginary part of which is no longer negligible with xDSL technologies requires, in order to obtain an optimal filter, to introduce correctors made up of some negative resistances and / or capacities. Such correctors must therefore use active components which are not provided in these filters;
  • each splitter Due to the large number of coils used in the filters of the prior art, the space occupied by each splitter is of the order of 15 to 20 cm 2 . This space is not negligible, essentially on the telephone exchange side where many splitters are mounted together on the same card.
  • the performance of passive filters can vary significantly from one filter to another due to the tolerance of the inductors used, which is of the order of plus or minus 7%.
  • ASIC Application Specifies Integrated Circuit in English type for integrated circuit with specific application
  • the two ASICs have a similar structure, this structure being an object of the present invention.
  • Some passive elements are still present in the low frequency filtering device incorporating the ASICs.
  • the device 300 is described in the case where it is placed on the subscriber side A of the line. It could however be placed on the telephone exchange side.
  • a conventional telephone line Li composed of a first transmission line 301, called strand A or TIP line, and a second transmission line 302, called strand B or RING line.
  • These two inductors have, for reasons of symmetry of the telephone line, the same value. Typically, this value is of the order of 17.5 mH (milliHenry).
  • On each transmission line there is then, in series with the inductor 303, respectively 304, an active component of type ASIC 305, respectively 306.
  • the two ASICs 305 and 306 must have, for reasons of symmetry of the telephone line Li, identical structures.
  • the ASICs constituting the active part are associated with a passive part.
  • This passive part notably includes inductors 303 and 304. It can also include:
  • a first capacity 310 which connects the two transmission lines 301 and 302 at connection points 312 and 314, situated respectively between the coil 303 and the ASIC 305, and between the coil 304 and the ASIC 306.
  • This first capacity 310 essentially makes it possible to supplement the passive part of the device according to the invention, which, associated with inductors 303 and 304, then constitutes a passive filter of order 2.
  • the value of this first capacity 310 is typically 27 nF.
  • a second capacity 311 which connects the two transmission lines 301 and 302 at connection points 313 and 315 located respectively on the first transmission line 301 and on the second transmission line 302, at the outlet of the filter 300, on the side of subscriber A.
  • the second capacity 311 essentially serves to filter a high frequency noise signal which could be generated by each ASIC. It also contributes to the filtering of the high frequency signals transmitted according to the xDSL technologies.
  • the value of this second capacitance 311 is typically 56 nF.
  • ASICs must be supplied with energy. They are therefore assigned an external energy source suitable for their operation. However, the installation of a filtering device then becomes expensive and restrictive.
  • the filtering device makes it possible in particular to solve this problem.
  • a particular architecture is proposed for the ASICs presented in FIG. 3.
  • One of the essential constraints in the design of an architecture for these ASICs lies in the fact that one no longer wishes to add sources of external energy necessary for the operation of ASICs.
  • the proposed architecture therefore offers a solution notably so that the power supply for the ASICs is directly supplied by continuous signals circulating on the telephone line.
  • the invention therefore essentially relates to a low-frequency filtering device installed on a telephone line composed of a first transmission line and a second transmission line, said device comprising in particular an active part comprising in particular a first integrated circuit for specific application , or ASIC, and a second identical ASIC, the first ASIC being arranged in series on the first transmission line between a first connection point, connected to a first connection pin of the first ASIC, and a second connection point, connected to a second connection pin of the first ASIC, of the first transmission line, the second ASIC being arranged in series on the second transmission line between a third connection point, connected to the first connection pin of the second ASIC, and a fourth connection point, connected to the second connection pin of the second ASIC, of the second transmission line, characterized in that each ASIC comprises an active rectifier circuit, arranged in series between the first connection pin and the second connection pin of the ASIC in which it is included, to apply a potential difference , whose sign is independent of the direction of a current flowing in the transmission lines, at
  • the active admittance performed is a fourth order admittance.
  • each ASIC comprises a hook / on-hook detection circuit, disposed in parallel with the active rectifier circuit, for short-circuiting the electronic circuit realizing active admittance when the telephone line is in the on-hook state.
  • Each ASIC has a third connection pin which can then be used to connect, via a resistor, the on-hook / on-hook detection circuits of each ASIC.
  • each ASIC includes an impedance matching circuit, connected to the first connection pin, to perform an input impedance matching of the low frequency filtering device to the telephone line.
  • Each ASIC has a fourth connection pin which can then be used to connect, via a resistor and a capacitor arranged in series, the two impedance matching circuits which are arranged in each ASIC.
  • the electronic circuit carrying out active admittance comprises operational amplifiers, characterized by a transconductance, which are directly supplied by the transmission line on which the ASIC to which they belong is arranged. It can also include a voltage drop device so that the voltage applied to the terminals of each operational amplifier characterized by a transconductance is less than the supply voltage of these amplifiers.
  • FIG. 3 already described, a block diagram of a low frequency filtering device 300, in which one can incorporate an integrated circuit with specific application of the type of which the structure is the object of the invention;
  • FIG. 4 a block diagram showing the main circuits of the architecture of an ASIC used in the low frequency device of the invention
  • FIG. 4 schematically illustrates the main electronic circuits which operate within each ASIC incorporated in the low frequency filtering device which is the subject of the invention.
  • the ASIC represented is ASIC 305 in FIG. 3, which is also identical to ASIC 306.
  • Five of the eight pins, or terminals, for connecting ASIC 305 are represented in this figure: A1, B1, C1, L1 and P1, the latter two corresponding to connection points 312 and 313 shown in Figure 3.
  • ASIC 305 which is arranged in series on the first transmission line _
  • Pins L1 and P1 are directly connected to two separate electronic circuits of the ASIC 305: a so-called active rectifier circuit 401 and a circuit for detecting off-hook / on-hook operations 404. These two circuits are therefore mounted in parallel, within ASIC 305, on the first transmission line 301.
  • a third electronic circuit which is an impedance matching circuit 403, is connected to pin L1.
  • a fourth separate electronic circuit 402 within the ASIC 305 is a circuit realizing an active admittance which, in the exposed case, is a fourth order admittance 402. By active admittance, one designates an admittance whose value depends on the frequency signals received by the electronic circuit 402.
  • the fourth circuit 402 is directly connected to the active rectifier 401 by means of a first link 405 and a second link 406.
  • Pins A1 and B1 are connected to the impedance matching circuit 403; pin C1 is connected to the on-hook / on-hook detection circuit 404.
  • FIG. 5 illustrates the arrangement of ASICs 305 and 306 on the transmission lines 301 and 302, as well as the interconnections between these two ASICs.
  • the references of the pins of ASIC 305 are terminated by the index 1, while those of the pins of the ASIC 306 are terminated by the index 2.
  • This figure essentially illustrates the fact that the pins A1 and A2 are connected by a link comprising a capacitor 501.
  • the pins B1 and B2 are connected by a link comprising a resistor 502 connected in series with a capacitor 503.
  • the pins C1 and C2 are connected by a link comprising a resistor 504. The role of these passive components will be specified later on in the description of other figures in which they appear.
  • the active rectifier circuit 401 when the telephone line is in the off-hook state (or "off hook"), a direct current DC flows on the telephone line L, but in a direction which is a priori unknown: we do not know , for example for ASIC 305, if the DC current enters via terminal L1 and exits via terminal P1 or if it is the opposite.
  • the electronic circuit 402 carrying out the admittance of the fourth order comprises in particular amplifiers which must be supplied correctly.
  • the role of the active rectifier circuit 401 is therefore to create two potentials V + and V- independently of the direction of the current at the terminals L1 and P1.
  • this circuit makes it possible to obtain, between the terminals L and P of each ASIC, an admittance Y (p) of the form:
  • the so-called fourth order admittance circuit includes a voltage drop element ensuring that the operational amplifiers of circuit 402 carrying out the fourth order admittance will always be supplied by a potential V + and a potential V-, which are always, in absolute value, greater than the amplitude of the voltages applied to them.
  • this circuit makes it possible to change the input resistance of the low-pass filtering device 300 described in FIG. 3.
  • this circuit makes it possible to show, as a function of the frequencies of the different signals transmitted to the ASICs, a negative impedance between the terminals L1 and L2 of the ASICs 305 and 306.
  • the on-hook / on-hook detection circuit 404 when the line is on-hook (on hook), this circuit makes it possible to obtain a low resistance value, of the order of 50 ohms, between the terminals L and P of each ASIC. The fourth order admittance is then short-circuited. As soon as the line is off hook (off hook in English), a current greater than a predetermined threshold value appears on the telephone line, and the on-hook / on-hook detection circuit 404 makes it possible to obtain an impedance of very high value.
  • FIG. 6 An exemplary embodiment of the active rectifier circuit 401 is represented in FIG. 6.
  • the circuit 401 comprises four field effect transistors (FET), two with N channel, N61 and N62, and two with P channel, P61 and P62.
