WO2002078193A1 - Noise-shaping method - Google Patents

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WO2002078193A1
WO2002078193A1 PCT/DE2002/000792 DE0200792W WO02078193A1 WO 2002078193 A1 WO2002078193 A1 WO 2002078193A1 DE 0200792 W DE0200792 W DE 0200792W WO 02078193 A1 WO02078193 A1 WO 02078193A1
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WO
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signal
sigma
noise
input
dds
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PCT/DE2002/000792
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Holger Berndt
Raik Richter
Original Assignee
Siemens Aktiengesellschaft
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M3/00—Conversion of analogue values to or from differential modulation
    • H03M3/30—Delta-sigma modulation
    • H03M3/322—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters
    • H03M3/324—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters characterised by means or methods for compensating or preventing more than one type of error at a time, e.g. by synchronisation or using a ratiometric arrangement
    • H03M3/326—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters characterised by means or methods for compensating or preventing more than one type of error at a time, e.g. by synchronisation or using a ratiometric arrangement by averaging out the errors
    • H03M3/328—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters characterised by means or methods for compensating or preventing more than one type of error at a time, e.g. by synchronisation or using a ratiometric arrangement by averaging out the errors using dither
    • H—ELECTRICITY
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    • H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
    • H03M3/00—Conversion of analogue values to or from differential modulation
    • H03M3/30—Delta-sigma modulation
    • H03M3/458—Analogue/digital converters using delta-sigma modulation as an intermediate step
    • H03M3/466—Multiplexed conversion systems

Definitions

  • the present invention relates to a noise shaping method and a corresponding device, as described by the preamble of independent claim 1.
  • Sigma-Delta (SD) modulators have a wide range of applications, from their use in oversampling analog / digital (A / D) and digital / analog (D / A) converters to special applications such as digital Frequency synthesis is enough.
  • SD modulators are used for the spectral shaping of error signals, which inevitably occur due to quantization effects due to finite digital word widths and due to the limited resolution when converting signals. These error signals are commonly referred to as quantization noise.
  • SD modulators make it possible to shift essential energy components of this noise into frequency ranges outside the useful signal band, this procedure also being referred to as noise shaping.
  • FIG. 1 is a Z-transformed linear model of an SD modulator.
  • the quantization process, 1.2 denotes a quantizer, is usually modeled here by the additive superimposition of an error signal E (z).
  • the desired spectral shaping of the quantization noise can thus be achieved by a suitable choice of the transfer function H (z).
  • limit cycles affects the noise-shaping properties of the modulator and in extreme cases leads to its complete failure.
  • the discrete interferers in the output spectrum resulting from the limit cycles must be avoided in any case with regard to the subsequent signal processing.
  • dithering has the disadvantage that the dither signal D (z) becomes part of the useful signal due to the additive superposition at the input of the SD modulator. Accordingly, the dither signal can no longer be spectrally distinguished from the useful signal even at its output.
  • modified variants of dithering are known, with which one tries to compensate for this disadvantage. For example, does not use a noise sequence as a dither but a sine signal whose frequency is selected so that it lies outside the frequency range of the useful signal band.
  • Another variant of the method provides for the subtraction of the dither signal, which is additively superimposed at the input of the modulator, at its output, in order to avoid a deterioration of the SNR.
  • 4 shows the superposition of a dither signal at the input of the SD modulator and the subsequent subtraction at its output.
  • the disadvantage here is that the effectiveness of this method is essentially dependent on the exact match between D ⁇ N (z) and D 0 u ⁇ (z). This is especially true when using the SD modulator in
  • Noise-shaping processes are also used in other areas.
  • a major disadvantage of implementing direct digital frequency synthesis with the aid of pulse output DDS is that the output signal of a pulse output DDS is inherently subject to very high temporal jitter, the jitter signal itself having a periodic course.
  • the jitter effect can be viewed as a pulse phase modulation of the ideal DDS output signal and results in a large number of discrete interferers in the spectrum of the DDS signal.
  • the ideal DDS output signal is a pulse train with equidistant pulse intervals where f D Ds is the output frequency of the frequency synthesizer.
  • An effective method for improving the spectral properties of the DDS output signal here is the use of noise shaping methods within the pulse output DDS.
  • noise shaping methods within the DDS means in concrete terms that interference signal components that are in the vicinity of the synthesized frequency f D os are shifted to more distant areas.
  • the periodicity of the jitter signal r (k) causes the generation of a large number of discrete interference frequency lines in the spectrum of the modulated signal (output signal of the pulse output DDS).
  • a sigma-delta modulator within the DDS, the generation of discrete interference signals at the DDS output can be prevented and thus the spectral purity of the synthesized signal can be improved.
  • the use of a sigma-delta modulator in the DDS enables the complete elimination of the DDS error signal r (k) when the sigma-delta modulator, as shown in FIG. 5, in the DDS system is implemented.
  • the use of a sigma-delta modulator to improve the spectral properties of the DDS output signal is also linked to another boundary condition.
  • the value range of the digital output signal r ⁇ (k) of the sigma-delta modulator must therefore be adapted to this condition.
  • a sigma-delta modulator can be easily implemented in a DDS system.
  • 6 shows the basic circuit diagram of a sigma-delta modulator of the 1st order in the DDS.
  • the modulator contains a 1-bit quantizer (comparator).
  • FIG. 7 shows an example of the spectrum of the DDS signal before (left) and after (right) the use of a first-order noise shaping method.
  • the noise shaping method works as expected, i.e. all spurious signals are eliminated and the quantization noise of the sigma-delta modulator is strongly attenuated in the vicinity of the DDS output frequency.
  • it is very easy to generate cases in which the simple noise shaping method used to date has a malfunction in the DDS see FIG. 8, in which the situation before and right after the noise shaping is shown on the left.
  • Fig. 9 shows cross correlation function between the input signal of the sigma-delta modulator r (k) and the quantization noise e (k).
  • the quantization noise e (k) in the example shown in FIG. 8 is not characterized by a white noise process. However, this is a necessary prerequisite for the noise shaping process to function correctly. In the example shown in FIG. 7, this condition is fulfilled, as the autocorrelation function of the quantization noise e (k) shown in FIG. 10 shows.
  • the object of the present invention is to further develop the noise shaping method for sigma-delta converters in such a way that the existing disadvantages can be avoided, the measures being to be implemented as simply and economically as possible.
  • a noise shaping method is provided for sigma-delta converters, according to which essential energy components of the quantization noise are shifted to frequency ranges outside the useful band.
  • the invention solves the problem by a differential circuit, a dither signal being fed into the differential stages of the sigma-delta converter, which is completely suppressed at the output of the sigma-delta converter by forming a difference.
  • the method can be developed in such a way that the dither signal is fed in at a high level.
  • the method can also be characterized in that the input signal of the sigma-delta modulator is divided into two input signals of the same size, one of the input signals preferably being inverted.
  • the method can also be developed in such a way that an in-phase dither signal of the same amplitude is applied to the input signals.
  • the method can also be designed such that the maximum signal amplitude of the respective input signal of an individual sigma-delta modulator is selected to be equal to the maximum amplitude of the input signal.
  • the method can furthermore be configured such that a uniformly distributed, mean-value-free signal is used as the dither signal.
  • the input signals being symmetrical with respect to a reference value are preferably formed from an asymmetrical input signal (X (z)).
  • the method can also be designed such that the signal is divided into a positive and a negative signal branch according to a single loop filter common to all branches, in order to generate a symmetrical quantizer input signal.
  • Fig. 1 is a schematic representation of a Z-transformed linear model of a sigma-delta modulator according to the prior art
  • Fig. 2 shows the output spectrum disturbed by limit cycles
  • FIG. 3 is a schematic representation of the superposition of a dither signal at the input of a sigma-delta
  • FIG. 5 shows the schematic representation of a sigma-delta modulator within a DDS according to the prior art
  • FIG. 6 shows the basic circuit diagram of a sigma-delta modulator of the first order in a DDS according to the prior art
  • FIG. 7 shows the spectrum of a DDS signal before and after the use of a first-order noise shaping method, according to the prior art
  • FIG. 8 shows the malfunction of simple first-order noise shaping according to the prior art
  • 9 shows the cross-correlation function between the input signal of a sigma-delta modulator and the quantization noise according to the prior art
  • FIG. 10 the autocorrelation function of the quantization noise according to the prior art
  • FIG. 11 the schematic representation of the differential noise shaping with superimposition of a dither signal at the input of a sigma-delta modulator
  • FIG. 13 shows the schematic representation of a low-pass SD modulator of the 1st order with differential noise shaping according to FIG. 11,
  • FIG. 15 is a schematic representation of a 2nd order bandpass SD modulator with differential noise shaping according to FIG. 12,
  • the two circuit structures described below with reference to FIGS. 11 and 12 allow the effective avoidance of limit cycles in SD modulators without having to accept a deterioration in the SNR due to dithering.
  • Both methods and circuit structures are based on the use of a dither signal, which is completely suppressed at the output of the SD modulator by forming a difference, and thus remains without influence on the SNR (differential noise shaping).
  • the methods differ in the respective circuit structure and in the way in which the dither signal is injected. Both methods can be applied to all known Sigma-Delta architectures.
  • FIG. 11 shows a circuit structure for performing differential dithering with superimposition of a dither signal at the input of the sigma-delta modulator.
  • the dithering method shown in FIG. 11 presupposes an input signal [X + (z), X_ (z)] which is symmetrical with respect to a reference value and which can optionally be formed from an asymmetrical input signal X (z) in accordance with the following equations.
  • Both input signals are processed by two identical, mutually independent sigma-delta modulators, to which a dither signal D (z) is superimposed in phase at the input.
  • D (z) a dither signal
  • a mean value-free signal with uniform distribution is preferably used as the dither signal.
