Verfahren zum Betreiben eines Nachrichten-Empfängers
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Betreiben eines Nachrichten-Empfängers für eine Nachricht, die als Burst vorliegt, der zumindest eine Trainingssequenz und Nutzdaten umfasst.
Stand der Technik
Derartige Verfahren sind in den verschiedensten Ausführungsformen bekannt . In einem Netzwerk mit point-to-multi-point-Zugriff , das als zelluläres Netzwerk vorliegen kann, werden Bursts zur Nachrichten- beziehungsweise Datenübertragung genutzt. Diese Bursts werden in aneinandergereihten, festen Zeitschlitzen nach dem an sich bekannten TDMA- Verfahren (time division multiple access) übertragen. Bei derartigen TDMA-Signalen umfasst ein Burst zumindest eine Trainingssequenz und Nutz- beziehungsweise Signalisierungsdaten, wobei die Trainingssequenz den Nutzdaten vorgelagert sein kann. Diese Trainingssequenz wird daher auch als Preambel bezeichnet. Es sind jedoch auch andere TDMA- Verfahren bekannt, bei denen die Trainingssequenz in der Mitte zweier Nutzdatenblöcke als Midambel
übertragen wird . Selbstverständlich kann die Trainingssequenz auch am Ende des Nutzdatenblockes angehängt werden.
Die Trainingssequenz dient am Nachrichten-Empf nger dazu, dass sich dieser auf den zu empfangenden Burst auf synchronisieren kann, so dass die Datenübertragung von einer Basisstation zu einer Terminal Station und umgekehrt über eine Luf t schnitt stel- le möglich ist . Für die Synchronisierung des Nachrichten-Empfängers muss dieser zumindest auf die Trägerfrequenz und die Phasenlage der Trägerfrequenz des Bursts auf synchronisiert werden . Außerdem muss gewährleistet sein, dass der Empfänger auf den festen, vorgegebenen Zeitschlitz synchronisiert wird, in dem der Burst gesendet wurde , um eine De- modulation und Decodierung der gesendeten Daten durchführen zu können .
Für die Synchronisierung sind grundsätzlich zwei Techniken bekannt , wobei bei der einen Variante für die Synchronisation der Nutzdatenstrom, insbesonde re statistisch, ausgewertet wird. Diese Variante wird auch als Daten unterstützte Synchronisation bezeichnet . Bei einer anderen Variante erfolgt die
Synchronisation anhand von Pilottönen, die als Trainings sequenz gesendet werden.
Bei der Daten unterstützten Synchronisierung werden die Parameter für die Synchronisation anhand von
Statistikauswertungen des gesendeten beziehungsweise empfangenen Signals ermittelt . Hierfür sind verschiedene Techniken bekannt, beispielsweise die ma- ximum likelyhood sequenz estimation (MLSE) . Bei ei-
nem anderen Algorithmus wird eine geschlossene Regelschleife verwendet , um eine genaue Berechnung der Synchronisations- Parameter durchführen zu können . Diese statistische Auswertung benötigt jedoch einen hohen Zeitaufwand, so dass bei einer hohen zu übertragenden Nutzdatenrate diese bekannte Technik nur mit sehr großem Aufwand beziehungsweise Komplexität verwendet werden kann .
Insbesondere für Multimediasysteme , bei denen also Bilder beziehungsweise Bild- und Tonfolgen übertragen werden sollen, ist eine Synchronisation des Nachrichten-Empfängers mit dem MLSE -Verfahren nicht ohne weiteres möglich, da eine Echtzeit-Demodula- t ion bez iehungsweise Decodierung der Nutzdaten nahezu unmöglich ist .
Eine andere Daten unterstützte Synchronisation beruht auf einem Verfahren von Viterbi & Viterbi , bei dem anhand MPSK-modulierter Symbole mittels einer nicht linearen Transformation der empfangenen, als komplexe Symbole vorliegenden Nachricht , einer Durchschxiittswertbildung und Phasenlagebe Stimmung der Empfänger synchronisiert wird . Der nach diesem Viterbi & Viterbi -Verfahren verwendete Algorithmus benötigt ein vorgegebenes Intervall von Daten, um die Durchschnittswertbildung zu ermöglichen . Nachteil ig bei diesem Verfahren ist , dass die Phasenlage nur dann ermittelt werden kann, wenn ein geringer Frequenzoffset zwischen Sender und Empfänger vorl iegt . Insbesondere bei der Datenübertragung über Lu schnittstellen ist dies j edoch in den seltensten Fällen gewährleistet , da es zu Mehrwegausbreitungen der gesendeten Signale kommt und darüber
hinaus eine Frequenzkopplung zwischen Nachrichten- Empfänger und Sender nicht vorliegt .
Mit der Pilottöne unterstützten Synchronisation werden sehr lange Trainingssequenzen mit den Nutzdaten übermittelt , damit die Synchronisations- Algorithmen die Synchronisations-Parameter akkurat ermitteln können . , Dadurch geht j edoch Bandbreite für die Nutzdatenübertragung verloren, da durch die sehr langen Trainingssequenzen entsprechend Bandbreite verloren geht .
Im GSM-Mobilfunk werden Nutzdaten und Signalisie- rungs- und Steuerinf ormationen ebenfalls nach dem bekannten TDMA- erfahren übertragen . Dadurch, dass im Wesentlichen nur Sprache übertragen werden soll , liegt eine geringe Datenrate bei den Nutzdaten vor . Der physikalische Kanal (Zeitschlitz auf einer vorgegebenen Frequenz) wird für die Übertragung der Steuer- und Signalis ierungsinformationen in mehrere logische Kanäle aufgeteilt . Das heißt, dass bei einem zugeteilten Zeitschlitz einmal Signalisierungsund Steuerinformationen übertragen werden und bei dem nächsten Zeitschlitz an derselben Schlitzstelle Nutzdaten übertragen werden . Sowohl bei den Nutzdaten als auch bei den Signal isierungs- und Steuerinformationen wird eine Trainingssequenz mitgesendet , die im GSM-Mobilfunk in der Mitte zwischen zwei Nutzdatenpaketen liegt , und daher als Midambel be- zeichnet wird . Dadurch, dass der physikalische Kanal, also der Zeitschlitz auf einer Frequenz , in mehrere logische Kanäle aufgeteilt wird, in denen sämtliche notwendigen Daten übertragen werden, ist
die Übertragungsrate für die Nutzdaten j edoch für Multimedia-Anwendungen zu gering .
