WO2000008815A1 - Sondage dynamique d'un canal de transmission - Google Patents
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- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/0202—Channel estimation
- H04L25/0224—Channel estimation using sounding signals
Definitions
- the present invention relates to a method for probing a transmission channel.
- the invention proposes a method for estimating the impulse response of a transmission channel.
- a transmitter transmits a signal in a transmission channel intended for a receiver.
- the transmitted signal undergoes amplitude and phase fluctuations in the transmission channel, so that the signal received by the receiver is not identical to it.
- the signal fluctuations are mainly due to what a person skilled in the art calls intersymbol interference. This interference can come from the modulation law used for transmission; it is also due to multipath propagation in the channel.
- the received signal generally comes from a large number of reflections in the channel, the different paths taken by the transmitted signal thus leading to various delays at the level of the receiver.
- the impulse response of the channel represents all of these fluctuations, to which the transmitted signal is subjected. This is therefore the fundamental characteristic representing the transmissions between the transmitter and the receiver.
- the impulse response of the channel is used in particular by an equalizer which precisely has the function of correcting the intersymbol interference in the receiver.
- a conventional method for making an estimate of this impulse response consists in having in the transmitted signal a training sequence formed of known symbols. This sequence is chosen according to the modulation law and the temporal dispersion of the channel, dispersion which should be understood here as the delay of an emitted symbol taking the longest path of the channel compared to this same symbol taking the path most short.
- the temporal dispersion is commonly expressed as a multiple of the duration which separates two successive transmitted symbols, ie a number of "symbol duration".
- the present invention thus relates to a method of probing a transmission channel which has significantly improved performance in a mobile environment.
- a transmission channel affected by a time dispersion d is probed from a training sequence and from a reception signal corresponding to this sequence, this by means of a matrix.
- measurement established from the learning sequence taking into account this temporal dispersion; the method comprises a step for producing the dynamic impulse response of this channel using the least squares technique such as the combination of a static response r with (d + 1) components and a time drift r 'which therefore depends on time.
- the method comprises a step for weighting this coefficient by the expression ⁇ / ( ⁇ + No) where N Q represents the modulus of the reception noise.
- N Q represents the modulus of the reception noise.
- reception noise modulus may be obtained by normalizing the energy of the instantaneous noise.
- the method comprises a step for finding the eigenvector rg associated with the largest eigenvalue of the covariance of the static response, the reception signal being defined by the expression drift coefficients.
- FIG. 1 a block diagram of the method according to the invention
- FIG. 2 a block diagram of a first variant of implementation of the invention
- FIG. 3 a block diagram of a second variant of implementation of the invention.
- FIG. 4 a block diagram of a third embodiment of one invention.
- the elements common to several figures are assigned a single reference.
- This system uses TS training sequences made up of 26 symbols noted an to a25 taking the value +1 or -1. These symbols coming from the transmitter are known to the receiver and one will thus include under the term "training sequence” any sequence of bits which are known a priori of this receiver by any means whatsoever.
- the sequence s of symbols received by the receiver corresponding to the training sequence TS transmitted by the transmitter is also formed by 26 symbols denoted SQ to s 25-
- estimation techniques use a measurement matrix M constructed from the learning sequence TS of length n.
- This matrix includes (nd) rows and (d + 1) columns, d always representing the temporal dispersion of the channel.
- the element appearing in the ith row and in the jth column is the (d + i- j) th symbol of the learning sequence: a4 a 3 & 2 ai ao as 4 a3 & 2 ai a6 as a4 a 3 a2
- the learning sequence is chosen such that the matrix M ⁇ is invertible where the operator represents the transposition.
- T is a diagonal matrix of dimension 22, the element of which appears in the ith row and in the ith column represents the time which corresponds to the (d + i) th symbol of the training sequence, that is to say the origin of time being arbitrarily fixed between the fifteenth and sixteenth symbols.
- equation (1) is expressed by the following two expressions:
- the dynamic impulse response CIR therefore appears as a vector with 10 components formed by the five components of the static response r and the five components of the time drift r '. It follows a relative complexity of the computations necessary by comparison with the traditional methods.
