WO1999063639A1

WO1999063639A1 - Systeme de compensation des harmoniques dans un reseau electrique

Info

Publication number: WO1999063639A1
Application number: PCT/FR1999/001320
Authority: WO
Inventors: Stéphane Tregine-Regent; Christophe Montret
Original assignee: Aerospatiale Societe Nationale Industrielle
Priority date: 1998-06-04
Filing date: 1999-06-04
Publication date: 1999-12-09
Also published as: FR2779583A1; AU4045299A; FR2779583B1

Abstract

La présente invention concerne un système antipollution pour réseau électrique dans lequel la génération alternative est assurée, en régime normal, par au moins un alternateur qui fournit l'énergie électrique triphasée du réseau, celle-ci étant transportée à l'aide d'un câble de puissance triphasée, l'alimentation en sortie de ce câble, appelé 'point de régulation', qui est régulée, permettant d'alimenter au moins une charge, dans lequel le réseau alternatif est un réseau à fréquence fixe ou variable, ledit système comprenant au moins une charge non linéaire alimentée par ce réseau et au moins un dispositif de compensation parallèle des harmoniques de courant générés par cette (ou ces) charges non linéaire(s), ledit dispositif absorbant les courants harmoniques en opposition de phase avec les harmoniques des courants pollués de la (ou des) charge(s).

Description

SYSTEME DE COMPENSATION DES HARMONIQUES DANS UN RESEAU

ELECTRIQUE

DESCRIPTION

Domaine technique

La présente invention concerne un système antipollution pour réseau électrique .

Etat de la technique antérieure

Principe de la génération électrique - un réseau avion connu

A bord de certains avions, par exemple de type AIRBUS, on trouve actuellement deux types de réseaux électriques :

- un réseau alternatif ;

- un réseau continu.

La génération alternative est assurée, en régime normal, par des alternateurs (IDG ou « Integrated Drive Generator ») couplés aux réacteurs et dont la vitesse d'entraînement est régulée via un système hydraulique (CSD ou « Constant Speed Drive ») . Ceux-ci fournissent l'énergie électrique triphasée du réseau sous (115/200 V, 400 Hz) et ont une puissance nominale de 90 kVA ou 115 kVA. En cas de panne d'un ou de plusieurs générateurs, une turbine (APU ou « Auxiliary Power Unit ») , située à l'arrière de l'appareil, entraîne un générateur de 115 kVA. Si aucune de ces sources n'est disponible, il existe, en dernier secours, un petit alternateur, d'une puissance de l'ordre de 5 kVA, entraîné à l'aide d'une éolienne escamotable. Pour chaque alternateur, l'énergie électrique est transportée à l'aide de câbles de puissance triphasés (« Feeders ») jusqu'aux coeurs électriques, situés sous la cabine de pilotage et à partir desquels sont alimentées des charges (fours, ventilateurs, ...). La tension d'alimentation, en sortie de câble de puissance triphasé, est régulée pour être maintenue à 115 V ± 2 V. Elle est couramment appelée tension « p.o.r. » (« Point Of Régulation ») .

La génération continue, en régime de fonctionnement normal, est obtenue par conversion de l'énergie alternative à l'aide de transformateurs- redresseurs (TR) . Le continu sert principalement à alimenter les calculateurs et les logiques à relais. Si aucune source alternative n'est disponible, deux batteries peuvent prendre en charge cette génération, avec une autonomie de trente minutes environ.

Le réseau alternatif futur

On s'oriente aujourd'hui vers des réseaux alternatifs à fréquence variable, pour s'affranchir de l'utilisation du système hydraulique CSD, qui est un système complexe et coûteux régulant la vitesse d'entraînement des alternateurs afin que ceux-ci fournissent des grandeurs électriques de fréquence fixe quel que soit le régime moteur. En couplant alors directement les alternateurs aux réacteurs, la fréquence du réseau varie en fonction des différentes phases de vol, dans une plage allant de 380 à 800 Hz.

Jusqu'à présent, la plupart des équipements raccordés au réseau alternatif étaient linéaires (moteurs asynchrones, ... ) et ne posaient donc pas de problèmes quant à la qualité des courants et des tensions réseau.

Dans le cadre de l'avion « plus électrique » apparaissent de nouveaux utilisateurs du réseau : actionneurs électriques, moteurs autopilotés, ... Ces nouveaux consommateurs ont la particularité de faire appel à des convertisseurs statiques, qui absorbent des courants non sinusoïdaux (charges dites « non linaires ») et altèrent ainsi la qualité du réseau.

En outre sur un réseau à fréquence variable, le nombre de charges non linéaires va nécessairement augmenter : en effet, certains équipements n'acceptent pas de fonctionner avec une fréquence d'alimentation variable. C'est pourquoi, afin de les alimenter à fréquence constante, il faut envisager de redresser la tension réseau pour ensuite l'onduler à la fréquence voulue, d'où une augmentation inexorable du nombre de convertisseurs statiques raccordés au réseau.

Influence sur le réseau des harmoniques de courant consommé par les charges non linéaires

Chaque phase du réseau peut être modélisée par une source de tension sinusoïdale E, de pulsation ω, en série avec l'impédance interne Zr du réseau.

