WO2001080411A1 - Schaltnetzteil - Google Patents

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WO2001080411A1
WO2001080411A1 PCT/AT2001/000107 AT0100107W WO0180411A1 WO 2001080411 A1 WO2001080411 A1 WO 2001080411A1 AT 0100107 W AT0100107 W AT 0100107W WO 0180411 A1 WO0180411 A1 WO 0180411A1
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WO
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circuit
power supply
frequency
bandpass
switching
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PCT/AT2001/000107
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English (en)
French (fr)
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Wolfgang Croce
Günther Danhofer
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Wolfgang Croce
Danhofer Guenther
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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the invention relates to a switching power supply comprising an input circuit for periodically switching an input voltage or an input current with a switching frequency on and off, a transmission circuit connected to it and an output circuit connected to this, to which a load can be connected.
  • Power supplies that derive one or more DC or AC voltages of the appropriate size from the AC network are required for the supply of electronic devices.
  • conventional power supplies the voltage ratio and the mostly required galvanic isolation from the network are taken over by a transformer, which have a relatively large volume and weight and relatively high losses with respect to the entire circuit.
  • switching power supplies the mains voltage is rectified and "chopped" with a relatively high frequency.
  • the disadvantages of conventional power supplies with low-frequency transformers can be greatly reduced. Due to the higher operating frequency, smaller components can be used which have smaller absolute losses. This results in switched-mode power supplies which have a significantly lower volume and a significantly lower weight than conventional power supplies.
  • the switching power supplies are also used to convert DC or AC voltages into DC or AC voltages (from DC or AC to DC or AC).
  • circuits usually also have disadvantages with regard to short-circuit safety or overcurrent safety, since these safety measures can only be achieved with additional circuits or circuit parts or have to be dispensed with.
  • a ballast for a gas discharge lamp which contains a flyback converter and a downstream inverter and no transformer.
  • the flyback converter contains a series and parallel resonance circuit in combination, which serve as an energy buffer.
  • the switching losses of the circuit breaker of the ballast are reduced by switching the circuit breaker at a time when the current through the circuit breaker is minimal.
  • galvanic isolation as well as short-circuit and overcurrent protection cannot be achieved with this circuit.
  • the object of the present invention is to develop a switching power supply with which a reduction of the disadvantages mentioned above can be achieved.
  • the circuit should be characterized by a smaller size, lower costs and a higher level of security compared to conventional switching power supplies.
  • the object of the invention is achieved in that the transmission circuit is formed by a bandpass (hereinafter referred to as LC bandpass) made up of at least one capacitance and at least one inductor, the resonance frequency of which lies outside the switching frequency of the input circuit.
  • LC bandpass causes a peak current limitation through the sum of the impedances.
  • a higher efficiency can be achieved with the circuit according to the invention, since the losses of the capacitors used are smaller compared to those of a transformer and the absolute losses of the inductors used are also smaller due to the smaller size.
  • the costs for the capacitors and coils of the bandpass filter used according to the invention are significantly lower than the manufacturing costs of a transformer.
  • the disadvantageous leakage inductances in the coil which is smaller for the same power compared to the transformer, are also smaller.
  • the turn-off losses can also be reduced. If the capacitors are largely charged before the next switching cycle and thus almost no current flows, the components of the switching stage, usually transistors, can be switched off in an almost de-energized state, as a result of which the switch-off losses almost disappear. However, it takes time to charge the capacitors, which is reflected in a lower maximum operating frequency and thus a lower transferable power. A compromise must therefore be made between the switch-off losses and the maximum operating frequency. If the LC bandpass is dimensioned so that its resonance frequency is below the switching frequency of the input circuit, the turn-off losses cannot be reduced.
  • the LC bandpass consists of a series connection of at least one capacitor and at least one coil. This represents the simplest and therefore also the cheapest implementation of the circuit according to the invention.
  • the capacitor and the coil can of course be constructed from several individual components.
  • the LC bandpass consists of two series circuits, each arranged in parallel between the input and the output of the transmission circuit, of at least one capacitor and at least one coil, the values for the or each capacitor and the or each coil of each series circuit in the are essentially the same.
  • the component load is reduced and on the other hand galvanic isolation can be achieved.
  • the circuit can be used for electrical isolation without the use of a transformer, which meets the usual legal safety requirements.
  • the limit value of IOnF for the coupling capacity between the primary and secondary side can be found, for example, in relevant standards for medical-technical devices. Due to the small amounts of charge due to the small capacity, the arrangement meets the requirements for electrical isolation. From an operating frequency of a few kilohertz, in contrast to such capacitors, a transformer is considerably larger, more expensive and more lossy.
  • At least one coil of the LC bandpass has an inductance which is variable as a function of time or of the current.
  • the use of a so-called saturation coil which has a high inductance at the time of switch-on and then a very low inductance, namely the saturation inductance, is advantageous because it delays the rise in current at the start of a switching process and thereby the switches, usually transistors in the switching stage be switched on in the de-energized state as possible, whereby the switching losses are reduced. After the switching process, the coil saturates and allows the entire current to flow.
