WO2002048665A1 - Procede et dispositif de mesure de la temperature utilisant le rayonnement micro-ondes - Google Patents

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WO2002048665A1
WO2002048665A1 PCT/FR2001/003967 FR0103967W WO0248665A1 WO 2002048665 A1 WO2002048665 A1 WO 2002048665A1 FR 0103967 W FR0103967 W FR 0103967W WO 0248665 A1 WO0248665 A1 WO 0248665A1
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WO
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antenna
correlation
temperature
noise
voltage
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PCT/FR2001/003967
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English (en)
Inventor
Eugène Constant
Roger Ringot
Bertrand Bocquet
Jean-Claude Van De Velde
Original Assignee
Universite Des Sciences Et Technologies De Lille
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    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01K—MEASURING TEMPERATURE; MEASURING QUANTITY OF HEAT; THERMALLY-SENSITIVE ELEMENTS NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • G01K11/00—Measuring temperature based upon physical or chemical changes not covered by groups G01K3/00, G01K5/00, G01K7/00 or G01K9/00
    • G01K11/006—Measuring temperature based upon physical or chemical changes not covered by groups G01K3/00, G01K5/00, G01K7/00 or G01K9/00 using measurement of the effect of a material on microwaves or longer electromagnetic waves, e.g. measuring temperature via microwaves emitted by the object

Definitions

  • TITLE Method and device for temperature measurement using microwave radiation.
  • the invention relates to a method and a device for measuring the temperature and properties of an object using microwave radiation, as well as to an application of the measurement method for determining the microwave reflection coefficient. said object.
  • the invention will very particularly find its application in the fields of medicine, the food industry and industry for measuring the temperature of a material or living tissue of the human, animal and vegetable body type and any variation of its dielectric properties, with a view for example to mapping the body investigated for medical purposes.
  • thermocouple which is introduced directly inside the body whose temperature is to be measured. This type of measurement therefore requires penetrating the thermocouple into the body, which is destructive and therefore can only be used in certain cases. Therefore, it is preferred to use a method which consists in measuring the electromagnetic waves emitted by the body in the microwave domain, that is to say frequencies varying approximately between 0.5 and 20 Gigahertz. Indeed, any object brought to a temperature other than zero degrees Kelvin (0 ° K) emits electromagnetic waves depending directly on its temperature and whose wave power
  • electromagnetic is proportional to the temperature thereof in the microwave field.
  • a microwave radiometry device which captures the microwave radiation emitted by the object.
  • the electromagnetic waves emitted by the object are picked up by means of an antenna and the signals are then directed to processing means which make it possible to determine the temperature of the object considered.
  • These processing means essentially consist of an amplifier which amplifies the signals picked up by the antenna, and a detector which provides an output voltage Vs directly proportional to the temperature of the material.
  • One of the main problems encountered with microwave radiometry lies in the adaptation of the antenna in the presence of the material for which the temperature is to be measured. Indeed, when the antenna is not adapted to the material, which is often the case, there is a reflection coefficient p which has a non-zero value. Since the nature of the object differs depending on the case, the antenna is never adapted to the material, and the reflection coefficient p can vary from one material to another.
  • the first measurement error is due to the emissivity of the object which is different from 1 and equal to 1 -
  • the second measurement error is caused by the amplifier itself.
  • a noise wave is indeed emitted which propagates to the antenna and is partially reflected there as soon as the reflection coefficient is different from zero.
  • This reflected wave correlated with the initial signal emitted by the amplifier, is added to its input to the object temperature measurement signal. Once amplified and detected, it gives rise to an output voltage which will be called the correlation voltage Vcor.
  • Document FR-2,497,947 discloses a method and a radiometry device which uses a circulator to largely overcome the correlation noise.
  • the disadvantage of using it is to prevent any monolithic integration of the device given the size of the circulator.
  • the circulator is constituted by an element generally of the ferrite type whose size is all the greater the more one works at low frequencies.
  • the size of the circulator becomes prohibitive. This therefore naturally affects the cost of the device.
  • the method and device of this patent consist in reducing, even eliminating the correlation noise, and in determining the reflection coefficient p of the antenna in order to be able to determine the temperature measurement of the material.
  • the method consists in using between the amplifier and the antenna a transmission line of sufficiently large length to obtain an average value of the correlation voltage (Vcor) equal to zero. This can be achieved if there is sufficient bandwidth and cable length.
  • the phase shift introduced by the line length can then vary considerably as a function of the frequency of the amplified wave, and on average, there is as much addition (Vco ⁇ > 0) as subtraction (Vcor ⁇ 0) on the incident signal.
  • the average taken by considering all the frequencies corresponding to the passband of the amplifier then tends towards zero.
  • One of the main aims of the present invention is therefore to implement a method and device making it possible to reduce, or even eliminate, temperature measurement errors due to noise from correlation, without the use of an isolator or circulator and by minimizing the length of the given characteristic impedance line which connects the antenna to the input of the amplifier.
  • the present invention has the advantage of promoting and optimizing the monolithic integration of the device with a view to miniaturizing it, and of reducing the cost of the device.
  • the invention has the advantage of introducing into the measurement system the elements making it possible to adjust the value of the correlation voltage Vcor and to adjust or cyclically modify these parameters in order to obtain an average correlation voltage tending towards zero.
  • Another object of the present invention is to allow the determination of the microwave reflection coefficient of the materials.
  • the invention has the advantage of being usable when the antenna is not particularly suitable for the object to be measured.
  • the invention relates to a radiometry method for measuring the temperature of an object such as a material or a body usable in the manufacturers of radiometry devices and applied in the medical, food and industry fields, by which :
  • the microwave radiation of said object is captured by means of an antenna which has an unknown reflection coefficient p antenna-material
  • the waves picked up by the antenna are treated with processing means composed of an amplifier and a detector, said amplifier being connected to the antenna by a given characteristic impedance line and emitting noise at its input which is then reflected by the antenna with an initial phase shift ⁇ j producing a noise correlation effect which is found at the output of the detector in the form of a noise correlation voltage Vcor which disturbs the measurement of the temperature, characterized in that: - we inject, with a minimum of disturbance, by directional coupling for example or by any other means, a constant noise in the given characteristic impedance line which we switch on the antenna and on at least one reference of which we know the value of the reflection coefficient, for determining the value of the reflection coefficient p antenna-material,
  • the structure of the radiometer elements is modified and the physical and / or dimensional characteristics of these elements are precisely adjusted to remove the component of the correlation noise voltage
  • radiometry device for measuring the temperature of an object allowing the implementation of the method according to the invention, which consists of:
  • - electromagnetic wave processing means constituted by a gain amplifier and a temperature voltage measurement detector, the amplifier emitting a noise which generates a correlation voltage Vcor at the output of the detector and disturbing the temperature measurement of the object, characterized by the fact that it has:
  • the reflection coefficient p antenna-material which consists of a noise source and a device, for example a directional coupler, which makes it possible to inject noise into the characteristic impedance line given for direct it towards the antenna and at least one reference of known reflection coefficient
  • FIG. 1 which presents the radiometry device of the present invention having means for measuring the reflection coefficient
  • FIGS. 2, 3, 4 and 5 which show different embodiments of the radiometry device with means for suppressing the correlation voltage Vcor
  • the invention relates to a method and device 1 for measuring the temperature of any object 2 which uses microwave radiation.
  • Object 2 means any living or dead biological material or body.
  • the device 1 implemented in the present invention mainly consists of an antenna 3, an amplifier 5, and a detector 6.