  • the dither signal is therefore no longer contained in the output signal and can therefore be superimposed on the inputs of the sigma-delta modulators with sufficient amplitude to avoid limit cycles, without adversely affecting the SNR.
  • the sum of D (z) and X + (z) or D (z) and X_ (z) must not exceed the maximum input signal level that depends on the modulator architecture chosen.
  • the limitation of the dynamic range caused by the addition of the dither signal at the input in the conventional methods does not occur due to the symmetrical circuit structure implicitly present in the method proposed here, with correspondingly reduced signal amplitudes.
  • the quantization noise signals E (z) and E 2 (z) add up with regard to their power. You determine the maximum achievable SNR taking into account the noise shaping characteristics of the SD modulator. 12 shows a circuit structure for carrying out differential noise shaping with superimposition of a dither signal at the inputs of the quantizers.
  • the loop filter H (z) of the sigma-delta modulator is only necessary once.
  • the division of the signal into a positive and a negative signal branch following the loop filter serves to generate a symmetrical quantizer input signal. This is not necessary if the signal in the loop filter is already in a differential form.
  • the output signal Y (z) reconstructed after quantization by difference formation likewise contains no signal components of the dither in the spectrum.
  • FIG. 13 shows a 1st order low-pass SD modulator with dithering according to FIG. 11 and a 2nd order bandpass SD modulator with dithering according to FIG. 12 in FIG.
  • the associated output spectra for a sinusoidal input signal are given in FIGS. 14 and 16.
  • reference numeral 2 designates an input X, 4 a dither source, reference numerals 6, 8 and 10 each a gain coefficient, reference numerals 12 and 14 each a time-discrete filter, 16 and 18 each one Comparator and the reference numeral 20 finally an output Y.
  • FIG. 17 shows the basic circuit diagram of a circuit arrangement for carrying out differential noise shaping of the first order within a pulse output DDS, which is the Z-transformed linear model.
  • the input bit stream of the sigma-delta modulator is divided into two signals of the same size.
  • no partial signal is inverted in this modified differential noise shaping method.
  • an antiphase dither signal of the same amplitude must be applied to both partial signals.
  • modified differential noise shaping is to halve the error signal r (k) and to feed the two new partial signals separately to a simple sigma-delta modulator.
  • An additional noise signal x (k) is superimposed on the inputs of the two SD modulators, the noise signal having a positive sign at one input and a negative sign at the other input.
  • the output signals of the two simple SD modulators r ⁇ i (k) and r ⁇ 2 (k) are added. This completely eliminates the additional noise signal and the output signal of the differential SD modulator only contains the complete error signal r (k) and the quantization noise signals of the two SD modulators e ⁇ (k) and e 2 (k).
  • Reference numerals 24 and 26 in FIG. 17 denote first and second SD modulators, respectively.
  • An advantage of the differential noise shaping method over simple noise shaping is that the malfunction of simple noise shaping no longer occurs.
  • the correlation between the input signal r (k) / 2 + ⁇ (k) or r (k) / 2-x (k) and the quantization noise signal e ⁇ (k) or e 2 (k) almost completely suppressed.
  • This measure also ensures that the quantization noise signals e 1 (k) and e 2 (k) are characterized by a white noise process. The above is confirmed by the auto-correlation function shown in FIG. 18 and the cross-correlation function shown in FIG. 19.
  • a problem with the implementation of the differential noise shaping method arises in the choice of the maximum amplitude of the noise signal.
  • the amplitude of the additional noise signal must not be chosen too small, since the malfunction of the simple noise shaping method becomes increasingly effective as the noise signal becomes smaller.
  • the amplitude of the additional noise signal must not become arbitrarily large.
  • the maximum signal amplitude of the input signal of an individual SD modulator is therefore preferably equal to the maximum amplitude f of the error signal r (k).
  • the noise signal x (k) should be a mean-free signal with a uniform distribution for correct functioning. As a result, positive and negative signal values occur within x (k) and the following applies to the optimal value range of the additional noise signal x (k):
  • the reference numeral 28 denotes the spectrum after using the simple noise shaping method and the reference numeral 30 denotes the spectrum after using the differential noise shaping method.
  • the spectra shown show that the differential noise shaping method avoids the malfunction of simple noise shaping and significantly reduces the Quantization noise is achieved in the immediate vicinity of the DDS output frequency.
  • an increase in the performance of the quantization noise occurs in differential noise shaping, with a significant increase in the quantization noise power being observed in the vicinity of the maximum of the noise shaping function.
  • FIG. 22 shows the basic circuit diagram of a DDS system with virtual clock increase and differential noise shaping of the first order.
  • the frequency of the DDS output signal is determined by the control word N.
  • FIG. 23 shows the schematic switching structure of the noise shaper used in FIG. 22.
  • a process for virtual clock increase is integrated in the system. The following applies:
  • the output signal of the pulse output DDS is derived from the overflow bit of the phase accumulator.
  • the time jitter of the DDS output signal is significantly reduced by virtual clock increase by a factor of 32.
  • To implement the virtual clock increase it is necessary to calculate a delay time of the DDS output signal using the division block 32 * r (k) / N.
  • the value of the required delay time is stored in c ⁇ and is corrected if necessary by the output signal of the differential noise shaping method c 3 .
  • the resulting total delay of the DDS output signal c tot is generated with the help of the counter.
  • the random number x (k) with a value range is corresponding
  • Random numbers z with a range of values [0; 2 n ], n ⁇ N are generated in the PN generator. These are identified by a suitable masking in random numbers zi with a range of values

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Abstract

The invention relates to a noise-shaping method for a sigma-delta modulator, wherein essential energy fractions of the quantization noise are displaced to frequency ranges outside the useful band, wherein a dither signal (D(z)) is fed into the differential stages of the sigma-delta modulator, said signal being completely suppressed at the output of the sigma-delta modulator by subtraction.

Description

Beschreibungdescription
Noise-Shaping-VerfahrenNoise-shaping process
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Noise-Shaping- Verfahren sowie eine entsprechende Vorrichtung, wie durch den Oberbegriff des unabhängigen Patentanspruches 1 beschrieben.The present invention relates to a noise shaping method and a corresponding device, as described by the preamble of independent claim 1.
Sigma-Delta (SD-) Modulatoren besitzen ein breites Anwendungsspektrum, das von deren Einsatz in überabtastenden Ana- log/Digital (A/D) - und Digital/Analog (D/A) - Wandlern bis hin zu speziellen Anwendungen wie beispielsweise der digitalen Frequenzsynthese reicht.Sigma-Delta (SD) modulators have a wide range of applications, from their use in oversampling analog / digital (A / D) and digital / analog (D / A) converters to special applications such as digital Frequency synthesis is enough.
SD-Modulatoren dienen dabei zur spektralen Formung von Feh- lersignalen, die durch Quantisierungseffekte aufgrund endlicher digitaler Wortbreiten und aufgrund des begrenzten Auflösungsvermögens bei der Ξignalkonvertierung zwangsläufig auftreten. Diese Fehlersignale werden im allgemeinen als Quantisierungsrauschen bezeichnet.SD modulators are used for the spectral shaping of error signals, which inevitably occur due to quantization effects due to finite digital word widths and due to the limited resolution when converting signals. These error signals are commonly referred to as quantization noise.
SD-Modulatoren ermöglichen es, wesentliche Energieanteile dieses Rauschens in Frequenzbereiche außerhalb des Nutzsignalbandes zu verschieben, wobei dieses Vorgehen auch als Noise-Shaping bezeichnet wird.SD modulators make it possible to shift essential energy components of this noise into frequency ranges outside the useful signal band, this procedure also being referred to as noise shaping.
Es existieren verschiedene Architekturen zur Implementierung von SD-Modulatoren. Eine bekannte Ausführung ist in Fig. 1 dargestellt, wobei es sich hierbei um ein Z-transformiertes lineares Modell eines SD-Modulators handelt. Der Quantisie- rungsprozess, 1.2 bezeichnet einen Quantisierer, wird hierbei üblicherweise durch die additive Überlagerung eines Fehlersignals E(z) modelliert.There are different architectures for implementing SD modulators. A known embodiment is shown in Fig. 1, which is a Z-transformed linear model of an SD modulator. The quantization process, 1.2 denotes a quantizer, is usually modeled here by the additive superimposition of an error signal E (z).
Mit der Annahme, dass das Nutzsignal X(z) und das Fehlersi- gnal E(z) nicht miteinander korreliert sind, lassen sich die folgenden Übertragungsfunktionen Hs(z) für das Nutzsignal und HE(z) für das Quantisierungsrauschen ermitteln.With the assumption that the useful signal X (z) and the error signal E (z) are not correlated with one another, the determine the following transfer functions H s (z) for the useful signal and H E (z) for the quantization noise.
Figure imgf000004_0001
Figure imgf000004_0001
Durch geeignete Wahl der Übertragungsfunktion H(z) lässt sich so die gewünschte spektrale Formung des Quantisierungsrauschens erzielen.The desired spectral shaping of the quantization noise can thus be achieved by a suitable choice of the transfer function H (z).
Die Annahme, dass das Fehlersignal E(z) und das Eingangs- signal X(z) statistisch voneinander unabhängig sind, ist für reale Systeme allerdings nur bedingt gültig. Für Eingangssignale, die selbst zufallsähnliche Eigenschaften besitzen, stellt diese Annahme eine gute Näherung dar. Jedoch insbesondere für spektral reine, periodische Eingangssignale und für Sequenzen relativ konstanter Amplitude führt die tatsächlich vorhandene starke Korrelation zwischen X(z) und E(z) zur Ausbildung von Grenzzyklen, d.h. zu periodischen Bitmustern am Ausgang des Modulators und damit zu diskreten Störlinien im Ausgangsspektrum.However, the assumption that the error signal E (z) and the input signal X (z) are statistically independent of one another is only valid to a limited extent for real systems. This assumption is a good approximation for input signals that have random properties themselves. However, especially for spectrally pure, periodic input signals and for sequences of relatively constant amplitude, the strong correlation between X (z) and E (z) that actually exists leads to the formation of Limit cycles, ie to periodic bit patterns at the output of the modulator and thus to discrete interference lines in the output spectrum.