  • the saturation coil is dimensioned by suitable selection of the magnetic core material, the core volume and the number of turns.
  • the use of a saturation coil in series with a thyristor can be found, for example, in DE 33 34 794 AI.
  • An increase in operational reliability through the most complete possible separation between the input side and the output side of the circuit can be achieved if the input A low-pass filter is arranged on the side of the input circuit, the cut-off frequency of which is substantially below the resonance frequency of the LC bandpass.
  • the cut-off frequency of the low-pass filter should be so far below the resonance frequency of the band-pass filter that the attenuation of the transfer function in the blocking region between the low-pass filter and the bandpass filter is as large as possible.
  • the combination of the low pass and the band pass and their dimensioning means that "independent" energy transfer from the primary side to the secondary side cannot take place in any frequency range.
  • high-frequency network disturbances that are in the pass band's pass band can be effectively attenuated by the low-pass filter.
  • the energy transmission is made possible by the switching frequency of the input circuit, by means of which the input signal is "raised” in frequency in the pass band of the LC band pass.
  • interference frequencies on the input side, which are in the pass band of the LC band pass could be transmitted to the secondary side, where they could damage the load or the subsequent circuits and endanger people and lead to inadmissible energy transfers.
  • 1 shows the basic block diagram of a switching power supply
  • FIG. 3 shows the embodiment according to the invention of the transmission device of a switching power supply in the form of an LC band pass
  • Fig. 6 shows the basic transfer function of the circuit of FIG. 5 as a function of frequency
  • Fig. 7a to 7c the time profiles of a switching current through a saturation reactor and its inductance during a switch-on process.
  • Fig. 1 is a basic block diagram of a S chaltnetzteils is reproduced.
  • any transformers or rectifiers not shown
  • the input circuit 1 is connected to a control circuit 5, in which the frequency with which the input signal is "chopped" is generated or fixed.
  • the quantity supplied by the input circuit 1 is transformed or transmitted into a corresponding quantity in a transmission circuit 2.
  • the transmission circuit 2 consists of a transformer (see FIG. 2).
  • the electrical circuit 3 is then further processed in the output circuit 3, for example rectification and screening, before the signal is applied to the respective load 4.
  • a control of the switched-mode power supply can also take place via the control circuit 5, so that a specific output voltage U a or a specific output current I a or a desired output power P a occurs at the load 4 independently of the input signal.
  • the load 4 can also be variable.
  • FIG. 2 shows the conventional case of using a transformer 6 as a transmission circuit 2 of a switched-mode power supply according to FIG. 1.
  • a primary voltage U P or a primary current I P is converted into a secondary voltage Us or a secondary current I s .
  • the LC bandpass 7 consists of two series connections, each with a capacitor C and a coil L, each of the same size.
  • the transmission circuit 2 consists of a series connection of a capacitor C and a coil L.
  • LC bandpasses of a higher order or series or parallel connections of inductors or capacitors for current or voltage distribution are also possible.
  • the values for the capacitors C and coils L are determined such that the resonance frequency fo determined by the capacitors C and the coils L. of the bandpass lies outside the switching frequency f s of the input circuit 1 of the switching power supply.
  • the implementation of the transmission circuit 2 according to the invention can also be viewed as a series resonant circuit which is operated outside its resonance frequency f 0 , resulting in a frequency-dependent impedance of the transmission circuit 2.
  • the transformer that is usually used can be avoided.
  • This also eliminates the disadvantages of a transformer, such as high losses, large volume, high weight and high manufacturing costs.
  • 3 consists of two series connections, each with a capacitive and an inductive reactance.
  • the coil L limits the peak current when switched on.
  • the charging capacitor C determines the transferable energy, that is, after the capacitor C has been fully charged, further transmission of the energy is prevented. This combination of C and L in series connection is therefore absolutely necessary.
  • the coil L causes the current to start up smoothly and thus limits the switch-on losses. Compared to a transformer, the capacitor C and the coil L have significantly lower losses.
  • the advantages of the circuit according to the invention over the use of a transformer become particularly clear. If the component values in each series connection are essentially the same size, the component load is minimized. An asymmetrical arrangement causes different component loads, but can also be an advantage. For example, a saturation coil can only be provided in one branch, by means of which the switch-on losses can be reduced. Instead of two series connections of a capacitor C and a coil L, one would theoretically also be sufficient, but then the advantage of galvanic isolation would not be connected.
  • the implementation of the transmission circuit 2 according to the invention is a series resonant circuit, the overall impedance of which has a real profile as a function of the frequency in accordance with FIG. 4.
  • the impedance is minimal, theoretically even zero in the lossless case.
  • the series connection of the capacitor C and the coil L is operated outside the resonance frequency fo, so that the impedance can be controlled by changing the frequency f.
  • the circuit can be viewed in conjunction with the load resistor as a frequency-controlled voltage divider. It is advantageous if the operating frequency is chosen below the resonance frequency f 0 .