  • the electromagnetic waves 12 emitted by the object 2 are picked up by means of the antenna 3 and these captured waves are then directed towards an amplifier 5, after which the signals are transmitted to the detector 6 which gives a voltage output 15 temperature image. This image voltage of temperature will be called subsequently the output voltage Vs.
  • the antenna 3 has a reflection coefficient p and an initial phase shift ⁇ s of the signal transmitted to the amplifier 5.
  • the reflection coefficient p is zero. Most often, however, the reflection coefficient p is different from zero since the antenna is never really well suited to the material whose temperature is to be measured.
  • the initial phase shift ⁇ j corresponds to a time shift between the reception of the electromagnetic waves 12 by the antenna 3 and the transmission to the input of the amplifier 5 via a line characteristic impedance given fifty Ohm (50 ⁇ ) 4 for example.
  • the amplifier 5 emits from its input 14 noise signals which go up to the antenna 3 to be reflected by the latter due to the existence of the reflection coefficient p, and then be amplified by said amplifier. There is therefore a correlation noise at the output of the amplifier.
  • the voltage Vs image of the temperature which is measured at the output 15 of the detector 6 has several components, a first relating to the temperature of the object itself via its emissivity and a second relating to the correlation noise at the output. of the amplifier.
  • the output voltage Vs is therefore obtained equal to the sum of a voltage specific to the temperature of the material Vmat and a correlation voltage Vcor.
  • the aim is therefore to suppress the correlation voltage Vcor in order to obtain the measurement of the output voltage Vs corresponding to the voltage of the material Vmat.
  • Vcor J 2/7 V ⁇ 2 cos ( ⁇ L + ⁇ j ) df
  • f1 and f2 correspond to the extreme frequencies of the passband of the amplifier.
  • fO + àf Vcor J 2 V ⁇ 2 cos ( ⁇ L + ⁇
  • f 0 is the central working frequency of amplifier 5 and twice ⁇ f (2 x ⁇ f) is the frequency bandwidth of the amplifier.
  • the aim sought here is therefore to remove this component of correlation voltage Vcor which appears in the voltage of the output Vs.
  • the structure of the elements of the radiometer is modified and the physical and / or dimensional characteristics of these elements are precisely adjusted.
  • the device 1 presented in i figure 2 which presents between the antenna 3 and the amplifier 5 two lines of given characteristic impedance 4 ⁇ and 4 2 , for example fifty Ohm (50 ⁇ ) 4 1 and 4 2 mounted in alternating switching 1 ⁇ and 7 2 , the first line ⁇ having a length L and the second line 4 2 a length L + ⁇ L.
  • This device 1 is preferably called this device 1 a line switch of given characteristic impedance .
  • This device therefore uses two switches 7, and 7 2 which make it possible to switch, either on the first line of length L, or on the second line 4 2 of length L + ⁇ L during the measurement of the temperature, and to a given rhythm, for example at a frequency of a few kilohertz. When the switches are switched to the first line
  • Vcor1 + Vcor2> a [ ⁇ ⁇ cos ⁇ fo + ⁇ ,) + ⁇ - ⁇ s ( 4 ⁇ c + ⁇ > f 0 +
  • Vcor1 + Vcor2> a "cos (" f 0 + ⁇ ,) [ ⁇ ⁇ ⁇ -! B ⁇ ⁇ ]
  • FIG. 3 shows the radiometry device provided with means for modifying the structure of the radiometer l ⁇ , 7 2 , 8., and 8 2 and the correlation voltage Vcor. These means are constituted in a preferred but nonlimiting mode by two pass-all filters 8., and 8 2 positioned and mounted in switching 7 1 and 7 2 between the antenna 3 and the amplifier 5.
  • the pass-all filter known from skilled in the art by the fact that the modulus of its transmission coefficient is equal to 1, that is to say that the amplitude of the input signal 16 is identical to that of the output signal 17, and that its phase ⁇ is equal at :
  • f ⁇ is the transition frequency of the pass-all filter.
  • Vcor2 j " 2 7 vfcos ( ⁇ L + 2 ⁇ 2 + ⁇ j ) df fo-Af where ⁇ is the phase generated by the first pass-all filter 8 ⁇ on the first line and ⁇ 2 the phase generated by the second filter 8 2 on the second line.
  • Vcor2 which is opposed to Vcori, which therefore makes it possible to obtain a correlation voltage Vcor which is equal to the average sum of the correlation voltages
  • FIG. 4 shows the radiometry device 1 having a third embodiment of means for modifying the structure 1, 7 2 , 9. ,, 9 2 and the correlation voltage. These means are positioned between the output 18 of the amplifier 5 and the input 19 of the detector 6, and they are produced by switches 7, and 7 2 and bandpass filters Q and 9 2 .
  • the device 1 therefore makes it possible to switch and send signals either through a first bandpass filter 9 1 ( or through a second bandpass filter 9 2.
  • the first bandpass filter 9. works with a center frequency f 0 and a bandwidth of ⁇ f
  • the second bandpass filter 9 2 works with another center frequency f 0 and the same bandwidth ⁇ f as the first filter. it is necessary that the two central working frequencies f 0 and f 0 of the filters are included in the frequency band [f 1f f 2 ] of the amplifier 5 as shown diagrammatically in FIG. 6 which helps understanding.
  • the waves therefore pass through the first band-pass filter 9., of frequency f 0 and, conversely, when they are switched on the second line, the waves pass through the second bandpass filter 9 2 of frequency f 0 .
  • the impedance line 4 of length L being identical whether one is switched to the first bandpass filter or to the second bandpass filter.
  • Vcori J 2/3 V ⁇ 2 cos ( ⁇ L + ⁇ j ) df fo-Af and fo + Af
  • Vcor2 j " 2p y? Cos ( ⁇ L + ⁇ ,) df fo-Af
  • Vcori a cos (»f û +
  • Vcor which is equal to the average sum of ⁇ Vcor1 + Vcor2> and which is zero which eliminates the effects of noise correlation in the measurement of the image voltage of the temperature, this regardless of the initial phase shift ⁇ , and the coefficient of reflection p.
  • This device therefore has the advantage of improving the noise factor of the radiometer, but implies that the initial phase shift ⁇ does not change too much between the frequencies f 0 and f 0 .
  • FIG. 5 presents the radiometry device 1 having a fourth embodiment of means 10, 11 for modifying the structure of the radiometer and the correlation voltage Vcor into two correlation voltages Vcori and Vcor2.
  • the means are positioned between the output 18 of the amplifier 5 and the input 19 of the detector 6. They consist of a variable frequency oscillator 10 and an intermediate filter 11 which make it possible to produce heterodyne filtering of the correlation voltage Vcor.
  • the role of the oscillator 10 is to vary the central frequency between two values f 0 and f 0 which must be included in the working frequency band ft, f 2 ] of the amplifier 5.
  • the intermediate filter 11 has for function of defining the bandwidth 2 * ⁇ f.
  • This method therefore consists in sweeping the frequency of the oscillator 10 between two frequencies f 0 and f 0 which make it possible to obtain two correlation voltages Vcori and Vcor2 whose mean sum is canceled out.
  • the principle of the method developed above is used again with the device of FIG. 4, using two bandpass filters positioned between the output of the amplifier and the detector.
  • the advantage of this method is the versatility since it allows to have an additional degree of freedom compared to the other methods developed above, in particular as for the choice of the central frequency f 0 , the whole being having the center frequencies f 0 and f 0 included in the amplifier's working frequency interval [f,, f 2 ].