Ainsi, les courants harmoniques absorbés par une charge non linéaire 10 ont pour effet de déformer la tension au point de régulation (p.o.r) par l'intermédiaire de l'impédance Zr, comme illustré sur la figure 1 :

V_S=E-Zr ( f ) * ( ifond+Iharm) avec :

- E tension sinusoïdale parfaite ; - Zr(f) l'impédance du réseau à la fréquence f ;

- i_fo_nd+Iarm le courant absorbé par la charge non linaire 10. Afin de caractériser la déformation de l'onde de tension V_s, on utilise le taux de distorsion harmonique en tension, noté THDv et défini par :

avec

- Vf valeur efficace du fondamental de V_s ;

- V_h valeur efficace de l'harmonique de rang h de V_s. Le taux de distorsion harmonique en courant est de même défini par :

Du fait de la présence d'équipements sensibles aux perturbations électriques, il existe des normes (ABD0013 et DO 160) qui fixent les limites des contenus harmoniques du courant et surtout de la tension réseau. Ces limites actuelles sont les suivantes :

- THDv ≤ 5 avec (V_h/Vχ) < 4 % Vh

- THDi < 30 %.

Exemple de cas étudié

Sur un réseau à fréquence variable, beaucoup d'équipements doivent être connectés au réseau par l'intermédiaire d'un redresseur. La structure la plus répandue et la plus facile à mettre en oeuvre est un pont de diodes suivi d'une inductance et d'un condensateur, comme illustré sur la figure 3.

La charge 10 alimentée par l'étage redresseur 13 est simplement modélisée par une résistance. La valeur de celle-ci est fixée par la puissance de l'équipement que l'on désire représenter (4 kW par exemple pour un ventilateur, cas typique de charge que l'on va considérer). La valeur du condensateur est d'autant plus élevée que la puissance de la charge est élevée.

Dans une modélisation du système global, le réseau, vu du point de régulation, est constitué de l'alternateur IDG en série avec le câble de puissance triphasée. Un câble de puissance triphasée externe peut présenter une impédance directe assimilable à une résistance de 40 mΩ en série avec une inductance de 10 μH environ.

La tension aux bornes du réseau s'écrit :

00

V_s(t)

(l'indice 1 représente les grandeurs fondamentales). E représente la f.e.m. de la machine. [Z_rι ≈ Z_fj(feeder) + Zj(machine) Z_rn - Z₍j(feeder) + Zj₁(machine)

Zi est l'impédance synchrone de la machine (1 à 2 ohms en unité réduite) et Z_h son impédance dite « subtransitoire » (0,1 à 0,15 ohm en unité réduite, pour un alternateur de 90 kVA) . Pour l'étude des déformations de la tension réseau dues aux charges non-linéaires alimentées, la source peut être modélisée par une source de tension parfaite en série avec l'impédance Z_rh (voir la figure 2) .

Dans le cas d'une seule charge non linéaire, connectée au point de régulation par l'intermédiaire d'un câblage triphasé d'impédance donnée, la modélisation du cas étudié est illustrée sur la figure

3, le réseau étant référencé 11 et la ligne 12.

Un logiciel de simulation, par exemple le logiciel SABER tel que décrit dans les documents [1], [2] et [3] en fin de description, permet de simuler des systèmes physiques de diverses natures et particulièrement des systèmes électriques. La programmation se fait par des schémas filaires intégrant des composants préexistants et des éléments créés par l'utilisateur, décrits par des programmes dont la syntaxe fait appel à un langage comportemental, par exemple le langage AST tel que décrit dans le document [4] .

Le calcul lui-même se fait avec un pas variable. En fonction des valeurs calculées, le simulateur les valide ou revient en arrière en modifiant le pas de calcul.

Pour différentes valeurs de charge, celle-ci pouvant éventuellement représenter plusieurs « petites » charges connectées au point de régulation par l'intermédiaire d'un pont de diodes (le courant de charge global étant le même dans les deux cas), et pour f=400 et 800 Hz, on relève au niveau du courant réseau et de la tension au point de régulation les taux de distorsion harmonique suivants :

Solutions envisagées pour réduire les perturbations On constate donc que, dès que la puissance absorbée par la (ou les) charge (s) non linéaire (s) dépasse une dizaine de kW, les taux de distorsion prennent des valeurs inacceptables. On peut envisager deux solutions pour diminuer ces taux de distorsion harmonique :

• Un redresseur « à absorption sinus » : le pont de diodes de chaque charge non linéaire est remplacé par un convertisseur piloté de façon à ce que les courants qu'il absorbe soient sinusoïdaux (ou du moins le plus possible) , en phase avec la tension au point de régulation.

• Un compensateur parallèle d'harmoniques : on place au point de régulation un dispositif qui compense les harmoniques de courant rejetés par la charge.

Convertisseur à absorption sinusoïdale de courant

Un tel convertisseur a pour objet d'assurer le redressement de la tension alternative du réseau tout en absorbant des courants avec un taux de distorsion le plus faible possible, en phase avec la tension réseau.

Comme illustré sur les figures 4 et 5, le redresseur 20 est constitué de six interrupteurs 21, 22, 23, 24, 25, 26 formés par des semi-conducteurs

SCI, SC2 à fermeture et ouverture commandées, associés à des diodes Dl et D2.

Ce redresseur assure l'échange d'énergie entre le réseau, considéré comme une source de tension alternative 115 V, et un condensateur 30 considéré comme source de tension continue. Il est précédé de trois inductances 27, 28, 29 (une par phase) , afin d'être piloté en source de courant triphasée par rapport au réseau. Le redresseur est commandé de façon à ce qu' il absorbe des courants suivant fidèlement des courants sinusoïdaux triphasés de référence i_Srefi(t), isref2 (t ) , i_Sref (t ) .