  • a variation in the output power can be achieved by varying the switching frequency f s in a specific frequency range fsi to fs2.
  • a low-pass filter 8 is arranged on the input side, which suppresses higher-frequency interference. Then follows the input circuit 1 consisting of a rectifier and the chopper, which is controlled by a control circuit 5.
  • the transmission circuit 2 consists of an LC bandpass formed from two series circuits each of a capacitor C and an inductance L. After an output circuit 3, which in this case is formed by a rectifier and a low-pass filter, a load 4 is connected on the output side.
  • FIG. 6 shows the basic transfer function of the circuit according to FIG. 5 as a function of the frequency f.
  • the cut-off frequency f G of the low-pass filter 8 is substantially below the resonance frequency f 0 of the LC band-pass filter of the transmission circuit 2, so that undesired interference in the blocking region of the low-pass filter 8 is sufficiently damped.
  • 7a to 7c show the time profiles of a switching current through a saturation inductor and its inductance during a switch-on process.
  • 7a shows a switch-on process, for example the base current of a transistor as an electronic switch.
  • 7b shows the corresponding time profile of the current I (t) through a saturation coil L (t) and in FIG. 7c the inductance L (t) of the saturation coil L (t) as a function of time t during the switch-on process. After switching on, the current rises very slowly due to the relatively high inductance of the coil L (t).
  • the coil L (t) By dimensioning the coil L (t) accordingly can be achieved that at a precisely defined current I s , given by the operating voltage and the already elapsed switch-on time, the coil L (t) saturates.
  • the area of the core saturation is characterized in that the magnetic flux cannot be significantly increased despite the increase in the current in the coil L (t). In the area of saturation, almost all elementary magnets of the core material are aligned in the preferred direction. In the area of saturation, the inductive resistance of the winding drops, as a result of which only the undesirable ohmic component of the resistance limits the current in the winding. Therefore, the inductance of the coil L (t) drops to a minimum value L min .
  • the dimensioning of the coil L (t) is preferably carried out by suitable selection of the magnetic core material, the number of turns and the core volume. These parameters influence not only the time t s at which the coil L (t) goes into saturation, but also the behavior of how the transition to saturation takes place, ie for example the steepness of the current increase in the area of the saturation of the coil L (t ).

Abstract

Die Erfindung betrifft ein Schaltnetzteil, umfassend eine Eingangsschaltung (1) zum periodischen Ein- und Ausschalten einer Eingangsspannung (Ue) bzw. eines Eingangsstroms (Ie) mit einer Schaltfrequenz (fs), eine daran angeschlossene Übertragungsschaltung (2) und eine an diese angeschlossene Ausgangsschaltung (3), an die eine Last (4) anschließbar ist. Zur Schaffung eines Schaltnetzteils, welches geringere Größe und Kosten, verglichen mit herkömmlichen Schaltnetzteilen aufweist, ist vorgesehen, dass die Übertragungsschaltung (2) durch einen aus zumindest einer Kapazität (C) und zumindest einer Induktivität (L) aufgebauten Bandpass (7) gebildet ist, dessen Resonanzfrequenz (fo) außerhalb, insbesondere oberhalb der Schaltfrequenz (fs) der Eingangsschaltung (1) liegt. Durch den Wegfall des überlicherweise eingesetzten Transformators können dessen Nachteile vermieden werden. Zur Erzielung einer galvanischen Trennung ist vorgesehen, dass in jedem Zweig des LC-Bandpasses (7) zumindest ein Kondensator (C) in Serie zur restlichen Beschaltung vorgesehen ist.

Description

Schaltnetzteil
Die Erfindung betrifft ein Schaltnetzteil umfassend eine Eingangsschaltung zum periodischen Ein- und Ausschalten einer EingangsSpannung bzw. eines EingangsStroms mit einer Schaltfrequenz, eine daran angeschlossene Ubertragungsschaltung und eine an diese angeschlossene AusgangsSchaltung, an die eine Last anschließbar ist.
Netzteile, welche aus dem Wechselstromnetz eine oder mehrere Gleich- oder WechselSpannungen entsprechender Größe ableiten sind für die Versorgung elektronischer Geräte notwendig. Bei herkömmlichen Netzteilen wird dabei die Spannungsübersetzung und die meistens verlangte galvanische Trennung vom Netz von einem Transformator übernommen, welche in Bezug auf die gesamte Schaltung relativ großes Volumen und Gewicht sowie relativ hohe Verluste aufweisen. Mit Hilfe von Schaltnetzteilen wird die Netzspannung gleichgerichtet und mit einer relativ hohen Frequenz "zerhackt". Durch Anhebung der Betriebsfrequenz lassen sich die Nachteile herkömmlicher Netzteile mit Niederfrequenztransforma- toren stark reduzieren. Durch die höhere Betriebsfrequenz können kleinere Bauteile eingesetzt werden, welche kleinere absolute Verluste aufweisen. Daraus resultieren Schaltnetzteile, welche gegenüber herkömmlichen Netzteilen wesentlich geringeres Volumen und wesentlich geringeres Gewicht aufweisen. Die Schaltnetzteile dienen gleicherweise zur Umformung von Gleich- oder Wechselspan- nungen in Gleich- oder Wechselspannungen (von DC oder AC in DC oder AC) .