  • a second aspect of the present invention is to allow the measurement of the reflection coefficient p antenna-material.
  • This measurement of the reflection coefficient p antenna-material has the advantage, for example, of determining the variations in the dielectric or physical properties of the material in order to carry out a mapping.
  • To measure the reflection coefficient p antenna-material we proceeds in a preferred but non-limiting manner as follows:
  • ⁇ a constant noise is injected, with a minimum of disturbance, by directional coupling 20 into the given characteristic impedance line 4, - the measurement of variation in noise temperatures obtained with the antenna is compared with that measured and obtained by means of references 21 and 22 of which the value of the reflection coefficient is known.
  • the principle therefore consists in injecting into the characteristic characteristic impedance line 4 connecting the amplifier 5 to the antenna 3, and this with a minimum of disturbance, a constant noise 23.
  • the noise is transmitted in the given characteristic impedance line in a preferential but non-limiting mode, by coupling the noise source 23 to said line 4.
  • the variation in noise temperature that is measured at the detector output is compared, this for the antenna 3 and also for two references 21 and 22, the first 21 having a reflection coefficient equal to zero and the second 22 a reflection coefficient equal to one. From this it is possible to determine the value of the reflection coefficient p antenna-material. For this, the characteristic impedance line given 4 is switched on the antenna 3 and the two references 21 and 22 so as to direct the noise towards each of the elements and obtain a variation in noise temperature for each of them.
  • the first reference 21 is of the resistive load type, for example of fifty Ohm (50 ⁇ ) which has a reflection coefficient equal to zero and the second reference 22 is of the short-circuit or open circuit type which has a reflection coefficient equal to one.
  • a first measurement of variation in noise temperature V S1 is therefore obtained with the first reference 21 of the resistive load type with zero reflection coefficient, a second measurement of variation in voltage of noise temperature V S2 with antenna 3 of antenna-material reflection coefficient to be determined, and a third measurement of variation in noise temperature V S3 with second reference 22 of short-circuit or open circuit type of equal reflection coefficient has a. From the different measurements and knowing the value of the reflection coefficients for references 21 and 22, we deduce the relationship
  • FIG. 1 shows the means for determining the reflection coefficient p antenna-material making it possible to inject constant noise into the characteristic characteristic impedance line 4 by coupling. These means are constituted in a preferred mode by a noise source 23 and a directional coupler 20.
  • this noise source 23 is produced by the temperature emitted at the output of a microwave amplifier 23 working in the operating band of the radiometer and the output 25 of the amplifier of which is closed by a resistive load 24, for example fifty Ohm (50 ⁇ ), or any other type of load.
  • This noise source is activated by switching on or off the microwave amplifier 23.
  • the noise is injected onto the given characteristic impedance line 4 by means of a directional coupler 20 which has the advantage of introducing the minimum of disturbance onto said given characteristic impedance line.
  • a directional coupler 20 which has the advantage of introducing the minimum of disturbance onto said given characteristic impedance line.
  • N is an integer, for example N equal to twenty
  • T SB noise temperature
  • the device has, in a preferred mode, switching means 26 which make it possible to switch either to the first reference 21 of the resistive load type, either on the antenna 3, or on the second reference 22 of the open circuit or short-circuit type, in order to determine, according to the position of the switch 26, the variation in noise temperature V S1 , V S2 or V S3 , available at the detector output and caused by the activation or not of the amplifier as a noise source.
  • the radiometry device has, at the output of the detector of processing means 13, measurements for determining the temperature of the material and the antenna-material reflection coefficient.
  • processing means 13 are for example implemented by microprocessors and / or microcontrollers which manage the measurements, at the output of the detector of the correlation voltages Vcori and Vcor2 and of the noise temperature variations V S1 , V S2 and V S3 and calculate the temperature values of the material and the antenna-material reflection coefficient from the physics equations known to those skilled in the art.
  • processing means 13 will also have, in a preferred mode, adjustment means, for example of the digital or analog card type, making it possible to weight the values of the correlation voltages Vcori and Vcor2 to correct any dissymmetries of the radiometric device and cancel perfectly the correlation noise Vcor in the temperature measurement of the material.

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Abstract

L'invention est relative à un procédé de radiométrie pour la mesure de la température d'un objet (2) tel que matériau ou corps utilisable chez les fabricants de dispositifs de radiométrie et mis en application dans le domaine medical, l'agro-alimentaire et l'industrie, par lequel: - on capte le rayonnement micro-ondes dudit objet (2) par l'intermédiaire d'une antenne (3) qui présente un coefficient de réflexion ς antenne-matériau inconnu, - on traite les ondes captées (12) par l'antenne avec des moyens de traitement composés d'un amplificateur (5) et d'un détecteur (6), ledit amplificateur étant relié à l'antenne par une ligne d'impédance caracteristique donnée (4) et émettant un bruit à son entrée qui est ensuite réfléchi par l'antenne avec un déphasage initial ζI, produisant un effet de corrélation du bruit qui se retrouve en sortie du détecteur sous la forme d'une tension de corrélation du bruit Vcor qui perturbe la mesure de la température, caracterisé par le fait que: - on injecte par couplage directif un bruit constant dans la ligne d'impédance caractéristique donnée (4) que l'on commute sur l'antenne (3) et sur au moins une référence (22) don't on connaît la valeur du coefficient de réflexion, pour la détermination de la valeur du coefficient de réflexion ς antenne-matériau, - on modifie la structure des éléments du radiomètre et on règle précisément les caracteristiques physiques et/ou dimensionnelles de ces éléments pour supprimer la composante de la tension de bruit de corrélation Vcor dans la mesure de température du matériau, quel que soit le déphasage initial ζI et la valeur du coefficient de réflexion ς antenne-matériau.

Description

TITRE : Procédé et dispositif de mesure de la température utilisant le rayonnement micro-ondes.
L'invention est relative à un procédé et à un dispositif de mesure de la température et des propriétés d'un objet utilisant le rayonnement micro-ondes, ainsi qu'à une application du procédé de mesure pour la i détermination du coefficient de réflexion hyperfréquences dudit objet.
L'invention trouvera tout particulièrement son application dans les domaines de la médecine, de l'agro-alimentaire et de l'industrie pour mesurer la température d'un matériau ou de tissu vivant du type corps humain, animal et végétal et toute variation de ses propriétés diélectriques, en vue par exemple d'effectuer une cartographie du corps investigué à des fins médicales.
Il est connu de l'état de la technique d'effectuer des mesures de température d'un objet à partir de procédés utilisant des signaux émis par celui-ci dans le domaine des infrarouges. L'inconvénient de ce type de procédé est que les corps à mesurer émettent des ondes provenant de leur surface immédiate et non de la profondeur du matériau. De ce fait, il n'est possible de mesurer la température qu'en surface, ce qui limite l'utilisation de cette technique de mesure.
Un autre mode de mesure de température, qui lui, permet d'effectuer des mesures de température en profondeur de l'objet, consiste à utiliser un thermocouple que l'on introduit directement à l'intérieur du corps dont on souhaite mesurer la température. Ce type de mesure demande donc de pénétrer le thermocouple dans le corps, ce qui est destructeur et donc ne peut être utilisé que dans certains cas. De ce fait, on préfère utiliser un procédé qui consiste à mesurer les ondes électromagnétiques émises par le corps dans le domaine des hyperfréquences, c'est à dire des fréquences variant approximativement entre 0,5 et 20 Gigahertz. En effet, tout objet porté à une température différente de zéro degré Kelvin (0°K) émet des ondes électromagnétiques dépendant directement de sa température et dont la puissance des ondes
) électromagnétiques est proportionnelle à la température de celui-ci dans le domaine des micro-ondes.