La création d'une référence de courant sinusoïdale triphasée I sref s'obtient en multipliant une fonction sinusoïdale triphasée unitaire Stu, en phase avec les tensions du réseau, par l'amplitude I_sref du courant désiré.

L'amplitude I_sref est obtenue en sortie d'un circuit 31 régulateur de Vc (PI = proportionnel et intégral) .

Le principe de fonctionnement de ce redresseur est illustré sur la figure 5, les grandeurs électriques utilisées étant illustrées sur la figure 6. Pour maintenir la tension V_c à une valeur constante, on utilise une régulation, comme illustré sur la figure 7, p_s(t) étant la puissance active instantanée côté réseau et I_sref l'amplitude du courant désiré. La constante d'intégration τ__ est choisie égale à la constante de temps τ du système τi=τ=(RC)/2.

Pour réaliser la synthèse d'un signal sinusoïdal triphasé unitaire en phase avec la tension réseau, on filtre tout d'abord les trois tensions au point de régulation afin d'en extraire les fondamentaux. Le filtre utilisé est un filtre de

Butterworth d'ordre 4, de fréquence de coupure f_c = 1kHz et de pente -80 dB/décade. On obtient alors, pour chaque phase, un signal sinusoïdal à la fréquence du fondamental de la tension au point de régulation (variable entre 380 et

800 Hz), mais déphasé avec ce dernier. Pour « recaler » ce signal en phase avec la tension, on le projette dans le repère fixe diphasé (α, β) et on calcule l'angle Ψ du vecteur tournant obtenu (par rapport à l'axe α) . On déphase alors cet angle de manière à compenser le déphasage introduit par le filtre de Butterworth, ce déphasage étant variable avec la fréquence du réseau. L'angle θ obtenu est celui du fondamental de la tension au point de régulation.

Ses passages successifs par 0 permettent de connaître en permanence la fréquence du réseau et donc de calculer, à la fin de chaque période, le déphasage à introduire sur ψ lors de la période suivante.

On obtient ensuite la sinusoïde triphasée unitaire (sl(t), s2(t), s3(t)) en phase avec la tension réseau par :

(sl(t), s2(t), s3(t)) = (cosθ, cos(θ-2π/3), cos (θ-4π/3) ) .

La figure 8 illustre la synthèse d'une sinusoïde triphasée unitaire en phase avec la tension réseau . Le redresseur peut prendre huit états différents, résumés dans le tableau suivant :

La matrice qui permet d'exprimer les coordonnées d'un vecteur triphasé X dans le repère fixe diphasé ( ,β) est la suivante :

Ainsi, pour chaque état du redresseur, on peut représenter les tensions V_csl, V_cs2, V_cs3 par un vecteur dans le repère (α, β) . Le tableau suivant et la figure 9 rappellent quelles sont les valeurs possibles du module de l'argument de ce vecteur en fonction de l'état n du redresseur.

L'équation qui, à tout instant, régit l'évolution du courant absorbé par le convertisseur est :

d Ut) → . → ,

^{L ~}ir ^{= Vs(t) ~ Vcs(t)} :D

.e système des tensions simples du réseau s' écrit :

Dans le repère (α, β) , ce système donne un vecteur tournant :

Graphiquement, l'équation (1) est donc représentée, à un instant et pour un état quelconque du redresseur (état 3 par exemple) , par les vecteurs de la figure 9.

Si on considère un intervalle de temps [to, ti] tel que la variation du courant dans cet intervalle puisse être considérée comme linéaire (ti - to << — ) :

2π

On suppose Is ≠ Isref o) Il existe un unique vecteur qui, appliqué aux bornes de L, permet d'avoir :

Is(tl) = Isref(tl)

On note

ce vecteur. On note également

*ι. les sept vecteurs

possibles à t = to-

On régule la valeur de V_c à 300 ou 400 V, suivant la dynamique (c'est-à-dire les variations de courant possibles) nécessaires au système.

Commande vectorielle temps réel du redresseur

En vue d'optimiser la fréquence de commutation des interrupteurs et ainsi de réduire les pertes par commutations du convertisseur, on peut utiliser une commande vectorielle comme décrit dans le document référencé [5] .

Cette commande fonctionne ici en temps réel avec une fréquence de décision f_e = 100 kHz : toutes les 10 μs. Un document référencé [6] décrit un tel convertisseur à absorption sinus, sous contrôle vectoriel .

On note le vecteur qui, appliqué aux

bornes de L pendant t_e, permet d'avoir entre deux instants t₀ = kt_e et ti = t₀ + t_e la relation :

→

Is(tι) = Isref(to) (2 : soit

s(t₀) + = sref(to) (3)

Au vecteur correspond un unique vecteur

d'entrée du redresseur, noté V_Cs (to) et donné par

^vs(tθ) - ^vcs*(to) • D'après l'équation (3), ce

vecteur est donc déterminé par

-→

Vcs M = Vcs(to) - (L/t_e). I sref (to) - I s(tn)

En appliquant ce vecteur pendant t_e à l'entrée du redresseur, on réalise donc la relation (2)

→ → ->

I _s(tχ) = I sref(to) • Ainsi, parmi les sept vecteurs V_cs possibles, on choisit d'appliquer une combinaison linéaire temporelle de trois vecteurs, les deux → vecteurs adjacents à V_Cs (to), V_saι(to) et V_sa2(t₀) dans le repère (α, β) et le vecteur nul, de façon à réaliser la relation (2) .

Les temps d'application des différents vecteurs sont limités, en valeur minimale, à 1 μs, afin d'avoir des temps de conduction des interrupteurs commandés suffisamment élevés et compatibles avec les technologies existantes.