Abgesehen davon, dass mit Hilfe der Transformatoren in den Schaltnetzteilen eine galvanische Trennung erzielt werden kann, weisen diese Bauelemente eine Reihe von Nachteilen auf. Die Transformatoren verursachen hohe Verluste und bei deren Verwendung ist durch entsprechende, mitunter aufwendige Schaltungen und Verfahren die Sättigungsgefahr bedingt durch eine asymmetrischen Ansteuerung zu verhindern. Verglichen mit den heute üblichen miniaturisierten elektronischen Bauelementen sind Transformatoren auch bei Schaltnetzteilen noch relativ groß und schwer und darüber hinaus relativ teuer in Ihrer Herstellung. Als weiterer Nachteil wären die unvermeidbaren Streuinduktivitäten zu nennen, durch welche unter Anderem Überspannungen und somit unzulässige Belastungen von Bauelementen des Schaltnetzteils oder ange- schlossener Schaltungen kommen kann. Bei elektronischen Schaltungen ist ein unaufhaltsamer Trend in Richtung höhere Frequenzen zu verzeichnen. Bei der Verwendung von Transformatoren ist aber auf Grund physikalischer Gegebenheiten eine den Halbleitern äquivalente Steigerung der Magnetisierungsfrequenz bisher nicht zu erwarten, da im Magnetfeld die Weiß' sehen Bezirke ausgerichtet werden müssen (dadurch bedingt sind zum Beispiel Rotationsverluste des magnetischen Materials) . Hingegen ist durch neue Materialien und neue Herstellungsmethoden in der
Halbleitertechnologie ein weitaus rascherer Anstieg zu immer höhere Grenzfrequenzen feststellbar.
Auch in Bezug auf Kurzschlussicherheit oder Überstromsi- cherheit weisen bekannte Schaltungen meist Nachteile auf, da diese Sicherheiten nur mit zusätzlichen Schaltungen oder Schaltungsteilen erzielt werden kann oder darauf verzichtet werden muss .
Aus der WO 94/06260 AI ist ein Vorschaltgerät für eine Gasentladungslampe bekannt, welches einen Sperrwandler und einen nachgeschalteten Wechselrichter und keinen Transformator enthält. Zur Reduktion der Schaltverluste und der ins Netz zurückgestrahlten Störungen enthält der Sperrwandler einen Serien- und Parallelresonanzkreis in Kombination, die als Energie-Zwischenspeicher dienen. Die Schaltverluste des Leistungsschalters des Vorschaltgerätes werden dadurch reduziert, dass ein Schalten des Leistungsschalters zu einem Zeitpunkt erfolgt, in dem der Strom durch den Leistungsschalter minimal ist. Eine galvanische Trennung sowie eine Kurzschluß- und Überstromsicherheit kann mit dieser Schaltung jedoch nicht erreicht werden.
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, ein Schaltnetzteil zu entwickeln, mit dem eine Reduktion der oben angeführten Nachteile erzielbar ist. Insbesondere soll sich die Schaltung durch geringere Größe, geringere Kosten und eine höhere Sicherheit verglichen mit herkömmlichen Schaltnetzteilen auszeichnen.
Gelöst wird die erfindungsgemäße Aufgabe dadurch, dass die Ubertragungsschaltung durch einen aus zumindest einer Kapazität und zumindest einer Induktivität aufgebauten Bandpass (in der Folge mit LC-Bandpass bezeichnet) gebildet ist, dessen Resonanzfrequenz außerhalb der Schaltfrequenz der EingangsSchaltung liegt. Gewissermaßen wird zur Übertragung des durch die Ein- gangsSchaltung "zerhackten" Signals eine frequenzselektive Schaltung anstelle eines Transformators eingesetzt. Der LC-Band- pass bewirkt eine Spitzenstrombegrenzung durch die Summe der Scheinwiderstände. Mit der erfindungsgemäßen Schaltung ist ein höherer Wirkungsgrad erzielbar, da die Verluste der verwendeten Kondensatoren kleiner im Vergleich zu jenen eines Transformators sind und auch die absoluten Verluste der verwendeten Induktivitäten durch die kleinere Baugröße geringer sind. Die Kosten für die Kondensatoren und Spulen des erfindungsgemäß eingesetzten Bandpasses sind wesentlich geringer als die Herstellungskosten eines Transformators. Die nachteiligen Streuinduktivitäten in der bei gleicher Leistung im Vergleich zum Transformator kleineren Spule sind ebenfalls kleiner.
