WO2000049705A1 - Schaltungsanordnung zur erzeugung einer versorgungsspannung - Google Patents

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Definitions

  • Circuit arrangement for generating a supply voltage
  • the invention relates to a circuit arrangement for generating a supply voltage for an electrical consumer, such as Evaluation electronics, from the magnetic field surrounding a current-carrying conductor, comprising a current transformer, the primary winding of which is formed by the current-carrying conductor and the secondary winding is followed by a rectifier and, via a diode, a storage capacitor and a control circuit regulating the supply voltage applied to the storage capacitor.
  • Rogowsky converters are increasingly being used to measure current in electrical lines.
  • the measurement signal of these converters is a voltage which corresponds to the integral of the current to be measured and is generally only a few 100mV / kA.
  • This signal is conditioned by electronic means, primarily microcontroller circuits, and either evaluated directly on site or fed to an external display and evaluation unit.
  • the electronics required for the conditioning, which are located directly at the measuring point, require an autonomous power supply.
  • the voltage range of the conductor carrying the current to be measured is relatively large and can range from 100V "to a few kV". So that the voltage supply circuit and with it the entire evaluation electronics and subsequently the Rogowsky converter can be used regardless of the voltage level present on the conductor or can be easily moved from a conductor with a first voltage position to a conductor with a second voltage position, these are removed Generation of the supply voltage required auxiliary energy from the magnetic field (H field) that surrounds the conductor when current flows.
  • the current transformer uses various current transformers in which, as already mentioned at the beginning, the primary winding is formed by the current-carrying conductor and the secondary current of which is rectified and fed to a storage capacitor.
  • the comparator switches the transistor to short circuit, as a result of which the charging of the capacitor is ended, but the transistor must carry the entire converter current.
  • the voltage applied to the conductor can vary greatly, the current to be measured can fluctuate in a relatively large range, for example the ratio of the minimum measuring current to the maximum measuring current is ⁇ 1: 300 and the ratio of the minimum measuring current to the possible short-circuit current the measuring probe and power supply must survive undamaged at 1: 3000.
  • the main disadvantage of the discussed method of decoupling energy from the magnetic field of the conductor for the voltage supply is that the secondary current flows through it
  • Rectifier is connected upstream of a choke.
  • Circuit design limits the power loss through the reactance of the choke.
  • the winding of the choke is formed by the secondary winding of the current transformer, which secondary winding around the current transformer core and another at the same time
  • Magnetic core is wound.
  • the further magnetic core has at least one air gap.
  • Inductance of the choke can be adjusted or adapted to changed conditions.
  • Fig.l the circuit diagram of a first embodiment of the invention
  • Circuit arrangement 2a, b the voltage across the secondary winding of the current transformer voltage U M M and the current flowing through this secondary winding 4 current over time, each at a small current through the conductor 2;
  • FIG. 4 shows the circuit diagram of a second, particularly preferred embodiment of the circuit arrangement according to the invention.
  • the circuit arrangement shown in Fig.l for generating a supply voltage UA for an electrical consumer essentially comprises the current transformer M, the primary winding of which is formed by a current-carrying conductor 2.
  • the assemblies rectifier 6 (here formed by a Graetz circuit) and, via a diode 7, a storage capacitor 8 and a control circuit 9, which supply voltage applied to the storage capacitor 8 U A regulates.
  • the inductor L is provisionally not installed, ie replaced by a short circuit.
  • the control circuit 9 consists essentially of a comparator 91, the output of which drives a transistor 92. This transistor 92 is connected to the DC voltage poles of the rectifier 6 and can short-circuit them when appropriately activated by the comparator 91. A reference voltage proportional to the target supply voltage is connected to the first input of the comparator 91.
  • this reference voltage is generated by means of a series circuit comprising resistor 93 and Zener diode 94, which series circuit is connected to storage capacitor 8.
  • the connecting line between resistor 93 and Zener diode 94 is routed to the first input of comparator 91.
  • a voltage which is proportional to the present supply voltage U A is applied, which is generated by means of the voltage divider consisting of the resistors 95, 96.
  • the comparator 91 changes the level of its output voltage so that the transistor 92 becomes conductive and thus short-circuits the rectifier output.