Bei einem Pilottöne unterstützten Synchronisations- verfahren ist es außerdem bekannt , spezielle Trainingssequenzen zu verwenden, um die Trägerfrequenz und die Abtast frequenz beziehungsweise Taktfrequenz bei Burst -Übertragungen zu ermitteln . Dieses Verfahren basiert auf einer Kombination von Filterung und linearer Rückkopplung der empfangenen Symbole innerhalb eines Zeitschlitzes . Diese Technik ist sehr ähnlich der vorstehend beschriebenen Pilottontechnik, bei der sämtliche Berechnungen in der Zeitdomäne durchgeführt werden . Bei dem nun zu be- schreibenden bekannten Verfahren werden in sich periodische Trainings Sequenzen übermittelt , bei denen sich also ungleiche Symbole in vorgegebenen Abständen abwechseln . Das empfangene Signal dieser Frequenz korrespondiert zu einem Signal , das Kosinus- Form aufweist . Die Fouriertransf ormation der empfangenen Frequenz liefert zwei Pilottöne . Nach der Filterung des empfangenen Signals und der Durchführung der linearen Rückkopplung kann die Symbol -Zeit (Takt) und die Frequenzlage (Frequenzoff set) abge- leitet werden . Nachteilig bei diesem Verfahren ist , dass die Übertragungskanal -Impulsantwort und die Zeitschlitzsynchronisation nicht durchgeführt werden können .
Ferner ist eine Synchronisation bekannt, bei der beispielsweise zwei Pseudo-Noise-Sequenzen als Mid- ambel in einem Zeitschlitz übertragen werden . Nach diesen Auswerte-Algorithmen ist eine Synchronisati on sowohl für die Trägerfrequenz als auch für die
Phasenlage möglich, für die Zeitsynchronisation muss j edoch erheblicher Aufwand betrieben werden .
Vorteile der Erf indung
Mit dem Verfahren, das die in Anspruch 1 genannten Merkmale besitzt, ist es in vorteilhafter Weise möglich, bei einem zu empfangenden Burst , der Nutz- daten und zumindest eine Trainingssequenz umfasst , den Empfänger sehr schnell auf den Burst aufzusyn- chronisieren . Der Empfänger wird erfindungsgemäß vorsynchronisiert , so dass weitere Synchronisations-Parameter schneller ermittelt werden können, da die Symbolauswertung durch den vorsynchronisierten Empfänger leichter bewerkstelligt werden kann . Die Gesamtsynchronisationsdauer wird somit in vorteilhafter Weise reduziert . Damit ist es möglich, den Nachrichten-Empfänger in einem Multimedia-Übertra- gungssystem einzusetzen, bei dem eine hohe Datenra- te an Nutzdaten übertragen werden muss , um Bilder beziehungsweise Bild- und/oder Tonfolgen effizient darstellen zu können . Natürlich lässt sich das erf indungsgemäße Verfahren auch in anderen Übertragungssystemen mit hohen Datenübertragungsraten an- wenden .
Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel wird der Empfänger bei seiner stufenweisen Auf synchronisierung während einer ersten Synchronisierstufe auf den Takt der Nachricht und die Phasenlage der Trägerfrequenz des Bursts synchronisiert . Bevorzugt wird diese Aus führungs form, wenn der Frequenzoff set gering beziehungsweise vernachlässigbar ist .
Bei einem anderen Ausführungsbeispiel wird der Empfänger während der ersten Synchronisierstufe auf den Takt der Nachricht und die Trägerfrequenz des Bursts synchronisiert. Dieser Variante wird dann der Vorzug gegeben, wenn der Phasenversatz gering ausfällt .
Bevorzugt wird in einer Ausführungsform, dass der Empfänger während einer zweiten Synchronisierstufe auf den Zeitschlitz des Bursts synchronisiert wird. Der Empfänger wird dabei also auf den physikalischen Kanal aufsynchronisiert .
In einer Weiterbildung der Erfindung ist vorgese- hen, dass während der zweiten Synchronisierstufe die Übertragungskanal-Impulsantwort und/oder die automatische Eingangs-Verstärkungskontrolle (AGC; Automatic Gain Control) berechnet wird. Anhand dieser Synchronisations-Parameter kann die Luft- schnittsteile, also die Funkübertragungsstrecke überwacht werden, so dass ein Kanalabgleich möglich is .
Nach einer Weiterbildung der Erfindung ist vorgese- hen, dass der Empfänger während der zweiten Synchronisierstufe auf die Trägerfrequenz des Bursts aufsynchronisiert wird. Insbesondere wird diese Variante dann verwendet, wenn während der ersten Synchronisierstufe der Takt und die Phasenlage er it- telt wurden. Somit ist während der zweiten Synchronisierstufe eine Feinjustierung des Empfängers auf die Trägerfrequenz möglich.
Wurde in der ersten Synchronisierstufe der Takt und die Trägerfrequenz ermittelt und der Empfänger ent sprechend vor synchronisiert , wird während der zwei ten Synchronisier stufe der Empfänger auf die Phasenlage der Trägerfrequenz auf synchronisiert . Ins besondere ist die Nachsynchronisierung der Phasenlage beziehungsweise der Trägerfrequenz dann vorgesehen, wenn die Nutzdaten ausgewertet werden sollen .
Nach einer Weiterbildung der Erfindung ist vorgesehen, dass nach der ersten Synchronisierstufe und/oder während oder nach der zweiten Synchronisierstufe der Empfänger auf Gleichlauf mit der Pha- se und/oder Frequenz der Trägerfrequenz synchroni siert wird . Diese auch als Tracking bezeichnete Gleichlauf herstellung ist insbesondere dann vorgesehen, wenn die Phasenlage und/oder Frequenz des Trägersignals während eines Bursts schwanken . Das Tracking wird also in bevorzugter Aus fuhrungs form während der Decodierung der Nutzdaten durchgeführt .
In bevorzugter Aus fuhrungs form wird für das Tracking und die Decodierung der Nutzdaten ein Viter- bi-Decoder verwendet . Alternativ oder zusätzlich kann das Tracking auch nach den an sich bekannten Viterbi & Viterbi -Algorithmen erfolgen. Der Viter- bi-Decoder beziehungsweise die Viterbi & Viterbi- Algorithmen zeichnen sich insbesondere dadurch aus , dass mit ihnen Vorabentscheidungen getroffen werden können, die das Tracking letztlich ermöglichen.