Wenn der LC-Bandpass so dimensioniert wird, dass dessen Resonanzfrequenz oberhalb der Schaltfrequenz der Eingangsschaltung liegt, können auch die Ausschaltverluste reduziert werden. Wenn vor dem nächsten Schaltzyklus die Kondensatoren zum großen Teil aufgeladen sind und somit nahezu kein Strom mehr fließt, können die Bauelemente der Schaltstufe, meist Transistoren in nahezu stromlosem Zustand ausgeschaltet werden, wodurch die Ausschaltverluste nahezu verschwinden. Das Aufladen der Kondensatoren benötigt allerdings Zeit, was sich in einer niedrigeren maximalen Betriebsfrequenz und damit einer niedrigeren übertragbaren Leistung äußert. Es muss daher ein Kompromiss zwischen den Ausschaltverlusten und der maximalen Betriebsfrequenz eingegangen werden. Wird der LC-Bandpass so dimensioniert, dass dessen Resonanzfrequenz unterhalb der Schaltfrequenz der EingangsSchaltung liegt, können die Ausschaltverluste nicht reduziert werden.
Gemäß einem weiteren Merkmal der Erfindung besteht der LC- Bandpass aus einer Serienschaltung zumindest eines Kondensators und zumindest einer Spule. Dies stellt die einfachste und somit auch kostengünstigste Realisierung der erfindungsgemäßen Schaltung dar. Der Kondensator und die Spule können dabei natürlich aus mehreren Einzelbauteilen aufgebaut sein.
Eine symmetrische Anordnung wird erzielt, wenn der LC-Bandpass aus zwei zwischen dem Eingang und dem Ausgang der Ubertragungsschaltung parallel angeordneten Serienschaltungen jeweils zumindest eines Kondensators und zumindest einer Spule besteht, wobei die Werte für den oder jeden Kondensator und die oder jede Spule jeder Serienschaltung im wesentlichen gleich sind. Dadurch verringert sich einerseits die Bauteilbelastung und andererseits kann eine galvanische Trennung erzielt werden. Es handelt sich um eine frequenzselektive galvanische Trennung durch Hochpasswirkung der Kondensatoren. Dies ist vergleichbar mit handelsüblichen Mantelstromfiltern für Antennenanlagen um Erdschleifen zu eliminieren, bei denen im Mantel des Antennenkabels eine Kopplungskapazität eingesetzt wird. Die Energieübertragung erfolgt in diesem Fall durch das elektrostatische Feld der Kondensatoren.
Wenn im obenstehenden Fall der Wert des resultierenden Kondensators jeder Serienschaltung des LC-Bandpasses kleiner oder gleich lOnF beträgt, kann mit der Schaltung eine galvanische Trennung ohne Verwendung eines Transformators erfolgen, welche den üblichen gesetzlichen Sicherheitsanforderungen genügt. Der Grenzwert von lOnF für die Kopplungskapazität zwischen Primär- und Sekundärseite ist beispielsweise für medizinisch-technische Geräte einschlägigen Normen zu entnehmen. Aufgrund der kleinen Ladungsmengen durch die kleine Kapazität erfüllt die Anordnung die Voraussetzungen für eine galvanische Trennung. Ab einer Betriebsfrequenz von einigen Kilohertz ist ein Transformators im Gegensatz zu derartigen Kondensatoren wesentlich größer, teurer und verlustreicher.
Weitere Vorteile können erzielt werden, wenn zumindest eine Spule des LC-Bandpasses eine in Abhängigkeit der Zeit oder des Stromes veränderliche Induktivität aufweist. Insbesondere die Verwendung einer sogenannten Sättigungsspule, welche zum EinschaltZeitpunkt eine hohe Induktivität und danach eine sehr niedrige Induktivität, nämlich die Sättigungsinduktivität, aufweist, ist von Vorteil, da dadurch zu Beginn eines Schaltvorganges der Stromanstieg verzögert wird und dadurch die Schalter, meist Transistoren in der Schaltstufe in möglichst stromlosem Zustand eingeschaltet werden, wodurch die Schaltverluste reduziert werden. Nach dem Schaltvorgang geht die Spule in Sättigung und lässt den gesamten Strom fließen. Die Dimensionierung der Sättigungsspule erfolgt durch geeignete Auswahl des Magnetkernmaterials, des Kernvolumens und der Windungszahl. Die Verwendung einer Sättigungsspule in Serie zu einem Thyristor ist beispielsweise der DE 33 34 794 AI zu entnehmen.