Le principe de fonctionnement de cette commande est illustré sur la figure 11.

Dans l'exemple de représentation vectorielle

→ → → → de la figure 12 : V_CSal(to) = V_cs(3) et V_CSa2(to) = V_CS(2) •

Les paramètres de simulation sont : C = 1 000 μF, L = 200 μH et V_cref = 300 V. Sans filtrage, les harmoniques HF dus aux commutations sont cette fois centrés sur 100 kHz.

Un simple filtre LC non amorti, de fréquence de résonance f_n = 15 kHz (1 = 35 μH, C = 3.2 μF) , suffit à éliminer suffisamment ces harmoniques HF. On relève les taux de distorsion suivants :

Les inconvénients de convertisseurs à absorption sinusoïdale de courant, pilotés en temps réel à l'aide de la commande vectorielle, sont son poids et son coût, toutes les charges non linéaires devant alors être remplacées par ces convertisseurs.

L'invention a pour objet un système de génération électrique utilisant un compensateur parallèle d'harmoniques permettant à lui seul de réduire les perturbations produites par un ensemble de charges non linéaires et donc de ne pas présenter les inconvénients du convertisseur décrit ci-dessus.

Exposé de l'invention

La présente invention concerne un système antipollution pour réseau électrique dans lequel la génération alternative est assurée, en régime normal, par au moins un alternateur qui fournit l'énergie électrique triphasée du réseau, celle-ci étant transportée à l'aide d'un câble de puissance triphasée, l'alimentation en sortie de ce câble, appelé « point de régulation », qui est régulée, permettant d'alimenter au moins une charge, le réseau alternatif étant un réseau à fréquence fixe ou variable, ledit système comprenant au moins une charge non linéaire alimentée par ce réseau, caractérisé en ce que ledit système comprend au moins un dispositif de compensation parallèle des harmoniques de courant générés par au moins ce (ou ces) charge (s) non linéaire (s), ledit dispositif absorbant les courants harmoniques I_cs(t) en opposition de phase avec les harmoniques des courants pollués Ic_h(t) de la (ou des) charge(s). Avantageusement le dispositif de compensation parallèle comprend au moins un redresseur piloté en courant associé à un condensateur.

Ce redresseur peut être constitué de six interrupteurs formés par des semi-conducteurs à fermeture et ouverture commandées, associés à des diodes, précédés de trois inductances : une par phase, ce redresseur assurant l'échange d'énergie entre le réseau et le condensateur. Avantageusement ce redresseur est piloté par une commande vectorielle, la référence triphasée que suit le courant absorbé par le dispositif de compensation correspondant aux anti-harmoniques du courant de charge. Dans un mode de réalisation, le système de l'invention comprend des moyens d'extraction en temps réel du courant de charge.

Avantageusement un module de calcul de Fourier est activé à la fin de chaque période du réseau. Avantageusement chaque redresseur piloté en courant compense au moins un harmonique.

Le module de calcul de Fourier peut comprendre :

- des moyens de détection de passage par zéro de l'angle θ du réseau ;

- des moyens de calcul des coefficients de Fourier de i_crl : a_h et bh ;

- des moyens de mise sous forme I_h cos(hωt - φh) ; - des moyens d'avance de phase.

Avantageusement le système de l'invention peut comprendre trois compensateurs. Par exemple, on peut mettre en oeuvre un système comprenant : - un compensateur pour les harmoniques de rangs 5, 7, 11 et 13 ;

- un compensateur pour les harmoniques de rangs 17 et 19 ; - un compensateur pour les harmoniques de rangs 23 et 25 ; de manière à compenser tous les premiers harmoniques du courant de charge.

Dans un exemple de réalisation ledit système comprend :

- un module DSP chargé de générer, toutes les 10 μs, les trois courants de référence du compensateur qui, à partir des courants de charge et des tensions réseau échantillonnés à une fréquence f_e = 100 kHz, assure la régulation de la tension continue, le filtrage numérique des tensions réseau et le calcul des harmoniques absorbés par la charge à la fin de chaque période du réseau ; - un module FPGA chargé d'assurer la commande vectorielle du redresseur, l'acquisition des entrées de ce module étant synchronisée avec la génération des sorties du module DSP.

Le système de l'invention ne présente pas l'inconvénient d'un redresseur à « absorption sinus », vu qu'il permet à lui seul de réduire les perturbations produites par un ensemble de charges non linéaires. A l'aide de la commande vectorielle optimisée et en utilisant la méthode de compensation par extraction en temps réel des harmoniques du courant de charge, les performances obtenues sont satisfaisantes sur toute la plage de puissance de charge et de fréquence considérée (0 -> 70 kW, 400 -> 800 Hz) . Cette solution reste compatible avec les technologies disponibles actuellement .

Le système de l'invention ne se limite pas aux réseaux électriques installés à bord d'un avion. Il est aussi applicable dans de multiples autres domaines où l'énergie électrique alternative est utilisée pour alimenter des charges polluantes (distribution électrique grand public, navires, trains ... ) .