  • Terminal L is directly connected to the source of FET P61, to the drain of FET N61, and to the gates of FET P62 and N62.
  • Terminal P is directly connected to the source of FET P62, to the drain of FET N62, and to the gates of FET P61 and N61.
  • the circuit 401 has two ends which are referenced 601 and 602; it makes it possible to obtain at point 601 a potential V + and at point 602 a potential V- lower than the potential V +, and this independently of the relative values of the potentials V (L) and V (P). Between the ends 601 and 602, an impedance 603 of value Z can be arranged. In the realization of the ASIC intervening in the object of the invention, it is the admittance of the fourth order which is arranged between the ends 601 and 602.
  • the circuit 402 providing fourth order admittance is a voltage controlled current source.
  • the voltage which controls this current source is the potential difference between terminal L and terminal P of each ASIC, which is found between the ends 601 and 602 of circuit 401.
  • Active elements are used in this circuit: this are OTA (for Operational Transconductance Amplifier in English), i.e. operational amplifiers characterized by their transconductance.
  • the circuit 700 has an input 711 brought to the potential V + and an output 712 brought to the potential V-.
  • An OTA 701 is characterized by a transconductance g1. It has a first input 702 and a second input 703 whose potential is lower than the potential of the first input 702.
  • a conductive link 704, which is connected to input 711, is connected on the one hand to the first input 702 of OTA 701, at a capacitor C11 and at the source of a P-channel field effect transistor 706.
  • the drain of this FET 206 is connected via a resistor R0 to a conductive link 705 which is connected to the output 712.
  • the conductive link 705 is also connected to a capacitor C12, which is itself connected to the capacitor C11.
  • the output of the OTA 701 is connected to a connection point 707 located on a link connecting the two capacitors C11 and C12.
  • a positive input 708 of an operational amplifier 709 is also connected to the connection point 707.
  • the negative input 710 of the operational amplifier 709 is connected to a link connecting the second input 703 of the OTA 701 to a connection point 717 located between the drain of FET 706 and the resistance R0.
  • the output of the operational amplifier 709 is connected to the gate of the FET 706.
  • the operational amplifier 709 has a very high gain.
  • two dotted lines 713 and 714 define in the space separating them, a basic cell 715. It comprises in particular the OTA 701 and the two capacitors C11 and C12.
  • the part of the circuit 700 located to the right of the dotted line 714 constitutes a cell 716 called termination.
  • the termination cell 716 notably comprises the operational amplifier 709, the FET 706 and the resistor R0.
  • the circuit 402 performing fourth order admittance is shown in FIG. 8. This circuit is in fact made up of the juxtaposition of four base cells 715, then of the termination cell 716.
  • Each basic cell therefore comprises an OTA 80X characterized by a transconductance gX, corresponding to the OTA 701 in FIG. 7, a first capacity CX1, corresponding to the capacity C11 in FIG. 7, a second capacity CX2, corresponding to the capacity C 2 in FIG. 7, and a connection point 81 X corresponding to the connection point 707 in FIG. 7, where X, which varies from 1 to 4, denotes the number of the basic cell to which an element belongs.
  • the first basic cell differs slightly from the following three in that it has a voltage drop element 820 intended to lower the voltage of the alternating signals which are applied between input 711 and output 712 of circuit 402.
  • Each OTA is directly connected, at its positive and respectively negative supply terminal, to the link 704 brought to the potential V +, respectively to the link 705 brought to the potential V-.
  • Such values make it possible to obtain an active impedance, inverse to the active admittance, as represented on the curve of FIG. 14.
  • the impedance is almost zero for frequencies close to 0 and for frequencies above 200 kHz, and that it presents, in absolute value, a maximum for frequency values close to 30 kHz.
  • the rejection level will thus be maximum for frequencies close to 30 kHz, the separation of low frequency and high frequency signals can thus be ensured.
  • the maximum value of the impedance is close to 10 kiloOhms
  • FIG. 9 illustrates an exemplary embodiment of the OTA 801 associated with the voltage drop element 820.
  • the positive input in + of amplifier 801 is directly connected to the gate of a P-channel field effect transistor, P901, the source of this FET being connected to the negative input of amplifier 801.
  • the drain of FET P901 constitutes the output of the amplifier 801, that is to say that it leads to the connection point 811.
  • the voltage drop element 820 here combines the voltage across the resistor 900 and the gate-source voltage of the transistor P901.
  • the transconductance g1 is, as a first approximation, inversely proportional to the value of the resistance 900.
  • FIG. 10 illustrates an exemplary embodiment of the OTAs 802, 803 and 804, which are identical.
  • the positive input in + of the amplifier 80X is directly connected to the gate of a first P-channel field effect transistor, P101
  • the negative input in- of the amplifier 80X is directly connected to the gate of a second P-channel FET, P102.
  • the sources of these two FETs are connected to a conductive link 1000 brought to the potential V +.
  • the drain of the FET P102 is connected to the drain of an N-channel FET, N102.
  • the grid of this FET N102 is connected on the one hand to the grid of another N-channel FET, N101, and to the drains of the FETs P101 and N101.
  • the sources of the FETs N101 and N102 are connected to a link which is brought to the potential V-.
  • the current source 902 notably includes an internal resistance not shown, which is a clone of the internal resistance Rin in FIG. 9, which makes it possible to define the current output, and thus to adjust the transconductance of each OTA.
  • the transconductance g x is also dependent on the characteristics of the transistors.
  • FIG. 11 is an exemplary embodiment of the off-hook / on-hook detection circuit 404.
  • the elements intervening for a case of polarization of the circuit have been represented, which corresponds to a determined direction of the current in the transmission lines. 301 and 302.
  • the Figure 11 is composed of a first elementary block 1101, present in ASIC 305, and a second elementary block 1102, present in ASIC 306.
  • the first elementary block 1101 comprises five P-channel field effect transistors.
  • the terminal L1 is directly connected to the source of a FET P112, of a FET P114, of a FET P113 and to the gate of a FET. P111.
  • Terminal P1 is directly connected to the source of FET P111, of a FET P115, to the drain of FET P113 and to the gate of FET P112.
  • the drains of the FETs P111 and P112 are connected to a connection point 1103 which is moreover connected to a connection point 1104.
  • the connection point 1104 is moreover connected to the grid of the FETs P113, P114 and P115, as well as at terminal C1.
  • terminal C1 is directly connected to the drains of FET P114 and P115.
  • the first elementary block is, in practice, doubled: an additional elementary block, not shown, belonging to the same ASIC, is mounted in parallel with block 1101 between the terminals L1 and P1.
  • This complementary block occurs when the direction of the current, in the transmission lines 301 and 302, is reversed with respect to that which has been determined above.
  • These two blocks are identical, with the difference that all the P-channel FETs of block 1 101 are replaced by N-channel FETs.
  • the combination of these two blocks constitutes the on-hook / on-hook detection circuit shown in FIG. 4 .
  • Terminal C1 is connected to terminal C2 via resistor 504, typically with a value of 4.7 megaOhms.
  • Block 1 102 has a symmetrical structure to that of block 1101 with respect to the resistor 504 separating them, with the difference that all the P-channel FETs have been replaced by N-channel FETs.
  • block 1102 is completed, in order to constitute the off-hook / on-hook detection circuit of the ASIC 306, by another complementary block, not shown, mounted in parallel with the second elementary block 1102 between the terminals L2 and P2, of the same structure as the block 1 102, except that the N-channel FETs have been replaced by P-channel FETs
  • FIG. 12 gives an exemplary embodiment of the impedance matching circuit 403.
  • This circuit notably comprises five resistors: R101, R102, R103, R104 and R105, an operational amplifier 120 and a P-channel FET, P122.
  • Pin L is connected to pin A via resistor R105, to a positive input 123 of amplifier 120 through resistor R101, to a negative input 124 of amplifier 120 through intermediate of resistance R102, and at the source of FET P122.
  • the negative input 124 of the amplifier 120 is connected, via the resistor R104 to a link 125 connecting the drain of the FET P122 and the terminal B.
  • the positive input 124 of the amplifier 120 is connected, by via resistor R103 at terminal B.
  • the output of amplifier 120 is connected to the gate of FET P122.
  • Zin (p) Z ((R1 + R3) .C.p + 1 + (R1 + R3) / R5) / ((R3-R4R1 / R2) .Cp + 1 + (R1 + R3) / R5) ( equation 17) where Rx corresponds to R10x, x can vary from 1 to 5, for the sake of simplification of equation 17.
  • R101 150 kiloOhms
  • R102 100 kiloOhms
  • R103 50 kiloOhms
  • R104 83 kiloOhms
  • the impedance matching circuit 404 behaves like a negative impedance with a gain of -2.68.
  • the impedance is simply equal to Z.