Das Auftreten von Grenzzyklen beeinträchtigt dabei die Noise- Shaping-Eigenschaften des Modulators und führt im Extremfall zu dessen vollständigem Versagen. Die aus den Grenzzyklen resultierenden diskreten Störer im Ausgangsspektrum sind im Hinblick auf die nachfolgende Signalverarbeitung in jedem Fall zu vermeiden.The occurrence of limit cycles affects the noise-shaping properties of the modulator and in extreme cases leads to its complete failure. The discrete interferers in the output spectrum resulting from the limit cycles must be avoided in any case with regard to the subsequent signal processing.
Die Fig. 2 veranschaulicht die Auswirkungen auftretender Grenzzyklen auf das Ausgangsspektrum am Beispiel eines SD- Modulators mit konstantem Eingangssignal .2 illustrates the effects of limit cycles that occur on the output spectrum using the example of an SD modulator with a constant input signal.
Es ist bekannt, dass sich die Neigung des SD-Modulators zur Ausbildung von Grenzzyklen vermindern lässt, indem dem Nutzsignal ein zusätzliches Rausch- bzw. Dithersignal überlagert wird. Damit erhält das Eingangssignal des SD-Modulators zufallsähnliche Eigenschaften, wodurch auch das Fehlersignal einen zufallsähnlichen Charakter annimmt. Dieser Lösungsansatz wird im allgemeinen als Ditherverfahren oder Dithern bezeichnet. Die Fig. 3 zeigt die Überlagerung eines Dithersignals am Eingang eines SD-Modulators.It is known that the tendency of the SD modulator to form limit cycles can be reduced by superimposing an additional noise or dither signal on the useful signal. This gives the input signal of the SD modulator random properties, which also causes the error signal takes on a random character. This approach is commonly referred to as dithering or dithering. 3 shows the superimposition of a dither signal at the input of an SD modulator.
Das Dithern hat jedoch den Nachteil, dass das Dithersignal D(z) aufgrund der additiven Überlagerung am Eingang des SD- Modulators zu einem Bestandteil des Nutzsignals wird. Dementsprechend kann das Dithersignal auch an dessen Ausgang spektral nicht mehr von dem Nutzsignal unterschieden werden.However, dithering has the disadvantage that the dither signal D (z) becomes part of the useful signal due to the additive superposition at the input of the SD modulator. Accordingly, the dither signal can no longer be spectrally distinguished from the useful signal even at its output.
Weiterhin sind für eine wirksame Unterdrückung von Grenzzyklen Dithersignale mit relativ großer Amplitude erforderlich, wodurch sich das Signal/Rausch-Verhältnis (SNR) erheblich verschlechtert .Furthermore, dither signals with a relatively large amplitude are required for effective suppression of limit cycles, as a result of which the signal-to-noise ratio (SNR) deteriorates considerably.
Darüber hinaus sind modifizierte Varianten des Dithering bekannt, mit denen man diesen Nachteil auszugleichen versucht. So wird z.B. als Dither keine Rauschsequenz sondern ein Sinussignal verwendet, dessen Frequenz so gewählt ist, dass es außerhalb des Frequenzbereichs des Nutzsignalbandes liegt.In addition, modified variants of dithering are known, with which one tries to compensate for this disadvantage. For example, does not use a noise sequence as a dither but a sine signal whose frequency is selected so that it lies outside the frequency range of the useful signal band.
Allerdings ist auch hierfür ein Sinussignal mit relativ großer Amplitude notwendig, welches im Ausgangsspektrum des SD- Modulators unverändert präsent ist. Eventuelle Nichtlineari- täten können dann dazu führen, dass, obwohl die Frequenz des Dithersignals selbst nicht Bestandteil des Nutzsignalbandes ist, deren Mischprodukte in das Nutzband fallen, und so das SNR mindern.However, a sine signal with a relatively large amplitude is also required for this, which is still present in the output spectrum of the SD modulator. Possible non-linearities can then lead to the fact that, although the frequency of the dither signal itself is not part of the useful signal band, its mixed products fall within the useful band and thus reduce the SNR.
Eine weitere Variante des Verfahrens sieht die Subtraktion des am Eingang des Modulators additiv überlagerten Dithersignals an dessen Ausgang vor, um so eine Verschlechterung des SNR zu vermeiden. Die Fig. 4 zeigt die Überlagerung eines Dithersignales am Eingang des SD-Modulators und die anschließende Subtraktion an dessen Ausgang. Nachteilig hierbei ist, dass die Effektivität dieses Verfahrens essentiell von der genauen Übereinstimmung von DΪN(z) und D0uτ(z) abhängig ist. Dies ist insbesondere beim Einsatz des SD-Modulators inAnother variant of the method provides for the subtraction of the dither signal, which is additively superimposed at the input of the modulator, at its output, in order to avoid a deterioration of the SNR. 4 shows the superposition of a dither signal at the input of the SD modulator and the subsequent subtraction at its output. The disadvantage here is that the effectiveness of this method is essentially dependent on the exact match between D ΪN (z) and D 0 uτ (z). This is especially true when using the SD modulator in
Signalwandlern problematisch, da hierfür zusätzlich außerordentlich genaue A/D- bzw. D/A-Wandler erforderlich sind.Signal converters are problematic, since extraordinarily precise A / D or D / A converters are required for this.
Noise-Shaping-Verfahren finden aber auch noch in anderen Be- reichen Anwendung. So besteht ein wesentlicher Nachteil der Realisierung der Direkten Digitalen Frequenzsynthese mit Hilfe der Pulse-Output-DDS darin, dass das Ausgangssignal einer Pulse-Output-DDS prinzipbedingt mit einem sehr hohen zeitlichen Jitter behaftet ist, wobei das Jittersignal selbst einen periodischen Verlauf aufweist. Der Jittereffekt kann als eine Pulsphasenmodulation des idealen DDS-Ausgangssignals betrachtet werden und resultiert in einer Vielzahl von diskreten Störern im Spektrum des DDS-Signals. Das ideale DDS- Ausgangssignal ist per Definition eine Impulsfolge mit äqui- distanten Impulsabständen
Figure imgf000006_0001
wobei fDDs die Ausgangs- frequenz des FrequenzSynthesizers ist.Noise-shaping processes are also used in other areas. A major disadvantage of implementing direct digital frequency synthesis with the aid of pulse output DDS is that the output signal of a pulse output DDS is inherently subject to very high temporal jitter, the jitter signal itself having a periodic course. The jitter effect can be viewed as a pulse phase modulation of the ideal DDS output signal and results in a large number of discrete interferers in the spectrum of the DDS signal. By definition, the ideal DDS output signal is a pulse train with equidistant pulse intervals
Figure imgf000006_0001
where f D Ds is the output frequency of the frequency synthesizer.
Ein wirksames Verfahren zur Verbesserung der spektralen Eigenschaften des DDS-Ausgangssignals ist hier die Anwendung von Noise-Shaping-Verfahren innerhalb der Pulse-Output-DDS.An effective method for improving the spectral properties of the DDS output signal here is the use of noise shaping methods within the pulse output DDS.
Die Anwendung von Noise-Shaping-Verfahren innerhalb der DDS bedeutet konkret, dass Störsignalanteile, die sich in der Nähe der synthetisierten Frequenz fDos befinden, in weiter ent- fernte Bereiche verschoben werden.The use of noise shaping methods within the DDS means in concrete terms that interference signal components that are in the vicinity of the synthesized frequency f D os are shifted to more distant areas.
Die Periodizität des Jittersignals r(k) bewirkt die Generierung einer Vielzahl diskreter Störfrequenzlinien im Spektrum des modulierten Signals (Ausgangssignal der Pulse-Output- DDS) . Durch die Verwendung eines Sigma-Delta-Modulators innerhalb der DDS kann die Entstehung diskreter Störsignale am DDS-Ausgang verhindert und damit die spektrale Reinheit des synthetisierten Signals verbessert werden. Die Verwendung eines Sigma-Delta-Modulators in der DDS ermöglicht die voll- ständige Eliminierung des DDS-Fehlersignals r(k), wenn der Sigma-Delta-Modulator, wie in Fig. 5 gezeigt, im DDS-System implementiert wird. Es bezeichnen 5.2 das DDS- Phasenfehlersignal, 5.4 den Sigma-Delta-Modulator (SDM) , 5.6 das modifizierte Phasenfehlersignal, 5.8 die Pulsphasenmodulation (PPM) und 5.10 die Pulse-Output-DDS (Das Trägersignal der PPM bildet das ideale DDS-Ausgangssignal 5.12) .The periodicity of the jitter signal r (k) causes the generation of a large number of discrete interference frequency lines in the spectrum of the modulated signal (output signal of the pulse output DDS). By using a sigma-delta modulator within the DDS, the generation of discrete interference signals at the DDS output can be prevented and thus the spectral purity of the synthesized signal can be improved. The use of a sigma-delta modulator in the DDS enables the complete elimination of the DDS error signal r (k) when the sigma-delta modulator, as shown in FIG. 5, in the DDS system is implemented. It denotes 5.2 the DDS phase error signal, 5.4 the sigma-delta modulator (SDM), 5.6 the modified phase error signal, 5.8 the pulse phase modulation (PPM) and 5.10 the pulse output DDS (the carrier signal of the PPM forms the ideal DDS output signal 5.12 ).
Die Differenzbildung zwischen den Signalen r(k) und rσΔ( ) führt unmittelbar zu einer vollständigen Beseitigung des Fehlersignals r(k), da r(k) vollständig im Ausgangssignal rσΔ( ) des Sigma-Delta-Modulators enthalten ist.The difference between the signals r (k) and r σ Δ () immediately leads to a complete elimination of the error signal r (k), since r (k) is completely contained in the output signal r σ Δ () of the sigma-delta modulator.