Pour mettre en oeuvre cet effet, on utilise un dispositif de radiométrie micro-ondes qui permet de capter le rayonnement micro-ondes émis par l'objet. Les ondes électromagnétiques émises par l'objet sont captées ^ au moyen d'une antenne et on dirige ensuite les signaux vers des moyens de traitement qui permettent de déterminer la température de l'objet considéré.
Ces moyens de traitement se composent essentiellement d'un amplificateur qui amplifie les signaux captés par l'antenne, et d'un détecteur qui fournit une tension de sortie Vs directement proportionnelle à la température du matériau.
Un des principaux problème rencontré avec la radiométrie micro-ondes réside dans l'adaptation de l'antenne en présence du matériau dont on souhaite effectuer la mesure de température. En effet, lorsque l'antenne n'est pas adaptée au matériau, ce qui est souvent le cas, il existe un coefficient de réflexion p qui a une valeur non nulle. Etant donné que la nature de l'objet diffère selon les cas, l'antenne n'est jamais adaptée au matériau, et le coefficient de réflexion p peut varier d'un matériau à l'autre.
La première erreur dans la mesure est due à l'émissivité de l'objet qui est différente de 1 et égale à 1 - |p|2 ; de ce fait, une partie de la puissance émise par le matériau n'est pas reçue par le radiomètre.
La seconde erreur dans la mesure est causée par l'amplificateur lui-même. A son entrée, est en effet émise une onde de bruit qui se propage jusqu'à l'antenne et s'y trouve partiellement réfléchie dès que le coefficient de réflexion est différent de zéro. Cette onde réfléchie, corrélée avec le signal initial émis par l'amplificateur s'ajoute à son entrée au signal de mesure de la température de l'objet. Une fois amplifiée et détectée, elle donne lieu à une tension de sortie que l'on appellera la tension de corrélation Vcor.
Il est connu du document FR-2.497.947 un procédé et un dispositif de radiométrie qui utilise un circulateur pour s'affranchir en grande ^ partie du bruit de corrélation.
L'utilisation de celui-ci a pour inconvénient d'empêcher toute intégration monolithique du dispositif étant donné la taille du circulateur. En effet, le circulateur est constitué par un élément généralement de type ferrite dont la taille est d'autant plus grande que l'on travaille à des fréquences faibles. Ainsi, pour des fréquences de l'ordre de quelques Gigahertz, qui concerne tout particulièrement le domaine d'utilisation de la présente invention, la taille du circulateur devient prohibitive. Ceci se répercute donc naturellement sur le coût du dispositif.
Pour cela, l'objet du brevet français 2.673.470 a consisté à développer un procédé et dispositif qui permet de mesurer la température d'un ^ objet en supprimant toute utilisation du circulateur afin de pouvoir envisager l'intégration monolithique du dispositif développé.
Le procédé et dispositif de ce brevet consistent à diminuer, voir supprimer le bruit de corrélation, et à déterminer le coefficient de réflexion p de l'antenne afin de pouvoir déterminer la mesure de température du matériau. Pour supprimer les effets de la corrélation, le procédé consiste à utiliser entre l'amplificateur et l'antenne une ligne de transmission de longueur suffisamment grande pour obtenir une valeur moyenne de la tension de corrélation (Vcor) égale à zéro. Ce résultat peut être obtenu si la bande passante et la longueur du câble sont suffisantes. Le déphasage introduit par la longueur de ligne peut alors varier considérablement en fonction de la fréquence de l'onde amplifiée et on observe en moyenne dans la bande passante de l'amplificateur autant d'addition (Vcoι>0) que de soustraction (Vcor<0) au signal incident. La moyenne effectuée en considérant toutes les fréquences correspondant à la bande passante de l'amplificateur tend alors vers zéro.
L'utilisation d'une telle longueur de ligne d'impédance caractéristique donnée, par exemple cinquante Ohm (50 Ω), a pour inconvénient d'augmenter l'encombrement du dispositif et le coût.
L'un des buts principaux de la présente invention est donc de mettre en œuvre un procédé et dispositif permettant de diminuer, voir supprimer les erreurs de mesure de la température dues au bruit de corrélation, sans utilisation d'isolateur ou de circulateur et en minimisant la longueur de la ligne d'impédance caractéristique donnée qui relie l'antenne à l'entrée de l'amplificateur.
Ainsi la présente invention a pour avantage de favoriser et d'optimiser l'intégration monolithique du dispositif en vue de la miniaturiser, et de réduire le coût du dispositif.
Pour cela, l'invention a pour avantage d'introduire dans le système de mesure les éléments permettant de régler la valeur de la tension de corrélation Vcor et de régler ou de modifier cycliquement ces paramètres afin d'obtenir en moyenne une tension de corrélation tendant vers zéro.
Un autre but de la présente invention est de permettre la détermination du coefficient de réflexion hyperfréquences des matériaux. Ainsi l'invention a pour avantage d'être utilisable lorsque l'antenne n'est pas particulièrement adaptée à l'objet à mesurer. D'autres buts et avantages de la présente invention
^ apparaîtront au cours de la description qui va suivre et qui n'a pas pour but de la limiter.
L'invention est relative à un procédé de radiométrie pour la mesure de la température d'un objet tel que matériau ou corps utilisable chez les fabricants de dispositifs de radiométrie et mise en application dans le domaine médical, l'agroalimentaire et l'industrie, par lequel :
- on capte le rayonnement micro-ondes dudit objet par l'intermédiaire d'une antenne qui présente un coefficient de réflexion p antenne-matériau inconnu, - on traite les ondes captées par l'antenne avec des moyens de traitement composés d'un amplificateur et d'un détecteur, ledit amplificateur étant relié à l'antenne par une ligne d'impédance caractéristique donnée et émettant un bruit à son entrée qui est ensuite réfléchi par l'antenne avec un déphasage initial φj produisant un effet de corrélation du bruit qui se retrouve en sortie du détecteur sous la forme d'une tension de corrélation du bruit Vcor qui perturbe la mesure de la température, caractérisé par le fait que : - on injecte, avec un minimum de perturbation, par couplage directif par exemple ou par tout autre moyen, un bruit constant dans la ligne d'impédance caractéristique donnée que l'on commute sur l'antenne et sur au moins une référence dont on connaît la valeur du coefficient de réflexion, pour la détermination de la valeur du coefficient de réflexion p antenne-matériau,
- on modifie la structure des éléments du radiomètre et on règle précisément les caractéristiques physiques et/ou dimensionnelles de ces éléments pour supprimer la composante de la tension de bruit de corrélation
^ Vcor dans la mesure de température du matériau, quel que soit le déphasage initial φ, et la valeur du coefficient de réflexion p antenne-matériau.