Brève description des figures

- La figure 1 illustre la modélisation d'une phase du réseau sur laquelle est branchée une charge non linéaire ;

- la figure 2 illustre la modélisation du réseau considéré vu du point de régulation ;

- la figure 3 illustre la modélisation d'un système déterminé ; - les figures 4 et 5 illustrent respectivement un bras de pont et le principe de fonctionnement d'un redresseur à absorption sinusoïdale ;

- la figure 6 illustre les grandeurs électriques utilisées ;

- la figure 7 illustre la régulation de tension continue ;

- la figure 8 illustre la synthèse d'une sinusoïde triphasée unitaire en phase avec la tension réseau ;

—>

- la figure 9 illustre le vecteur V_Cs(n) et la représentation de l'équation (1) dans le repère (α, β^{) ;}

- la figure 10 illustre un double filtre RC amorti ; - la figure 11 illustre le principe d'une commande vectorielle ;

- la figure 12 illustre un exemple de représentation vectorielle ; - la figure 13 illustre le système de l'invention ;

- la figure 14 illustre une boucle de régulation de la tension V_c ;

- la figure 15 illustre la compensation de la puissance réactive consommée par la charge ;

- la figure 16 illustre un premier mode de réalisation du système de l'invention ;

- la figure 17 illustre une boucle de régulation de V_c ; - la figure 18 illustre un second mode de réalisation du système de l'invention ;

- la figure 19 illustre le calcul des harmoniques à compenser ;

- la figure 20 illustre un exemple de réalisation pratique du système de l'invention ;

Exposé détaillé de modes de réalisation

L'invention concerne un système antipollution pour réseau électrique.

L'objet de l'invention est de parvenir à compenser les harmoniques générés par une (ou plusieurs) charge (s) non linéaire (s), tel que décrit précédemment (pont de diodes + capacité + inductance + résistance) ou tout autre type de charges polluantes.

Afin de rendre les courants du réseau sinusoïdaux, le système de l'invention comprend au moins un compensateur parallèle qui absorbe des courants harmoniques i_cs(t) en opposition de phase avec les harmoniques des courants pollués i_crι(t) de la charge. Le schéma de principe d'un tel montage est illustré sur la figure 13. Comme le montre cette figure, on prend la convention récepteur pour la charge et le compensateur et la convention générateur pour le réseau.

Un premier mode de réalisation du système de l'invention est illustré à la figure 16, en utilisant les mêmes références que celles de la figure 3. La structure du compensateur est analogue à celle du convertisseur à absorption sinusoïdale de courant : on utilise un redresseur piloté en courant 40, associé à un condensateur C. Pour piloter celui-ci, on utilise une commande vectorielle optimisée 41. Mais la référence triphasée I sref , que suit le courant absorbé par le compensateur, n'est plus sinusoïdale ; elle correspond aux « anti-harmoniques » du courant de charge.

Dans ce mode de réalisation les interrupteurs sont considérés comme étant parfaits et bicommandables, mais on prend en compte les pertes globales du compensateur, en plaçant une résistance R_pe en parallèle avec le condensateur C. Les pertes du compensateur sont estimées à 300 W environ.

La capacité du condensateur C côté continu du compensateur est, par exemple, égale à 1 000 μF, afin d'avoir une bonne qualité de tension continue.

Compensation par asservissement indirect des courants du réseau à une sinusoïde triphasée de référence

Dans ce premier mode de réalisation on asservit les courants du réseau à une sinusoïde

- triphasée de référence I sref(t) , en phase avec la tension au point de régulation. La référence triphasée du courant qu'absorbe le redresseur piloté en courant est alors :

-> → →

I csref(t) = I sref(t) - I ch(t) •

La référence du courant réseau I sref(t) , de même que pour l'absorption sinus, est obtenue grâce à la régulation (42) de la tension continue V_c du redresseur, nécessaire à son bon fonctionnement. Cette régulation est là encore basée sur un bilan de puissances instantanées entre l'entrée et la sortie du redresseur 40, qui donne la relation suivante :

Rpe

(P) =

Pcs Rpe^c

1 + — -— p

où R_pe est la résistance correspondant aux pertes du compensateur.

En supposant les courants réseau parfaitement sinusoïdaux et confondus avec leur référence triphasée

Isref(t), on a toujours p_s(t) = 3V_S. -& - . En notant p_ch la puissance active instantanée consommée par la charge 10, on a désormais p_s(t) = P_cs(t) + P_ch(t). La boucle de régulation est illustrée sur la figure 14.

La puissance p_Ch apparaît comme une perturbation.

De même que précédemment, la référence — > sinusoïdale triphasée I sref du courant réseau est obtenue en multipliant (44) I_Sref par une fonction sinusoïdale triphasée unitaire Stu (43) en phase avec la tension réseau. Cette dernière est alors synthétisée . Le compensateur ne fait pas qu'absorber les

« anti-harmoniques » du courant de charge, puisqu'il

→ → replace le courant I_s en phase avec la tension V_s . Il compense également la puissance réactive consommée par la charge.

Comme illustré sur la figure 15, le vecteur i comp (fond) (« fond » pour composante fondamentale) permet de passer d'un vecteur i _h (fond) à un vecteur i réseau en phase avec la tension p.o.r. Le compensateur consomme une puissance active faible, correspondant à ses pertes :

• P_comp=3.V_p.₀._r. I_comp(fond) .sin (δ) , de l'ordre de 300 W ; et fournit une puissance réactive opposée à celle consommée par la charge : . Qcomp^:=3 • p.₀._r . Icomp (fon_d) • Sin (O) = - 3 • Vp.₀._r. I_ch(fond) • ^siⁿ (ξ) •

Plusieurs charges non linéaires peuvent être connectées au point de régulation et peuvent fonctionner à des instants différents. La régulation de V_c doit donc être robuste vis-à-vis des variations de la puissance active p_ch consommée par l'ensemble des charges .