Bei einem besonders bevorzugten Ausführungsbeispiel ist vorgesehen, dass die Trainingssequenz zumindest
zwei Teilsequenzen umfasst . Die Teilsequenzen sind dabei so ausgelegt, dass die stufenweise Aufsynchronisierung des Empfängers erleichtert wird. So kann beispielsweise vorgesehen sein, dass eine der Teilsequenzen in sich periodisch ist, wodurch besonders einfach und schnell die Phasenlage und/oder die Trägerfrequenz und/oder der Symbol-Takt ermittelt werden können. In bevorzugter Ausfuhrungsform wird also während der ersten Synchronisierstufe ei- ne der Teilsequenzen ausgewertet, die in sich periodisch ist.
In bevorzugter Ausfuhrungsform ist ferner vorgesehen, dass zumindest eine ' der Teilsequenzen eine Symbolfolge umfasst, die einen Abgleich des Zeitschlitzes des Bursts und eine Berechnung der Übertragungskanal-Impulsantwort, der Phasenlage, der automatischen Eingangsverstärkung (AGC) sowie der Sendeleistung ermöglicht . Hierfür können entweder Teilsequenzen vorgesehen sein, die Pilottöne umfassen, oder Teilsequenzen, die Pseudo-Noise-Sequenzen (PN-Sequenzen) aufweisen. Selbstverständlich sind auch Kombinationsmöglichkeiten möglich, so dass eine Teilsequenz Pilottöne und die andere Teilsequenz die Pseudo-Noise-Sequenzen aufweist. Selbstverständlich können beide Teilsequenzen Pilottöne oder die Pseudo-Noise-Sequenzen aufweisen.
Bei einem anderen Ausführungsbeispiel ist vorgese- hen, dass für die zweite Synchronisierstufe die
Nutzdaten statistisch ausgewertet werden. Es würde dann beispielsweise genügen, lediglich eine Teilsequenz mit Pilottönen zu senden, so dass die erste Synchronisierstufe ' durchgeführt werden kann. Aus
den empfangenen Nutzdaten können dann durch statistische Auswertung die übrigen Synchronisations- Pararaeter ermittelt und die zweite Synchronisier- stufe durchgeführt werden .
Bevorzugt wird ein Ausführungsbeispiel , bei dem unabhängig von der Anzahl der Teilsequenzen die Trainingssequenz eine konstante Dauer beziehungsweise Symbolanzahl auf eist . Damit lässt sich der Empfän- ger anhand der ihm bekannten Trainingssequenz - Codierungen beziehungsweise Symbolfolgen leicht auf synchronisieren .
Bei einem besonders bevorzugten Ausführungsbeispiel wird ein ankommender Burst mittels einer Leistungs- detektion am Empf ängere ingang erf asst . Die Leistungsdetektion dient also quasi als Trigger - (Start) Signal für den Start der stufenweisen Auf - ■ synchronisierung des Empfängers .
Nach einer Weiterbildung der Erfindung ist vorgesehen, dass beim ankommenden Burst die Zeitschlitz - Struktur ermittelt wird . Das heißt , dass die Symbolanzahl der Nutzdaten ausgewertet wird . Somit kann leicht ermittelt werden, ob tatsächlich Nutzdaten übertragen werden, oder ob Steuer- beziehungsweise Signalisierungsinformationen übermittelt werden, die üblicherweise eine geringere Symbolan- zahl innerhalb des Datenpakets aufweisen .
Bevorzugt wird ein Ausführungsbeispiel , bei dem die Übertragungskanal - Impulsantwort durch Kreuzkorrelation des Bursts und der zweiten Teil sequenz berechnet wird . Insbesondere ist hierbei also vorgesehen,
dass eine Korrelation zwischen den Nutzdaten und der zweiten Teilsequenz erfolgt, woraus die Übertragungskanal-Impulsantwort ermittelt werden kann.
In einer Weiterbildung der Erfindung ist vorgesehen, dass bei der Kreuzkorrelation die Trainingssequenz um eine vorgebbare Anzahl von Symbolen verschoben wird, um die entsprechende Anzahl von Mehr- wegausbreitungsechos zu ermitteln, aus denen dann in bevorzugter Ausfuhrungsform die Phasenlage und Amplitude jeder Mehrwegausbreitung ermittelt werden können .
Aus der Phasenlage und der Amplitude der einzelnen Mehrwegausbreitungsechos können auf besonders einfache Art und Weise die AGC-Parameter ermittelt werden.
Außerdem kann vorgesehen sein, dass für jede Mehr- egausbreitung die konstante Phasenlage ermittelt wird, die auch als statische Phasenlage bezeichnet wird.
Bei einem Ausführungsbeispiel der Erfindung ist vorgesehen, dass die Auswertung der periodischen Teilsequenz in der Zeitdomäne erfolgt. Damit können die Pilottöne ermittelt werden, aus denen die Frequenz- und/oder Phasenlage ermittelt werden kann.
Die andere Teilsequenz, die insbesondere für die zweite Synchronisierstufe verwendet wird, wird in bevorzugter Ausfuhrungsform im komplexen Zahlenbereich ausgewertet, so dass aus dem komplexen Zah-
lenpaar mit Real - und Imaginärteil direkt die Phasenlage und Frequenz abgeleitet werden kann .
Besonders bevorzugt wird ein Ausführungsbeispiel , bei dem der Burst die Trainings sequenz als Preambel auf eist . Selbstverständlich ist es jedoch auch möglich, die Trainings sequenz als Midambel zu senden . Werden zumindest zwei Teilsequenzen als Trai ningssequenz mit dem Burst übermittelt , können die beiden Teilsequenzen auch an unterschiedlichen Stellen an den Nutzdaten angehängt beziehungsweise eingefügt sein .
Zeichnung
Die Erfindung wird im Folgenden anhand von Ausführungsbeispielen mit Bezug auf die Zeichnung näher erläutert . Es zeigen :
Figur 1 ein Datenübertragungsnetzwerk mit einer Basisstation und mehreren Terminalstationen,
Figur 2a die Struktur eines Bursts ,
Figur 2b verschiedene Paket Strukturen einer Nachricht für die Übertragung von der Basisstation zu den Terminalstat ionen,
Figur 2c verschiedene Paket Strukturen für die Übertragungsrichtung von einer Terminal station zu der Basisstation,
Figur 3 als Blockschaltbild eine Übertragungs- kette von einer Terminal Station zu der Basisstation,
Figur 4 ein Blockdiagramm für die Synchronisation eines Bursts ,
Figur 5 ein Ablauf diagra m einer Burst Synchronisation,
Figur 6 ein Blockdiagramm für die erste Synchronisationsstufe nach einem ersten Ausführungsbeispiel ,
Figur 7 ein Blockdiagramm der ersten Synchronisationsstufe nach einem zweiten Ausführungsbeispiel ,
Figur 8 ein Blockdiagramm für die zweite Synchro- nisationsstufe,
Figur 9 ein Blockschaltbild für das Tracking nach einem ersten Ausführungsbeispiel ,
Figur 10 ein Blockschaltbild für die zweite Synchronisationsstufe nach einem zweiten Ausführungsbeispiel , und
Figur 11 die Burst- Synchronisation eines Empfän- gers in einer Gesamtübersicht .