Elle fait également référence au dispositif de radiométrie pour la mesure de la température d'un objet permettant la mise en œuvre du procédé selon l'invention, qui se compose :
- d'une antenne qui capte les ondes électromagnétiques de l'objet et présente un coefficient de réflexion p antenne-matériau,
- de moyens de traitement des ondes électromagnétiques constitués par un amplificateur de gain et un détecteur de mesure de la tension de température, l'amplificateur émettant un bruit qui engendre en sortie du détecteur une tension de corrélation Vcor et perturbant la mesure de la température de l'objet, caractérisé par le fait qu'il dispose :
- de moyens de détermination du coefficient de réflexion p antenne-matériau qui se compose d'une source de bruit et d'un dispositif, par exemple un coupleur directif, qui permet d'injecter un bruit dans la ligne d'impédance caractéristique donnée pour la diriger vers l'antenne et au moins une référence de coefficient de réflexion connue,
- de moyens d'annulation de la tension de corrélation Vcor dans la mesure de température de matériau par réglage de caractéristiques physiques et dimensionnelles desdits moyens afin d'affiner ladite mesure. La présente invention sera mieux comprise à la lecture de la description suivante qui s'appuie sur des figures, à savoir : - la figure 1 qui présente le dispositif de radiométrie de la présente invention disposant de moyens de mesure du coefficient de réflexion,
- les figures 2, 3, 4 et 5 qui présentent différents modes de réalisation du dispositif de radiométrie avec des moyens pour supprimer la tension de corrélation Vcor,
- la figure 6 qui schématise le domaine de fonctionnement du graphe des filtres passe-bande utilisés dans une mise en œuvre du dispositif selon la présente invention.
L'invention vise un procédé et dispositif 1 de mesure de la température d'un objet 2 quelconque qui utilise le rayonnement micro-ondes. On entend par objet 2 tout matériau ou corps biologique vivant ou mort.
En effet, tout objet émet un rayonnement électromagnétique dont la puissance est proportionnelle à sa température et à la bande passante du dispositif 1 de mesure utilisé. Le dispositif 1 mis en œuvre dans la présente invention, et tel que présenté à la figure 1 , se compose principalement d'une antenne 3, d'un amplificateur 5, et d'un détecteur 6.
On capte les ondes électromagnétiques 12 émises par l'objet 2 au moyen de l'antenne 3 et on dirige ensuite ces ondes captées vers un amplificateur 5, après quoi l'on transmet les signaux vers le détecteur 6 qui donne en sortie 15 une tension image de la température. On appellera par la suite cette tension image de la température la tension de sortie Vs.
L'antenne 3 présente un coefficient de réflexion p et un déphasage initial φs du signal transmis vers l'amplificateur 5. Dans le cas où l'antenne est parfaitement adaptée au matériau 2, le coefficient de réflexion p est nul. Le plus souvent cependant le coefficient de réflexion p est différent de zéro étant donné que l'antenne n'est jamais vraiment bien adaptée au matériau dont on souhaite mesurer la température.
Le déphasage initial φj correspond à un décalage dans le temps entre la réception des ondes électromagnétiques 12 par l'antenne 3 et la transmission vers l'entrée de l'amplificateur 5 par l'intermédiaire d'une ligne d'impédance caractéristique donnée cinquante Ohm (50 Ω) 4 par exemple.
L'amplificateur 5 émet depuis son entrée 14 des signaux de bruit qui remontent vers l'antenne 3 pour être réfléchis par celle-ci du fait de l'existence du coefficient de réflexion p, et ensuite être amplifiés par ledit amplificateur. Il se produit donc un bruit de corrélation à la sortie de l'amplificateur.
Pour cela, la tension Vs image de la température que l'on mesure en sortie 15 du détecteur 6 présente plusieurs composantes, une première relative à la température même de l'objet via son émissivité et une seconde relative au bruit de corrélation à la sortie de l'amplificateur. On obtient donc la tension de sortie Vs égale à la somme d'une tension propre à la température du matériau Vmat et d'une tension de corrélation Vcor.
Le but est donc de supprimer la tension de corrélation Vcor pour obtenir la mesure de la tension de sortie Vs correspondante à la tension du matériau Vmat. En déterminant ensuite le coefficient de réflexion p antenne-matériau, on obtient alors la mesure de la température de l'objet.
Considérons une composante du bruit d'entrée de l'amplificateur V, à une fréquence donnée comprise dans la bande passante de fonctionnement de l'amplificateur, c'est-à-dire dans le cas où nous serions \ monochromatiques.
Il est connu de l'homme de l'art que la tension de corrélation prend pour valeur Vcor = 2pV^ cos (φL + φf) où φf est le déphasage initial dû à l'antenne et φL est le déphasage dû à la longueur de la ligne d'impédance caractéristique donnée 4, cinquante Ohm (50 Ω) par exemple. II est également connu de l'homme de l'art que la phase introduite par cette longueur (L) de ligne d'impédance caractéristique donnée
4πL
4, à une fréquence f, est φL = * / où c est la célérité de la lumière. c
Pour connaître la contribution du bruit de corrélation, il convient d'intégrer la tension de corrélation Vcor sur toute la bande passante de l'amplificateur, et pour cela : Vcor = J 2/7 Vι 2cos (φL + φj) df
/l où f1 et f2 correspondent aux fréquences extrêmes de la bande passante de l'amplificateur.
Dans un mode préférentiel on écrira : fO+àf Vcor = J 2 Vι 2cos (φL + φ|) df fo-άf où f0 est la fréquence centrale de travail de l'amplificateur 5 et deux fois Δf (2 x Δf) est la bande passante de fréquences de l'amplificateur.
Le but recherché ici est donc de supprimer cette composante de tension de corrélation Vcor qui apparaît dans la tension de la sortie Vs. Pour cela, on modifie la structure des éléments du radiomètre et on règle précisément les caractéristiques physiques et/ou dimensionnelles de ces éléments pour supprimer la composante de la tension de bruit de corrélation Vcor dans la mesure de température du matériau, quel que soit le déphasage initial φ, et la valeur du coefficient de réflexion p antenne-matériau. Pour y parvenir, on procède donc de la manière suivante :
- on modifie la structure du radiomètre afin d'obtenir deux tensions de corrélation Vcori et Vcor2 en opposition de phase et à savoir : Vcor = < Vcori + Vcor2>
- on règle ensuite les paramètres qui interviennent dans les tensions de corrélation Vcori et Vcor2 de façon à obtenir la somme moyenne des tensions de corrélation Vcor = < Vcori + Vcor2> qui s'annule.