  • the supply current II drawn by the load is now drawn from the storage capacitor 8 until its voltage has dropped below the target supply voltage.
  • the comparator 91 then switches the transistor 92 off again, so that the rectifier 6 can supply current to the storage capacitor 8 and the load connected in parallel therewith.
  • this circuit arrangement makes it possible to generate the supply voltage U A from the magnetic field that surrounds the current-carrying conductor 2.
  • the present invention lies in the dimensioning of the current transformer M and in the simultaneous provision of the inductor L, which is connected upstream of the rectifier 6.
  • Current transformer M is designed in accordance with the invention in such a way that it converts into its magnetic current through all the current strengths to be expected in conductor 2, ie even through the smallest current strength at which a sufficiently high supply voltage U A must be generated
  • the current transformer M must (by appropriate selection of the magnetic properties of the core, its geometric dimensions, the number of turns of the secondary winding, etc.) be dimensioned such that its saturation flow ⁇ max ----- vudt is just large enough for the smallest current to be to supply the nominal voltage U A to the load. Since the current transformer M is driven in its entire operating range, that is to say driven by each primary current I M into magnetic saturation, the transmitted voltage time area ( ⁇ udt) remains constant, ie regardless of the level of the current IM.
  • the inductor L merely represents an inductive resistance. As shown in FIG. 2a, the transmitted voltage time area vudt is divided into the inductor L.
  • this constant voltage time area ⁇ udt is converted into a constant peak current Is, that is to say independent of the magnitude of the current I M , since yes I - - • vudt and the inductance of the inductor L is constant, as is the voltage time area. This also means that the primary to the secondary side of the
  • the transmitted energy increases at higher primary currents I M because the voltage time area vudt shifts in the direction of the choke L.
  • the maximum transferable energy is limited to the value at which the entire voltage time area lies on the choke L.
  • the control circuit 9 connected downstream of the converter-choke combination ensures, in the manner already discussed, that the supply voltage applied to the storage capacitor 8
  • the choke L produces high di / dt values at high measuring currents IM, in particular with non-sinusoidal currents
  • this integration is that the winding of the inductor L through
  • Secondary winding 4 of the current transformer M is formed.
  • the secondary winding 4 is not only around the current transformer core 1, but at the same time around another magnetic core
  • the core 1 forms the current transformer M operating as a saturation transformer, through which the conductor rail 2 is guided.
  • the magnetic core 3 forms with the current transformer winding
  • the inductor L and is preferably provided with at least one air gap 5, by means of the dimensioning of which air gap 5 the inductance value of the inductor L can be set.

Abstract

Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer Versorgungsspannung (UA) für einen elektrischen Verbraucher, wie z.B. Auswert-Elektronik, aus dem einen stromdurchflossenen Leiter (2) umgebenden Magnetfeld, umfassend einen Stromwandler (M), dessen Primärwicklung durch den stromdurchflossenen Leiter (2) gebildet ist und dessen Sekundärwicklung (4) ein Gleichrichter (6) und über eine Diode (7) ein Speicherkondensator (8) sowie eine, die am Speicherkondensator (8) anliegende Versorgungsspannung (UA) regelnde Regelschaltung (9) nachgeschaltet sind, wobei der Stromwandler (M) durch sämtliche im Leiter (2) zu erwartende Stromstärken in seine magnetische Sättigung steuerbar ist und dem Gleichrichter (6) eine Drossel (L) vorgeschaltet ist.

Description

Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer Nersorgungsspannung
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer Versorgungsspannung für einen elektrischen Verbraucher, wie z.B. Auswert-Elektronik, aus dem einen stromdurchflossenen Leiter umgebenden Magnetfeld, umfassend einen Stromwandler, dessen Primärwicklung durch den stromdurchflossenen Leiter gebildet ist und dessen Sekundärwicklung ein Gleichrichter und über eine Diode ein Speicherkondensator sowie eine, die am Speicherkondensator anliegende Versorgungsspannung regelnde Regelschaltung nachgeschaltet sind.