  • Figure 13 shows the main circuits which have just been described. It also includes an EEPROM 131 type memory module, a _
  • the multiplexer 133 is connected to the DATA terminal, the CK terminal makes it possible to send a clock signal to the FIFO memory 132, and the Vpp terminal is connected to the EEPROM memory 131.
  • the multiplexer 133 can receive data from the FIFO memory module 132 and communicate data to it in multiplexed form.
  • the FIFO memory can exchange data with the EEPROM 131. This system allows 16 bits to be used to control the ASIC programming process.
  • a first bit is used to determine whether the variables to be programmed in the ASIC are defined by the content of the FIFO memory 132 or by the content of the EEPROM 131.
  • a second bit is used to determine whether the admittance to be achieved corresponds to the European standard or American standard.
  • 3 bits are reserved for the parameter setting of the voltage Vdrop, which amounts to adjusting the resistance R900 of figure 9
  • 6 bits are reserved for the parameter setting of the various transconductances, which amounts to adjusting the value of the resistors Rin present in the sources current in Figures 9 and 10
  • 5 bits are reserved for setting the resistance R0.

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Abstract

La présente invention a pour objet un circuit intégré à application spécifique, ou ASIC (305; 306) pour un dispositif de filtrage passe-bas (300) destiné au découplage des voies xDSL sur une ligne téléphonique (Li). Dans l'invention, on propose une architecture adaptée pour les ASIC (305; 306) de telle sorte que leur alimentation en énergie soit directement fournie par des signaux continus circulant sur la ligne téléphonique. Chaque ASIC (305; 306) du dispositif de filtrage (300) peut ainsi notamment comporter un circuit rectificateur actif (401), un circuit réalisant une admittance du quatrième ordre (402), un circuit d'adaptation d'impédance (403) et un circuit de détection des opérations de décroché/raccroché (404).

Description

Circuit intégré à application spécifique pour dispositif de filtrage passe-bas destiné au découplage des voies xDSL
La présente invention a pour objet un circuit intégré à application spécifique, ou ASIC (Application Spécifie Integrated Circuit en anglais) pour un dispositif de filtrage passe-bas destiné au découplage des voies xDSL. Elle est notamment destinée à être incorporée dans un dispositif séparateur de signaux voix-données pour une transmission sur des voies xDSL. Elle propose une architecture particulière de circuit intégré à application spécifique permettant notamment d'améliorer la sélectivité du dispositif de filtrage dans lequel elle est disposée.
Le domaine de l'invention est, d'une façon générale, celui des technologies dites xDSL. Dans ces technologies, on trouve par exemple la technologie ADSL (pour Asymmetric Digital Subscriber Line, en anglais, pour ligne d'abonné numérique à débit asymétrique), la technologie VDSL (pour Very-high-data rate Digital Subscriber Line, pour ligne d'abonné numérique à très haut débit), ou encore les technologies HDSL ou SDSL. L'invention sera plus particulièrement décrite, à titre d'exemple, dans le cadre de l'ADSL. Elle peut cependant également être utilisée avec les autres technologies xDSL. Ces technologies sont essentiellement mises en œuvre sur des boucles locales des réseaux de téléphonie existant, la boucle locale étant constituée par les intermédiaires du réseau entre un central téléphonique et un poste d'abonné. Un des objectifs essentiels de ces technologies est de rendre possible, sur les boucles locales des anciens réseaux de téléphonie, la transmission simultanée de différents types de signaux : d'une part, les signaux relatifs aux conversations téléphoniques habituelles entre deux abonnés, ces premiers signaux comprenant des signaux relatifs à la voix et des signaux de signalisation, et d'autre part, des signaux relatifs à des données, typiquement des informations échangées entre un abonné et un site accessible via le réseau Internet.
Pour des transmissions selon ces technologies, on utilise donc la paire de fils de cuivre qui arrive chez l'abonné, et qui constitue depuis longtemps la ligne téléphonique, ou boucle d'abonné, à laquelle sont raccordés les différents combinés téléphoniques, également désignés comme terminaux bande étroite, de l'utilisateur des réseaux analogiques traditionnels dits POTS (pour Plain Old Téléphone System - système ancien de télécommunications) ou des réseaux numériques traditionnels dits ISDN (ou RNIS - réseau numérique à intégration de services). Cette paire de fils de cuivre est le plus souvent torsadée et comporte une gaine isolante en polyéthylène.
Sur cette paire de fils de cuivre, on transmet donc à la fois :
- en bande de base, des signaux analogiques non modulés correspondant aux réseaux POTS, ou des signaux numériques correspondant aux réseaux ISDN. Les signaux analogiques en bande de base sont de fréquence typiquement 0 à 4 kHz, ou 0 à 16 KHz si on tient compte des signaux de signalisation. Les signaux numériques en bande de base sont dans des fréquences de 0 à 94 KHz. En pratique, la bande de base est destinée à une transmission en mode circuit;
- en bande haute fréquence, d'autres signaux, numériques et modulés, qui correspondent par exemple aux informations échangées avec le réseau Internet. La bande haute s'étale du dessus de la bande de base téléphonique jusqu'à 1 MHz environ. En pratique la bande haute fréquence s'étale de 26 KHz à 1 ,1 MHz si la paire de fils de cuivre sert en bande de base pour une transmission analogique POTS, et de 138 KHz à 1 ,1 MHz si elle sert pour une transmission numérique. Elle est normalement destinée à une transmission permanente, en mode paquets principalement, c'est à dire qu'une communication permanente est établie entre l'abonné et le central téléphonique. On est ainsi dispensé des opérations classiques intervenant lors d'une connexion avec accès par ligne commutée, qui est une méthode de connexion temporaire à un réseau informatique consistant à utiliser un modem, un logiciel de connexion et le réseau téléphonique commuté comme moyen de mise en communication de son propre ordinateur et d'un autre ordinateur du réseau.
Bien que la bande de base puisse être utilisée, notamment avec des modems de préférence numériques, pour transmettre des données, et que la bande haute fréquence puisse servir à assurer des communications phoniques dans le cadre de communications dites communications téléphoniques sur Internet, on considérera, de façon schématique, et dans un souci de simplification des explications, que la bande de base est utilisée pour la transmission d'un premier type de signaux, essentiellement des paroles, correspondant à des communications phoniques, et que la bande haute fréquence sert pour la transmission d'un deuxième type de signaux, essentiellement des données, relatives notamment à la consultation de sites Internet.
La bande de base n'est capable que d'un faible débit (actuellement 56 Kbits/s pour les modems analogiques et 64 Kbits/s pour les modems numériques) alors que la bande haute fréquence est susceptible dé présenter un haut débit (pouvant avoisiner 10 Mbits/s).
La figure 1 illustre l'exploitation de la bande de fréquence en distribution ADSL. L'axe des ordonnées 100 échelonne la puissance des signaux émis, et l'axe des abscisses 101 donne l'échelle des fréquences. Les puissances émises sont représentées de façon équirépartie dans un but de simplification. On retrouve le spectre vocal 102 s'etendant de 0 à 4 kHz, et le spectre 103 utilisé pour la transmission de données selon la technologie ADSL, ce dernier s'etendant d'environ 30 kHz à 1 ,1 MHz. Le spectre 103 est divisé en deux parties principales : une première bande de fréquence 104 correspondant au spectre utilisé pour les données montantes (de l'abonné vers le central) et une deuxième bande de fréquence 105 correspondant au spectre utilisé pour les données descendantes (du central vers l'abonné). La deuxième bande de fréquence 105 est plus large que la première bande de fréquence 104 car les données montantes, qui correspondent le plus souvent à des requêtes émises par un abonné, sont le plus souvent moins nombreuses que les données descendantes, qui peuvent correspondre au téléchargement de gros fichiers, des images par exemple.
L'utilisation d'une ligne dite ADSL nécessite donc de séparer la bande de base, basse fréquence, de la bande haute fréquence. La figure 2 illustre schématiquement ces séparations au niveau d'une boucle locale de communication. Sur cette figure, on a représenté une ligne téléphonique usuelle 200, ou boucle d'abonné, composée de deux fils en cuivre, qui assure la liaison entre un abonné 201 , qui dispose d'une installation privative, et un central téléphonique 202.
Le central téléphonique 202 assure la connexion à un réseau de téléphonie classique 203 et à un réseau de type Internet 204. Afin de dissocier les signaux destinés au réseau téléphonique 203 et au réseau Internet 204, un premier dispositif 205 séparateur de signaux voix-données, également appelé filtre à aiguillage ou splitter, est utilisé. D'une façon générale, un splitter est un dispositif électronique associé à un modem ADSL qui permet de séparer les signaux de la voix des signaux de données et de les acheminer sur deux voies différentes. Le splitter 205 sera désigné par la suite comme splitter central.