- a smoothing matrix L is constructed by smoothing the different responses obtained for the successively transmitted learning sequences, this in order to obtain an estimate of the covariance associated with this static response. Smoothing is understood here in a very general sense, that is to say any operation making it possible to smooth or to average the static response.
- a first example of smoothing consists in carrying out the average of the matrix rr n over a period supposed to include m learning sequences, the operator.
- a second smoothing example consists in updating, at the ith training sequence received, the smoothing matrix obtained in the (il) th training sequence by means of a multiplicative coefficient ⁇ , this factor being generally known under the name smoothing forget factor and being between 0 and 1:
- Li (rr h ) ⁇ riri h + (l- ⁇ ) Li_ ⁇ (rr h )
- Initialization can be done by any means, in particular by means of the first estimate r obtained or by an average obtained as above for a low number of learning sequences.
- a first solution consists in assigning Nn with a predetermined value which reflects a threshold below which it is unlikely that the additive noise can fall. This value could be determined by a signal-to-noise ratio measurement, or by the performance of the receiver, this by way of example.
- a second solution consists in considering that the last eigenvalue, (the weakest) of the smoothing matrix L is equal to NQ.
- N 0 () (s - Mr - ⁇ 0 Tu 0 ) n (s - Mr - ⁇ 0 Tu 0 )
- the additive noise is therefore obtained by normalizing the energy of the instantaneous noise.
- weighted coefficient ⁇ pp tends to zero when the transmission channel is stationary because the variance ⁇ 2 also tends to zero.
- a dynamic impulse response with seven components is adopted, including five components for the static response and two for the time drift.
- the static response r is calculated by any of the known techniques.
- Equation (3) Equation (3) then results in the following expression:
- the time drift here corresponds to the term ⁇ ⁇ ⁇ ri.
- the dynamic impulse response is presented as a vector with 15 components formed by the five components of the static response r and the ten components of the time drift (five for r 'and five for r ").
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Abstract
L'invention concerne un procédé de sondage d'un canal de transmission affecté d'une dispersion temporelle (d) à partir d'une séquence d'apprentissage (TS) et d'un signal de réception (s) correspondant à cette séquence, ceci au moyen d'une matrice de mesure (M) établie à partir de la séquence d'apprentissage (TS) compte tenu de la dispersion temporelle. Le procédé comprend une étape pour produire la réponse impulsionnelle dynamique de ce canal selon la technique des moindres carrés comme la combinaison d'une réponse statique (r) à (d+1) composantes et d'une dérive temporelle (r').
Description
Sondaσe dynamique d'un canal de transmission
La présente invention concerne un procédé de sondage d'un canal de transmission. En d'autres termes, l'invention propose une méthode d'estimation de la réponse impulsionnelle d'un canal de transmission.
Dans un système de transmission, notamment par ondes radio, un émetteur émet un signal dans un canal de transmission à destination d'un récepteur. Le signal émis subit des fluctuations d'amplitude et de phase dans le canal de transmission, si bien que le signal reçu par le récepteur ne lui est pas identique. Les fluctuations du signal sont essentiellement dues à ce que l'homme du métier appelle l'interférence intersymbole. Cette interférence peut provenir de la loi de modulation employée pour la transmission ; elle est également due à la propagation multi-trajets dans le canal.
En effet, le signal reçu est généralement issu d'un grand nombre de réflexions dans le canal, les différents trajets empruntés par le signal émis conduisant ainsi à des retards variés au niveau du récepteur. La réponse impulsionnelle du canal représente l'ensemble de ces fluctuations, auxquelles est soumis le signal émis. Il s'agit donc là de la caractéristique fondamentale représentant les transmissions entre l'émetteur et le récepteur.