Zur Strommessung in elektrischen Leitungen werden vermehrt Rogowskywandler eingesetzt. Das Meßsignal dieser Wandler ist eine Spannung, die dem Integral des zu messenden Stromes entspricht und im allgemeinen nur einige 100mV/kA groß ist. Dieses Signal wird mit elektronischen Mitteln, vornehmlich mit Microcontroller-Schaltungen, konditioniert und entweder direkt vor Ort ausgewertet oder einer extern liegenden Anzeige und Auswerteinheit zugeführt. Die zur onditionierung notwendige, unmittelbar an der Meßstelle liegende Elektronik benötigt eine autonome Spannungsversorgung.
Bei der Konstruktion einer für diese Spannungsversorgung geeigneten Schaltung sind folgende Gegebenheiten zu berücksichtigen:
Der Spannungsbereich jenes Leiters, der den zu messenden Strom führt, ist relativ groß und kann von 100V« bis einige kV« reichen. Damit die Spannungsversorgungs-Schaltung und mit ihr die gesamte Auswert-Elektronik und in weiterer Folge der Rogowskywandler unabhängig von der am Leiter anliegenden Spannungshöhe eingesetzt bzw. problemlos von einem Leiter mit erster Spannungslage auf einen Leiter mit zweiter Spannungslage versetzt werden kann, entnimmt man die zur Erzeugung der Versorgungsspannung erforderliche Hilfsenergie aus dem Magnetfeld (H-Feld), das den Leiter bei Stromfluß umgibt. Hierfür werden vom Meßwandler verschiedene Stromwandler verwendet, bei welchen -wie bereits eingangs angeführt- die Primärwicklung durch den stromdurchflossenen Leiter gebildet ist und deren Sekundärstrom gleichgerichtet und einem Speicherkondensator zugeführt wird. Zwischen der Gleichrichterbrücke und dem Speicherkondensator liegt eine weitere Diode und parallel zur Brücke ein Schalttransistor, der von einem Komparator angesteuert wird. Erreicht der Kondensator zufolge des Stromflusses die Sollspannung, schaltet der Komparator den Transistor auf Kurzschluß, wodurch die Ladung des Kondensators beendet ist, aber der Transistor den gesamten Wandlerstrom tragen muß. So wie die am Leiter anliegende Spannung stark variieren kann, kann auch der zu vermessende Strom in einem relativ großen Bereich schwanken, beispielsweise liegt das Verhältnis vom minimalen Meßstrom zum maximalen Meßstrom bei <1 :300 und das Verhältnis vom minimalen Meßstrom zum möglichen Kurzschlußstrom, den die Meßsonde samt Spannungsversorgung unbeschadet überstehen muß bei 1 :3000. Der wesentliche Nachteil der erörterten Methode, aus dem Magnetfeld des Leiters Energie zur Spannungsversorgung auszukoppeln, ist, daß im vom Sekundärstrom durchflossenen
Stromkreis, wegen der hohen Stromvariation im Lastkreis (beim kleinsten Meßstrom muß schon voll gemessen werden können, beim um den Faktor 3000 größeren Kurzschlußstrom muß noch gemessen werden können) sehr hohe Verluste auftreten, die in einem krassen
Mißverhältnis zur Nutzleistung stehen. Es geht hierbei weniger um den Energieverlust, sondern vielmehr um die Erwärmung der Meßeinrichtung.
Es ist Aufgabe der Erfindung, eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer
Versorgungsspannung der eingangs angeführten Art anzugeben, bei welcher diese
Energieverluste zuverlässig reduziert werden.
Erfindungsgemäß wird dies dadurch erreicht, daß der Stromwandler durch sämtliche im
Leiter zu erwartenden Stromstärken in seine magnetische Sättigung steuerbar ist und daß dem
Gleichrichter eine Drossel vorgeschaltet ist.
Während bei der obenstehend erläuterten bekannten Schaltungsanordnung die Verlustleistung nur durch den ohmschen Widerstand der Sekundärwicklung begrenzt bzw. an diesem
Widerstand zur Gänze in Wärme umgesetzt wird, ist beim erfindungsgemäßen
Schaltungsaufbau die Verlustleistung auch durch den Blindwiderstand der Drossel begrenzt.