Le splitter central 205 est le plus souvent incorporé dans une carte de splitters, cette carte pouvant comporter jusqu'à quelques dizaines de splitters centraux. Il a pour fonction de séparer les signaux de données, qui sont orientés vers le réseau Internet 204, et les signaux de voix, qui sont orientés vers les réseaux de téléphonie classiques 203. Une autre fonction du splitter central 205 est de multiplexer les signaux de voix, émis par les réseaux de téléphonie classiques 203, et les signaux émis par un multiplexeur d'accès 206 ultérieurement détaillé, afin de les acheminer sur la même paire torsadée 200. En théorie, on trouve dans le splitter central 205 un filtre basse fréquence et un filtre haute fréquence, qui laissent passer respectivement les signaux phoniques et les signaux ADSL. La conception du splitter central 205 doit être telle que les services téléphoniques classiques des réseaux POTS et/ou ISDN ne soient pas perturbés par la présence des signaux ADSL, et que le flux de données des signaux ADSL ne soit pas affecté par certaines opérations classiques observables sur ces réseaux, notamment les opérations de décroché/raccroché.
Les données destinées au - ou provenant du - réseau Internet 204 transitent par un multiplexeur d'accès DSL 206, appelé DSLAM, qui est relié au splitter central 205. Un DSLAM (pour Digital Subscriber Line Access Multiplexer en anglais) est un multiplexeur d'accès, conçu spécialement pour les équipements DSL, habituellement situé dans les locaux des centraux téléphoniques, qui transmet les signaux sur Internet en utilisant une technique de multiplexage temporel.
Du côté de l'abonné 201 , on trouve également un splitter 207 relié à la ligne téléphonique 200. Le splitter 207 est appelé splitter maître. Quand plusieurs téléphones sont connectés à la même ligne, chacun d'entre eux doit être protégé par un filtre passe-bas. Dans ce dernier cas, on utilise des filtres de protections d'ordre 2 ou 3 à faible coût. La simplicité de réalisation et la compacité de ces filtres les a consacrés sous l'appellation micro-filtres. Le splitter maître 207 a aussi pour fonction de séparer les signaux de données, qui sont orientés vers un ordinateur personnel 208 associé à un modem ADSL, et les signaux de voix, qui sont orientés vers des combinés téléphoniques classiques 209. En théorie, on trouve également dans le splitter maître 207 un filtre basse fréquence et un filtre haute fréquence, qui laissent passer respectivement les signaux phoniques et les signaux ADSL. La conception du splitter maître 207 doit être telle que, comme pour le splitter central 205, il doit pouvoir éviter tout phénomène d'interférence ou d'altération, pour chaque type de signaux, qui pourrait être causé par l'autre type de signaux.
Dans la pratique, le filtre basse fréquence du splitter et le filtre haute fréquence sont séparés et distincts. Sur la figure, ces filtres sont représentés uniquement du côté abonné. Le filtre haute fréquence 210, c'est à dire le filtre qui laisse passer les signaux de données et uniquement ceux-là, est disposé entre la ligne téléphonique 200 et le DSLAM 206 (côté central téléphonique) et entre la ligne téléphonique 200 et l'ordinateur personnel 208 (côté abonné). Le filtre haute fréquence 210 peut être incorporé, partiellement ou totalement, dans un modem ADSL. Le filtre basse fréquence 211 est, pour sa part, disposé entre la ligne téléphonique 200 et le réseau de téléphonie classique 203 (côté central téléphonique) et entre la ligne téléphonique 200 et les combinés téléphoniques classiques 209 (côté abonné).
Chaque filtre sert à isoler l'installation qu'il relie des signaux destinés à l'autre installation. Notamment, le filtre basse fréquence 211 sert à empêcher que les signaux phoniques soient perturbés par les signaux de données. Par abus de langage, on appelle de tels filtres basse fréquence également des "splitters" dans la mesure où le filtre passe-haut nécessaire au modem est intégré dans ce même modem. De tels filtres dénommés souvent microfiltres sont incorporés dans des dispositifs de filtrage objet de l'invention.
L'installation des filtres, et notamment des filtres passe-bas, doit satisfaire à plusieurs contraintes :
- le respect de valeurs d'impédances d'entrée et de sortie imposées. Afin que la puissance transmise par la ligne téléphonique le soit avec le meilleur rendement possible, les lignes téléphoniques doivent être caractérisées, en entrée et en sortie, par une impédance ayant une valeur aussi proche que possible de l'impédance complexe caractéristique de la ligne téléphonique. L'introduction de filtres sur la ligne téléphonique doit respecter ce principe. On appelle Zc une telle impédance caractéristique. Dans la pratique Zc est une valeur imposée par une norme, la norme en question pouvant être différente d'un pays à l'autre, même si les impédances concernées ont des valeurs sensiblement comparables. On trouve ainsi notamment l'impédance européenne harmonisée, l'impédance anglaise, l'impédance allemande, et deux impédances américaines dites à 600 ohms et 900 ohms respectivement. Les différences entre ces impédances dépendent notamment du diamètre des fils de cuivre utilisés, de l'isolant et du pas des torsades.
- le facteur dit d'affaiblissement d'insertion, ou ILF (pour Insertion Loss Factor en anglais), qui mesure un affaiblissement de puissance d'une voie de transmission lorsqu'il s'y trouve des montages en pont, des filtres, des égaliseurs ou d'autres montages. Dans le cas présent, ce facteur mesure la perte de transmission occasionnée dans le circuit par la mise en place d'un filtre, entre une situation où le filtre n'est pas présent et une situation où il est mis en place ; selon les différentes normes en vigueur, lorsque l'impédance caractéristique est purement résistive, la perte doit être inférieure à 0,3 dB ; pour les impédances complexes, la perte d'insertion doit être inférieure à 1 dB.
- le facteur dit d'affaiblissement de réflexion, ou RLF (pour Return Loss en anglais), qui est une mesure liée à la puissance de signal réfléchi par rapport à la puissance de signal transmissible. Il s'exprime par la formule suivante :
RLF=20 log 10 abs(((Zin(w)+Zc(w)) / ((Zin(w)-Zc(w))), où Zin(w) mesure l'impédance d'entrée du dispositif dont on veut mesurer le RLF, et où Zc(w) est l'impédance d'une charge de référence. On voit clairement que le Return Loss correspond à une mesure d'adaptation d'impédance. Lorsque l'adaptation est parfaite (Zin(w)=Zc(w)), le Return Loss tend vers l'infini. Dans les normes, l'affaiblissement de réflexion pour un filtre basse fréquence doit être supérieur à environ 18 dB dans la bande de base utile (300 - 3400 Hz en réseau POTS, et 300 - 94000 Hz en réseau ISDN).
Pour tenter de satisfaire à toutes ces contraintes, il a été imaginé différents type de filtres basse fréquence. Une des solutions préférées de l'état de la technique est l'utilisation de filtres elliptiques, également appelés filtres de Cauer, qui sont connus de l'homme du métier. Cependant, de telles structures de filtres ne sont pas entièrement satisfaisantes. Elles présentent de nombreux inconvénients et/ou désavantages :
- tout d'abord, la structure des filtres elliptiques est composée des composants passifs non dissipatifs. Or la nature complexe des impédances caractéristiques de ligne, dont la partie imaginaire n'est plus négligeable avec les technologies xDSL, impose, pour obtenir un filtre optimal, d'introduire des correcteurs constitués de quelques résistances et/ou capacités négatives. De tels correcteurs doivent donc faire appel à des composants actifs qui ne sont pas prévus dans ces filtres ;
- les exigences des différentes normes en terme de niveau de réjection des signaux ADSL et de return loss impliquent la présence d'au moins quatre transformateurs au sein du filtre basse fréquence. Ceci a pour conséquence d'une part un coût non négligeable dans la réalisation des filtres, et, d'autre part, du fait de la grande variabilité du marché de la ferrite, des périodes de pénurie parfois importantes.
- du fait du nombre important de bobines utilisées dans les filtres de l'état de la technique, l'espace occupé par chaque splitter est de l'ordre de 15 à 20 cm2. Cet encombrement n'est pas négligeable, essentiellement du côté central téléphonique où de nombreux splitters sont montés ensemble sur une même carte.
- les performances des filtres passifs peuvent varier sensiblement d'un filtre à l'autre du fait de la tolérance des inductances utilisées, qui est de l'ordre de plus ou moins 7%.