Es gilt:The following applies:
rNS(k) = r(k) - rσä(k)r NS (k) = r (k) - r σä (k)
Statt des Fehlersignals r(k) ist das durch den Sigma-Delta- Modulator eingebrachte hochpaßgefilterte Quantisierungsrauschen als Modulationssignal wirksam. Da der Sigma-Delta- Modulator ein zeitdiskretes System mit einer Abtastrate Ta = l/fa ist, ist der Frequenzgang des Ausgangssignals des Modulators periodisch mit der Periodendauer fa. Daraus folgt unmittelbar, dass eine Unterdrückung des Quantisierungsrauschens nicht nur bei der Frequenz f = 0 sondern auch bei allen ganzzahligen Vielfachen der Abtastfrequenz fa auftritt. Dieser Effekt wird bei der Verwendung von Sigma-Delta-Instead of the error signal r (k), the high-pass filtered quantization noise introduced by the sigma-delta modulator acts as a modulation signal. Since the sigma-delta modulator is a time-discrete system with a sampling rate T a = l / f a , the frequency response of the output signal of the modulator is periodic with the period f a . It follows immediately that the quantization noise is suppressed not only at the frequency f = 0 but also at all integer multiples of the sampling frequency f a . This effect is observed when using sigma-delta
Modulatoren innerhalb einer DDS ausgenutzt. Wird als Taktsignal für den Sigma-Delta-Modulator das Ausgangssignal der Pulse-Output-DDS SDDS verwendet, erfolgt die Absenkung des Störgeräusches in der Nähe der Frequenz fDDs- Es gilt des- halb:Modulators used in a DDS. If the output signal of the pulse output DDS S DDS is used as the clock signal for the sigma-delta modulator, the interference noise is reduced in the vicinity of the frequency f DD s. The following therefore applies:
J a ~ J l DDSJ a ~ J l DDS
Die Verwendung eines Sigma-Delta-Modulators zur Verbesserung der spektralen Eigenschaften des DDS-Ausgangssignals ist außerdem an eine weitere Randbedingung geknüpft. Eine Verände- rung am DDS-Phasenfehlersignal kann nur in Schritten von ±2π rad erfolgen, da die Signalgenerierung an das Taktraster Tc=l/fc (fc ••• DDS-Taktfrequenz) gebunden ist, d.h., sie kann nur zu den Zeitpunkten k*Tc, k e D erfolgen. Der Wertebereich des digitalen AusgangsSignals rσΛ(k) des Sigma-Delta- Modulators muss demzufolge an diese Bedingung angepaßt werden.The use of a sigma-delta modulator to improve the spectral properties of the DDS output signal is also linked to another boundary condition. A change The DDS phase error signal can only be done in steps of ± 2π rad, since the signal generation is tied to the clock pattern T c = l / f c (fc ••• DDS clock frequency), ie it can only be used at times k * T c , ke D take place. The value range of the digital output signal r σΛ (k) of the sigma-delta modulator must therefore be adapted to this condition.
Unter Beachtung der eben angestellten Vorbetrachtungen läßt sich ein Sigma-Delta-Modulator auf einfache Art in einem DDS- System implementieren. Fig. 6 zeigt das Prinzipschaltbild eines Sigma-Delta-Modulators 1. Ordnung in der DDS. Der Modulator enthält einen 1-Bit-Quantisierer (Komparator) . Das Ausgangssignal des Sigma-Delta-Modulators rσΛ(k) verursacht eine zusätzliche Verzögerung des DDS-Ausgangssignales, wenn rσΛ(k) = 1 ist. Ansonsten wird das DDS-Ausgnagssignal nicht verzögert .Taking into account the preliminary considerations just made, a sigma-delta modulator can be easily implemented in a DDS system. 6 shows the basic circuit diagram of a sigma-delta modulator of the 1st order in the DDS. The modulator contains a 1-bit quantizer (comparator). The output signal of the sigma-delta modulator r σΛ (k) causes an additional delay in the DDS output signal if r σΛ (k) = 1. Otherwise the DDS output signal is not delayed.
Fig. 7 zeigt an einem Beispiel das Spektrum des DDS-Signals vor (links) und nach (rechts) der Anwendung eines Noise- Shaping-Verfahrens 1. Ordnung.7 shows an example of the spectrum of the DDS signal before (left) and after (right) the use of a first-order noise shaping method.
In dem in Fig. 7 gezeigten Beispiel funktioniert das Noise- Shaping-Verfahren wie erwartet, d.h., alle Spurious-Signale werden beseitigt und das Quantisierungsrauschen des Sigma- Delta-Modulators wird in der Nähe der DDS-Ausgangsfrequenz stark gedämpft. Andererseits lassen sich sehr leicht Fälle generieren, in denen das bisher verwendete einfache Noise- Shaping-Verfahren in der DDS eine Fehlfunktion aufweist, siehe Fig. 8, in der links die Situation vor und rechts nach dem Noise-Shaping dargestellt ist.In the example shown in Fig. 7, the noise shaping method works as expected, i.e. all spurious signals are eliminated and the quantization noise of the sigma-delta modulator is strongly attenuated in the vicinity of the DDS output frequency. On the other hand, it is very easy to generate cases in which the simple noise shaping method used to date has a malfunction in the DDS, see FIG. 8, in which the situation before and right after the noise shaping is shown on the left.
Im Vergleich zu Fig. 7 wurde das Teilerverhältnis QDDΞ,V = fcv/foDs (fc,v • • • DDS-Taktfrequenz nach virtueller Takterhöhung um den Faktor B, fc,v = B*fc) nur sehr gering geändert. Die durch das periodische Jitter verursachten Spurious- Signale sind sich demzufolge sehr ähnlich und führen auch zu sehr ähnlichen Spektren der Pulse-Output-DDS vor Anwendung des Noise-Shaping-Verfahrens. Die diskreten Störer werden jedoch durch die Anwendung des einfachen Noise-Shaping- Verfahrens 1. Ordnung nicht eliminiert und auch nicht gedämpft, d.h. es liegt eine Fehlfunktion des Noise-Shaping- Verfahrens vor. Diese Fehlfunktion ist darauf zurückzuführen, dass bei dem in Fig. 8 gezeigten Beispiel eine Korrelation zwischen dem Eingangssignal des Sigma-Delta-Modulators r(k) und dem vom Sigma-Delta-Modulator erzeugten Quantisierungsrauschen e(k) vorliegt. Bei dem in Fig. 7 gezeigten Beispiel ist diese nicht finden ist. Fig. 9 zeigt Kreuzkorrelationsfunktion zwischen dem Eingangssignal des Sigma-Delta- Modulators r(k) und dem Quantisierungsrauschen e(k).In comparison to FIG. 7, the division ratio Q DDΞ , V = fcv / foDs (fc, v • • • DDS clock frequency after virtual clock increase by the factor B, f c , v = B * f c ) was changed only very slightly. The spurious signals caused by the periodic jitter are therefore very similar and also lead to very similar spectra of the pulse output DDS before using the noise shaping method. However, the use of the simple first-order noise shaping method does not eliminate the discrete interferers and also does not attenuate them, ie there is a malfunction of the noise shaping method. This malfunction is due to the fact that in the example shown in FIG. 8 there is a correlation between the input signal of the sigma-delta modulator r (k) and the quantization noise e (k) generated by the sigma-delta modulator. In the example shown in Fig. 7 this cannot be found. Fig. 9 shows cross correlation function between the input signal of the sigma-delta modulator r (k) and the quantization noise e (k).
Weiterhin ist das Quantisierungsrauschen e(k) in dem in Fig. 8 gezeigten Beispiel nicht durch einen weißen Rauschprozeß charakterisiert. Dies ist jedoch eine notwendige Voraussetzung für ein fehlerfreies Funktionieren des Noise-Shaping- Verfahrens. In dem in Fig. 7 gezeigten Beispiel ist diese Bedingung erfüllt, wie die in Fig. 10 gezeigte Autokorrelati- onsfunktion des Quantisierungsrauschens e(k) zeigt.Furthermore, the quantization noise e (k) in the example shown in FIG. 8 is not characterized by a white noise process. However, this is a necessary prerequisite for the noise shaping process to function correctly. In the example shown in FIG. 7, this condition is fulfilled, as the autocorrelation function of the quantization noise e (k) shown in FIG. 10 shows.
Die folgende empirisch ermittelte Beziehung gibt an, für welche Teilerverhältnisse QDDS,V die eben beschriebene Fehlfunktion auftritt:The following empirically determined relationship indicates for which divider ratios Q DDS , V the malfunction just described occurs:
= α, (α G N) Λ (α < 100) frac(Qmsy)= α, (α GN) Λ (α <100) frac (Q msy )
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, das Noise- Shaping-Verfahren für Sigma-Delta-Wandler derart weiterzubil- den, dass die bestehenden Nachteile umgangen werden können, wobei die Maßnahmen möglichst einfach und wirtschaftlich umzusetzen sein sollen. Vorgesehen ist ein Noise-Shaping-Verfahren für Sigma-Delta- Wandler, nach dem wesentliche Energieanteile des Quantisierungsrauschens in Frequenzbereiche außerhalb es Nutzbandes verschoben werden. Die Erfindung löst die Aufgabe dabei durch eine differentielle Schaltung, wobei ein Dithersignal in die Differenzstufen des Sigma-Delta-Wandlers eingespeist wird, welches am Ausgang des Sigma-Delta-Wandlers durch Differenzbildung vollständig unterdrückt wird.The object of the present invention is to further develop the noise shaping method for sigma-delta converters in such a way that the existing disadvantages can be avoided, the measures being to be implemented as simply and economically as possible. A noise shaping method is provided for sigma-delta converters, according to which essential energy components of the quantization noise are shifted to frequency ranges outside the useful band. The invention solves the problem by a differential circuit, a dither signal being fed into the differential stages of the sigma-delta converter, which is completely suppressed at the output of the sigma-delta converter by forming a difference.