Beschreibung der Ausführungsbeispiele
Figur 1 zeigt ausschnittweise ein Datenübertra- gungsnetzwerk 1 , welches als Netzelemente zumindest eine Basisstation 2 und eine oder mehrere Terminalstationen 3 aufweist, die über eine Luftschnittstelle 4 mit der Basisstation 2 Daten austauschen können . Über die Schnittstelle 4 ist auch eine Da- tenübertragung von der Basisstation 2 zu den Terminalstationen 3 möglich. Somit besitzt die Basisstation zumindest einen Sender 5 und einen Empfänger 6. Entsprechend sind die Terminalstationen 3 j eweils mit zumindest einem Sender 7 und einem Emp- fänger 8 ausgestattet .
Die Basisstation 2 kann an ein Netzwerk 9 angekoppelt sein, das beispielsweise ein öffentliches Kommunikationsnetz ist . Die Übertragungsstrecken in diesem Netzwerk 9 können leitungsgebunden sein oder als Luftschnittstellen realisiert sein . Die Terminalstationen 3 können an ein Netzwerk 10 angeschlossen sein, wobei j edes der Netzwerke 10 vorzugsweise ein lokales Netzwerk ist, an dem mehrere Endabnehme reinrichtungen (nicht dargestellt) angebunden sein können . Die Terminal Stationen 3 sind bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel ortsunveränderlich angeordnet . Denkbar wäre es allerdings auch, dass die Terminalstationen 3 als Mobilstatio- nen ausgebildet sind. Die Basisstation 2 ist vorzugsweise ebenfalls ortsunveränderlich . Das Datenübertragungsnetzwerk 1 ist in bevorzugter Ausführungsform als zelluläres Netzwerk ausgebildet , in dem die Terminalstationen 3 in unterschiedlichen
Abständen zu der Basisstation 2 angeordnet sein können. Besonders bevorzugt wird das Datenübertragungsnetzwerk 1 für die Übertragung von Multimedia- Diensten eingesetzt, bei dem eine entsprechend hohe Datenübertragungsrate realisiert werden soll, um Multimedia-Dienste in Echtzeit bereitstellen zu können. Für die Übertragung der Daten ist bei diesem Datenübertragungsnetzwerk l ein Burst-Betrieb vorgesehen, bei dem über die Luftschnittstellen 4 auch als Burst bezeichnete Signalbündel übertragen werden. Diese Bursts werden vorzugsweise in TDMA- Technik übertragen, bei der auf einer Übertragungs- beziehungsweise Trägerfrequenz mehrere Zeitschlitze bereitgestellt werden, wobei vorzugsweise vorgese- hen ist, dass auf zumindest einen Zeitschlitz eine der Terminalstationen 3 Zugriff hat.
Bei diesem sogenannten point-to-multi-point-' Datenübertragungsnetzwerk 1 mit zellulärer Auftei- lung einzelner Netzwerksektoren besitzt die Basisstation 2 für die Übertragung vorzugsweise eine oder mehrere Richtantennen, die auf die Terminalstationen 3 gerichtet beziehungsweise ausrichtbar sind. Es können mehrere Frequenzkanäle für beide Übertragungsrichtungen gegeben sein. Die einzelnen Frequenzkanäle liegen vorzugsweise in einem Frequenzträger von 3,5 bis 28 GHz. Selbstverständlich können andere Frequenzbereiche gewählt werden.
Für die Datenübertragung von den Terminalstationen 3 zu der Basisstation 2 werden die Daten als Bursts nach dem TDMA-Verfahren übertragen. Jede der Terminalstationen 3 erhält hierfür zumindest einen Zeitschlitz zugeordnet, in dem ein TDMA-Burst übertra-
gen wird , der in Figur 2a mit dem Bezugszeichen 11 gekennzeichnet ist . Ein derartiger TDMA-Burst 11 umfasst zumindest ein Nutzdatenpaket 12 , zumindest eine Trainingssequenz 13 und eine Schutzzeit 14 , während der nichts übertragen wird, um eine Beeinflussung benachbarter Zeitschlitze zu vermeiden . Der Burst 11 weist dabei folgende bevorzugte Struktur auf : Die Trainingssequenz 13 wird als Preambel 13 ' gesendet, das heißt , dass sie dem Nutzdatenpa- ket 12 vorgeschaltet ist , wobei das Nutzdatenpaket 12 vor der Schutzzeit 14 liegt . Denkbar wäre es al lerdings nach einer anderen Ausführungsform auch, dass die Trainingssequenz 13 zwischen zwei Teil- nutzdatenpaketen liegt , also als Midambel gesendet wird. Überdies wäre es denkbar , dass die Trainings - sequenz 13 an das Nutzdatenpaket 12 angehängt wird, wobei sie vorzugsweise zwischen dem Nutzdatenpaket 12 und der Schutzzeit 14 gesendet wird .
Um eine hohe Datenübertragungsrate von den Terminalstationen 3 zu der Basisstation 2 zu ermöglichen, ist es von entscheidender Wichtigkeit, dass der Empfänger 6 in der Basisstation 2 sich sehr schnell auf den von den Terminal Stationen 3 gesen- deten Burst auf synchronisieren kann, so dass eine schnelle Demodulation und Decodierung des Bursts 11 gewährleistet ist , da die Datenübertragungsgeschwindigkeit letztlich davon abhängt . Um dies zu erreichen, wird in erfindungsgemäßer Ausführungs- form der Empfänger 6 der Basisstation 2 stufenweise auf den empfangenen Burst 11 auf synchronisier . Hierzu ist vorgesehen, dass die Trainings sequenz 13 in zwei Teilsequenzen 15 und 16 aufgeteilt wird, wobei die in den beiden Teilsequenzen 15 und 16
enthaltenen Symbole beziehungsweise die durch die Symbole wiedergespiegelte Information so codiert beziehungsweise moduliert ist, dass j ede Teilsequenz 15 und 16 für sich alleine decodiert und aus- gewertet werden kann , so dass die in den Teilsequenzen 15 und 16 enthaltenen Informationen für die stufenweise Auf synchronisierung des Empfängers 6 verwendet werden können. Die Teilsequenz 15 weist eine Anzahl N von Symbolen auf ; die Teilsequenz 16 eine Anzahl M von Symbolen, wobei N und M unterschiedlich oder gleich sein können .