Afin de résoudre l'ensemble de ces problèmes, le déposant a proposé un dispositif de filtrage passe-bas faisant notamment intervenir des circuits intégrés de type ASIC (Application Spécifie Integrated Circuit en anglais pour circuit intégré à application spécifique), qui sont disposés en série, sur chacune des deux lignes de transmission composant la ligne téléphonique. La présence d'un ASIC sur chacune des lignes de transmission est nécessaire afin de respecter la symétrie des lignes téléphoniques. Les deux ASIC présentent une structure similaire, cette structure étant un objet de la présente invention. Quelques éléments passifs sont toujours présents dans le dispositif de filtrage basse fréquence incorporant les ASIC. Un schéma de principe d'un dispositif de filtrage basse fréquence 300, dans lequel on peut incorporer un circuit intégré à application spécifique du type de celui dont l'architecture est un objet de la présente invention, est représenté à la figure 3. Le dispositif 300 est décrit dans le cas où il est placé du côté abonné A de la ligne. Il pourrait cependant être disposé du côté central téléphonique. Sur cette figure, on retrouve une ligne téléphonique classique Li, composée d'une première ligne de transmission 301 , appelée brin A ou ligne TIP, et d'une deuxième ligne de transmission 302, appelée brin B ou ligne RING. Sur chaque ligne de transmission 301 et 302, on dispose une inductance, respectivement 303 et 304. Ces deux inductances ont, pour des raisons de symétrie de la ligne téléphonique, la même valeur. Typiquement, cette valeur est de l'ordre de 17,5 mH (milliHenry). Sur chaque ligne de transmission, on dispose ensuite, en série avec l'inductance 303, respectivement 304, un composant actif de type ASIC 305, respectivement 306. Les deux ASIC 305 et 306 doivent avoir, pour des raisons de symétrie de la ligne téléphonique Li, des structures identiques.
Dans le dispositif de filtrage passe-bas 300, les ASIC constituant la partie active sont associés à une partie passive. Cette partie passive comprend notamment les inductances 303 et 304. Elle peut également comporter :
- une première capacité 310 qui relie les deux lignes de transmission 301 et 302 au niveau de points de connexion 312 et 314, situés respectivement entre la bobine 303 et l'ASIC 305, et entre la bobine 304 et l'ASIC 306. Cette première capacité 310 permet essentiellement de compléter la partie passive du dispositif selon l'invention, qui, associée aux inductances 303 et 304, constitue alors un filtre passif d'ordre 2. La valeur de cette première capacité 310 est typiquement de 27 nF.
- une deuxième capacité 311 qui relie les deux lignes de transmission 301 et 302 au niveau de points de connexion 313 et 315 situés respectivement sur la première ligne de transmission 301 et sur la deuxième ligne de transmission 302, en sortie du filtre 300, du côté de l'abonné A. La deuxième capacité 311 sert essentiellement à filtrer un signal de bruit haute fréquence qui pourrait être généré par chaque ASIC. Elle contribue également au filtrage des signaux haute fréquence transmis selon les technologies xDSL. La valeur de cette deuxième capacité 311 est typiquement de 56 nF.
Un des problèmes essentiels d'un dispositif de filtrage tel que décrit à la figure 3 est que les ASIC doivent être alimentés en énergie. On leur attribue donc une source d'énergie externe appropriée pour leur fonctionnement. Mais l'installation d'un dispositif de filtrage devient alors coûteuse et contraignante.
Le dispositif de filtrage selon l'invention permet notamment de résoudre ce problème. En effet, dans l'invention, on propose une architecture particulière pour les ASIC présentés à la figure 3. Une des contraintes essentielles dans la conception d'une architecture de ces ASIC réside dans le fait qu'on ne souhaite plus ajouter de sources d'énergie externe nécessaire au fonctionnement des ASIC. L'architecture proposée offre donc une solution notamment pour que l'alimentation des ASIC soit directement fournie par des signaux continus circulant sur la ligne téléphonique.
L'invention concerne donc essentiellement un dispositif de filtrage basse fréquence installé sur une ligne téléphonique composée d'une première ligne de transmission et d'une deuxième ligne de transmission, ledit dispositif comportant notamment une partie active comprenant notamment un premier circuit intégré à application spécifique, ou ASIC, et un deuxième ASIC identiques, le premier ASIC étant disposé en série sur la première ligne de transmission entre un premier point de connexion, relié à une première broche de raccordement du premier ASIC, et un deuxième point de connexion, relié à une deuxième broche de raccordement du premier ASIC, de la première ligne de transmission, le deuxième ASIC étant disposé en série sur la deuxième ligne de transmission entre un troisième point de connexion, relié à la première broche de raccordement du deuxième ASIC, et un quatrième point de connexion, relié à la deuxième broche de raccordement du deuxième ASIC, de la deuxième ligne de transmission, caractérisé en ce que chaque ASIC comprend un circuit rectificateur actif, disposé en série entre la première broche de raccordement et la deuxième broche de raccordement de l'ASIC dans lequel il est compris, pour appliquer une différence de potentiel, dont le signe est indépendant du sens d'un courant circulant dans les lignes de transmission, aux bornes d'un circuit électronique qui réalise une admittance active et qui est compris dans chaque ASIC.
Dans un exemple particulier de réalisation, l'admittance active réalisée est une admittance du quatrième ordre.
Dans un exemple particulier de réalisation, chaque ASIC comporte un circuit de détection de décroché/raccroché, disposé en parallèle au circuit rectificateur actif, pour court-circuiter le circuit électronique réalisant une admittance active lorsque la ligne téléphonique est dans un état raccroché. Chaque ASIC comporte une troisième broche de raccordement qui peut alors être utilisée pour relier, par l'intermédiaire d'une résistance, les circuits de détection de décroché/raccroché de chaque ASIC.
Dans un exemple particulier de réalisation, chaque ASIC comporte un circuit d'adaptation d'impédance, relié à la première broche de raccordement, pour réaliser une adaptation d'impédance d'entrée du dispositif de filtrage basse fréquence à la ligne téléphonique. Chaque ASIC comporte une quatrième broche de raccordement qui peut alors être utilisée pour relier, par l'intermédiaire d'une résistance et d'une capacité disposées en série, les deux circuits d'adaptation d'impédance qui sont disposés dans chaque ASIC.
Dans un exemple particulier de réalisation, le circuit électronique réalisant l'admittance active comporte des amplificateurs opérationnels, caractérisés par une transconductance, qui sont directement alimentés par la ligne de transmission sur laquelle est disposé l'ASIC auquel ils appartiennent. Il peut également comporter un dispositif chuteur de tension pour que la tension appliquée aux bornes de chaque amplificateur opérationnel caractérisé par une transconductance soit inférieure à la tension d'alimentation de ces amplificateurs.
L'invention et ses différentes applications seront mieux comprises à la lecture de la description qui suit et à l'examen des figures qui l'accompagnent. Celles-ci ne sont présentées qu'à titre indicatif et nullement limitatif de l'invention. Les figures montrent :
- Figure 1 , déjà décrite, une représentation de l'exploitation de la bande de fréquence en distribution ADSL ;
- Figure 2, déjà décrite, une illustration du principe de la séparation des signaux basse fréquence et haute fréquence sur une ligne ADSL ; _
- Figure 3, déjà décrite, un schéma de principe d'un dispositif de filtrage basse fréquence 300, dans lequel on peut incorporer un circuit intégré à application spécifique du type de celui dont la structure est l'objet de l'invention ;
- Figure 4, un schéma de principe faisant apparaître les principaux circuits de l'architecture d'un ASIC utilisé dans le dispositif basse fréquence de l'invention ;
- Figure 5, une illustration de l'interconnexion des deux ASICS présents sur la ligne téléphonique ;
- Figure 6, un exemple de réalisation d'un circuit rectificateur actif appartenant à chaque ASIC;
- Figure 7, un exemple de réalisation d'une admittance active du premier ordre ;
- Figure 8, un exemple de réalisation d'un circuit électronique réalisant une admittance active du quatrième ordre et présent dans chaque ASIC ;
- Figure 9, un exemple de réalisation d'un premier type d'OTA intervenant dans l'admittance active du quatrième ordre ;
- Figure 10, un exemple de réalisation d'un deuxième type d'OTA intervenant dans l'admittance active du quatrième ordre ;
- Figure 11 , un exemple de réalisation d'un circuit détecteur de décroché/raccroché intervenant dans le circuit intégré objet de l'invention ;
- Figure 12, un exemple de réalisation d'un circuit d'adaptation d'impédance intervenant dans le circuit intégré objet de l'invention ;
- Figure 13, une illustration schématique complète du circuit intégré objet de la présente invention ;
- Figure 14, une courbe représentant une impédance active, inverse de l'admittance active, en fonction de la fréquence des signaux traités.
La figure 4 illustre de façon schématique les principaux circuits électroniques qui interviennent au sein de chaque ASIC incorporé dans le dispositif de filtrage basse fréquence objet de l'invention. L'ASIC représenté est l'ASIC 305 de la figure 3, qui est par ailleurs identique à l'ASIC 306. Cinq des huit broches, ou bornes, de raccordement de l'ASIC 305 sont représentées sur cette figure : A1 , B1 , C1 , L1 et P1 , ces deux dernières correspondant aux points de connexion 312 et 313 présents sur la figure 3. L'ASIC 305, qui est disposé en série sur la première ligne de transmission _
301 , voit donc circuler entre ses broches L1 et P1 et dans ses différents circuits les signaux transmis sur la première ligne de transmission 301.