Eine Erhöhung der Betriebssicherheit durch eine möglichst vollständige Trennung zwischen Eingangsseite und Ausgangsseite der Schaltung kann dadurch erzielt werden, wenn an der Eingangs- seite der EingangsSchaltung ein Tiefpassfilter angeordnet ist, dessen Grenzfrequenz wesentlich unterhalb der Resonanzfrequenz des LC-Bandpasses liegt. Die Grenzfrequenz des Tiefpasses sollte dabei so weit unter der Resonanzfrequenz des Bandpasses liegen, dass die Dämpfung der Übertragungsfunktion im Sperrbereich zwischen Tiefpass und Bandpass möglichst groß ist. In Kombination mit dem erfindungsgemäßen Bandpass des Schaltnetzteils kann die Übertragung primärseitiger hochfrequenter Störfrequenzen und Transienten an die Sekundärseite und damit an die Last vermieden werden. Durch die Kombination des Tiefpasses und des Bandpasses und deren Dimensionierung kann in keinem Frequenzbereich eine "selbständige" Energieübertragung von der Primärseite zur Sekundärseite stattfinden. Beispielsweise können höherfrequente Netzstörungen, die im Durchlassbereich des Bandpasses liegen, durch den Tiefpass wirkungsvoll gedämpft werden. Die Energieübertragung wird durch die Schaltfrequenz der EingangsSchaltung ermöglicht, durch welche das EingangsSignal frequenzmäßig in den Durchlassbereich des LC-Bandpasses "gehoben" wird. Ohne das eingangssei- tige Tiefpassfilter könnten eingangsseitige Störfrequenzen, welche im Durchlassbereich des LC-Bandpasses liegen, an die Sekundärseite übertragen werden und dort zu Schäden an der Last oder den nachfolgenden Schaltungen und zu Gefährdungen von Personen und zu unzulässigen Energieübertragungen führen.
An Hand der beigefügten Abbildungen, welche Prinzipskizzen zur Erläuterung der Erfindung sowie ein bevorzugtes Ausführungs- beispiel eines erfindungsgemäßen Schaltnetzteiles zeigen, werden die erfindungsgemäßen Merkmale näher erläutert.
Darin zeigen:
Fig. 1 das prinzipielle Blockschaltbild eines Schaltnetzteils,
Fig. 2 die übliche Ausführung der Übertragungseinrichtung eines Schaltnetzteils in Form eines Transformators,
Fig. 3 die erfindungsgemäße Ausführung der Übertragungseinrichtung eines Schaltnetzteils in Form eines LC-Bandpasses,
Fig. 4 den prinzipiellen Verlauf der Impedanz eines LC- Bandpasses in Abhängigkeit der Frequenz,
Fig. 5 das Schaltbild einer vorteilhaften Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Schaltnetzteils,
Fig. 6 die prinzipielle Übertragungsfunktion der Schaltung gemäß Fig. 5 in Abhängigkeit der Frequenz, und Fig. 7a bis 7c die zeitlichen Verläufe eines Schaltstromes durch eine Sättigungsdrossel und deren Induktivität während eines Einschaltvorganges .
In Fig. 1 ist ein prinzipielles Blockschaltbild eines Schaltnetzteils wiedergegeben. Nach allfälligen Transformatoren oder Gleichrichtern (nicht dargestellt) , liegt ein EingangsSignal in Form einer EingangsSpannung Ue bzw. eines EingangsStroms Ie vor, das in einer Eingangsschaltung 1 "zerhackt" wird. Zu diesem Zweck ist die EingangsSchaltung 1 mit einer Steuerungsschaltung 5 verbunden, in der die Frequenz, mit der das Eingangssignal "zerhackt" wird, erzeugt oder festgelegt wird. In einer Ubertragungsschaltung 2 wird die von der EingangsSchaltung 1 gelieferte Größe in eine entsprechende Größe transformiert bzw. übertragen. In der Regel besteht die Ubertragungsschaltung 2 aus einem Transformator (siehe Fig. 2) . Danach erfolgt in der Ausgangsschaltung 3 eine weitere Aufbereitung des elektrischen Signals, beispielsweise eine Gleichrichtung und Siebung, bevor das Signal an die jeweilige Last 4 angelegt wird. Über die Steuerungsschaltung 5 kann weiters eine Regelung des Schaltnetzteils erfolgen, sodass an der Last 4 eine bestimmte AusgangsSpannung Ua bzw. ein bestimmter Ausgangsstrom Ia oder eine gewünschte Ausgangsleistung Pa unabhängig vom Eingangssignal, auftritt. Die Last 4 kann, wie angedeutet, auch variabel sein.
Fig. 2 zeigt den herkömmlichen Fall des Einsatzes eines Transformators 6 als Ubertragungsschaltung 2 eines Schaltnetzteiles gemäß Fig. 1. Mit Hilfe des Transformators 6 wird eine Primärspannung UP bzw. ein Primärstrom lP in eine Sekundärspannung Us bzw. einen Sekundärstrom Is umgewandelt.