Considérons dans un premier temps le dispositif 1 présenté en i figure 2 qui présente entre l'antenne 3 et l'amplificateur 5 deux lignes d'impédance caractéristique donnée 4^ et 42, par exemple cinquante Ohm (50 Ω) 41 et 42 montées en commutation alternée 1Λ et 72, la première ligne λ ayant une longueur L et la seconde ligne 42 une longueur L + Δ L. On appelle dans un mode préférentiel ce dispositif 1 un commutateur de ligne d'impédance caractéristique donnée. Ce dispositif utilise donc deux commutateurs 7., et 72 qui permettent de basculer, soit sur la première ligne de longueur L, soit sur la seconde ligne 42de longueur L + ΔL au cours de la mesure de la température, et à un rythme donné, par exemple à une fréquence de quelques kilohertz. Lorsque les commutateurs sont basculés sur la première ligne
Ï de longueur L, la tension de corrélation obtenue Vcori est alors, d'après l'équation définie ci-dessous :
/"+At Λ T
Vcori = f 2/7 Vι2cos (φL + φj) df avec φL = * / fo-Af L
De même, lorsque les commutateurs sont basculés sur la ligne d'impédance L + ΔL, on obtient donc une tension de corrélation :
Vcor2 = f 2 Vl 2cos (φL+ Δ L + ψ,) df et φL+ Δ L = 4π^L + AL) * / fo-Af
La moyenne temporelle de ces deux tensions de corrélation Vcori et Vcor2 , donne après simplification :
<Vcor1+Vcor2> =a [ ∞^ cos^fo+φ,) + ^- ∞s ( 4^ c +Δ > f0 +
avec a = 2p y 22 A AfS , a = - A^πL- , a ,' _ = 4π(L + ΔL)
Dans un mode préférentiel mais non limitatif, si l'on choisit pour valeur AL = -A - alors on obtient la somme :
4 o
<Vcor1+Vcor2> =a « cos(« f0 + ψ,) [ ≡^β - !B^Û ]
On remarquera dans ces conditions, en ajustant les paramètres, que lorsqu'on effectue la moyenne des tensions de corrélation
Vcori et Vcor2 celle-ci tend à s'annuler puisque la moyenne des fonctions
Figure imgf000011_0001
On obtient alors une tension de corrélation Vcor qui est sensiblement nulle et négligeable dans la mesure de la tension Vs image de la température du matériau lorsque l'on utilise un commutateur de ligne positionné entre l'antenne et l'amplificateur, la première ligne ayant une longueur d'impédance L et la seconde ligne ayant une longueur d'impédance L
+ Δ L avec Δ L = - c
4/o
Par exemple, si on choisit une fréquence centre f0 qui est égale à 3,5 Gigahertz (Ghz) et une bande passante de 1 Gigahertz (Ghz), dans ce cas on obtient ΔL qui est égal à 2,15 centimètres (cm). Et pour un déphasage initial φ, = πl2 et une longueur L égal à quarante trois centimètres, la réduction maximale du bruit de corrélation est de quatre vingt quinze pour cent (95%). \ Dans un mode particulier de réalisation, avec le dispositif 1 tel que présenté en figure 2, si on choisit une première ligne 4, de longueur L tel que sin(aΔf) = 0, ce qui correspond à une longueur L = k * -A , où k est
une valeur entière naturelle, alors on obtient une tension de corrélation nulle (Vcor = 0) sans qu'il soit nécessaire de commuter sur la seconde ligne 42 et quelle que soit la phase initiale φ, et le coefficient de réflexion p.
Dans le cas où la ligne d'impédance caractéristique donnée 4 est de longueur physique L = k * ^7 où k est une valeur entière, par exemple
k = 1 , alors on utilise une seule ligne d'impédance caractéristique donnée 4 de longueur déterminée entre l'antenne et l'amplificateur tel que le montre le dispositif en figure 1 avec le commutateur 26 positionné sur l'antenne 3. On dispose ainsi d'un moyen simple de réduction du bruit de corrélation quelle que
^ soit la phase initiale φ, introduite et le coefficient de réflexion de l'antenne, ce qui autorise une intégration monolithique. La figure 3 présente le dispositif de radiométrie muni de moyens pour modifier la structure du radiomètre lλ, 72, 8., et 82 et la tension de corrélation Vcor. Ces moyens sont constitués dans un mode préférentiel mais non limitatif par deux filtres passetout 8., et 82 positionnés et montés en commutation 71 et 72 entre l'antenne 3 et l'amplificateur 5. Le filtre passetout, connu de l'homme de l'art est caractérisé par le fait que le module de son coefficient de transmission et égal à 1 , c'est-à- dire que l'amplitude du signal d'entrée 16 est identique à celle du signal de sortie 17, et que sa phase φ est égale à :
, φ = π - 2 a r c t g (— -
où fτ est la fréquence de transition du filtre passetout.
Ainsi, si l'on commute entre deux filtres 8., et 82 de fréquence de transition FT1 et FT2 incluses dans la bande 2Δf de l'amplificateur, il est possible de créer une différence de phase Δφ entre les signaux en sortie des deux filtres passetout quasiment constante et égale à Ç sur la bande de fréquence d'intervalle [f,, f2] de l'amplificateur.
En reprenant les équations de la tension de corrélation obtenue pour la tension Vcori et la tension de corrélation Vcor2 avec une ligne d'impédance caractéristique donnée de longueur L et en ajoutant le déphasage introduit par le filtre passetout, les résultats sont les suivants : fo+Af Vcori = f 2/7 Vι2cos (φL + 2φ1 + φ|) d f fo-Af fo+Af
Vcor2 = j" 2 7 vfcos (φL + 2φ2 + φj) d f fo-Af où § est la phase engendrée par le premier filtre passetout 8^ sur la première ligne et φ2 la phase engendrée par le second filtre 82 sur la seconde ligne.
On remarque donc que pour une différence de phase Δφ sensiblement constante sur l'intervalle [f,, f2] et égale à π/2 alors on a donc
Vcor2 qui s'oppose à Vcori , ce qui permet donc d'obtenir une tension de corrélation Vcor qui est égale à la somme moyenne des tensions de corrélation
<Vcor1 + Vcor2> qui est sensiblement nulle.
Il convient donc de choisir convenablement les fréquences fτ1 et fT2 qui permettent d'obtenir le Δφ = φ2 - φ1 = π 12. Pour cela, il convient de
^ calculer et de résoudre l'équation dφι-dφ\ - g, ce qui donne après fn-fτι simplification et calcul Aφ =
Figure imgf000014_0001
On choisit alors les valeurs de fτ1 et de fT2 qui donnent Aφ - - ^ π .
^ La figure 4 présente le dispositif 1 de radiométrie disposant d'un troisième mode de réalisation de moyens pour modifier la structure l , 72, 9.,, 92 et la tension de corrélation. Ces moyens sont positionnés entre la sortie 18 de l'amplificateur 5 et l'entrée 19 du détecteur 6, et ils sont réalisés par des commutateurs 7, et 72 et des filtres passe-bande Q et 92. Le dispositif 1 permet donc de commuter et d'envoyer des signaux soit au travers d'un premier filtre passe-bande 91 ( soit au travers d'un second filtre passe-bande 92. Le premier filtre passe-bande 9., travaille avec une fréquence centrale f0 et une bande passante de Δf, et le second filtre passe-bande 92 travaille avec une autre fréquence centrale f0 et la même bande passante Δf que le premier filtre. Pour le bon fonctionnement du dispositif, il est nécessaire que les deux fréquences centrales de travail f0 et f0 des filtres se trouvent comprises dans la bande de fréquence [f1f f2] de l'amplificateur 5 comme le schématise la figure 6 qui aide à la compréhension.
Lorsque les commutateurs 71 et 72 sont basculés sur la première ligne, les ondes passent donc au travers du premier filtre passe- bande 9., de fréquence f0 et, inversement, lorsqu'ils sont commutés sur la seconde ligne, les ondes passent au travers du second filtre passe-bande 92 de fréquence f0. La ligne d'impédance 4 de longueur L étant identique que l'on soit commuté sur le premier filtre passe-bande ou sur le second filtre passe- bande.
Ainsi, on obtient deux tensions de corrélation Vcori et Vcor 2 avec : fo+Af
Vcori = J 2/3 Vι2cos (φL + φj) d f fo-Af et fo+Af
Vcor2 = j" 2p y? cos (φL + φ,) d f fo-Af
Ce qui donne après simplification : fAπL^ sin y j
Vcori = a cos (» fû +
4πL c )
Figure imgf000015_0001
Ainsi, lorsque l'on fait la somme des deux tensions de corrélation, on remarque qu'il convient de choisir f0 de façon à ce que les cosinus s'annulent, ce qui donne par exemple comme résultat : f 0 = f0 + -A-
En prenant donc un premier filtre passe-bande 9.,, qui travaille à une fréquence centrale f0 et un second filtre passe-bande 92 qui travaille à une fréquence centrale f0 = f0 + A-, on obtient alors la tension de corrélation
Vcor qui est égale à la somme moyenne de <Vcor1 + Vcor2> et qui est nulle ce qui élimine les effets de corrélation du bruit dans la mesure de la tension image de la température, ceci quel que soit le déphasage initial φ, et le coefficient de réflexion p.