La réponse impulsionnelle du canal est utilisée notamment par un égaliseur qui a précisément pour fonction de corriger l'interférence intersymbole dans le récepteur. Une méthode classique pour réaliser une estimation de cette réponse impulsionnelle consiste à disposer dans le signal émis une séquence d'apprentissage formée de symboles connus. Cette séquence est choisie en fonction de la loi de modulation et de la dispersion temporelle du canal, dispersion devant s'entendre ici comme le retard d'un symbole émis empruntant le trajet le plus long du canal par rapport à ce même symbole empruntant le trajet le plus
court. La dispersion temporelle est couramment exprimée comme un multiple de la durée qui sépare deux symboles émis successifs, soit un nombre de "durée symbole".
Les techniques connues font 1 'hypothèse que la réponse impulsionnelle d'un canal reste constante sur une durée relativement courte. Or ce n'est pas le cas lorsque la vitesse relative du récepteur par rapport à 1 'émetteur est relativement importante. Ce n'est pas le cas non plus lorsque les conditions de propagation entre ces deux équipements évoluent rapidement, par exemple si un objet mobile vient temporairement obstruer l'un au moins des trajets du canal.
La présente invention a ainsi pour objet un procédé de sondage d'un canal de transmission qui présente des performances sensiblement améliorées dans un environnement mobile.
Selon l'invention, on procède au sondage d'un canal de transmission affecté d'une dispersion temporelle d à partir d'une séquence d'apprentissage et d'un signal de réception correspondant à cette séquence, ceci au moyen d'une matrice de mesure établie à partir de la séquence d'apprentissage compte tenu de cette dispersion temporelle ; le procédé comprend une étape pour produire la réponse impulsionnelle dynamique de ce canal selon la technique des moindres carrés comme la combinaison d'une réponse statique r à (d+1) composantes et d'une dérive temporelle r' qui dépend donc du temps.
Pour la mise en oeuvre la plus directe du procédé, le signal de réception est défini par 1 ' expression s=M.r+TM.r '+n où T est une matrice temps représentant le temps et où n représente le bruit de réception, la dérive temporelle comportant elle aussi (d+1) composantes.
Cette méthode peut cependant nécessiter des calculs relativement complexes, ceci d'autant plus que la dispersion temporelle est importante.
Ainsi, selon une autre mise en oeuvre du procédé, la réponse statique r est établie selon l'expression s=M.r+n où n représente le bruit de réception.
De plus, selon une première variante, le procédé comprend une étape pour rechercher le vecteur propre TQ associé à la plus grande valeur propre de la covariance de la réponse statique r, la dérive temporelle r' valant le produit d'un coefficient de dérive αυ par ce vecteur propre, le signal de réception étant défini par l'expression s=M.r+αoTM.rn+n.
Avantageusement, le coefficient de dérive étant affecté d'une variance σ2, le procédé comprend une étape pour pondérer ce coefficient par l'expression σ /(σ +No) où NQ représente le module du bruit de réception. On peut prévoir que le module du bruit de réception soit égal à la plus petite des valeurs propres de la covariance de la réponse statique.
On peut également prévoir que le module du bruit de réception soit obtenu par normalisation de l'énergie du bruit instantané.
Selon une deuxième variante, le procédé comprend une étape pour rechercher une pluralité de vecteurs propres r^ de la covariance de la réponse statique, le signal de réception étant défini par 1 ' expression s = M.r -t- T αj M. rj_ + n où α^ est un coefficient de dérive
1 affecté au vecteur propre rj_.
Par ailleurs, l'invention prévoit aussi le cas où la vitesse relative du récepteur par rapport a 1 ' émetteur est importante ; dans ce cas, le signal de réception s est défini par l'expression s=M.r+TM.r '+l/2(T2M.r" )+n où T est une matrice temps représentant le temps et où n représente le bruit de réception.
Comme précédemment, la réponse statique est établie selon l'expression s=M.r+n où n représente le bruit de réception.
En outre, le procédé comprend une étape pour rechercher le vecteur propre rg associé à la plus grande valeur propre de la covariance de la réponse statique, le signal de réception étant défini par 1 ' expression
coefficients de dérive.