Les broches L1 et P1 sont directement reliées à deux circuits électroniques distincts de l'ASIC 305 : un circuit dit rectificateur actif 401 et un circuit de détection d'opérations de décroché/raccroché 404. Ces deux circuits sont donc montés en parallèle, au sein de l'ASIC 305, sur la première ligne de transmission 301. Un troisième circuit électronique, qui est un circuit d'adaptation d'impédance 403, est relié à la broche L1. Un quatrième circuit électronique 402 distinct au sein de l'ASIC 305 est un circuit réalisant une admittance active qui, dans le cas exposé, est une admittance du quatrième ordre 402. Par admittance active, on désigne une admittance dont la valeur dépend de la fréquence des signaux reçus par le circuit électronique 402. Le quatrième circuit 402 est directement reliée au rectificateur actif 401 au moyen d'une première liaison 405 et d'une deuxième liaison 406.
Les broches A1 et B1 sont reliées au circuit d'adaptation d'impédance 403 ; la broche C1 est reliée au circuit de détection de décroché/raccroché 404. La figure 5 illustre la disposition des ASIC 305 et 306 sur les lignes de transmission 301 et 302, ainsi que les interconnexions entre ces deux ASIC. Sur cette figure, outre les cinq broches déjà représentées à la figure 4, on trouve également une broche DATA, une broche Vpp et une broche CK. Les références des broches de l'ASIC 305 sont terminées par l'indice 1 , alors que celles des broches de l'ASIC 306 sont terminées par l'indice 2.
Sur cette figure, on illustre essentiellement le fait que les broches A1 et A2 sont reliées par une liaison comportant une capacité 501. Les broches B1 et B2 sont reliées par une liaison comportant une résistance 502 montée en série avec une capacité 503. Les broches C1 et C2 sont reliées par une liaison comportant une résistance 504. Le rôle de ces composants passifs sera précisé ultérieurement lors de la description d'autres figures où ils apparaissent.
La fonction de chacun des quatre circuits électroniques principaux de l'ASIC est la suivante :
- fonction du circuit rectificateur actif 401 : lorsque la ligne téléphonique est dans un état décroché (ou "off hook"), un courant continu DC circule sur la ligne téléphonique L, mais dans un sens qui est a priori inconnu : on ne sait pas, par exemple pour l'ASIC 305, si le courant DC entre par la borne L1 et sort par la borne P1 ou bien si c'est le contraire. Or, comme on le verra ultérieurement, le circuit électronique 402 réalisant l'admittance du quatrième ordre comporte notamment des amplificateurs qui doivent être alimentés correctement. Le rôle du circuit rectificateur actif 401 est donc de créer deux potentiels V+ et V- indépendamment du sens du courant aux bornes L1 et P1. Par exemple, si le potentiel à la borne L, V(L), est supérieur au potentiel à la borne P, V(P), on aura alors V+=V(L) et V- =V(P), et si V(L), est inférieur à V(P), on aura alors V+=V(P) et V-=V(L).
- fonction du circuit réalisant l'admittance du quatrième ordre 402 : ce circuit permet d'obtenir, entre les bornes L et P de chaque ASIC, une admittance Y(p) de la forme :
Y(p) = 1/R0((1 + a1 p + a2p2 + a3p3 + a4p4)/( 1 + bi p + b2 p2 + b3p3 + b4p4)) (équation 1 ) où p est la variable de Laplace liée à la pulsation w par la formule p=jw, où R0 correspond à la valeur de la résistance R0 apparaissant à la figure 7, et où les autres termes de l'équation sont des constantes qui seront déterminées ultérieurement. L'admittance est dite active car elle est fonction de la fréquence des signaux reçus par le circuit 402. On a ainsi : l(p)=Y(p).V(p) (équation 2) où V(p) représente la tension alternative entre les bornes L et P d'un des deux ASIC 305 ou 306, et l(p) représente le courant circulant dans la ligne de transmission associée 301 ou 302.
Par ailleurs, le circuit dit d'admittance du quatrième ordre comporte un élément chuteur de tension assurer que les amplificateurs opérationnels du circuit 402 réalisant l'admittance du quatrième ordre seront toujours alimentés par un potentiel V+ et un potentiel V-, qui sont toujours, en valeur absolue, supérieurs à l'amplitude des tensions qui leur sont appliquées.
- fonction du circuit d'adaptation d'impédance 403 : ce circuit permet de changer la résistance d'entrée du dispositif de filtrage passe-bas 300 décrit à la figure 3. En particulier, en disposant une impédance du type de la résistance 502 et de la capacité 503 entre les bornes B1 et B2 des deux ASIC 305 et 306, on peut faire apparaître, en fonction des fréquences des différents signaux transmis aux ASIC, une impédance négative entre les bornes L1 et L2 des ASIC 305 et 306. En choisissant judicieusement la valeur de cette impédance négative, on réalise une adaptation de l'impédance d'entrée du dispositif de filtrage passe-bas 300 à la ligne téléphonique Li.
- fonction du circuit de détection de décroché/raccroché 404 : lorsque la ligne est raccroché (on hook en anglais), ce circuit permet d'obtenir une valeur de résistance faible, de l'ordre de 50 ohms, entre les bornes L et P de chaque ASIC. L'admittance du quatrième ordre est alors court-circuitée. Dès que la ligne est décrochée (off hook en anglais), un courant supérieur à une valeur seuil préalablement déterminée apparaît sur la ligne téléphonique, et le circuit de détection de décroché/raccroché 404 permet d'obtenir une impédance de valeur très élevée.
Les fonctionnements des différents circuits électroniques présents dans l'ASIC objet de l'invention sont à présent plus détaillés dans le cadre d'exemples particuliers de réalisation de ces circuits.
Un exemple de réalisation du circuit rectificateur actif 401 est représenté à la figure 6. Sur cette figure, on retrouve les bornes L et P d'un des ASIC 305 ou 306. Le circuit 401 comporte quatre transistors à effet de champ (FET) dont deux à canal N, N61 et N62, et deux à canal P, P61 et P62. La borne L est directement reliée à la source du FET P61 , au drain du FET N61 , et aux grilles des FET P62 et N62. La borne P est directement reliée à la source du FET P62, au drain du FET N62, et aux grilles des FET P61 et N61. Le circuit 401 présente deux extrémités qui sont référencées 601 et 602 ; il permet d'obtenir au point 601 un potentiel V+ et au point 602 un potentiel V- inférieur au potentiel V+, et ceci indépendamment des valeurs relatives des potentiels V(L) et V(P). Entre les extrémités 601 et 602, on peut disposer une impédance 603 de valeur Z. Dans la réalisation de l'ASIC intervenant dans l'objet de l'invention, c'est l'admittance du quatrième ordre qui est disposée entre les extrémités 601 et 602.
Un exemple de réalisation du circuit 402 réalisant une admittance du quatrième ordre est illustré au moyen des figures 7, 8 et 9. Le circuit 402 réalisant une admittance du quatrième ordre est une source de courant commandée en tension. La tension qui commande cette source de courant est la différence de potentiel entre la borne L et la borne P de chaque ASIC, que l'on retrouve entre les extrémités 601 et 602 du circuit 401. Des éléments actifs sont utilisés dans ce circuit : ce sont des OTA (pour Operational Transconductance Amplifier en anglais), c'est à dire des amplificateurs opérationnels caractérisés par leur transconductance. Chaque OTA transforme une différence de potentiel ΔV(t) à ses bornes en un courant de sortie i(t) selon l'équation suivante : i(t)=gm. ΔV(t) (équation 3) où gm est la transconductance de l'OTA considéré.
Avant de s'intéresser à la structure du circuit réalisant une admittance du quatrième ordre, il est préférable, par soucis de simplification de l'exposé, de représenter un circuit réalisant une admittance du premier ordre, tel que le circuit 700 représenté à la figure 7.
Sur cette figure, le circuit 700 présente une entrée 711 portée au potentiel V+ et une sortie 712 portée au potentiel V- . Un OTA 701 est caractérisé par une transconductance g1. Il possède une première entrée 702 et une deuxième entrée 703 dont le potentiel est moins élevé que le potentiel de la première entrée 702. Une liaison conductrice 704, qui est reliée à l'entrée 711 , est connectée d'une part à la première entrée 702 de l'OTA 701 , à une capacité C11 et à la source d'un transistor à effet de champ à canal P 706. Le drain de ce FET 206 est relié par l'intermédiaire d'une résistance R0 à une liaison conductrice 705 qui est reliée à la sortie 712. La liaison conductrice 705 est par ailleurs reliée à une capacité C12, qui est elle-même connectée à la capacité C11.