Ce dispositif a donc pour avantage d'améliorer le facteur de bruit du radiomètre, mais implique que le déphasage initial φ, n'évolue pas trop entre les fréquences f0 et f 0.
La figure 5 présente le dispositif 1 de radiométrie disposant d'un quatrième mode de réalisation de moyens 10, 11 pour modifier la structure du radiomètre et la tension de corrélation Vcor en deux tensions de corrélation Vcori et Vcor2. Les moyens sont positionnés entre la sortie 18 de l'amplificateur 5 et l'entrée 19 du détecteur 6. Ils se composent d'un oscillateur à fréquence variable 10 et d'un filtre intermédiaire 11 qui permettent de réaliser un filtrage hétérodyne de la tension de corrélation Vcor.
Le rôle de l'oscillateur 10 est de faire varier la fréquence centrale entre deux valeurs f0 et f0 qu doivent être comprises dans la bande de fréquence de travail ft , f2] de l'amplificateur 5. Le filtre intermédiaire 11 a pour fonction de définir la bande passante 2 * Δf.
Cette méthode consiste donc à balayer la fréquence de l'oscillateur 10 entre deux fréquences f0 et f0 qui permettent d'obtenir deux tensions de corrélation Vcori et Vcor2 dont la somme moyenne s'annule. Ainsi, on reprend le principe de la méthode développée ci-dessus avec le dispositif de la figure 4, utilisant deux filtres passe-bande positionnés entre la sortie de l'amplificateur et le détecteur.
On fait donc varier la fréquence de l'oscillateur d'une première fréquence centrale f0 jusqu'à une seconde fréquence centrale f 0 qui est égale à f0 = f0 + A- ce qui donne donc une tension de corrélation qui est égale à la
somme moyenne des tensions de corrélation < Vcori + Vcor2 > et qui est nulle.
L'avantage de cette méthode est la versatilité puisqu'elle permet d'avoir un degré de liberté supplémentaire par rapport aux autres méthodes développées ci-dessus, en particulier quant au choix de la fréquence centrale f0 , le tout étant d'avoir les fréquences centrales f0 et f 0 comprises dans l'intervalle de fréquence [f, , f2] de travail de l'amplificateur.
Ceci est particulièrement intéressant pour pallier les problèmes relatifs à la compatibilité électromagnétique. Un second aspect de la présente invention est de permettre la mesure du coefficient de réflexion p antenne-matériau. Cette mesure du coefficient de réflexion p antenne-matériau a pour intérêt, par exemple, de déterminer les variations des propriétés diélectriques ou physique du matériau en vue d'effectuer une cartographie. Pour mesurer le coefficient de réflexion p antenne-matériau, on procède dans un mode préférentiel mais non limitatif de la manière suivante :
- on injecte, avec un minimum de perturbation, par couplage directif 20 un bruit constant dans la ligne d'impédance caractéristique donnée 4, - on compare la mesure de variation des températures de bruit obtenue avec l'antenne par rapport à celle mesurée et obtenue au moyen de références 21 et 22 dont on connaît la valeur du coefficient de réflexion. ^ Le principe consiste donc à injecter dans la ligne d'impédance caractéristique donnée 4 reliant l'amplificateur 5 à l'antenne 3, et ce avec un minimum de perturbation, un bruit 23 constant. La transmission du bruit dans la ligne d'impédance caractéristique donnée est réalisée dans un mode préférentiel mais non limitatif, en couplant 20 la source de bruit 23 à ladite ligne 4.
Ensuite, on compare la variation de température de bruit que l'on mesure en sortie du détecteur, ceci pour l'antenne 3 et également pour deux références 21 et 22, la première 21 présentant un coefficient de réflexion égal à zéro et la seconde 22 un coefficient de réflexion égal à un. A partir de quoi il est possible de déterminer la valeur du coefficient de réflexion p antenne-matériau. Pour cela, on commute la ligne d'impédance caractéristique donnée 4 sur l'antenne 3 et les deux références 21 et 22 de manière à diriger le bruit vers chacun des éléments et obtenir une variation de température de bruit pour chacun d'eux.
Dans un mode préférentiel mais non limitatif, la première référence 21 est du type charge résistive par exemple de cinquante Ohm (50 Ω) qui présente un coefficient de réflexion égal à zéro et la seconde référence 22 est du type court-circuit ou circuit ouvert qui présente un coefficient de réflexion égal à un.
On obtient donc une première mesure de variation de température de bruit VS1 avec la première référence 21 du type charge résistive de coefficient de réflexion nul, une seconde mesure de variation de tension de température de bruit VS2 avec l'antenne 3 de coefficient de réflexion antenne- matériau à déterminer, et une troisième mesure de variation de température de bruit VS3 avec la seconde référence 22 de type court-circuit ou circuit ouvert de coefficient de réflexion égal à un. A partie des différentes mesures et connaissant la valeur des coefficients de réflexion pour les références 21 et 22, on en déduit la relation
suivante p = ,d'où la mesure du coefficient de réflexion p antenne-
Figure imgf000018_0001
matériau.
La figure 1 présente les moyens de détermination du coefficient de réflexion p antenne-matériau permettant d'injecter un bruit constant dans la ligne d'impédance caractéristique donnée 4 par couplage. Ces moyens sont constitués dans un mode préférentiel par une source de bruit 23 et un coupleur directif 20.
Dans un mode préférentiel, cette source de bruit 23 est réalisée par la température émise à la sortie d'un amplificateur hyperfréquence 23 travaillant dans la bande de fonctionnement du radiomètre et dont la sortie 25 de l'amplificateur est refermée par une charge résistive 24, par exemple de cinquante Ohm (50 Ω), ou tout autre type de charge.
Cette source de bruit est activée par la mise ou non sous tension de l'amplificateur hyperfréquence 23.
Le bruit est injecté sur la ligne d'impédance caractéristique donnée 4 au moyen d'un coupleur directif 20 qui a pour avantage d'introduire le minimum de perturbation sur ladite ligne d'impédance caractéristique donnée. Par exemple en utilisant un coupleur directif présentant un gain de rçioins N décibel ( - N dB), où N est un entier, par exemple N égal à vingt, et pour une température de bruit TSB provenant de la source, alors la température injectée dans la ligne de transmission principale pour la mesure du coefficient de réflexion p a pour valeur 10"N * T SB-
Le dispositif présente dans un mode préférentiel des moyens de commutation 26 qui permettent de basculer soit sur la première référence 21 du type charge résistive, soit sur l'antenne 3, ou soit sur la seconde référence 22 du type circuit ouvert ou cour-circuit, afin de déterminer, selon la position du commutateur 26, la variation de température de bruit VS1, VS2 ou VS3, disponible en sortie du détecteur et provoquée par la mise en service ou non de l'amplificateur comme source de bruit.