Das Verfahren kann dabei derart weitergebildet sein, dass das Dithersignal mit hohem Pegel eingespeist wird.The method can be developed in such a way that the dither signal is fed in at a high level.
Das Verfahren kann sich auch dadurch auszeichnen, dass das Eingangssignal des Sigma-Delta-Modulators in zwei Eingangssignale gleicher Größe geteilt wird, wobei eines der Ein- gangssignale vorzugsweise invertiert wird.The method can also be characterized in that the input signal of the sigma-delta modulator is divided into two input signals of the same size, one of the input signals preferably being inverted.
Das Verfahren kann auch derart weitergebildet sein, dass auf die Eingangssignale ein gleichphasiges Dithersignal gleicher Amplitude gelegt wird.The method can also be developed in such a way that an in-phase dither signal of the same amplitude is applied to the input signals.
Das Verfahren kann weiterhin derart ausgestaltet sein, dass die maximale Signalamplitude des jeweiligen Eingangssignals eines einzelnen Sigma-Delta-Modulators gleich der maximalen Amplitude des Eingangssignales gewählt wird.The method can also be designed such that the maximum signal amplitude of the respective input signal of an individual sigma-delta modulator is selected to be equal to the maximum amplitude of the input signal.
Das Verfahren kann des weiteren derart ausgestaltet sein, dass als Dithersignal ein gleichverteiltes, mittelwertfreies Signal verwendet wird.The method can furthermore be configured such that a uniformly distributed, mean-value-free signal is used as the dither signal.
Das Verfahren kann sich auch dadurch auszeichnen, dass zurThe method can also be characterized in that
Verarbeitung zweier bezüglich eines Referenzwertes symmetrischer EingangsSignale zwei identische, voneinander unabhängige Sigma-Delta-Modulatoren eingesetzt werden, denen am Eingang gleichphasig ein Dithersignal überlagert wird, wobei die bezüglich eines Referenzwertes symmetrischen Eingangssignale vorzugsweise aus einem asymmetrischen Eingangssignal (X(z) ) gebildet werden.Processing of two input signals symmetrical with respect to a reference value, two identical, independent sigma-delta modulators are used, to which a dither signal is superimposed in phase at the input, the input signals being symmetrical with respect to a reference value are preferably formed from an asymmetrical input signal (X (z)).
Das Verfahren kann schließlich auch derart ausgebildet sein, dass eine Aufteilung des Signales in einen positiven und ei- nen negativen Signalzweig nach einem einzelnen, allen Zweigen gemeinsamen Schleifenfilter erfolgt, zur Generierung eines symmetrischen Quantisierer-Eingangsignales .Finally, the method can also be designed such that the signal is divided into a positive and a negative signal branch according to a single loop filter common to all branches, in order to generate a symmetrical quantizer input signal.
Weitere Eigenschaften und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der folgenden Bechreibung von bevorzugten Ausführungsformen im Zusammenhang mit den beigefügten Zeichnungen; darin zeigt:Further properties and advantages of the invention will become apparent from the following description of preferred embodiments in conjunction with the accompanying drawings; therein shows:
Fig. 1 die schematische Darstellung eines Z-transformierten linearen Modells eines Sigma-Delta-Modulators nach dem Stand der Technik, Fig. 2 das durch Grenzzyklen gestörte Ausgangsspektrum einesFig. 1 is a schematic representation of a Z-transformed linear model of a sigma-delta modulator according to the prior art, Fig. 2 shows the output spectrum disturbed by limit cycles
Sigma-Delta-Modulators nach dem Stand der Technik, Fig. 3 die schematische Darstellung der Überlagerung eines Dithersignales am Eingang eines Sigma-Delta-Sigma-delta modulator according to the prior art, Fig. 3 is a schematic representation of the superposition of a dither signal at the input of a sigma-delta
Modulators nach dem Stand der Technik, Fig. 4 die schematische Darstellung der Überlagerung eines Dithersignales am Eingang eines Sigma-Delta- Modulators und anschließende Subtraktion an dessen Ausgang nach dem Stand der Technik,4 the schematic representation of the superposition of a dither signal at the input of a sigma-delta modulator and subsequent subtraction at its output according to the prior art,
Fig. 5 die schematische Darstellung eines Sigma-Delta- Modulators innerhalb einer DDS nach dem Stand der Technik, Fig. 6 das Prinzipschaltbild eines Sigma-Delta-Modulators 1. Ordnung in einer DDS nach dem Stand der Technik,5 shows the schematic representation of a sigma-delta modulator within a DDS according to the prior art, FIG. 6 shows the basic circuit diagram of a sigma-delta modulator of the first order in a DDS according to the prior art,
Fig. 7 das Spektrum eines DDS-Signals vor und nach der Anwendung eines Noise-Shaping-Verfahrens 1. Ordnung, nach dem Stand der Technik, Fig. 8 die Fehlfunktion des einfachen Noise-Shaping 1. Ord- nung nach dem Stand der Technik, Fig. 9 die Kreuzkorrelationsfunktion zwischen dem Eingangssignal eines Sigma-Delta-Modulators und dem Quanti- sierungsrauschen nach dem Stand der Technik,7 shows the spectrum of a DDS signal before and after the use of a first-order noise shaping method, according to the prior art, FIG. 8 shows the malfunction of simple first-order noise shaping according to the prior art . 9 shows the cross-correlation function between the input signal of a sigma-delta modulator and the quantization noise according to the prior art,
Fig. 10 die Autokorrelationsfunktion des Quantisierungsrauschens nach dem Stand der Technik, Fig. 11 die schematische Darstellung des differentiellen Noi- se-Shaping mit Überlagerung eines Dithersignales am Eingang eines Sigma-Delta-Modulators,10 the autocorrelation function of the quantization noise according to the prior art, FIG. 11 the schematic representation of the differential noise shaping with superimposition of a dither signal at the input of a sigma-delta modulator,
Fig. 12 die schematische Darstellung des differentiellen Noi- se-Shaping mit Überlagerung des Dithersignales an den Eingängen der Quantisierer,12 shows the schematic illustration of differential noise shaping with superimposition of the dither signal at the inputs of the quantizers,
Fig. 13 die schematische Darstellung eines Tiefpass-SD- Modulators 1. Ordnung mit differentiellem Noise- Shaping gemäß Fig. 11,13 shows the schematic representation of a low-pass SD modulator of the 1st order with differential noise shaping according to FIG. 11,
Fig. 14 die AusgangsSpektren der Anordnung nach Fig. 13 für ein sinusförmiges Eingangssignal,14 shows the output spectra of the arrangement according to FIG. 13 for a sinusoidal input signal,
Fig. 15 die schematische Darstellung eines Bandpass-SD- Modulators 2. Ordnung mit differentiellem Noise- Shaping gemäß Fig. 12,15 is a schematic representation of a 2nd order bandpass SD modulator with differential noise shaping according to FIG. 12,
Fig. 16 die Ausgangsspektren der Anordnung nach Fig. 15 für ein sinusförmiges Eingangssignal,16 shows the output spectra of the arrangement according to FIG. 15 for a sinusoidal input signal,
Fig. 17 das Prinzipschaltbild des differentiellen Noise- Shaping 1. Ordnung,17 shows the basic circuit diagram of differential noise shaping of the first order,
Fig. 18 die Autokorrelationsfunktion des Quantisierungsrauschens nach Anwendung des differentiellen Noise- Shaping,18 shows the autocorrelation function of the quantization noise after the application of differential noise shaping,
Fig. 19 die Kreuzkorrelationsfunktion zwischen dem Eingangssignal des DDDDDDDDDDa-Modulators und dem Quantisierungsrauschen,19 shows the cross-correlation function between the input signal of the DDDDDDDDDDa modulator and the quantization noise,
Fig. 20 das Spektrum des einfachen Noise-Shaping mit Fehl- funktion,20 shows the spectrum of simple noise shaping with malfunction,
Fig. 21 das Spektrum des einfachen Noise-Shaping ohne Fehlfunktion,21 shows the spectrum of simple noise shaping without malfunction,
Fig. 22 die vollständige Implementierung des differentiellen Noise-Shaping-Verfahrens in ein DDS-System, Fig. 23 die schematische Darstellung einer Noise-Shaper-22 shows the complete implementation of the differential noise shaping method in a DDS system, 23 the schematic representation of a noise shaper
Schaltung wie in der Anordnung nach Fig. 22 verwendet.Circuit as used in the arrangement of FIG. 22.
Die Figuren 1 bis 10 beziehen sich auf den Stand der Technik und wurden bereits eingangs erläutert. Ein erneutes Eingehen auf diese Darstellungen erübrigt sich daher.Figures 1 to 10 relate to the prior art and have already been explained at the beginning. It is therefore unnecessary to go into these representations again.
Die beiden in der Folge mit Bezug auf die Fig. 11 und 12 beschriebenen Schaltungsstrukturen erlauben die effektive Ver- meidung von Grenzzyklen in SD-Modulatoren, ohne gleichzeitig eine durch das Dithering begründete Verschlechterung des SNR in Kauf nehmen zu müssen.The two circuit structures described below with reference to FIGS. 11 and 12 allow the effective avoidance of limit cycles in SD modulators without having to accept a deterioration in the SNR due to dithering.