In Fig. 3 ist die erfindungsgemäße Ausführung der Ubertragungsschaltung 2 des Schaltnetzteils in Form eines LC-Bandpasses 7 dargestellt. In der gezeigten Ausführung besteht der LC-Bandpass 7 aus zwei Serienschaltungen jeweils eines Kondensators C sowie einer Spule L jeweils gleicher Größe. In der einfachsten Ausführung besteht die Ubertragungsschaltung 2 aus einer Serienschaltung eines Kondensators C und einer Spule L. Es sind auch LC-Bandpässe höherer Ordnung oder Serien- oder Parallelschaltungen von Induktivitäten oder Kapazitäten zur Strom- oder Spannungsaufteilung möglich. Erfindungsgemäß werden die Werte für die Kondensatoren C und Spulen L so festgelegt, dass die durch die Kondensatoren C und die Spulen L festgelegte Resonanzfrequenz fo des Bandpasses außerhalb der Schaltfrequenz fs der Eingangsschaltung 1 des Schaltnetzteils liegt. Man kann die erfindungsgemäße Realisierung der Ubertragungsschaltung 2 auch als Serienschwingkreis betrachten, der außerhalb seiner Resonanzfrequenz f0 betrieben wird, resultierend in einer frequenzabhängigen Impedanz der Ubertragungsschaltung 2.
Durch die erfindungsgemäße Realisierung der Ubertragungsschaltung 2 in Form eines LC-Bandpasses 7 kann der üblicherweise verwendete Transformator vermieden werden. Dadurch fallen auch die Nachteile eines Transformators, wie hohe Verluste, großes Volumen, hohes Gewicht und hohe Herstellungskosten, weg. Der LC- Bandpass 7 gemäß Fig. 3 besteht aus zwei Serienschaltungen jeweils eines kapazitiven und eines induktiven Blindwiderstandes. Durch die Spule L wird der Spitzenstrom beim Einschalten begrenzt. Der sich aufladende Kondensator C hingegen legt die übertragbare Energie fest, das heißt es wird nach dem vollständigen Aufladen des Kondensators C eine weiter Übertragung der Energie unterbunden. Daher ist diese Kombination aus C und L in Serienschaltung unbedingt erforderlich. Die Spule L bewirkt ein sanftes Anlaufen des Stromes und begrenzt somit die Einschaltverluste. Gegenüber einem Transformator weisen der Kondensator C und die Spule L wesentlich geringere Verluste auf . Insbesondere bei hohen Frequenzen werden die Vorteile der erfindungsgemäßen Schaltung gegenüber der Anwendung eines Transformators besonders deutlich. Wenn die Bauteilwerte in jeder Serienschaltung im wesentlichen gleich groß sind, wird die Bauteilbelastung minimiert. Eine asymmetrische Anordnung bewirkt zwar unterschiedliche Bauteilbelastungen, kann aber auch von Vorteil sein. So kann beispielsweise eine Sättigungsspule nur in einem Zweig vorgesehen werden, durch welche die Einschaltverluste reduziert werden können. Anstelle zweier Serienschaltungen eines Kondensators C und einer Spule L würde theoretisch auch eine genügen, wobei dann allerdings nicht der Vorteil der galvanischen Trennung verbunden wäre.
Es handelt sich bei der erfindungsgemäßen Realisierung der Ubertragungsschaltung 2 um einen Serienschwingkreis, dessen Gesamtimpedanz einen realen Verlauf in Abhängigkeit der Frequenz entsprechend Fig. 4 aufweist. Bei einer Resonanzfrequenz f0 ist die Impedanz minimal, theoretisch im verlustfreien Fall sogar gleich null. Allerdings handelt es sich bei der gegenständlichen Anwendung nicht um einen Serienschwingkreis im herkömmlichen Sinn, da eine Schwingung nicht erwünscht und durch die externe Beschaltung auch nicht möglich ist. Vielmehr wird die Serienschaltung des Kondensators C und der Spule L außerhalb der Resonanzfrequenz fo betrieben, sodass eine Steuerung der Impedanz durch Änderung der Frequenz f möglich wird. Die Schaltung kann in Verbindung mit dem Lastwiderstand als frequenzgesteuerter Spannungsteiler angesehen werden. Dabei ist es vorteilhaft, wenn die Betriebsfrequenz unterhalb der Resonanzfrequenz f0 gewählt wird. Durch Variation der Schaltfrequenz fs in einem bestimmten Frequenzbereich fsi bis fs2 kann eine Veränderung der Ausgangsleistung erreicht werden.
Fig. 5 zeigt eine vorteilhafte Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Schaltnetzteils. Eingangsseitig ist ein Tiefpass 8 angeordnet, der höherfrequente Störungen unterdrückt. Danach folgt die Eingangsschaltung 1 bestehend aus einem Gleichrichter und dem Zerhacker, welcher von einer Steuerungsschaltung 5 angesteuert wird. Die Ubertragungsschaltung 2 besteht aus einem aus zwei Serienschaltungen jeweils eines Kondensators C und einer Induktivität L gebildeten LC-Bandpass. Nach einer Ausgangsschal- tung 3, welche in diesem Fall durch einen Gleichrichter und einen Tiefpass gebildet ist, ist ausgangsseitig eine Last 4 angeschlossen.