Dans un mode préférentiel mais non limitatif, le dispositif de radiométrie dispose en sortie du détecteur de moyens de traitement 13 des mesures pour la détermination de la température du matériau et du coefficient de réflexion antenne-matériau. Ces moyens de traitement 13 sont par exemple mis en œuvre par des microprocesseurs et/ou des microcontrôleurs qui gèrent les mesures, en sortie du détecteur des tensions de corrélation Vcori et Vcor2 et des variations de température de bruit VS1, VS2 et VS3 et calculent les valeurs de température du matériau et le coefficient de réflexion antenne-matériau à partir des équations de la physique connues de l'homme de l'art. Ces moyens de traitement 13 disposeront également, dans un mode préférentiel, de moyens d'ajustement par exemple du type carte numérique ou analogique, permettant de pondérer les valeurs des tensions de corrélation Vcori et Vcor2 pour corriger les dissymétries éventuelles du dispositif radiométrique et annuler parfaitement le bruit de corrélation Vcor dans la mesure de température du matériau.

Claims

REVENDICATIONS
1. Procédé de radiométrie pour la mesure de la température d'un objet (2) tel que matériau ou corps utilisable chez les fabricants de dispositifs de radiométrie et mis en application dans le domaine médical, l'agro-alimentaire et l'industrie, par lequel :
- on capte le rayonnement micro-ondes dudit objet (2) par l'intermédiaire d'une antenne (3) qui présente un coefficient de réflexion p antenne-matériau inconnu,
- on traite les ondes captées (12) par l'antenne avec des moyens de traitement composés d'un amplificateur (5) et d'un détecteur (6), ledit amplificateur étant relié à l'antenne par une ligne d'impédance caractéristique donnée (4) et émettant un bruit à son entrée qui est ensuite réfléchi par l'antenne avec un déphasage initial φ,, produisant un effet de corrélation du bruit qui se retrouve en sortie du détecteur sous la forme d'une tension de corrélation du bruit Vcor qui perturbe la mesure de la température, caractérisé par le fait que :
- on injecte par couplage directif un bruit constant dans la ligne d'impédance caractéristique donnée (4) que l'on commute sur l'antenne (3) et sur au moins une référence (22) dont on connaît la valeur du coefficient de réflexion, pour la détermination de la valeur du coefficient de réflexion p antenne-matériau,
- on modifie la structure des éléments du radiomètre et on règle précisément les caractéristiques physiques et/ou dimensionnelles de ces éléments pour supprimer la composante de la tension de bruit de corrélation Vcor dans la mesure de température du matériau, quel que soit le déphasage initial φ, et la valeur du coefficient de réflexion p antenne-matériau.
2. Procédé de radiométrie pour la mesure de la température d'un objet, selon la revendication 1 , caractérisé par le fait qu'on utilise une ligne d'impédance caractéristique donnée (4) de longueur L déterminée pour laquelle la valeur de la tension de corrélation Vcor est nulle quel que soit le déphasage initial φjβt le coefficient de réflexion p antenne-matériau.
3. Procédé de radiométrie pour la mesure de la température d'un objet, selon la revendication 1 , caractérisé par le fait que :
- on décompose les ondes de bruit de façon à obtenir en sortie une tension de corrélation Vcor égale à la somme moyenne de deux tensions de corrélation Vcori et Vcor2 dépendant de paramètres de réglage,
- on règle ces paramètres de façon à obtenir la somme moyenne des deux tensions de corrélation Vcori et Vcor2 qui tend vers zéro pour supprimer les effets du bruit de corrélation dans la mesure de la température du matériau, et ainsi affiner ladite mesure, quel que soit le déphasage initial φ,et le coefficient de réflexion p au niveau de l'antenne.
4. Procédé de radiométrie pour la mesure de la température d'un objet, selon les revendications 1 et 3, caractérisé par le fait que :
- on décompose la tension de corrélation Vcor en utilisant deux lignes d'impédance caractéristique donnée (4., et 42) montées en commutation alternée et positionnées entre l'antenne (3) et l'amplificateur (5), la première ligne (4.,) ayant une longueur L et la seconde ligne (42) ayant une longueur L + Δ L,
- on définit une valeur précise du Δ L qui permet d'obtenir une tension de corrélation Vcor nulle.
5. Procédé de radiométrie pour la mesure de la température d'un objet, selon les revendications 1 et 3, caractérisé par le fait que :
- on décompose la tension de corrélation en utilisant deux lignes de longueur électrique constituées par des filtres passe-tout (8., et 82) montées en commutation alternée et positionnées entre l'antenne (3) et l'amplificateur (5), le premier filtre passe-tout (8.,) travaillant à une fréquence de transmission fτ1 et le second (82) une fréquence de transmission fT2,
- on définit deux valeurs précises pour fτ1 et fT2 qui annulent la tension de corrélation.
6. Procédé de radiométrie pour la mesure de la température d'un objet, selon les revendications 1 et 3, caractérisé par le fait que :
- on décompose la tension de corrélation en utilisant deux filtres passe-bande (91 et 92) montées en commutation alternée entre la sortie de l'amplificateur et l'entrée du détecteur, le premier filtre (9^ travaillant à une fréquence centrale f0 et le second (92) à une fréquence f 0,
- on définit f0 en fonction de f0 qui annule la tension de corrélation Vcor.
7. Procédé de radiométrie pour la mesure de la température d'un objet, selon les revendications 1 et 3, caractérisé par le fait que :
- on décompose la tension de corrélation en réalisant un filtrage séquentiel au moyen d'un oscillateur de fréquence (10) et d'un filtre intermédiaire (11) positionnés entre la sortie de l'amplificateur et l'entrée du détecteur,
- on effectue un balayage du filtrage entre deux fréquences centrales f0 et f0 pour lesquelles on obtient une tension de corrélation Vcor nulle.
8. Dispositif de radiométrie pour la mesure de la température d'un objet permettant la mise en œuvre du procédé de la revendication 1 , qui se compose :
- d'une antenne qui capte les ondes électromagnétiques de l'objet et présente un coefficient de réflexion p antenne-matériau, - de moyens de traitement des ondes électromagnétiques constitués par un amplificateur de gain et un détecteur de mesure de la tension de température, l'amplificateur émettant un bruit qui engendre en sortie du détecteur une tension de corrélation Vcor et perturbant la mesure de la température de l'objet, caractérisé par le fait qu'il dispose : - de moyens de détermination du coefficient de réflexion p antenne-matériau qui se compose d'une source de bruit (23) et d'un dispositif de couplage (20), qu injecte le bruit dans la ligne d'impédance caractéristique donnée (4), avec un minimum de perturbation, pour la diriger vers l'antenne (3) et au moins une référence (21) de coefficient de réflexion connue, - de moyens d'annulation de la tension de corrélation Vcor dans la mesure de température de matériau par réglage de caractéristiques physiques et dimensionnelles desdits moyens afin d'affiner ladite mesure.
9. Dispositif de radiométrie pour le mesure de la température d'un objet, selon la revendication 8, caractérisé par le fait que les moyens d'annulation de la tension de corrélation Vcor sont constitués par la longueur L de la ligne d'impédance caractéristique donnée (4) qui est proportionnelle à la célérité de la lumière et à la bande passante de l'amplificateur (5), longueur pour laquelle la tension de corrélation s'annule.
10. Dispositif de radiométrie pour la mesure de la température d'un objet, selon la revendication 8, caractérisé par le fait que les moyens d'annulation de la tension de corrélation Vcor sont constitués par des moyens de décomposition de la tension en deux tensions de corrélation Vcori et Vcor2 dont les caractéristiques physiques et dimensionnelles permettent d'annuler la somme moyenne des deux tensions de corrélation Vcori et Vcor2.
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