Damit wird die im Sekundärkreis auftretende Verlustleistung etwa um den Faktor 10 reduziert. Darüber hinaus wird diese bereits reduzierte Verlustleistung nicht nur durch den ohmschen Widerstand der Sekundärwicklung, sondern auch durch den Blindwiderstand der
Drossel abgebaut. Die an der Drossel abgebaute Verlustleistung ist aber Blindleistung, welche zu keiner Erwärmung der Spannungsversorgungseinrichtung führt.
Gemäß einer besonders bevorzugten Ausführungsform der Erfindung kann vorgesehen sein, daß die Wicklung der Drossel durch die Sekundärwicklung des Stromwandlers gebildet ist, welche Sekundärwicklung gleichzeitig um den Stromwandler-Kern und einen weiteren
Magnetkern gewickelt ist.
Damit wird auf sehr einfache Weise vermieden, daß die bei hohen Strömen durch den Leiter
2 auftretenden hohen Stromanstiegsraten di/dt zu hohen Spitzenspannungen an der
Stromwandler-Sekundärwicklung führen.
In diesem Zusammenhang kann vorgesehen sein, daß der weitere Magnetkern zumindest einen Luftspalt aufweist.
Durch Veränderung der Größe dieses Luftspaltes kann in besonders einfacher Weise die
Induktivität der Drossel eingestellt bzw. an geänderte Bedingungen angepaßt werden.
Die Erfindung wird nachstehend unter Bezugnahme auf die beigeschlossenen Zeichnungen näher erörtert. Dabei zeigt:
Fig.l das Schaltbild einer ersten Ausführungsform der erfindungsgemäßen
Schaltungsanordnung; Fig.2a,b die an der Sekundärwicklung des Stromwandlers M anliegende Spannung UM bzw. den durch diese Sekundärwicklung 4 fließenden Strom im Zeitablauf, jeweils bei einem kleinen Strom durch den Leiter 2;
Fig.3a,b die Spannungs- bzw. Stromverläufe gemäß Fig.2, jeweils bei einem großen Strom durch den Leiter 2 und
Fig.4 das Schaltbild einer zweiten, besonders bevorzugten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung.
Die in Fig.l dargestellte Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer Versorgungsspannung UA für einen elektrischen Verbraucher umfaßt im wesentlichen den Stromwandler M, dessen Primärwicklung durch einen stromdurchflossenen Leiter 2 gebildet ist. Im Sekundärkreis dieses Stromwandlers M sind angeordnet, d.h. der Sekundärwicklung 4 dieses Stromwandlers M nachgeschaltet, die Baugruppen Gleichrichter 6 (hier gebildet durch eine Graetz- Schaltung) und über eine Diode 7 ein Speicherkondensator 8 sowie eine Regelschaltung 9, welche die am Speicherkondensator 8 anliegende Versorgungsspannung UA regelt. Für die Erläuterung der Funktion dieser Schaltungsanordnung sei vorläufig die Drossel L nicht eingebaut, d.h. durch einen Kurzschluß ersetzt. Diese, also ohne die Drossel L ausgeführte, Schaltungsanordnung ist -wie bereits in der Einleitung angeführt- Stand der Technik und funktioniert wiederholend gesagt so, daß die vom Magnetfeld des Wechselstromes IM in der Sekundärwicklung 4 induzierte Spannung vom Gleichrichter 6 gleichgerichtet und über die Diode 7 an den Speicherkondensator 8 gelegt wird. Die Regelschaltung 9 besteht im wesentlichen aus einem Komparator 91, dessen Ausgang einen Transistor 92 ansteuert. Dieser Transistor 92 ist mit den Gleichspannungspolen des Gleichrichters 6 verbunden und kann diese bei entsprechender Ansteuerung durch den Komparator 91 kurzschließen. An den ersten Eingang des Komparators 91 ist eine der Soll- Versorgungsspannung proportionale Referenzspannung angeschlossen. Diese Referenzspannung wird gemäß Fig.l mittels einer Serienschaltung aus Widerstand 93 und Z- Diode 94 erzeugt, welche Serienschaltung mit dem Speicherkondensator 8 verbunden ist. Die Verbindungsleitung zwischen Widerstand 93 und Z-Diode 94 ist an den ersten Eingang des Komparators 91 geführt.