In bevorzugter Aus fuhrungs form enthält die erste Teilsequenz 15 Pilottöne , mit denen die erste Syn- chronisierstuf e des Empfängers 6 ausgeführt werden kann, derart , dass zuerst auf den Symbol-Takt des Bursts 11 und auf die Phasenlage der Trägerfrequenz des Bursts synchronisiert wird. Es kann j edoch auch zuerst auf den Symbol-Takt der Nachricht und auf die Trägerfrequenz des Bursts synchronisiert werden . Dadurch, dass diese erste Synchronisierstufe am Empfänger 6 der Basisstation 2 durchgeführt wird, kann die zweite Teilsequenz 16 schneller und zuverlässiger für die zweite Synchronisier stufe ausgewertet werden, da durch die Vorsynchronisation beziehungsweise die erste Synchronisierstufe eine schnellere und sichere Decodierung der in der zweiten Teilsequenz enthaltenen Informationen möglich ist . Wie vorstehend erwähnt, werden bevorzugt in der ersten Teilsequenz Pilottöne gesendet . In der zweiten Teil sequenz 16 sind vorzugsweise Symbolfolgen enthalten, die einen Abgleich des Zeitschlitzes des Bursts und eine Berechnung der Übertragungskanal -Impulsantwort ermöglichen . Hierzu werden vor-
zugsweise Symbolfolgen übermittelt , die zumindest zwei Sequenzen einer Pseudo-Noise umfassen. Während der zweiten Synchronisier stufe kann neben der Übertragungskanal -Impulsantwort (CIR; Channel Impulse Response) auch der analoge Verstärkungsfaktor (AGC, Automatic Gain Control) am Empfänger 6 berechnet werden. Außerdem kann während der ersten und/oder zweiten Synchronisierstufe beziehungsweise nach der zweiten Synchronisierstuf e der Empfänger 6 auf Gleichlauf mit der Phase und/oder Frequenz der Trägersequenz synchronisiert werden .
Die Terminalstat ionen 3 und die Basisstation 2 enthalten für die Sende- und Empf ngssteuerung eine Protokolleinheit , die nach dem ATM/MAC- Protokoll arbeitet . Außerdem umfassen die Terminal Stationen 3 und die Basisstation 2 ein Modem, mit dem die TDMA- Bursts 11 empfangen und gesendet werden können . Außerdem sind an sich bekannte Zwischenfrequenz- und Hochfrequenzteile in den Sendern beziehungsweise Empfängern der Basisstation 2 und der Terminalstation 3 enthalten . Die Übertragungskanal -Zugrif f s- Kontrolleinheit (MAC) kontrolliert den Zugrif f einzelner Sender beziehungsweise Empfänger auf den aufgeteilten TDMA- Kanal . Außerdem verwaltet dieser
MAC -Control ler die Zugriffsanforderungen auf den Übertragungskanal sowie die verfügbaren Kanalreserven .
Für die Übertragungsrichtung von den Terminalstat i- onen 3 zu der Basisstation 2 (uplink) benötigt die MAC -Kontrolleinheit Übertragungsreserven für die Signalisierungs-Überwachung (signalling overhead) . Für die Datenübertragung ist jede Terminal Station 3
und die Basisstation 2 mit einer ATM-Schnittstelle verbunden . Nach dieser ATM- Schnittstelle liegt das vorstehend erwähnte Modem, von dem ATM- Zellen und Signalisierungsdaten empfangen und gesendet werden können. Dafür ist für das MAC- Protokoll die dynamische Zeitschlitzzuweisung (DSA, Dynamic Slot Allo- cation) vorgesehen.
Um den Kanalzugriff für den uplink zu koordinieren, werden die dafür vorgesehenen Zeitschlitze in Sig- nalisierungsperioden aufgeteilt . Für diese Gruppierung beziehungsweise Aufteilung wird das DSA-MAC- Protokoll verwendet . Eine Signalisierungsperiode wird eingeleitet durch einen Perioden-Kontroll -PDU in der Übertragungsrichtung von der Basisstation 2 zu den Terminalstationen 3 . Diese Übertragungsrichtung wird auch als downlink bezeichnet . Die Perio- den-Kontroll-PDU signalisiert die Anzahl von Zeitschlitzen in der nächsten Signalisierungsperiode und die zugeordnete MAC -Verbindung . Eine Signalisierungsperiode kann eine variable Anzahl von sehr kurzen Schlitzen, insbesondere für den request Channel (RQCH) enthalten. Grundsätzlich sind für die MAC-Kontrolleinheit die in den Figuren 2b und 2c gezeichneten Datenpaketstrukturen zu beachten . In Figur 2b sind die Signalpaket Strukturen für den downlink wiedergegeben . Figur 2c zeigt die Paketstrukturen für den uplink. Es ist ersichtlich, dass für den downlink lediglich eine Signalpaket länge , beispielsweise 53 Bytes, vorgesehen ist . Für den uplink sind j edoch zumindest zwei Datenpakettypen existent . Der erste, in Figur 2c obenliegend dargestellt , kann eine variable Länge aufweisen und enthält ein MAC-Indentif ikations-Byte (M-Id) und vier
request Channel Bytes (RQCH) . Außerdem sind eine Anzahl n x 53 ATM- Zellen Bytes vorgesehen . Insgesamt werden also n x 53 + 5 Bytes übertragen .
Der zweite Paketstrukturtyp ist in Figur 2c unten dargestellt . Dieses Datenpaket weist lediglich fünf Bytes auf , wobei ein Byte für die MAC- Identif ikation (MAC- Id) und vier Bytes für den re- quest Channel (Anfragekanal) vorgesehen sind. Die- ser Datenpaket-Typ wird üblicherweise für den Zufalls- Zugriff (random access ) oder den Abrufbetrieb (polling ode) verwendet .