La puissance active instantanée consommée par la charge s'écrit sous la forme p_ch(t) = Pch + Pch(¹)' Pch(t) étant la puissance fluctuante absorbée par la charge et résultant de la composition des harmoniques de rangs différents de la tension et du courant de charge.

RC • Si on choisit τj = τ = — , on dimensionne le régulateur pour que la réponse de V_c à un échelon de _cref en dehors de toute variation de la perturbation p_ch, soit rapide : Vr

(p) = avec - ≈ 2ms

^Vc²ref 1 +

Lors d' un échelon de P_Ch, l ' erreur ε V_r

V_{c ref} répond alors à P_Ch selon la fonction de trans fert :

avec : - C = 1 000 μF, V_cref = 400 V ;

- R_pe = 500 Ω pour avoir des Pertes ≈ 300 W . on a

250 ms , et :

"!.-

Pch (1 + τp)

Lors d'un échelon de P_c , ε tend vers 0 avec une constante de temps de 250 ms, ce qui est trop lent pour l'application considérée (la compensation est « perdue » pendant plusieurs centaines de ms) .

RC

• Si on choisit τ; ≠ τ = — , on a :

2

ε R ^ P a

^H(P) = (P) = ^h RC τj ?

1 + XjP 4- p -

2 a

Plus Xi diminue et plus une erreur tend rapidement vers 0. En effet, en diminuant τ_ , on augmente le gain intégral, donc l'erreur diminue plus rapidement .

On choisit τ_± = 0,015, ce qui permet à l'erreur de s'annuler en 40 ms environ, sans oscillations, lors d'un échelon de puissance de charge de 12 kW.

La réponse de V_c à un échelon de V_cref n'est, alors, plus satisfaisante (dépassement, temps de réponse élevé, ..). Ceci n'est pas gênant car, en régime permanent, V_cref est fixe et seule la robustesse de la régulation vis-à-vis des variations de charge importe. De plus, la mise sous tension du compensateur ne se réalise pas avec un échelon de V_cref mais avec un signal approprié permettant d'amener, sans problèmes, V_c à sa valeur de référence.

On considère le cas d'une seule charge polluante connectée au point de régulation dont la puissance consommée varie et peut donc représenter un ensemble de charges identiques de puissances plus faibles.

On choisit V_cref = 400 V et L = 80 μH, ce qui permet au compensateur d'avoir une dynamique satisfaisante pour l'ensemble des puissances considérées . Tout comme pour l'absorption sinusoïdale, on place au point de régulation un filtre passif qui permet d'éliminer sur le courant les harmoniques HF dus au découpage du redresseur. La structure choisie est celle de la figure 10, avec les mêmes valeurs de composants.

On constate alors que le premier mode de réalisation du système de l'invention permet d'obtenir des résultats satisfaisants jusqu'à une puissance de charge de 20 kW environ. On relève en effet : f 400 Hz 800 Hz

Pch

10 KW THDv : 2 % THDv : 4,5 %

THDi : 6,5 o,

0 THDi : 10 %

20 KW THDv : 3,2 Q. O THDv : 5,8 %

THDi : 5,6 O.

0 THDi : 9 %

30 KW THDv : 4,5 0

Ό THDv : 8,5 -s

THDi : 5,2 THDi : 9,5 %

Un problème de ce premier mode de réalisation réside dans les 10 μs de retard introduites par la commande du redresseur. La référence étant suivie avec 10 μs de retard, chaque harmonique généré par le compensateur est déphasé avec sa référence, ce déphasage augmentant avec le rang de l'harmonique considéré .

Ce premier mode de réalisation présente donc les avantages suivants :

• Il est facile à mettre en oeuvre ; les calculs effectués sont simples.

• Les interrupteurs commutent à 65 kHz, en moyenne, alors que la fréquence de calcul de la commande est de 100 kHz. Par contre :

• On compense obligatoirement tous les harmoniques : on ne peut pas choisir de ne compenser que les harmoniques prépondérants.

• Les harmoniques réinjectés sont déphasés par rapport aux harmoniques de la référence (ils ont 10 μs de retard) , ce qui rend la compensation partielle, voire inefficace pour les harmoniques HF. • La compensation de puissance réactive implique un surdimensionnement en courant des composants du compensateur.

• Il n'est pas possible d'introduire une limitation sur le courant absorbé par le compensateur, sous peine de perdre le contrôle de la compensation lors de cette limitation.

• La régulation de la tension continue du compensateur est sensible aux variations de charge.

Afin de ne plus être confrontés à ces différents problèmes, on a développé un deuxième mode de réalisation du système de l'invention, basé sur l'extraction en temps réel des harmoniques du courant de charge. On peut ainsi choisir les harmoniques à compenser, et notamment régler la phase de la référence de chaque harmonique à réinjecter, afin de prendre en compte les 10 μs de retard introduites par la commande du redresseur.

Compensation par calcul en temps réel des harmoniques du courant de charge

Dans ce second mode de réalisation, illustré sur la figure 18, pour réaliser la compensation parallèle d'harmoniques on utilise un ou plusieurs redresseurs pilotés en courant 40, chacun permettant de compenser un ou plusieurs harmoniques.

Pour simplifier, on considère le cas d'un redresseur 40 compensant un harmonique du courant de charge de rang h donné : la référence triphasée du courant qu'il doit absorber est alors :

I csref(t) = I x(t) - I h(t) où : I h(t) correspond au courant harmonique triphasé de rang h du courant de charge ;

• I χ(t) est la composante fondamentale du courant qu'absorbe le redresseur, correspondant à ses pertes (on ne fait plus ici de compensation de puissance réactive) .