La sortie de l'OTA 701 est reliée à un point de connexion 707 situé sur une liaison reliant les deux capacités C11 et C12. Une entrée positive 708 d'un amplificateur opérationnel 709 est également reliée au point de connexion 707. L'entrée négative 710 de l'amplificateur opérationnel 709 est connectée à une liaison reliant la deuxième entrée 703 de l'OTA 701 à un point de connexion 717 situé entre le drain du FET 706 et la résistance R0. Enfin, la sortie de l'amplificateur opérationnel 709 est reliée à la grille du FET 706.
L'amplificateur opérationnel 709 a un gain très élevé.
En considérant les équations suivantes g1 =C1/b1 (équation 4)
C11 =a1.C1/b1 (équation 5)
C12=(1-a1/b1 ).C1 (équation 6),
Ou ai , b1 et C1 sont des constantes qui seront déterminées ultérieurement, et en choisissant C1 de telle sorte qu'un courant 11 , circulant entre la liaison 704 et la capacité C11 , soit négligeable devant 12, qui est le courant parvenant à la source du FET 706, on obtient l'admittance du circuit 700 suivante :
Y(p)=l(p)/V(p)=(1 +a1 p)/(R0.(1 +b1 p)) (équation 16) où l(p) est le courant au point 711 et V(p) est la différence de potentiel entre les points 711 et 712.
Sur la figure 7, deux traits en pointillés 713 et 714 définissent dans l'espace les séparant, une cellule de base 715. Elle comporte notamment l'OTA 701 et les deux capacités C11 et C12. La partie du circuit 700 située à droite du trait en pointillé 714 constitue une cellule 716 dite de terminaison. La cellule de terminaison 716 comporte notamment l'amplificateur opérationnel 709, le FET 706 et la résistance R0.
Le circuit 402 réalisant une admittance du quatrième ordre est représenté à la figure 8. Ce circuit est en fait constitué de la juxtaposition de quatre cellules de base 715, puis de la cellule de terminaison 716.
Chaque cellule de base comporte donc un OTA 80X caractérisé par une transconductance gX, correspondant à l'OTA 701 de la figure 7, une première capacité CX1 , correspondant à la capacité C11 de la figure 7, une deuxième capacité CX2, correspondant à la capacité C 2 de la figure 7, et un point de connexion 81 X correspondant au point de connexion 707 de la figure 7, où X, qui varie de 1 à 4, désigne le numéro de la cellule de base à laquelle un élément appartient. La première cellule de base diffère légèrement des trois suivantes dans la mesure où elle possède un élément chuteur de tension 820 destiné à abaisser la tension des signaux alternatifs qui sont appliqués entre l'entrée 711 et la sortie 712 du circuit 402. On s'assure ainsi que les différents amplificateurs seront toujours soumis à un potentiel V+ et un potentiel V-, qui seront toujours, en valeur absolue, supérieurs à l'amplitude des tensions qui sont appliqués à ces amplificateurs. Chaque OTA est directement relié, au niveau de sa borne d'alimentation positive, respectivement négative, à la liaison 704 portée au potentiel V+, respectivement à la liaison 705 portée au potentiel V-.
Pour obtenir une admittance telle qu'exprimée dans l'équation 1 , à savoir :
Y(p)=1/R0((1 +a1 p+a2p2+a3p3+a4p4)/(1+b1 p+b2p2+b3p3+b4p4)) , on fixe les différentes valeurs des capacités et des transconductances de la façon suivante : g1 =C1/b1 (équation 4)
C11=a1.C1/b1 (équation 5)
C12=(1-a1/b1 ).C1 (équation 6), g2=b1C2/b2 (équation 7)
C21=a2.C2/b2 (équation 8)
C22=(1-a2/b2).C2 (équation 9), g3=b2C3/b3 (équation 10)
C31 =a3.C3/b3 (équation 11 )
C32=(1-a3/b3).C3 (équation 12), g4=b3C4/b4 (équation 13)
C41 =a4.C4/b4 (équation 14)
C42=(1-a4/b4).C4 (équation 15), où C1 , C2, C3 et C4 sont des constantes.
Dans un exemple particulier de réalisation, on choisit les valeurs suivantes pour les coefficients :
1/R0=0.2 a1 =1.64e-4 a2=1.54e-8 a3=8.2e-15 a4=3.56e-19 b1=1.9e-3 b2=2.6e-7 b3=3.9e-12 b4=3.56e-19
De telles valeurs permettent d'obtenir une impédance active, inverse de l'admittance active, telle que représentée sur la courbe de la figure 14. Sur cette courbe, on peut observer que l'impédance est quasiment nulle pour des fréquences voisines de 0 et pour les fréquences supérieures à 200 kHz, et qu'elle présente, en valeur absolue, un maximum pour des valeurs de fréquences voisines de 30 kHz. Le niveau de réjection sera ainsi maximal pour les fréquences voisines de 30 kHz, la séparation des signaux basse fréquence et haute fréquence pouvant ainsi être assurée. Typiquement, la valeur maximale de l'impédance est voisine de 10 kiloOhms
La figure 9 illustre un exemple de réalisation de l'OTA 801 associé à l'élément chuteur de tension 820. Sur cette figure, l'entrée positive in+ de l'amplificateur 801 est directement reliée à la grille d'un transistor à effet de champ à canal P, P901 , la source de ce FET étant reliée à l'entrée négative de l'amplificateur 801. Le drain du FET P901 constitue la sortie de l'amplificateur 801 , c'est à dire qu'elle aboutit au point de connexion 811. Une liaison 903, portée au potentiel V-, aboutit également au drain du FET P901. L'élément chuteur de tension 820 combine ici la tension aux bornes de la résistance 900 et la tension grille-source du transistor P901. Lorsqu'une tension est appliquée à l'entrée d'un amplificateur 801 , c'est à dire entre in+ et in-, l'amplificateur se comporte comme une source de courant 902 commandée en tension. La source de courant 902 est réalisée de manière à contrôler la tension Vdrop 820 indépendamment de la température. La transconductance g1 est, en première approximation, inversement proportionnelle à la valeur de la résistance 900.
La figure 10 illustre un exemple de réalisation des OTA 802, 803 et 804, qui sont identiques. Sur cette figure, l'entrée positive in+ de l'amplificateur 80X est directement reliée à la grille d'un premier transistor à effet de champ à canal P, P101 , et l'entrée négative in- de l'amplificateur 80X est directement reliée à la grille d'un deuxième FET à canal P, P102. Les sources de ces deux FET sont reliées à une liaison conductrice 1000 portée au potentiel V+. Le drain du FET P102 est relié au drain d'un FET à canal N, N102. La grille de ce FET N102 est reliée d'une part à la grille d'un autre FET à canal N, N101 , et aux drains des FET P101 et N101. Les sources des FET N101 et N102 sont reliées à une liaison qui est portée au potentiel V-. Lorsqu'une tension est appliquée à l'entrée d'un amplificateur 80X, c'est à dire entre in+ et in-, l'amplificateur se comporte comme une source de courant 1003 commandée en tension. La source de courant 902 comporte notamment une résistance interne non représentée, qui est un clone de la résistance interne Rin de la figure 9, qui permet de définir le courant débité, et ainsi de régler la transconductance de chaque OTA. La transconductance gx est aussi dépendante des caractéristiques des transistors.
La figure 11 est un exemple de réalisation du circuit de détection de décroché/raccroché 404. Sur cette figure, on a uniquement représenté les éléments intervenant pour un cas de polarisation du circuit, qui correspond à un sens déterminé du courant dans les lignes de transmission 301 et 302. La figure 11 est composée d'un premier bloc élémentaires 1101 , présent dans l'ASIC 305, et d'un deuxième bloc élémentaires 1102, présent dans l'ASIC 306.
Le premier bloc élémentaire 1101 comporte cinq transistors à effet de champ à canal P. La borne L1 est directement reliée à la source d'un FET P112, d'un FET P114, d'un FET P113 et à la grille d'un FET P111. La borne P1 est directement reliée à la source du FET P111 , d'un FET P115, au drain du FET P113 et à la grille du FET P112. Les drains des FET P111 et P112 sont reliés à un point de connexion 1103 qui est par ailleurs relié à un point de connexion 1104. Le point de connexion 1104 est par ailleurs relié à la grille des FET P113, P114 et P115, ainsi qu'à la borne C1. Enfin, la borne C1 est directement reliée aux drains des FET P114 et P115. Le premier bloc élémentaire est, dans la pratique, doublé : un bloc élémentaire complémentaire non représenté, appartenant au même ASIC, est monté en parallèle au bloc 1101 entre les bornes L1 et P1. Ce bloc complémentaire intervient lorsque le sens du courant, dans les lignes de transmission 301 et 302, est inversé par rapport à celui qui a été déterminé plus haut. Ces deux blocs sont identiques, à la différence que tous les FET à canal P du bloc 1 101 sont remplacés par des FET à canal N. L'association de ces deux blocs constitue le circuit de détection de décroché/raccroché représenté à la figure 4.