Es wird also klar, dass die in der Figur 2c darge- stellten Paket Strukturen innerhalb des Nutzdatenpaket s 12 in Figur 2a übertragen werden können . Das heißt , dass die in Figur 2c dargestellten Datenpakete innerhalb des Bursts 11 übertragen werden kδn-' nen . Selbstverständlich wäre es auch denkbar, dass die in Figur 2b dargestellten Paketstrukturen ebenfalls in dem in Figur 2a dargestellten Burst 11 übertragen werden. Das heißt , dass die stufenweise Synchronisierung des Empfängers sowohl für den uplink als auch für den downlink vorgesehen sein kann. Für die weitere Betrachtung wird j edoch rein beispielhaft lediglich die stufenweise Synchronisierung des Empfängers anhand der Figuren 3 bis 11 beim uplink beschrieben, wobei Figur 11 ein Gesamtübersicht der in den Figuren 3 bis 10 separat dar- gestellten Komponenten zeigt .
Nach Figur 3 weist der Sender 8 einer Terminalstation 3 mehrere Baueinheiten auf , die als Blockschaltbild dargestellt sind. Einer Codierungsein-
richtung 17 werden digitale Informationen D zugeführt , die dann in der Codiere inrichtung 17 codiert werden . Hierzu kann die Codiereinrichtung eine Block-Codiereinrichtung 18 umfassen, in der die di- gitalen Informationen D mit einem (äußeren) Block- Code codiert werden, der zur Korrektu /Erkennung von Fehlern dient . Die Codiereinrichtung 17 kann außerdem eine Faltungscode -Codiereinrichtung 19 aufweisen , in der die digitalen Informationen D mit einem Fehler korrigierenden ( inneren) Code versehen werden können . Der Codiereinrichtung 17 nachgeschaltet ist eine Modulationseinheit 20 , die auch als Symbol-Mapper bezeichnet wird, in der die codierten digitalen Informationen entsprechend den Modulationsvorgaben moduliert werden . Hierbei sind verschiedene Modulationsverfahren möglich : Beispielsweise kann die QPSK-Modulation verwendet werden; selbstverständlich sind auch Modulationsarten bis hin zur 16 APSK- Modulation denkbar . Der Modula- tionseinheit 20 ist eine Einrichtung 21 nachgeordnet , die die Rahmenstruktur eines Bursts 11 festlegt beziehungsweise herstellt . Das heißt , dass den modulierten digitalen Informationen, also dem Nutzdatenpaket 12 , die Trainings sequenz 13 sowie Start - und End-Bits hinzugefügt werden. In der Einrichtung 21 ist außerdem ein Multiplexer vorhanden, der die fertiggestellten Bursts 11 auf den richtigen Zeitschlitz setzt . Für die Hinzufügung der Trainingssequenz zu einem Nutzdatenpaket 12 sind in einer Speichereinrichtung 22 eine oder mehrere Trainings - Sequenzen 13 abgespeichert . Vorzugsweise werden derartige Trainingssequenzen verwendet , deren Symbolfolge durch ein Nutzdatenpaket nicht gebildet werden kann, so dass eine Verwechslung zwischen
Nutzdatenpaket und Trainingssequenz ausgeschlossen ist . Der Einrichtung 21 nachgeschaltet ist ein Sendef ilter 23 , an das sich ein digitaler Mischer 24 anschließt , in dem ein Burst 11 auf eine digitale Zwischenfrequenz ZF gesetzt wird . An den digitalen Mischer 24 schließt sich ein Digital -Analogwandler an , von dem aus die nunmehr analog vorliegenden Signale über die Luftschnittstelle 4 zu dem Empfänger 6 der Basisstation 2 übertragen werden .
Der Empfänger 6 weist eingangsseitig einen Analog- Digitalwandler auf , dem ein digitaler Mischer 25 nachgeschaltet ist , der die nunmehr digital vorliegenden Signale mit einer digitalen Zwischenfrequenz ZF mischt . Um die an dem Empfänger 6 ankommende Nachricht auswerten zu können, sind entsprechend der sendeseitig vorgesehenen Codierung und Modulation empf ängerseitig entsprechende Demodulations - und Decodierungseinrichtungen vorgesehen . Im Ein- zelnen sind dies ein Eingangs filter 26 , der auch als matched-filter beziehungsweise signalangepass - tes Filter bezeichnet wird, das als Quadratwurzel - Nyquist-Filter ausgebildet sein kann . Ferner ist ein Demultiplexer 27 empf ängersei ig vorgesehen . Für die Rückgewinnung der ursprünglichen Information ist eine Rückgewinnungseinrichtung 28 vorhanden, die einen Viterbi -Decoder 29 und Blockcode - Decodierer 30 umfasst .
Nach dem Analog-Digitalwandler wird die digitale Nachricht auf die digitale Zwischenfrequenz ZF mittels des digitalen Mischers 25 heruntergemischt . Um nun die Demodulation beziehungsweise Decodierung durchführen zu können, ist eine Synchronisierein-
richtung 31 vorgesehen, die den gesamten Empfänger 6 auf die empfangene Nachricht auf synchronisiert . Hierzu wird nach dem Eingangs filter 26 von der Synchronisiereinrichtung 31 die Trainings sequenz emp- fangen, um daraus zumindest die Taktfrequenz , die Trägerfrequenz und/oder die Trägerphase zu ermitteln, so dass über Synchronisieransteuerleitungen 32 die empf ängerseit igen Bauteile auf synchronisiert werden können . Für die Frequenz- beziehungsweise Phasenkorrektur ist eine Frequenz -Phasenkorrektur- einrichtung 33 zwischen dem Eingangsfilter 26 und dem Demultiplexer 27 vorgesehen . Mittels des Viter- bi-Decodierers 29 kann nach der Synchronisation noch das Tracking ausgeführt werden, bei dem der Gleichlauf für die Phase und/oder die Frequenz hergestellt wird . Die von dem Viterbi-Decodierer 29 ermittelten Parameter für das Tracking werden der Synchronisiereinheit 31 übermittelt , die somit die empf ngerseitigen Module nachsynchronisieren kann .
In Figur 4 ist der Sender 8 teilweise wiedergegeben. Gleiche beziehungsweise gleichwirkende Teile wie in den vorangegangenen Figuren sind mit identischen Bezugszeichen versehen . Die sendeseitige Ein- richtung mit dem Multiplexer 21 umfasst hier einen Interpolationsfilter 34, dem ein Nyquist -Filter mit einem roll-off von beispielsweise r=0 , 3 nachgeschaltet ist . Das Nyquist -Filter ist in Figur 4 mit dem Bezugszeichen 35 versehen . Dieses Filter 35 dient der Impulsf ormgebung . Das Interpolationsfilter 34 weist einen Interpolationsfaktor I auf .