Pour asservir le courant absorbé par le redresseur à cette référence, on utilise une commande vectorielle optimisée 41, avec une fréquence de calcul fcaïc = 100 kHz.

La composante fondamentale I_x que doit absorber le redresseur est obtenue grâce à la régulation (42) de sa tension continue V_c illustrée sur la figure 17.

Ph représente le terme de puissance fluctuante absorbée par la charge résultant de la composition de la tension réseau (supposée ici purement fondamentale) avec l'harmonique h du courant de charge. Pour un harmonique i_h(_ch) du courant de charge de rang h = 6 k ± 1, et en supposant que l'on peut assimiler la tension réseau à son fondamental seul, d'amplitude V_s, la puissance instantanée résultant de la composition de ces deux termes s'écrit (c'est une puissance fluctuante) :

Ph(t) = 3. V_s.I_h(_ch).cos(6kωt + α_k)

où α_k est la phase de ih(ch) par rapport à la référence. En régime permanent, ce terme provoque une ondulation (très faible, de quelques volts au maximum) sur la tension continue V_c. Lors d'une variation de charge, c'est-à-dire lors d'une variation de Ih_tch l^a perturbation introduite sur la régulation de V_c reste négligeable et la régulation est donc robuste vis-à-vis de cette perturbation.

En négligeant le terme P^ dans la synthèse du régulateur et en compensant alors le pôle de la

RC' fonction de transfert en boucle ouverte | τ,- = τ on obtient entre l ' erreur ε = V_c ² - V_c ² _ref et Ph la relation suivante :

^H(P) = (p) i

Pch α + τp)l 1 + - p a

a étant la grandeur définie précédemment calculée pour que la réponse de V_c à un échelon de V_cref soit rapide en boucle fermée (T_BF = 2 ms) .

On considère le cas de l'harmonique prépondérant du courant de charge (de rang h = 5) , c'est-à-dire celui qui est susceptible de causer le plus de perturbations dans la boucle de régulation. Un échelon de puissance active de charge de 20 à 40 kW (variation importante mais que l'on peut envisager), à 800 Hz, provoque le passage de I₅ de 15 A (eff) à 25 A environ. En prenant α_k = 0, on simule à l'aide du programme de simulation la réponse théorique de V_c à cette variation, correspondant à la fonction de transfert H_(p) ci-dessus. La tension V_c se stabilise en 5 ms environ, l'ondulation passant de I V à 2 V environ. La perturbation introduite par la variation de charge est donc négligeable : on compense le pôle de la fonction de transfert en boucle ouverte ; on vérifie la validité de ce choix lors des simulations effectuées sur le système complet. Sur la figure 18, un module de « calcul Fourier » 45 est disposé entre un capteur ^r46 situé entre le point de régulation et la ligne 12 conduisant au pont de diodes et un comparateur 47 branché à la commande 41. Ce module est activé à la fin de chaque période du réseau et s'effectue en plusieurs étapes successives :

1) La fin de chaque période T du réseau est détectée par passage par zéro de l'angle θ du réseau, qui est synthétisé. On calcule alors les coefficients de Fourier a_h et b_h des trois courants de charge sur cette période.

2) Pour une phase donnée, et en supposant que le contenu harmonique ne change pas d'une période à l'autre (a_h et b_h sont supposés inchangés), l'harmonique de rang h du courant de charge sur la période suivante s'écrit alors, avec ωt = θ(t) :

(_ch) (t) = a_h. cos (hωt) +b_h. sin (hωt) ,

que l'on met sous la forme

ih(c_h) (t) = I_h-cos (hωt-φ_h) .

Une variation de contenu harmonique entre deux périodes peut être due à :

- une variation de fréquence du réseau. Or, la variation maximale de fréquence du réseau entre deux périodes successives est de 0,05 %, donc la variation de fréquence de chaque harmonique compensé est également de 0,05 % au maximum, ce qui s'avère être négligeable vis-à-vis de la compensation ; - une variation de la puissance absorbée par la charge ; la compensation est alors partielle durant une à deux périodes du réseau.

3) Afin d'obtenir la référence du compensateur sur la période suivante, on avance la phase de ce signal d'un angle β_h, de façon à prendre en compte les 10 μs de retard introduites par la commande vectorielle optimisée : i_h(t) = i_h(ch) (t+β_h/hω) soit i_h(t) = I_h.cos (hωt-φ_h+β_h) avec β_h = (2π*h*10 10^"6) /T.

On peut limiter, si c'est nécessaire pour des raisons technologiques, la valeur de I_h. On ne compense pas alors la totalité de l'harmonique h, mais la mise en parallèle d'un deuxième compensateur permet de compenser facilement, si nécessaire, la partie restante.

4) On applique alors au compensateur (-i_h(t) + i_x(t)) comme courant de référence, jusqu'au passage suivant de θ par 0.

Pour chacune des phases, le calcul de l'harmonique h à compenser s'effectue donc comme illustré sur la figure 19.

L'objet de l'invention est de maintenir le taux de distorsion harmonique en tension THDv à une valeur inférieure à 5 % si possible, dans toute la gamme de fréquence du réseau considérée (380 Hz - > 800 Hz) et pour des charges pouvant consommer au total 70 kW environ. L'alternateur considéré ayant une puissance nominale de 90 kVA, cela représente un taux de charges non linéaires maximal de presque 80 %, ce que l'on estime possible sur un réseau à fréquence variable. C'est pourquoi on compense tous les premiers harmoniques du courant de charge jusqu'au rang 25. Celui-ci a toujours une amplitude faible, mais correspond à une fréquence élevée. Il peut donc avoir une répercussion non négligeable sur la tension au point de régulation, surtout aux fortes puissances. Pour cela on utilise trois compensateurs :

- un pour les harmoniques de rangs 5, 7, 11 et 13 (noté Cl) ;

- un pour les harmoniques de rangs 17 et 19 (C2) ;

- un pour les harmoniques de rangs 23 et 25 (C3) .