La présente invention apparaîtra maintenant de manière plus détaillée dans le cadre de la description qui suit où sont proposés des exemples de mise en oeuvre à titre illustratif, ceci en référence aux figures annexées qui représentent :
- la figure 1, un schéma de principe du procédé selon 1 ' invention,
- la figure 2, un schéma de principe d'une première variante de mise en oeuvre de l'invention,
- la figure 3, un schéma de principe d'une deuxième variante de mise en oeuvre de l'invention, et
- la figure 4, un schéma de principe d'une troisième variante de mise en oeuvre de 1 ' invention. Les éléments communs à plusieurs figures sont affectés d'une seule référence.
L'invention sera présentée dans son application au GSM car ce système a le mérite d'être bien connu de l'homme du métier. Il s'agit donc là d'une présentation adoptée dans un souci de clarté mais il ne faut y voir en aucun cas une limitation de 1 ' invention à ce seul système.
Ce système fait appel à des séquences d'apprentissage TS formées de 26 symboles notés an à a25 prenant la valeur +1 ou -1. Ces symboles en provenance de l'émetteur sont connus du récepteur et l'on englobera donc sous le terme "séquence d'apprentissage" toute séquence de bits qui sont connus à priori de ce récepteur par quelque moyen que ce soit.
La séquence s de symboles reçus par le récepteur correspondant à la séquence d'apprentissage TS émise par
l'émetteur est formée elle aussi de 26 symboles notés SQ à s25-
En matière de rappel, les techniques d'estimation font appel à une matrice de mesure M construite à partir de la séquence d'apprentissage TS de longueur n. Cette matrice comprend (n-d) lignes et (d+1) colonnes, d représentant toujours la dispersion temporelle du canal. L'élément figurant à la ième ligne et à la jème colonne est le (d+i- j)ième symbole de la séquence d'apprentissage : a4 a3 &2 ai ao as 4 a3 &2 ai a6 as a4 a3 a2
M = a7
25 21
La séquence d'apprentissage est choisie telle que la matrice M^ soit inversible où l'opérateur représente la transposition.
Classiquement, lorsque l'on considère que la réponse impulsionnelle est indépendante du temps, en notant d la dispersion temporelle du canal qui vaut 4 dans le cas du GSM, l'estimation de cette réponse prend la forme d'un vecteur à 5 composantes. Si l'on retient la technique des moindres carrés, ce vecteur vaut (M^M)-1 M^.S. Selon l'invention, en référence à la figure 1, la réponse impulsionnelle dynamique est représentée par une combinaison d'une réponse statique r et d'une dérive temporelle r' de sorte que le signal reçu s s'exprime au moyen de l'équation suivante : s = M.r + TM.r' + n (1) où n figure le bruit additif dans le canal de transmission et T est une matrice qui figure le temps auquel son reçus les différents symboles, ce temps étant exprimé en durées symbole :
En fait, T est une matrice diagonale de dimension 22 dont 1 ' élément qui figure à la ième ligne et à la iè e colonne représente le temps qui correspond au (d+i)ième symbole de la séquence d'apprentissage, soit
l'origine du temps étant arbitrairement fixée entre les quinzième et seizième symboles.
En notant M'=TM, l'équation (1) se traduit par les deux expressions suivantes :
M .s = MfcM.r + MtM,.rl + Mfcn M't.s = M'tM.r + M'tM'.r' + M'tn On peut résoudre ce système d'équations sous forme matricielle
Afin de limiter cette complexité, selon une première variante de l'invention, on se contente de six composantes pour la réponse dynamique dont cinq composantes pour la réponse statique et une pour la dérive temporelle. En référence à la figure 2, on commence par calculer la réponse statique r par l'une quelconque des techniques connues. Si l'on retient la méthode des moindres carrés, cette réponse statique est obtenue comme suit : r = (MtM)-1 Mt.s
On construit d'autre part une matrice de lissage L par lissage des différentes réponses obtenues pour les séquences d'apprentissage successivement émises, ceci afin d'obtenir une estimation de la covariance associée à cette réponse statique. On entend ici lissage dans un sens très général, c ' est-à-dire toute opération permettant de lisser ou de moyenner la réponse statique.