La borne C1 est reliée à la borne C2 via la résistance 504, typiquement de valeur 4,7 mégaOhms. Le bloc 1 102 a une structure symétrique à celle du bloc 1101 par rapport à la résistance 504 les séparant, à la différence que tous les FET à canal P ont été remplacés par des FET à canal N. Dans l'ASIC 306 le bloc 1102 est complété, afin de constituer le circuit de détection de décroché/raccroché de l'ASIC 306, par un autre bloc complémentaire non représenté, monté en parallèle au deuxième bloc élémentaire 1102 entre les bornes L2 et P2, de même structure que le bloc 1 102, à la différence que les FET à canal N ont été remplacés par des FET à canal P.
Une telle architecture permet de détecter les passages d'un mode décroché à un mode raccroché en comparant un courant circulant entre une borne L et une borne P d'un des ASIC 305 ou 306 et le courant circulant dans la résistance 504. La figure 12 donne un exemple de réalisation du circuit d'adaptation d'impédance 403. Ce circuit comporte notamment cinq résistances : R101 , R102, R103, R104 et R105, un amplificateur opérationnel 120 et un FET à canal P, P122. La broche L est raccordée à la broche A par l'intermédiaire de la résistance R105, à une entrée positive 123 de l'amplificateur 120 par l'intermédiaire de la résistance R101 , à une entrée négative 124 de l'amplificateur 120 par l'intermédiaire de la résistance R102, et à la source du FET P122. L'entrée négative 124 de l'amplificateur 120 est connectée, par l'intermédiaire de la résistance R104 à une liaison 125 reliant le drain du FET P122 et la borne B. L'entrée positive 124 de l'amplificateur 120 est connectée, par l'intermédiaire de la résistance R103 à la borne B. La sortie de l'amplificateur 120 est reliée à la grille du FET P122.
Si on considère que les deux bornes B des ASIC 305 et 306 sont reliées par l'intermédiaire d'une impédance de valeur Z, et que les deux bornes A des ASIC sont reliées par l'intermédiaire d'une capacité de valeur C, on obtient une impédance d'entrée Zin qui, vue de la borne L, a l'expression suivante :
Zin(p)=Z((R1 +R3).C.p+1 +(R1 +R3)/R5)/((R3-R4R1/R2).Cp+1 +(R1 +R3)/R5) (équation 17) où Rx correspond à R10x, x pouvant varier de 1 à 5, par soucis de simplification de l'équation 17.
En adoptant les valeurs suivantes de résistance :
R101=150 kiloOhms ;
R102=100 kiloOhms ;
R103=50 kiloOhms ;
R104=83 kiloOhms ;
R105=450 kiloOhms ; L'équation 17 devient : Zin(p)=-2,68Z.((pT+1 )/(pT-2,68)), où T est une constante de temps telle que T=14000C.
Ainsi, pour des fréquences supérieures à 1/T, le circuit d'adaptation d'impédance 404 se comporte comme une impédance négative avec un gain de -2,68. Pour des fréquences plus petites que 1/T, l'impédance est simplement égale à Z.
La figure 13 reprend les principaux circuits qui viennent d'être décrits. Elle comporte également un module de mémoire de type EEPROM 131 , une _
mémoire FIFO 132 et un multiplexeur 133. Ces différents éléments sont contenus dans chaque ASIC 305 et 306. Le multiplexeur 133 est connecté à la borne DATA, la borne CK permet d'envoyer un signal d'horloge à la mémoire FIFO 132, et la borne Vpp est connectée à la mémoire EEPROM 131. Le multiplexeur 133 peut recevoir des données depuis le module de mémoire FIFO 132 et lui communiquer des données sous forme multiplexée. La mémoire FIFO peut échanger des données avec la mémoire EEPROM 131. Un tel système permet de disposer de 16 bits pour contrôler le processus de programmation des ASIC.
Un premier bit sert à déterminer si les variables à programmer dans l'ASIC sont définies par le contenu de la mémoire FIFO 132 ou par le contenu de l'EEPROM 131. Un deuxième bit sert à déterminer si l'admittance à réaliser correspond à la norme européenne ou à la norme américaine. 3 bits sont réservés pour le paramétrage de la tension Vdrop, ce qui revient à régler la résistance R900 de la figure 9, 6 bits sont réservés pour le paramétrage des différentes transconductances, ce qui revient à régler la valeur des résistances Rin présentes dans les sources de courant des figures 9 et 10, et 5 bits sont réservés pour le paramétrage de la résistance R0.
Les ajustements des différentes résistances R900, Rin et R0 se font, de façon connue, par l'utilisation d'un multiplexeur analogique associé avec un réseau de résistances.

Claims

REVEN DICATIONS
1- Dispositif de filtrage basse fréquence (300) installé sur une ligne (Li) téléphonique composée d'une première ligne de transmission (301 ) et d'une deuxième ligne de transmission (302), ledit dispositif comportant notamment une partie active comprenant notamment un premier circuit intégré à application spécifique (305), ou ASIC, et un deuxième ASIC (306) identiques, le premier ASIC (305) étant disposé en série sur la première ligne de transmission (301 ) entre un premier point de connexion (312), relié à une première broche (L1 ) de raccordement du premier ASIC (305), et un deuxième point de connexion (313), relié à une deuxième broche (P1 ) de raccordement du premier ASIC (305), de la première ligne de transmission (301 ), le deuxième ASIC (306) étant disposé en série sur la deuxième ligne de transmission (302) entre un troisième point de connexion (314), relié à la première broche de raccordement (L2) du deuxième ASIC (306), et un quatrième point de connexion (315), relié à la deuxième broche de raccordement (P2) du deuxième ASIC (306), de la deuxième ligne de transmission (302), caractérisé en ce que chaque ASIC (305 ;306) comprend un circuit rectificateur actif (401 ), disposé en série entre la première broche de raccordement (L1 ;L2) et la deuxième broche de raccordement (P1 ;P2) de l'ASIC (305 ;306) dans lequel il est compris, pour appliquer une différence de potentiel, dont le signe est indépendant du sens d'un courant circulant dans les lignes de transmission (301 ;302), aux bornes d'un circuit électronique (402) qui réalise une admittance active et qui est compris dans chaque ASIC (305 ;306).
2- Dispositif de filtrage basse fréquence (300) selon la revendication précédente, caractérisé en ce que l'admittance réalisée est une admittance du quatrième ordre.
3- Dispositif de filtrage basse fréquence (300) selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que chaque ASIC (305 ;306) comporte un circuit de détection de décroché/raccroché (404), disposé en parallèle au circuit rectificateur actif (401 ), pour court-circuiter le circuit électronique (402) réalisant une admittance active lorsque la ligne téléphonique (Li) est dans un état raccroché.
4- Dispositif de filtrage basse fréquence (300) selon la revendication précédente, caractérisé en ce que chaque ASIC (305 ;306) comporte une troisième broche de raccordement (C1 ;C2) utilisée pour relier, par l'intermédiaire d'une résistance (504), les circuits de détection de décroché/raccroché (404) de chaque ASIC (305 ;306).
5- Dispositif de filtrage basse fréquence (300) selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que chaque ASIC (305 ;306) comporte un circuit d'adaptation d'impédance (403), relié à la première broche de raccordement (L1 ;L2), pour réaliser une adaptation d'impédance d'entrée du dispositif de filtrage basse fréquence (300) à la ligne téléphonique (Li).
6- Dispositif de filtrage basse fréquence (300) selon la revendication précédente, caractérisé en ce que chaque ASIC (305 ;306) comporte une quatrième broche de raccordement (B1 ;B2) utilisée pour relier, par l'intermédiaire d'une résistance (502) et d'une capacité (503) disposées en série, les deux circuits d'adaptation d'impédance (403) qui sont disposés dans chaque ASIC (305 ;306).
7- Dispositif de filtrage basse fréquence (300) selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que le circuit électronique (402) réalisant l'admittance active comporte des amplificateurs opérationnels (801 ;802 ;803 ;804) caractérisés par une transconductance (g1 ;g2 ;g3 ;g4) qui sont directement alimentés par la ligne de transmission (301 ;302) sur laquelle est disposé l'ASIC (305 ;306) auquel ils appartiennent.
8- Dispositif de filtrage basse fréquence (300) selon la revendication précédente, caractérisé en ce que le circuit électronique (403) réalisant l'admittance active comporte un dispositif chuteur de tension (820) pour que la tension appliquée aux bornes de chaque amplificateur opérationnel (801 ;802 ;803 ;804) caractérisé par une transconductance soit inférieure à la tension d'alimentation de ces amplificateurs (801 ;802 ;803 ;804).
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