Der in Figur 4 im Detail dargestellte Empfänger 6 weist den Analog/Digitalwandler und den digitalen
Mischer 25 auf , dem die digitale Zwischenfrequenz ZF zugeführt ist . Ferner ist das Eingangsfilter 26 dargestellt, das ein Nyquist -Filter 36 und ein De- zimierungsfilter 37 umfassen kann, das einen Dezi- mierungsfaktor d auf eist . Die Synchronisiereinrichtung 31 weist hier im Einzelnen einen Powerbeziehungsweise Energiedetektor 38 auf , der einen am Emp änger 6 eingehenden Burst detektier . Diesem Detektor 38 sind Informationen aus dem MAC-Proto- koll zugeführt . In der Synchronisiereinrichtung 31 ist weiterhin eine Erfassungseinrichtung für die Trägerfrequenz , Taktfrequenz beziehungsweise Phasenlage der Trägerfrequenz angeordnet , die in Figur 4 mit dem Bezugszeichen 39 versehen ist . Die Erfas- sungseinrichtung 39 ermittelt aus dem nach dem Filter 36 abgenommenen Signal die entsprechenden Syn- chronisierungsparameter und übermittelt Steuerimpulse an den digitalen Mischer 25 und eine Einrichtung 40 für die Gleichlauf her Stellung der Phase be- ziehungsweise Frequenz . Der Erfassungseinrichtung 39 und der Gleichlau herstellungseinrichtung 40 ist ferner das nach dem Dezimierungsf ilter 37 vorliegende Signal zugeführt . Für die Gleichlauf her Stellung erhält die Einrichtung 40 Informationen aus dem Viterbi -De coder 29 . Zwischen dem Dezimierungs- f ilter 37 und dem Demultiplexer 27 liegt eine Phasen/Frequenz -Korrektureinheit oder ein Komplex- Multiplizierer 25 ' , um den Gleichlauf bezüglich Phase beziehungsweise Frequenz herzustellen . Zwi- sehen dem Dezimierungsfilter 37 und dem Demultiplexer 27 ist ein Abgriff für eine Einrichtung 41 vorgesehen , die ι die Übertragungskanal -Impulsantwort und die Zeitschlitzsynchronisation ausführt und entsprechende Informationen an den Demultiplexer 27
über ittelt. Aus der Einrichtung 41 werden außerdem Informationen bereitgestellt für die Zeitschlitzausrichtung und die Eingangs-Verstärkung (AGC) .
Figur 5 zeigt ein Blockschaltbild für die stufenweise Aufsynchronisierung des Empfängers 6. Das empfangene Signal D wird von dem Powerdetektor 38 erfasst. Während der ersten Synchronisierstufe 42 wird die grobe Synchronisation bezüglich Takt und Frequenz oder Phasenlage der Trägerfrequenz durchgeführt . Hierzu wird aus dem empfangenen Signal D die erste Teilsequenz 15 ausgewertet, was durch einen Flusspfeil 43 dargestellt ist. Mittels der Korrektureinrichtung 33 wird der Demultiplexer 27 be- züglich Phase oder Frequenz und Takt synchronisiert .
Die zweite Teilsequenz 16 wird in der zweiten Synchronisierstufe 45 ausgewertet. Die Übermittlung der zweiten Trainingssequenz ist durch den Diagrammflusspfeil 44 gekennzeichnet. Während der zweiten Synchronisierstufe 45 wird die Zeitschlitz- Ausrichtung und die Übertragungskanal-Impulsantwort (CIR) ausgewertet. Mittels einer zweiten Korrektur- einrichtung 33' wird dann der Empfänger somit bezüglich der Schlitzausrichtung und der Übertragungskanal-Impulsantwort synchronisiert .
An die zweite Synchronisierstufe kann sich das Tra- cking T anschließen, bei dem der Empfänger bezüglich Frequenz und/oder Phase auf Gleichlauf eingestellt wird. Das empfangene synchronisierte Signal wird anschließend an den Viterbi-Decoder 29 übermittelt.
In den Ablaufschritten 42 und 45 werden also die für die Synchronisation des Empfängers notwendigen Parameter ermittelt. Während des Schrittes 42 wer- den entweder der Takt oder die Frequenz oder der Takt und die Phase des empfangenen Bursts ermittelt, wobei hierfür die erste Trainingssequenz verwendet wird. Im Verfahrensschritt 45 werden die notwendigen Parameter für die Zeitschlitz- Ausrichtung und die Übertragungskanal-Impulsant ort ermittelt. Außerdem kann in der zweiten Synchronisierstufe 45 noch die Phase ermittelt werden, insbesondere dann, wenn im ersten Synchronisierschritt der Takt und die Frequenz ermittelt wurden. Außer- dem kann noch die vorstehend erwähnte AGC ermittelt werde .
Nach Figur 6 erfolgt die Auswertung der ersten Teilsequenz 15, die hier rein beispielhaft durch Pilottöne (++--++--...) dargestellt ist, derart, dass die empfangene erste Teilsequenz 15 zwei Tiefpassfiltern 46a und 46b zugeführt wird, wobei jedem Filter 46a und 46b eine lineare Rückbildungseinheit 47 nachgeschaltet ist. In einer Berechnungseinheit 48 werden dann der Takt und Frequenzversatz ermittelt, so dass die gewonnenen Parameter an die der Berechnungseinheit 48 nachgeschalteten Elemente übermittelt werden können. Die erste Teilsequenz 15 ist hier durch Pilottöne gebildet. Aus diesen Pi- lottöne werden die vorstehend erwähnten Parameter ermittelt . Dieses Verfahren ist sehr ähnlich der an sich bekannten Pilotton-Technik, bei der sämtliche Verfahrensabläufe in der Zeitdomäne durchgeführt werden. Da die erste Teilsequenz 15 diese Pilottδne
+ und - umfasst, korrespondiert das empfangene Signal zu einem Signal mit im Wesentlichen kosinusfδr- iger Gestalt, so dass die Fouriertransformation dieses Signals zwei Pilottöne ergibt, die den Fre- quenzversatz und die Takt-Information beinhalten. Nach der Filterung des Signals bei den zwei unterschiedlich ausgelegten Filterelementen 46a und 46b und durch die Ausführung der linearen Rückbildung in den Einheiten 47 können der Takt und Frequenz- offset abgeleitet werden. Bei diesem Ausfuhrungs- beispiel der ersten Synchronisierstufe IS nach Figur 6 erfolgt vorzugsweise die Berechnung des Pha- senoffsets während der zweiten Synchronisierstufe 2S mittels der zweiten Teilsequenz 16.