Un premier exemple de lissage consiste à effectuer la moyenne de la matrice rrn sur une période supposée comprendre m séquences d'apprentissage, l'opérateur .n représentant la transformation hermitienne : L(rrhhn)) == i λ Tm rrn m
Un second exemple de lissage consiste à actualiser, à la ième séquence d'apprentissage reçue, la matrice de lissage obtenue à la (i-l)ième séquence d'apprentissage au moyen d'un coefficient multiplicatif λ, ce facteur étant généralement connu sous le nom de facteur d'oubli de lissage et étant compris entre 0 et 1 :
Li(rrh) = λririh + (l-λ)Li_ι(rrh) L'initialisation peut se faire par tous moyens, notamment au moyen de la première estimation r obtenue ou bien par une moyenne obtenue comme ci-dessus pour un faible nombre de séquences d'apprentissage.
On recherche alors le vecteur propre rn associé à la plus grande valeur propre de cette matrice L(rrn).
En notant UQ = .ro et en reprenant les mêmes conventions qu'auparavant, on postule que le signal reçu se présente sous la forme suivante :
La dérive temporelle correspond au terme αgro.
En notant I la matrice identité, on introduit un opérateur de transformation A : A = I - M^M)-1^ L'équation (2) se traduit alors par l'expression suivante :
A. S = αgAT.U + A.n En notant u'n = T.un, la résolution de cette équation
Λ au sens des moindres carrés donne la valeur estimée a du coefficient a :
Λ _ u'o A.s a° " u'0 .u'0
Cette estimation est non biaisée et, en notant Q le bruit additif ou module du bruit de réception, l'erreur d'estimation est affectée d'une variance qui vaut :
2^ N0 σ = El an- a
; U'nhA.U0 II convient donc d'estimer le bruit additif Nn.
Une première solution consiste à affecter Nn d'une valeur prédéterminée qui reflète un seuil en dessous duquel il est peu probable que le bruit additif puisse descendre. Cette valeur pourrait être déterminée par une mesure de rapport signal à bruit, ou par les performances du récepteur, ceci à titre d'exemple.
Une deuxième solution consiste à considérer que la dernière valeur propre, (la plus faible) de la matrice de lissage L est égale à NQ. Une troisième solution qui est sans doute la plus performante consiste à estimer directement le bruit additif à partir du signal reçu. En effet : s = M.r + α0T.u0 + n Compte tenu du fait que les vecteurs s et n ont 22 composantes :
N0 = ( ) (s - M.r - α0T.u0)n (s - M.r - α0T.u0)
Le bruit additif est donc obtenu par normalisation de 1 ' énergie du bruit instantané.
Naturellement cette estimation du bruit additif N peut être moyennée ou lissée.
Classiquement, il est possible de diminuer la variance
Λ du coefficient estimé αo si l'on accepte un biais, par
exemple en pondérant ce coefficient pour obtenir un
Λ coefficient pondéré αop : σ2 α(*> = σ2 + N0 α°
Λ
Il est à noter que le coefficient pondéré αpp tend vers zéro lorsque le canal de transmission est stationnaire car la variance σ2 tend elle aussi vers zéro.
En référence à la figure 3, selon une deuxième variante de 1 ' invention, on adopte une réponse impulsionnelle dynamique à sept composantes dont cinq composantes pour la réponse statique et deux pour la dérive temporelle.
Comme précédemment, on calcule la réponse statique r par l'une quelconque des techniques connues.
On recherche alors le premier vecteur propre rn associé à la plus grande valeur propre de la matrice de lissage L et on recherche également le deuxième vecteur propre r associé à la valeur propre immédiatement inférieure de cette matrice L.
En notant un = M.rn, = M.ri, et en reprenant les mêmes conventions qu'auparavant, on postule que le signal reçu se présente sous la forme suivante : s = M.r + αnT.u0 + αiT.u + n (3) La dérive temporelle correspond au terme αnr + αiri # On reprend 1 'opérateur de transformation A : A = I - M(MtM)_1Mt
L'équation (3) se traduit alors par 1 'expression suivante :
A. s = αnAT.UQ + αiAT.Ui + A.n En notant u'n = T.un et u'i = .ui, la résolution de cette équation au sens des moindres carrés donne les valeurs
Λ Λ estimées an et ai des coefficients an et ai .