An den zweiten Eingang des Komparators 91 ist eine der momentan vorliegenden Versorgungsspannung UA proportionale Spannung angelegt, die mittels des aus den Widerständen 95,96 bestehenden Spannungsteilers erzeugt wird. Erreicht die aktuelle Versorgungsspannung ihren Sollwert, ändert der Komparator 91 den Pegel seiner Ausgangsspannung so, daß der Transistor 92 leitend wird und damit den Gleichrichterausgang kurzschließt. Der von der Last gezogene Versorgungsstrom II wird nun solange vom Speicherkondensator 8 bezogen, bis dessen Spannung unter die Soll- Versorgungsspannung abgesunken ist. Der Komparator 91 schaltet dann den Transistor 92 wieder aus, sodaß der Gleichrichter 6 Strom an den Speicherkondensator 8 und der parallel zu diesem geschalteten Last liefern kann.
Diese Schaltungsanordnung erlaubt es zusammenfassend also, die Versorgungsspannung UA aus dem Magnetfeld, das den stromdurchflossenen Leiter 2 umgibt, zu erzeugen. Bevorzugtes
Einsatzgebiet für derartige Schaltungsanordnungen ist die Erzeugung einer
Versorgungsspannung für die Auswertelektronik eines Rogowskywandlers. Auf dieses
Einsatzgebiet wird auch in der nachstehenden Erläuterung der Erfindung Bezug genommen, was aber nicht als Einschränkung der Erfindung auf dieses Anwendungsgebiet zu verstehen ist.
Die gegenständliche Erfindung liegt in der Dimensionierung des Stromwandlers M sowie im gleichzeitigen Vorsehen der Drossel L, welche dem Gleichrichter 6 vorgeschaltet ist. Der
Stromwandler M ist erfindungsgemäß so ausgelegt, daß er durch sämtliche im Leiter 2 zu erwartenden Stromstärken, d.h. bereits durch die kleinste Stromstärke, bei welcher eine ausreichend hohe Versorgungsspannung UA erzeugt werden muß, in seine magnetische
Sättigung gesteuert wird.
Diese kleinste Stromstärke, die eine ausreichend hohe Versorgungsspannung UA erfordert, ist beim bevorzugten Anwendungsgebiet durch die untere Meßbereichsgrenze des
Rogowskywandlers festgelegt.
Der Stromwandler M muß (durch entsprechende Auswahl der magnetischen Eigenschaften des Kernes, dessen geometrischen Abmessungen, der Windungszahl der Sekundärwicklung usw.) so dimensioniert sein, daß sein Sättigungsfluß Φmax ----- vudt beim kleinsten zu messenden Strom gerade groß genug ist, um die Nennspannung UA an der Last zu liefern. Da der Stromwandler M wie erörtert in seinem gesamten Betriebsbereich, d.h. von jedem Primärstrom IM in die magnetische Sättigung getrieben wird, bleibt die übertragene Spannungszeitfläche ( \udt ) stets, d.h. unabhängig von der Höhe des Stromes IM konstant.
Diese Funktion der Übertragung einer konstanten Spannungszeitfläche geht besser aus den Diagrammen der Fig.2 und 3 hervor:
Für den Bereich kleiner IM stellt die Drossel L lediglich einen induktiven Widerstand dar. Die übertragene Spannungszeitfläche vudt teilt sich, wie in Fig.2a dargestellt, auf die Drossel L
(AI) und die dazu in Serie liegende übrige Beschaltung, i.w.F. als „Last" bezeichnet, (Bl) auf. Bei größeren Strömen IM (vgl.Fig.3a,b) bekommt zwar die Sekundär Spannung UM einen steileren Verlauf (da u ≤ — ; bei Strömen mit größerer Amplitude, aber gleicher Kurvenform dt ist — größer), jedoch bleibt auch hier, wegen der Aussteuerung des Stromwandlerkernes in dt die Sättigung, die übertragene Spannungszeitfläche vudt konstant.
Durch die Drossel L wird diese konstante Spannungszeitfläche ϊudt in einen konstanten, d. h. von der Höhe des Stromes IM unabhängigen Scheitelstrom Is umgeformt, da ja I - — • vudt und die Induktivität der Drossel L genauso wie die Spannungszeitfläche konstant ist. Dadurch bleibt auch die von der Primär- auf die Sekundärseite des
Is2* L Stromwandlers M übertragene Energie W = stark begrenzt.