Beide Verfahren bzw. Schaltungsstrukturen beruhen auf der An- wendung eines Dithersignals, welches am Ausgang des SD- Modulators durch Differenzbildung vollständig unterdrückt wird, und damit ohne Einfluss auf das SNR bleibt (Differenti- elles Noise-Shaping) . Die Verfahren unterscheiden sich in der jeweiligen SchaltungsStruktur und in der Art und Weise, wie das Dithersignal eingekoppelt wird. Beide Methoden lassen sich auf alle bekannten Sigma-Delta Architekturen anwenden.Both methods and circuit structures are based on the use of a dither signal, which is completely suppressed at the output of the SD modulator by forming a difference, and thus remains without influence on the SNR (differential noise shaping). The methods differ in the respective circuit structure and in the way in which the dither signal is injected. Both methods can be applied to all known Sigma-Delta architectures.
Die Fig. 11 zeigt eine Schaltungsstruktur zur Durchführung des differentiellen Dithering mit Überlagerung eines Dithersignals am Eingang des Sigma-Delta-Modulators.11 shows a circuit structure for performing differential dithering with superimposition of a dither signal at the input of the sigma-delta modulator.
Das in Fig. 11 dargestellte Dithering-Verfahren setzt ein bezogen auf einen Referenzwert symmetrisches Eingangssignal [X+(z), X_(z)] voraus, welches gegebenenfalls aus einem asymmetrischen Eingangssignal X(z) den folgenden Gleichungen entsprechend gebildet werden kann.The dithering method shown in FIG. 11 presupposes an input signal [X + (z), X_ (z)] which is symmetrical with respect to a reference value and which can optionally be formed from an asymmetrical input signal X (z) in accordance with the following equations.
Figure imgf000013_0001
Die Verarbeitung beider Eingangssignale erfolgt durch zwei identische, voneinander unabhängige Sigma-Delta-Modulatoren, denen am Eingang gleichphasig ein Dithersignal D(z) überlagert wird. Als Dithersignal wird dabei bevorzugt ein mittelwertfreies Signal mit Gleichverteilung verwendet. Für die Ausgangssignale beider SD-Modulatoren erhält man somit:
Figure imgf000013_0001
Both input signals are processed by two identical, mutually independent sigma-delta modulators, to which a dither signal D (z) is superimposed in phase at the input. A mean value-free signal with uniform distribution is preferably used as the dither signal. For the output signals of both SD modulators you get:
YXz) = Hs(z) - [∑+(z) + D(z))+ HN(z) - El(z)YXz) = H s (z) - [∑ + (z) + D (z)) + H N (z) - E l (z)
YΛz) = Hs(z) - [XAz) + D(z))+ HN(z) -E2(z)YΛz) = H s (z) - [XAz) + D (z)) + H N (z) -E 2 (z)
Daraus folgt für das Ausgangssignal der Gesamtstruktur Y(z) :From this follows for the output signal of the overall structure Y (z):
Figure imgf000014_0001
Figure imgf000014_0001
Y(z) = Hs(z) - X(z) + HN (z) - [E- (z) - E2(z)]Y (z) = H s (z) - X (z) + H N (z) - [E- (z) - E 2 (z)]
Das Dithersignal ist demzufolge im Ausgangssignal nicht mehr enthalten und kann daher den Eingängen der Sigma-Delta- Modulatoren zur Vermeidung von Grenzzyklen mit ausreichender Amplitude überlagert werden, ohne das SNR negativ zu beeinflussen. Dabei darf die Summe von D(z) und X+(z) bzw. D(z) und X_(z) den von der gewählten Modulatorarchitektur abhängigen maximalen Eingangssignalpegel nicht überschreiten. Die bei den konventionellen Verfahren durch die Addition des Dit- hersignals am Eingang bedingte Beschränkung des Dynamikbereichs tritt aufgrund der in der hier vorgeschlagenem Methode implizit vorhandenen symmetrischen Schaltungsstruktur mit entsprechend verringerten Signalamplituden nicht auf.The dither signal is therefore no longer contained in the output signal and can therefore be superimposed on the inputs of the sigma-delta modulators with sufficient amplitude to avoid limit cycles, without adversely affecting the SNR. The sum of D (z) and X + (z) or D (z) and X_ (z) must not exceed the maximum input signal level that depends on the modulator architecture chosen. The limitation of the dynamic range caused by the addition of the dither signal at the input in the conventional methods does not occur due to the symmetrical circuit structure implicitly present in the method proposed here, with correspondingly reduced signal amplitudes.
Die Quantisierungsrauschsignale Eι(z) und E2(z) addieren sich bezüglich ihrer Leistung. Sie bestimmen unter Berücksichtigung der Noise-Shaping-Charakteristik des SD-Modulators das maximal erzielbare SNR. Die Fig. 12 zeigt eine Schaltungstruktur zur Durchführung des differentiellen Noise-Shaping mit Überlagerung eines Dithersignals an den Eingängen der Quantisierer.The quantization noise signals E (z) and E 2 (z) add up with regard to their power. You determine the maximum achievable SNR taking into account the noise shaping characteristics of the SD modulator. 12 shows a circuit structure for carrying out differential noise shaping with superimposition of a dither signal at the inputs of the quantizers.
Bei Anwendung des in Fig. 12 dargestellten Dithering- Verfahrens ist das Schleifenfilter H(z) des Sigma-Delta- Modulators nur einmal notwendig. Die an das Schleifenfilter anschließende Aufteilung des Signals in einen positiven und einen negativen Signalzweig dient der Generierung eines symmetrischen Quantisierer-Eingangssignals . Dies ist nicht er- forderlich, wenn das Signal im Schleifenfilter bereits in differentieller Form vorliegt.When using the dithering method shown in FIG. 12, the loop filter H (z) of the sigma-delta modulator is only necessary once. The division of the signal into a positive and a negative signal branch following the loop filter serves to generate a symmetrical quantizer input signal. This is not necessary if the signal in the loop filter is already in a differential form.
Das nach der Quantisierung durch Differenzbildung rekonstruierte Ausgangssignal Y(z) enthält ebenfalls keine Signalan- teile des Dithers im Spektrum.The output signal Y (z) reconstructed after quantization by difference formation likewise contains no signal components of the dither in the spectrum.
In Übereinstimmung mit der Ausführungsform nach Fig. 11 folgt für das Ausgangssignal der GesamtStruktur Y(z) :In accordance with the embodiment according to FIG. 11, the overall structure Y (z) follows for the output signal:
Y(z) = Y,(z) -YAz)Y (z) = Y, (z) -YAz)
Y(z) = Hs(z) - X(z) + HN(z) - [E1(z) - E2(z))Y (z) = H s (z) - X (z) + H N (z) - [E 1 (z) - E 2 (z))
Im Gegensatz zur Ausführung nach Fig. 11, bei der das Ein- gangssignal mit einem Dither überlagert wurde, wird hier lediglich die Quantisierung durch den Dither beeinflusst. Vorteilhaft ist dabei, dass durch nicht perfekte Rekonstruktion verursachte Restfehler, bedingt durch die Wahl des Dither- Einspeisepunktes, ebenfalls dem Noise-Shaping unterliegen.In contrast to the embodiment according to FIG. 11, in which the input signal was superimposed with a dither, only the quantization is influenced by the dither here. It is advantageous that residual errors caused by imperfect reconstruction, due to the choice of the dither feed point, are also subject to noise shaping.
Für die Quantisierungsrauschsignale Eι(z) und E2(z) gilt ebenfalls, dass sie sich bezüglich ihrer Leistung addieren und zusammen entsprechend der Noise-Shaping-Charakteristik des Sigma-Delta-Modulators das maximal mögliche SNR bestim- men. Als Beispiel ist in Fig. 13 ein Tiefpass-SD-Modulator 1. Ordnung mit Dithering nach Fig. 11 und in Fig. 15 ein Bandpass- SD-Modulator 2. Ordnung mit Dithering nach Fig. 12 dargestellt. Ergänzend sind in Fig. 14 und 16 die zugehörigen Ausgangsspektren für ein sinusförmiges Eingangssignal angege- ben.It also applies to the quantization noise signals Eι (z) and E 2 (z) that they add up in terms of their power and together determine the maximum possible SNR according to the noise-shaping characteristic of the sigma-delta modulator. As an example, FIG. 13 shows a 1st order low-pass SD modulator with dithering according to FIG. 11 and a 2nd order bandpass SD modulator with dithering according to FIG. 12 in FIG. In addition, the associated output spectra for a sinusoidal input signal are given in FIGS. 14 and 16.
Dabei bezeichnet in der Fig. 13 das Bezugszeichen 2 einen In- put X, die 4 eine Ditherquelle, die Bezugszeichen 6, 8 und 10 jeweils einen Gain-Koeffizienten, die Bezugszeichen 12 und 14 je ein zeitdiskretes Filter, die 16 und 18 je einen Kompara- tor und das Bezugszeichen 20 schließlich einen Output Y.13, reference numeral 2 designates an input X, 4 a dither source, reference numerals 6, 8 and 10 each a gain coefficient, reference numerals 12 and 14 each a time-discrete filter, 16 and 18 each one Comparator and the reference numeral 20 finally an output Y.
In der Fig. 15 bezeichnen gleiche Bezugszeichen gleiche Elemente wie in Fig. 13.In FIG. 15, the same reference numerals designate the same elements as in FIG. 13.
In der Fig. 17 ist das Prinzipschaltbild einer Schaltungsanordnung zur Durchführung des differentiellen Noise-Shaping 1. Ordnung innerhalb einer Pulse-Output-DDS dargestellt, wobei es sich hierbei um das Z-transformierte lineare Modell han- delt.17 shows the basic circuit diagram of a circuit arrangement for carrying out differential noise shaping of the first order within a pulse output DDS, which is the Z-transformed linear model.