(CLQ UI «'!Q?AΔ. iUl «'O~ nU •'&QAΔ. nU •'.I. YVu U •'&Q A. s
^al' ~ u'hA.s
Naturellement, on peut généraliser la méthode exposée ci-dessus à propos des première et deuxième variantes pour
estimer la réponse impulsionnelle dynamique au moyen d'un nombre quelconque (q+1) de vecteurs propres de la matrice de lissage L pourvu que ce nombre (q+1) soit inférieur à la dimension de cette matrice.
On note alors α^ le coefficients affecté au vecteur propre UJ_, U_ = M.r^ et u'i = T.UJ_, de sorte que le signal reçu s ' exprime de la manière suivante : s = M. r + ^ α-jT. UJ_ + n
1
La dérive temporelle correspond ici au terme ^α^ri.
1
Il est alors nécessaire de définir une nouvelle matrice G dont l'élément gij , qui figure à la ième ligne et à la jième colonne, vaut u ' _ι A. u *j_ι.
La :
Selon une troisième variante de l'invention, la réponse impulsionnelle dynamique est représentée par une combinaison d'une réponse statique r et d'une dérive quadratique temporelle de sorte que le signal reçu s s ' exprime au moyen de 1 ' équation suivante : s = M.r + TM.r' + l/2(T2M.r") + n
Selon cette variante qui est particulièrement bien adaptée en cas de vitesse élevée, la réponse impulsionnelle dynamique se présente comme un vecteur à 15 composantes formé par les cinq composantes de la réponse statique r et les dix composantes de la dérive temporelle (cinq pour r' et cinq pour r") .
Afin de limiter la complexité des calculs nécessaires, il est avantageux de se limiter à sept composantes pour la réponse dynamique en conservant toujours cinq composantes
pour la réponse statique et en prenant deux composantes pour la dérive temporelle, une pour r' et une pour r".
En référence à la figure 4, on commence par calculer la réponse statique r par l'une quelconque des techniques connues, comme auparavant.
On recherche alors le vecteur propre T Q associé à la plus grande valeur propre de la matrice de lissage L.
En reprenant les mêmes conventions que ci-dessus, on postule que le signal reçu se présente sous la forme suivante : s = M.r + β0T.u0 + l/2(βιT2.u0) + n (4) En notant
, l'équation (4) se traduit alors par 1 ' expression suivante : s = M.r + β u'n + βιu"0 + n La résolution de cette équation au sens des moindres carrés se fait de la manière suivante :
Claims
REVENDICATIONS
1) Procédé de sondage d'un canal de transmission affecté d'une dispersion temporelle d à partir d'une séquence d'apprentissage (TS) et d'un signal de réception (s) correspondant à cette séquence, une matrice de mesure (M) étant établie à partir de ladite séquence d'apprentissage (TS) compte tenu de ladite dispersion temporelle, caractérisé en ce qu'il comprend une étape pour produire la réponse impulsionnelle dynamique (CIR) de ce canal selon la technique des moindres carrés comme la combinaison d'une réponse statique (r) à (d+1) composantes et d'une dérive temporelle (r').
2) Procédé selon la revendication 1 caractérisé en ce que, ledit signal de réception (s) étant défini par l'expression s=M.r+TM.r '+n où T est une matrice temps représentant le temps et où n représente le bruit de réception, ladite dérive temporelle (r1) comporte elle aussi (d+1) composantes .
3) Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite réponse statique (r) est établie selon l'expression s=M.r+n où n représente le bruit de réception.
4) Procédé selon la revendication 3, caractérisé en ce qu'il comprend une étape pour rechercher le vecteur propre (rn) associé à la plus grande valeur propre de la covariance de ladite réponse statique (r), ladite dérive temporelle (r1) valant le produit d'un coefficient de dérive α0 par ledit vecteur propre (rn) , ledit signal de réception (s) étant défini par l'expression s=M.r+αnTM.r0+n.