Im Blockdiagramm nach Figur 7 werden bei der ersten Synchronisierstufe (alternativ zum Ausführungsbeispiel nach Figur 6) zunächst der Phasenversatz und Takt ermittelt. Hierzu wird die erste Teilsequenz 15 wiederum zwei Filtern 46a und 46b zugeführt, wobei dem Filter 46a ein Phasendetektor 49 und dem Filter 46b ein Zeitdetektor 50 angehängt ist. In einer Durchschnittswertermittlungseinrichtung 51 werden dann der Phasenversatz und Takt ermittelt und an die nachgeschalteten Einrichtungen weitergegeben. Wird dieser Variante der Vorzug gegeben, wird vorzugsweise während der zweiten Synchronisierstufe der Frequenzversatz berechnet und der Empfänger darauf synchronisiert.
Das bereits vorsynchronisierte Signal wird -gemäß Figur 8- für die Durchführung der zweiten Synchronisierstufe 2S weiterbehandelt . Für die Zeitschlitz-Synchronisation (slot alignment) , basierend
auf einem Korrelations-Prozess, wird die zweite Teilsequenz 16 verwendet. Für eine grundlegende Such- oder Monitor-Funktion, um alle Symbole innerhalb des Zeitschlitzes detektieren zu können, muss der Zeitschlitz symbolweise ausgewertet werden. Reduzierte Symbol-Intervalle werden dabei dadurch berücksichtigt, dass durch das MAC-Protokoll bekannt ist, ob es sich um einen Zeitschlitz mit Nutzdaten oder lediglich um einen Burst mit einer Kanalanfra- geinformation handelt, wobei hierfür die MAC-Id (Figur 2c) ausgewertet werden kann. In einem Korrelationsbereich 52 werden die empfangenen Nutzdaten mit der zweiten Teilsequenz in einer Einrichtung 53 korreliert . Eine parallele beziehungsweise an- schließende Suche nach einem maximalen Ausschlag (Peak) wird in einer Einrichtung 54 durchgeführt, um die Zeitschlitz-Synchronisation in einem Verfahrensschritt 55 durchführen zu können. Anschließend wird der empfangene Zeitschlitz und die zweite Teilsequenz 16 erneut miteinander korreliert, wobei hier vorzugsweise die Kreuzkorrelation verwendet wird, wobei dies durch Verschieben um eine Anzahl P von Symbolen der ersten Trainingssequenz in einem Verfahrensschritt 56 erfolgt. Daraus kann dann in nachgeschalteten Verfahrensschritten 57 und 58 die Übertragungskanal-Impulsantwort beziehungsweise der Verstärkungsfaktor (AGC) ermittelt werden.
Anhand von Figur 9 wird im Folgenden die Gleich- laufhersteilung bezüglich Frequenz/Phase beschrieben. Das empfangene Signal wird in einem Verfahrensschritt 59 um eine Anzahl von saraples verzögert. Parallel hierzu erfolgt in einem Verfahrensschritt 60 eine nicht lineare Transformation des
empfangenen Signals . Eine Durchschnittsermittlung über die gesamte Anzahl der samples erfolgt in einem Verfahrens schritt 61. In einem Kombinierschritt 62 werden die berechneten Phasenparameter und die statische Phase miteinander kombiniert, wobei die statische Phase aus der Trainings sequenz in einem Verfahrensschritt 63 durch Korrelation ermittelt wurde . Über den Komplex-Multiplizierer 25 ' werden dann die kombinierten Werte für die Gleichlaufstel- lung verwendet . In Figur 9 sind im Übrigen gleiche beziehungsweise gleichwirkende Teile wie in den übrigen Figuren mit identischen Bezugszeichen versehen .
Die Gleichlaufherstellung bezüglich Frequenz und/ oder Phase ist deshalb in vielen Fällen notwendig, da Einflüsse aus den an sich bekannten Jitter- und Doppleref fekten oder dergleichen gegeben sein können, wodurch die Phasenlage über die Länge eines Zeitschlitzes , insbesondere bei einem Nutzdaten- zeitschlitz, wechseln kann, so dass lediglich eine einmalige Korrektur auf die entsprechende Phasenlage mit einmal berechnetem Wert nicht in allen Fällen zufriedenstellend ist . Mit der Gleichlauf her - Stellung bezüglich Phase und/oder Frequenz kann somit die Bit -Fehlerrate reduziert werden. Eine Verbesserung kann außerdem erreicht werden, wenn eine Kombination der ersten und zweiten Teilsequenzen berücksichtigt derart wird, dass eine der Teilse- quenzen die Pilottöne umfasst und in der zweiten Teilsequenz Symbole enthalten sind, die gute Korrelationsergebnisse liefern. Für die Gleichlauf her- stellung bezüglich Phase und/oder Frequenz kann auch ein Viterbi & Viterbi Algorithmus verwendet
werden , der in einer V & V Einrichtung (Figur 11) abgearbeitet wird. Die von dieser Einrichtung V & V gelieferten Parameter werden dann für das Tracking herangezogen .
Eine Alternative zu dem in Figur 9 beschriebenen Verfahren kann darin gesehen werden, dass ein Wiederaufbau eines äquivalenten Eingangssignals D 1 (Figur 10) mittels des Viterbi-Decoders 29 durchge- führt wird, wobei anschließend ein Phasenvergleich zwischen dem empfangenen Signal und dem rekonstruierten (wieder aufgebauten) Signal durchgeführt wird . Hierzu wird vorzugsweise ein Startwert verwendet , nämlich der , der während der ersten Syn- chronisierstufe IS als Phasenversatz berechnet wurde . Sofern der Phasenversatz während der zweiten Synchronisier stufe ermittelt wurde , kann dieser Wert selbstverständlich auch als Startwert verwendet werden . Dieses Verfahren ist als Ablauf diagramm in Figur 10 dargestellt . Gleiche beziehungsweise gleichwirkende Teile wie in den übrigen Figuren sind mit denselben Bezugszeichen versehen .
Eine Signal -Rekonstruierungseinrichtung 64 und ein Phasenvergleicher 65 sind vorgesehen, um das nach dem Demultiplexer 27 abgegriffene Signal mit dem aus der Einrichtung 64 rekonstruierten Signal zu vergleichen, um die verschiedenen Phasenlageof fsets während des Trackings zu berechnen . Mit der Kombi - niereinrichtung 62 kann dann der Empfänger entsprechend auf synchronisiert werden .