Des Eingangsbitstrom des Sigma-Delta-Modulators wird in zwei Signale gleicher Größe geteilt. Im Gegensatz zum eben beschriebenen Prinzip wird in diesem modifizierten differenti- eilen Noise-Shaping-Verfahren kein Teilsignal invertiert. Auf diese Weise muss auf beide Teilsignale ein gegenphasiges Dithersignal gleicher Amplitude angewendet werden. Nach der Addition der beiden Ausgangssignale der Sigma-Delta-Modulatoren wird das eingespeiste Dithersignal vollständig eliminiert und es ist nur noch das urspüngliche Eingangssignal und das Quantisierungsgeräusch der beiden Sigma-Delta-Modulatoren im Summensignal enthalten.The input bit stream of the sigma-delta modulator is divided into two signals of the same size. In contrast to the principle just described, no partial signal is inverted in this modified differential noise shaping method. In this way, an antiphase dither signal of the same amplitude must be applied to both partial signals. After the addition of the two output signals of the sigma-delta modulators, the dither signal fed in is completely eliminated and only the original input signal and the quantization noise of the two sigma-delta modulators are contained in the sum signal.
Bereits Eingangs wurde gezeigt, dass keine Fehlfunktion des einfachen Noise-Shaping 1. Ordnung auftritt, wenn das Quantisierungsrauschen e(k) des SD-Modulators durch einen weißen Rauschprozeß gekennzeichnet ist und gleichzeitig keine Korrelation zwischen dem Eingangssignal des SD-Modulators r(k) und e(k) vorliegt. Diese Eigenschaften lassen sich durch die Verwendung des modifizierten differentiellen Noise-Shaping- Verfahrens innerhalb von DDS-Systemen realisieren. Dies gilt insbesondere für alle Fälle, bei denen eine Fehlfunktion des einfachen Noise-Shaping-Verfahrens auftritt.It was already shown at the beginning that no malfunction of simple noise shaping of the first order occurs if the quantization noise e (k) of the SD modulator is indicated by a white one Noise process is characterized and at the same time there is no correlation between the input signal of the SD modulator r (k) and e (k). These properties can be realized by using the modified differential noise shaping method within DDS systems. This applies in particular to all cases in which the simple noise shaping method malfunctions.
Wie bereits weiter oben dargestellt, besteht die prinzipielle Idee des modifizierten differentiellen Noise-Shaping darin, das Fehlersignal r(k) zu halbieren und die beiden neuen Teilsignale jeweils getrennt einem einfachen Sigma-Delta- Modulator zuzuführen. An den Eingängen der beiden SD- Modulatoren wird ein zusätzliches Rauschsignal x(k) überlagert, wobei das Rauschsignal an einem Eingang ein positives und an dem anderen Eingang ein negatives Vorzeichen aufweist.As already explained above, the basic idea of modified differential noise shaping is to halve the error signal r (k) and to feed the two new partial signals separately to a simple sigma-delta modulator. An additional noise signal x (k) is superimposed on the inputs of the two SD modulators, the noise signal having a positive sign at one input and a negative sign at the other input.
Am Ausgang des Systems werden die Ausgangssignale der beiden einfachen SD-Modulatoren rσΔi(k) und rσΛ2(k) addiert. Dadurch wird das zusätzliche Rauschsignal vollständig eliminiert und das Ausgangssignal des differentiellen SD-Modulators enthält nur noch das vollständige Fehlersignal r(k) und die Quantisierungsrauschsignale der beiden SD-Modulatoren eι(k) und e2(k) .At the output of the system, the output signals of the two simple SD modulators r σΔ i (k) and r σΛ2 (k) are added. This completely eliminates the additional noise signal and the output signal of the differential SD modulator only contains the complete error signal r (k) and the quantization noise signals of the two SD modulators eι (k) and e 2 (k).
Die Bezugszeichen 24 und 26 in Fig. 17 bezeichnen jeweils einen ersten und zweiten SD-Modulator. Reference numerals 24 and 26 in FIG. 17 denote first and second SD modulators, respectively.
Aus Fig. 17 lassen sich folgende Beziehungen ableiten:The following relationships can be derived from FIG. 17:
Rσ,l(z) =^ + X(z) + El(z) , RaA2(z) = ^-- X(z) + E2(z)R σ , l (z) = ^ + X (z) + E l (z), R aA2 (z) = ^ - X (z) + E 2 (z)
RσA(z) = RσA1(z) + Rσ&2(z) = R(z) + Eϊ(z) + E2(z)R σA (z) = R σA1 (z) + R σ & 2 (z) = R (z) + E ϊ (z) + E 2 (z)
RNS(z) = R(z) - RσA (z) = -(E. (z) + E2 (z))R NS (z) = R (z) - R σA (z) = - (E. (Z) + E 2 (z))
Ein Vorteil des differentiellen Noise-Shaping-Verfahrens gegenüber dem einfachen Noise-Shaping besteht darin, dass die Fehlfunktion des einfachen Noise-Shaping nicht mehr auftritt. Durch die Einspeisung eines zusätzlichen Rauschsignals am Eingang der SD-Modulatoren wird die Korrelation zwischen dem Eingangssignal r(k)/2+χ(k) bzw. r(k)/2-x(k) und dem Quantisierungsrauschsignal eχ(k) bzw. e2(k) nahezu vollständig un- terdrückt. Ebenso wird durch diese Maßnahme erreicht, dass die Quantisierungsrauschsignale eι(k) und e2(k) durch einen weißen Rauschprozeß gekennzeichnet sind. Das vorgenannte wird durch die in Fig. 18 dargestellte Autokorrelationsfunk- tion und die in Fig. 19 dargestellte Kreuzkorrelationsfunkti- on bestätigt.An advantage of the differential noise shaping method over simple noise shaping is that the malfunction of simple noise shaping no longer occurs. By feeding an additional noise signal at the input of the SD modulators, the correlation between the input signal r (k) / 2 + χ (k) or r (k) / 2-x (k) and the quantization noise signal eχ (k) or e 2 (k) almost completely suppressed. This measure also ensures that the quantization noise signals e 1 (k) and e 2 (k) are characterized by a white noise process. The above is confirmed by the auto-correlation function shown in FIG. 18 and the cross-correlation function shown in FIG. 19.
Ein Problem bei der Realisierung des differentiellen Noise- Shaping-Verfahrens ergibt sich in der Wahl der maximalen Amplitude des Rauschsignals. Die Amplitude des zusätzlichen Rauschsignals darf nicht zu klein gewählt werden, da bei einem kleiner werdenden Rauschsignal die Fehlfunktion des einfachen Noise-Shaping-Verfahrens immer wirksamer wird. Andererseits darf die Amplitude des zusätzlichen Rauschsignals nicht beliebig groß werden.A problem with the implementation of the differential noise shaping method arises in the choice of the maximum amplitude of the noise signal. The amplitude of the additional noise signal must not be chosen too small, since the malfunction of the simple noise shaping method becomes increasingly effective as the noise signal becomes smaller. On the other hand, the amplitude of the additional noise signal must not become arbitrarily large.
Die maximale Signalamplitude des Eingangssignals eines einzelnen SD-Modulators ist daher vorzugsweise gleich der maximalen Amplitude f des Fehlersignals r(k) .The maximum signal amplitude of the input signal of an individual SD modulator is therefore preferably equal to the maximum amplitude f of the error signal r (k).
Diese Randbedingung ergibt sich aus der schon dargestellten allgemeinen Randbedingung an SD-Modulatoren bei Einsatz in- nerhalb einer Pulse-Output-DDS bei der gilt, dass eine Veränderung am DDS-Fehlersignal nur in Schritten von ±2π rad erfolgen kann, da die Signalgenerierung an das Taktraster Tc=l/fc gebunden ist. Wegen der Halbierung des DDS- Fehlersignals zu Beginn des differentiellen Noise-Shaping ist die maximale Amplitude des Fehlersignals am Eingang eines einzelnen SD-Modulators gleich r/2. Daraus folgt unmittelbar, dass die maximale Amplitude des zusätzlichen Rauschsignals ebenfalls gleich r/2 ist, um eine Übersteuerung der SD- Modulatoren zu verhindern.This boundary condition results from the general boundary condition already described for SD modulators when used in Within a pulse output DDS where the DDS error signal can only be changed in steps of ± 2π rad, since the signal generation is tied to the clock pattern T c = l / f c . Because the DDS error signal is halved at the beginning of differential noise shaping, the maximum amplitude of the error signal at the input of a single SD modulator is r / 2. It follows immediately that the maximum amplitude of the additional noise signal is also equal to r / 2 in order to prevent overdriving of the SD modulators.
Das Rauschsignal x(k) sollte für eine korrekte Funktionsweise ein mittelwertfreies Signal mit einer Gleichverteilung sein. Demzufolge treten innerhalb von x(k) positive und negative Signalwerte auf und es gilt für den optimalen Wertebereich des zusätzlichen Rauschsignal x(k):The noise signal x (k) should be a mean-free signal with a uniform distribution for correct functioning. As a result, positive and negative signal values occur within x (k) and the following applies to the optimal value range of the additional noise signal x (k):
jc(ifc)ε[-0,25-f;0,25-r]jc (ifc) ε [-0,25-f 0.25-r]
In Fig. 20 und Fig. 21 sind die Spektren nach Anwendung des einfachen und des differentiellen Noise-Shaping-Verfahrens 1. Ordnung in einer Pulse-Output-DDS dargestellt. Hierbei sind zwei interessante Fälle ausgewählt worden:20 and 21 show the spectra after using the simple and differential noise shaping method of the first order in a pulse output DDS. Two interesting cases have been selected:
• einfaches Noise-Shaping 1. Ordnung mit Fehlfunktion (Fig. 20)• simple first-order noise shaping with malfunction (Fig. 20)
• einfaches Noise-Shaping 1. Ordnung ohne Fehlfunktion (Fig. 21)• simple first-order noise shaping without malfunction (Fig. 21)
Das Bezugszeichen 28 bezeichent das Spektrum nach Anwendung des einfachen Noise-Shaping-Verfahrens und das Bezugszeichen 30 bezeichnet das Spektrum nach Anwendung des differentiellen Noise-Shaping-Verfahrens .The reference numeral 28 denotes the spectrum after using the simple noise shaping method and the reference numeral 30 denotes the spectrum after using the differential noise shaping method.