5) Procédé selon la revendication 4 caractérisé en ce que, ledit coefficient de dérive (αo) étant affecté d'une variance σ2, il comprend une étape pour pondérer ce coefficient par l'expression σ2/(σ2+No) où NQ représente le module dudit bruit de réception.
6) Procédé selon la revendication 5, caractérisé en ce que le module (NQ) dudit bruit de réception est choisi égal à la
plus petite des valeurs propres de la covariance de ladite réponse statique (r).
7 ) Procédé selon la revendication 5 , caractérisé en ce que le module (NQ) dudit bruit de réception est obtenu par normalisation de l'énergie du bruit instantané.
8) Procédé selon la revendication 3, caractérisé en ce qu'il comprend une étape pour rechercher une pluralité de vecteurs propres (r^) de la covariance de ladite réponse statique (r), ledit signal de réception (s) étant défini par l'expression s = M.r + |TαjTM.ri + n où α^ est un
1 coefficient de dérive affecté au vecteur propre r± .
9) Procédé selon la revendication 1 caractérisé en ce que, ledit signal de réception (s) étant défini par l'expression s=M.r+TM.r'+l/2(T2M.r")+n où T est une matrice temps représentant le temps et où n représente le bruit de réception.
10) Procédé selon la revendication 9, caractérisé en ce que ladite réponse statique (r) est établie selon l'expression s=M.r+n où n représente le bruit de réception. 11) Procédé selon la revendication 10, caractérisé en ce qu'il comprend une étape pour rechercher le vecteur propre (ΓQ) associé à la plus grande valeur propre de la covariance de ladite réponse statique (r), ledit signal de réception étant défini par l'expression
où βn et β sont des coefficients de dérive.
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CA002340017A CA2340017A1 (fr) | 1998-08-04 | 1999-08-04 | Sondage dynamique d'un canal de transmission |
| JP2000564343A JP2002522963A (ja) | 1998-08-04 | 1999-08-04 | 伝送チャネルの動的サンプリング |
| BR9913358-0A BR9913358A (pt) | 1998-08-04 | 1999-08-04 | Sondagem dinâmica de um canal de transmissão |
| EP99936689A EP1101334A1 (fr) | 1998-08-04 | 1999-08-04 | Sondage dynamique d'un canal de transmission |
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR9810225A FR2782212B1 (fr) | 1998-08-04 | 1998-08-04 | Sondage dynamique d'un canal de transmission |
| FR98/10225 | 1998-08-04 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| WO2000008815A1 true WO2000008815A1 (fr) | 2000-02-17 |
Family
ID=9529543
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| PCT/FR1999/001933 WO2000008815A1 (fr) | 1998-08-04 | 1999-08-04 | Sondage dynamique d'un canal de transmission |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP1101334A1 (fr) |
| JP (1) | JP2002522963A (fr) |
| BR (1) | BR9913358A (fr) |
| CA (1) | CA2340017A1 (fr) |
| FR (1) | FR2782212B1 (fr) |
| WO (1) | WO2000008815A1 (fr) |
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1999
- 1999-08-04 EP EP99936689A patent/EP1101334A1/fr not_active Withdrawn
- 1999-08-04 WO PCT/FR1999/001933 patent/WO2000008815A1/fr not_active Application Discontinuation
- 1999-08-04 JP JP2000564343A patent/JP2002522963A/ja active Pending
- 1999-08-04 BR BR9913358-0A patent/BR9913358A/pt not_active Application Discontinuation
- 1999-08-04 CA CA002340017A patent/CA2340017A1/fr not_active Abandoned
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP1101334A1 (fr) | 2001-05-23 |
| FR2782212B1 (fr) | 2004-07-23 |
| CA2340017A1 (fr) | 2000-02-17 |
| FR2782212A1 (fr) | 2000-02-11 |
| JP2002522963A (ja) | 2002-07-23 |
| BR9913358A (pt) | 2001-05-15 |
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| AL | Designated countries for regional patents |
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