Fig. 6 zeigt die prinzipielle Übertragungsfunktion der Schaltung gemäß Fig. 5 in Abhängigkeit der Frequenz f. Dabei liegt die Grenzfrequenz fG des Tiefpasses 8 wesentlich unterhalb der Resonanzfrequenz f0 des LC-Bandpasses der Ubertragungsschaltung 2, sodass unerwünschte Störungen im Sperrbereich des Tiefpasses 8 ausreichend gedämpft werden.
Die Fig. 7a bis 7c zeigen die zeitlichen Verläufe eines Schaltstromes durch eine Sättigungsdrossel und deren Induktivität während eines Einschaltvorganges. In Fig. 7a ist ein Einschaltvorgang skizziert, beispielsweise der Basisstrom eines Transistors als elektronischer Schalter. In Fig. 7b ist der entsprechende zeitliche Verlauf des Stromes I(t) durch eine Sättigungsspule L(t) sowie in Fig. 7c die Induktivität L(t) der Sättigungsspule L(t) in Abhängigkeit der Zeit t während des Einschaltvorganges skizziert. Nach dem Einschalten steigt der Strom durch die relativ hohe Induktivität der Spule L(t) nur sehr langsam an. Durch entsprechende Dimensionierung der Spule L(t) kann erreicht werden, dass bei einem genau festgelegten Strom Is, gegeben durch die Betriebsspannung und die bereits verstrichene Einschaltzeit, die Spule L(t) in Sättigung geht. Der Bereich der Kernsättigung ist dadurch gekennzeichnet, dass der magnetische Fluss trotz Erhöhung des Stromes in der Spule L(t) nicht nennenswert erhöht werden kann. Im Bereich der Sättigung sind annähernd sämtliche Elementarmagnete des Kernmaterials in Vorzugsrichtung ausgerichtet. Im Bereich der Sättigung sinkt der induktive Widerstand der Wicklung, wodurch nur der unerwünschte ohm'sche Anteil des Widerstandes den Strom in der Wicklung begrenzt. Daher sinkt die Induktivität der Spule L(t) auf einen Minimalwert Lmιn ab. Dieser ist hauptsächlich durch die Windungszahl und das Kernmaterial der Spule L(t) bestimmt. Der Strom I(t) dagegen steigt nun rascher auf seinen durch die Last begrenzten Maximalwert Imax an. Die Dimensionierung der Spule L(t) erfolgt vorzugsweise durch geeignete Auswahl des Magnetkernmaterials, die Windungszahl und das Kernvolumen. Diese Parameter beeinflussen nicht nur den Zeitpunkt ts, bei dem die Spule L(t) in Sättigung geht, sondern auch das Verhalten, wie der Übergang in die Sättigung erfolgt, d.h. beispielsweise die Steilheit des Stromanstieges im Bereich der Sättigung der Spule L(t) .

Claims

Patentansprüche :
1. Schaltnetzteil umfassend eine Eingangsschaltung (1) zum periodischen Ein- und Ausschalten einer EingangsSpannung (Ue) bzw. eines EingangsStroms (Ie) mit einer Schaltfrequenz (fs), eine daran angeschlossene Ubertragungsschaltung (2) und eine an diese angeschlossene Ausgangsschaltung (3), an die eine Last (4) anschließbar ist, dadurch gekennzeichnet, dass die Übertragungs- schaltung (2) durch einen aus zumindest einer Kapazität (C) und zumindest einer Induktivität (L) aufgebauten Bandpass (7) gebildet ist, dessen Resonanzfrequenz (f0) außerhalb der Schaltfrequenz (fs) der Eingangsschaltung (1) liegt.
2. Schaltnetzteil nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Resonanzfrequenz (fo) des LC-Bandpasses (7) oberhalb der Schaltfrequenz (fs) der Eingangsschaltung (1) liegt.
3. Schaltnetzteil nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der LC-Bandpass (7) durch eine Serienschaltung zumindest eines Kondensators (C) und zumindest einer Spule (L) besteht.
4. Schaltnetzteil nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass der LC-Bandpass (7) aus zwei zwischen dem Eingang und dem Ausgang der Ubertragungsschaltung (2) parallel angeordneten Serienschaltungen jeweils zumindest eines Kondensators (C) und zumindest einer Spule (L) besteht, wobei die Werte für den oder jeden Kondensator (C) und die oder jede Spule (L) jeder Serienschaltung im wesentlichen gleich groß sind.
5. Schaltnetzteil nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass der Wert des resultierenden Kondensators (C) jeder Serienschal- tung des LC-Bandpasses (7) kleiner oder gleich lOnF beträgt.
6. Schaltnetzteil nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass zumindest eine Spule (L) des LC-Bandpasses (7) eine in Abhängigkeit der Zeit oder des Stromes veränderliche Induktivität (L(t)) aufweist.
7. Schaltnetzteil nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass an der Eingangsseite der Eingangsschaltung (1) ein Tiefpassfilter (8) angeordnet ist, dessen Grenzfrequenz (fo) wesentlich unterhalb der Resonanzfrequenz (fo) des LC-Bandpasses (7) liegt.
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