Da sich die maximal übertragbare Spannungszeitfläche vudt beim kleinsten Primärstrom IM zwischen der Last und der Drossel L aufteilt, steigt die übertragene Energie bei höheren Primärstromen IM noch an, da sich die Spannungszeitfläche vudt in Richtung Drossel L verschiebt. Die maximal übertragbare Energie ist jedoch bei jenem Wert begrenzt, bei dem die gesamte Spannungszeitfläche an der Drossel L liegt.
Figure imgf000007_0001
Die der Wandler-Drosselkombination nachgeschaltete Regelschaltung 9 sorgt in der bereits erörterten Weise dafür, daß die am Speicherkondensator 8 anliegende Versorgungsspannung
UA nicht zu hoch wird. Die Überschußenergie wird in den Widerständen in Wärme umgesetzt.
An der Drossel L entstehen bei einer Schaltungsanordnung gemäß Fig.1 zufolge der hohen di/dt- Werte bei hohen Meßströmen IM, insbesonders bei nichtsinusförmigen Strömen, hohe
Scheitelspannungen.
Diese können dadurch vermieden werden, daß die Drossel L in den Stromwandler M integriert wird, worin eine besonders bevorzugte und in Fig.4 dargestellte Ausführungsform der Erfindung liegt.
Konkret besteht diese Integration darin, daß die Wicklung der Drossel L durch die
Sekundärwicklung 4 des Stromwandlers M gebildet ist. Die Sekundärwicklung 4 ist dabei nicht nur um den Stromwandler-Kern 1, sondern gleichzeitig um einen weiteren Magnetkern
3 gewickelt.
Der Kern 1 bildet den als Sättigungswandler arbeitenden Stromwandler M, durch den die Stromschiene 2 hindurchgeführt ist. Der Magnetkern 3 bildet mit der Stromwandlerwicklung
4 die Drossel L und ist vorzugsweise mit zumindest einem Luftspalt 5 versehen, über die Dimensionierung welchen Luftspaltes 5 der Induktivitätswert der Drossel L eingestellt werden kann.
Genauso wie bei der Schaltungsanordnung nach Fig.l versucht hier ein Strom IM mit hoher Änderungsrate di/dt in der Stromwandlersekundärwicklung 4 eine hohe Spannung zu induzieren. Da die dem Magnetkreis 3 zugeführte Spannungszeitfläche \udt bedingt durch den Sättigungsfluß des Kernes 1 begrenzt ist, ergibt sich in der Wicklung 4 ein
Spannungszeitfläche vudt Is = —— , wobei L3 die vom Magnetkern 3 vorgegebene Induktivität der Drossel L ist.
Da hier die Änderungen des Stromes IM nicht ungehindert Spannungen in Wicklungen induzieren können, entstehen bei angeschlossener Elektronik keinerlei Überspannungen.

Claims

P A T E N T A N S P R Ü C H E
1. Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer Versorgungsspannung (UA) für einen elektrischen Verbraucher, wie z.B. Auswert-Elektronik, aus dem einen stromdurchflossenen Leiter (2) umgebenden Magnetfeld, umfassend einen Stromwandler (M), dessen Primärwicklung durch den stromdurchflossenen Leiter (2) gebildet ist und dessen Sekundärwicklung (4) ein Gleichrichter (6) und über eine Diode (7) ein Speicherkondensator (8) sowie eine, die am Speicherkondensator (8) anliegende Versorgungsspannung (UA) regelnde Regelschaltung (9) nachgeschaltet sind, dadurch gekennzeichnet, daß der Stromwandler (M) durch sämtliche im Leiter (2) zu erwartenden Stromstärken in seine magnetische Sättigung steuerbar ist und daß dem Gleichrichter (6) eine Drossel (L) vorgeschaltet ist.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, daß die Wicklung der Drossel (L) durch die Sekundärwicklung (4) des Stromwandlers (M) gebildet ist, welche Sekundärwicklung (4) gleichzeitig um den Strom wandler-Kern (1) und einen weiteren Magnetkern (3) gewickelt ist.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der weitere Magnetkern (3) zumindest einen Luftspalt (5) aufweist.
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