Die dargestellten Spektren zeigen, dass beim differentiellen Noise-Shaping-Verfahren die Fehlfunktion des einfachen Noise- Shaping vermieden wird und eine signifikante Reduzierung des Quantisierungsrauschens in der unmittelbaren Umgebung der DDS-Ausgangsfrequenz erreicht wird. Gegenüber dem einfachen Noise-Shaping-Verfahren tritt beim differentiellen Noise- Shaping eine Erhöhung der Leistung des Quantisierungsrauschens auf, wobei eine deutliche Anhebung der Quantisierungs- rauschleistung in der Nähe des Maximums der Rauschformungsfunktion zu beobachten ist.The spectra shown show that the differential noise shaping method avoids the malfunction of simple noise shaping and significantly reduces the Quantization noise is achieved in the immediate vicinity of the DDS output frequency. Compared to the simple noise shaping method, an increase in the performance of the quantization noise occurs in differential noise shaping, with a significant increase in the quantization noise power being observed in the vicinity of the maximum of the noise shaping function.
Die Fig. 22 zeigt das Prinzipschaltbild eines DDS-Systems mit virtueller Takterhöhung und differentiellen Noise-Shaping 1. Ordnung. Die Frequenz des DDS-Ausgangssignals ist durch das Steuerwort N festgelegt. Es handelt sich hierbei um ein Beispiel der vollständige Implementation des differentiellen Noise-Shaping-Verfahrens in einem DDS-System. Die Fig. 23 zeigt die schematische Schaltstruktur der in der Fig. 22 ein- gesetzten Noise-Shaper. Neben dem Noise-Shaping ist ein Verfahren zur virtuellen Takterhöhung in das System integriert. Es gilt:22 shows the basic circuit diagram of a DDS system with virtual clock increase and differential noise shaping of the first order. The frequency of the DDS output signal is determined by the control word N. This is an example of the complete implementation of the differential noise shaping method in a DDS system. FIG. 23 shows the schematic switching structure of the noise shaper used in FIG. 22. In addition to noise shaping, a process for virtual clock increase is integrated in the system. The following applies:
J f DDS = *,L.JfC ' M-W =—2-i25 J f DDS = *, L.JfC 'M- W = -2- i25
MM
M ... Anzahl der möglichen PhasenakkumulatorzuständeM ... number of possible phase accumulator states
Das Ausgangssignal der Pulse-Output-DDS wird aus dem Überlaufbit des Phasenakkumulators abgeleitet. Eine signifikante Reduzierung des zeitlichen Jitters des DDS-Ausgangssignals erfolgt durch virtuelle Takterhöhung um den Faktor 32. Zur Realisierung der virtuellen Takterhöhung ist es notwendig, mit Hilfe des Divisionsblocks 32*r(k)/N eine Verzögerungszeit des DDS-Ausgangssignals zu berechnen. Der Wert der benötig- ten Verzögerungszeit ist in c^ gespeichert und wird durch das Ausgangssignal des differentiellen Noise-Shaping-Verfahrens c3 gegebenenfalls korrigiert. Die resultierende Gesamtverzögerung des DDS-Ausgangssignals cges wird mit Hilfe des Zählers erzeugt. Die Taktfrequenz des Zählers fc,v ist um den Faktor B = 32 größer als die Taktfrequenz fc des Phasenakkumulators . Für das differentielle Noise-Shaping-Verfahren wird die Zufallszahl x(k) mit einem Wertebereich entsprechendThe output signal of the pulse output DDS is derived from the overflow bit of the phase accumulator. The time jitter of the DDS output signal is significantly reduced by virtual clock increase by a factor of 32. To implement the virtual clock increase, it is necessary to calculate a delay time of the DDS output signal using the division block 32 * r (k) / N. The value of the required delay time is stored in c ^ and is corrected if necessary by the output signal of the differential noise shaping method c 3 . The resulting total delay of the DDS output signal c tot is generated with the help of the counter. The clock frequency of the counter f c , v is greater than the clock frequency f c of the phase accumulator by a factor of B = 32. For the differential noise shaping method, the random number x (k) with a value range is corresponding
(fc)e [-0,25 - r;0,25- r](fc) e [-0.25 - r; 0.25- r]
benötigt. Im PN-Generator werden Zufallszahlen z mit einem Wertebereich [0;2n] , n ε N erzeugt. Diese werden durch eine geeignete Maskierung in Zufallszahlen zi mit einem Wertebereichneeded. Random numbers z with a range of values [0; 2 n ], n ε N are generated in the PN generator. These are identified by a suitable masking in random numbers zi with a range of values
z, (k) G [0;2" \ , a = floor(log2 N)z, (k) G [0; 2 "\, a = floor (log 2 N)
transformiert. Da zi nach der Maskierung nicht in jedem Fall kleiner als N/2 ist, wird solange eine neue Zufallszahl zi erzeugt, bis diese kleiner als N/2 ist. Dazu sind maximal 5 Iterationsschritte vorgesehen (entspricht den notwendigen Taktzyklen für die Division) . Der gültige Wert wird gespeichert und der PN-Generator angehalten (Takt sperren) bis eine neue Zufallszahl benötigt wird. Sollte keine Zufallszahl zi kleiner als N/2 sein, wird die alte Zufallszahl zι(k-l) noch einmal verwendet . transformed. Since zi is not always smaller than N / 2 after masking, a new random number zi is generated until it is smaller than N / 2. A maximum of 5 iteration steps are provided for this (corresponds to the necessary clock cycles for the division). The valid value is saved and the PN generator is stopped (block clock) until a new random number is required. If no random number zi is less than N / 2, the old random number zι (k-l) is used again.

Claims

Patentansprüche claims
1. Noise-Shaping-Verfahren für Sigma-Delta-Wandler, nach dem wesentliche Energieanteile des Quantisierungsrauschens in Frequenzbereiche außerhalb es Nutzbandes ver- schoben werden, dadurch gekennzeichnet, dass ein Dithersignal (D(z)) in die Differenzstufen des Sigma- Delta-Modulators eingespeist wird, welches am Ausgang des Sigma-Delta-Modulators durch Differenzbildung vollständig unterdrückt wird.1. Noise-shaping method for sigma-delta converters, according to which essential energy components of the quantization noise are shifted into frequency ranges outside the useful band, characterized in that a dither signal (D (z)) is transmitted to the differential stages of the sigma-delta Modulator is fed, which is completely suppressed at the output of the sigma-delta modulator by forming the difference.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Dithersignal (D(z)) mit hohem Pegel eingespeist wird.2. The method according to claim 1, characterized in that the dither signal (D (z)) is fed in at a high level.
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass das Eingangssignal des Sigma-Delta- Modulators in zwei Eingangssignale (X+(z), X.(z)) gleicher Größe geteilt wird.3. The method according to claim 1 or 2, characterized in that the input signal of the sigma-delta modulator is divided into two input signals (X + (z), X. (z)) of the same size.
4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass eines der Eingangssignale invertiert wird.4. The method according to claim 3, characterized in that one of the input signals is inverted.
5. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass auf die Eingangssignale ein gleichphasiges Dithersignal (D(z)) gleicher Amplitude gelegt wird.5. The method according to any one of the preceding claims, characterized in that an in-phase dither signal (D (z)) of the same amplitude is applied to the input signals.
6. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die maximale Signalamplitude des jeweiligen Ein- gangssignals (X+(z)+D(z), X_ (z) +D(z) ) eines einzelnen Sigma-Delta-Modulators gleich der maximalen Amplitude des Eingangssignales (X(z) ) gewählt wird.6. The method according to claim 4, characterized in that the maximum signal amplitude of the respective input signal (X + (z) + D (z), X_ (z) + D (z)) of a single sigma-delta modulator is equal to that maximum amplitude of the input signal (X (z)) is selected.
7. Verfahren nach Anspruch 2, 3 oder 4, dadurch gekenn- zeichnet, dass als Dithersignal (D(z)) ein gleichverteiltes, mittelwertfreies Signal verwendet wird. 7. The method according to claim 2, 3 or 4, characterized in that an equally distributed, mean-value-free signal is used as the dither signal (D (z)).
8. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass zur Verarbeitung zweier bezüglich eines Referenzwertes symmetrischer Eingangssignale (X+(z), X_(z))zwei identische, voneinander unab- hängige Sigma-Delta-Modulatoren eingesetzt werden, denen am Eingang gleichphasig ein Dithersignal (D(z)) überlagert wird.8. The method according to any one of the preceding claims, characterized in that for processing two input signals (X + (z), X_ (z)) which are symmetrical with respect to a reference value, two identical, mutually independent sigma-delta modulators are used which are used on Input is superimposed on a dither signal (D (z)).
9. Verfahren nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass die bezüglich eines Referenzwertes symmetrischen9. The method according to claim 8, characterized in that the symmetrical with respect to a reference value
Eingangssignale (X+(z), X_(z)) aus einem asymmetrischen Eingangssignal (X(z)) gebildet werden.Input signals (X + (z), X_ (z)) are formed from an asymmetrical input signal (X (z)).
10. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeich- net, dass eine Aufteilung des Signales in einen positiven und einen negativen Signalzweig nach einem einzelnen, allen Zweigen gemeinsamen Schleifenfilter erfolgt.10. The method according to claim 1, characterized in that the signal is divided into a positive and a negative signal branch according to a single loop filter common to all branches.
11. Verfahren nach Anspruch 10, dadurch gekennzeich- net, dass auf die Eingangssignale der Quantisierer ein gleichphasiges Dithersignal (D(z)) gleicher Amplitude gelegt wird. 11. The method according to claim 10, characterized in that an in-phase dither signal (D (z)) of the same amplitude is applied to the input signals of the quantizers.
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