Il est difficile et non optimal d'utiliser une seule et même structure pour compenser tous ces harmoniques, car la référence du compensateur alors obtenue possède des fronts extrêmement raides, que l'on ne sait pas suivre dans les 10 μs imparties avec des valeurs d'inductance raisonnables (avec des valeurs trop faibles, l'ondulation HF générée est trop importante sur les parties « plates » de la référence) .

Pour les trois compensateurs, on choisit

Vcref = 400 V et

L = 80 μH pour Cl, L = 160 μH pour C2,

L = 200 μH pour C3.

Le filtre placé au point de régulation permettant d'éliminer- les harmoniques HF de courant (100 kHz) dus aux découpage du redresseur, a la structure de la figure 10 avec ici : I_f = 20 μH ,

C_f = 4 μF,

R_f = 3 Ω .

Ce filtre possède une fréquence de coupure de 15 kHz environ et permet d'obtenir un compromis filtrage/puissance dissipée satisfaisant.

On relève alors les résultats suivants :

On réalise une compensation d'harmoniques satisfaisante, le taux de distorsion harmonique en courant THDi étant maintenu à des valeurs avoisinant 2 %. La « qualité » de la compensation est la même quelle que soit la puissance de charge considérée, mais les harmoniques de courant résiduels ont des amplitudes d'autant plus grandes que la puissance de charge est élevée. Le taux de distorsion harmonique en tension THDv est donc d'autant plus élevé que la puissance de charge est importante, mais reste inférieur ou égal à 6 % environ. Ce second mode de réalisation présente les avantages suivants :

• Le nombre de paramètres de réglage du système est élevé, ce qui le rend « souple » d'utilisation : on peut choisir de ne compenser que les harmoniques prépondérants, éventuellement limiter (pour des raisons technologiques) le niveau de chaque harmonique à compenser.

• Les 10 μs de retard introduites par la commande sur chaque harmonique sont « compensées » et les performances restent donc satisfaisantes pour des fréquences et des puissances de charge élevées.

• La puissance réactive consommée par la charge n'étant plus compensée, chaque compensateur n'absorbe plus qu'un courant fondamental très faible, correspondant à ses pertes (le cosφ reste tout de même compris entre 0,95 et 1). De ce fait, la valeur maximale instantanée du courant absorbé par chaque compensateur reste également plus faible que dans le premier mode de réalisation.

• La régulation de la tension continue des compensateurs est beaucoup plus robuste vis-à-vis des variations de charge, donc le contrôle du système est très bien conservé lors de ces variations. Par contre :

• La puissance de calcul nécessaire est plus élevée que pour le premier mode de réalisation.

Exemple de réalisation pratique

Dans un exemple de réalisation pratique du second mode de réalisation, on utilise pour chaque compensateur les organes de commande suivants :

• Un module DSP (processeur de signaux numériques) qui est chargé de générer, toutes les 10 μs, les trois courants de référence du compensateur. Pour cela, à partir des courants de charge et des tensions réseau échantillonnés à une fréquence f_e = 100 kHz, il assure la régulation de la tension continue, le filtrage numérique des tensions réseau et le calcul des harmoniques absorbés par la charge à la fin de chaque période du réseau. Le temps nécessaire à l'acquisition des données et au calcul des références, supposé connu et fixé, doit être inférieur à 10 μs. Afin de ne pas générer d'erreurs sur la compensation, on introduit sur la phase des harmoniques à compenser une avance correspondant à ce temps de calcul.

Les DSP actuels les plus rapides ont un temps de cycle de 25 ns : cela permet d'effectuer au moins 400 instructions élémentaires en 10 μs (ce qui est suffisant pour l'application considérée), plusieurs instructions pouvant éventuellement être traitées dans le même cycle. Un exemple de DSP présentant de telles performances et adapté à cette commande est le TMS320 C50 de Texas Instruments

Une fréquence d'échantillonnage de 100 kHz revient à ne prendre que cinq points par période sur l'harmonique 25 des courants de charge à 800 Hz, ce qui est peu mais suffit à conserver l'essentiel des informations contenues dans ces signaux.

La figure 20 présente le synoptique complet de la compensation ainsi réalisée pour un harmonique de rang h et une phase (phase a par exemple) donnés.

• Un module FPGA, qui est un « réseau de portes logiques programmables par l'utilisateur ». Celui-ci est chargé d'assurer la commande vectorielle du redresseur, c'est-à-dire de calculer, toutes les 10 μs, les vecteurs à appliquer ainsi que leurs temps d'application. Ces calculs sont simplement basés sur des comparaisons et des opérations élémentaires. L'acquisition des entrées de ce module est synchronisée avec la génération des sorties du module DSP.

REFERENCES

[1] « Saber Simulator, Introduction To The Saber Simulator » (Analogy, Inc., juin 1991).

[2] « Welcome To The Saber/DesignStar Introductory Course ! » (Analogy, Inc., 11/11/93).

[3] « Simulation For Circuits Through Systems SABER » (Analogy, Inc. , 1993) .

[4] « MAST®Modeling Class, Modeling Language For The Saber™Simulator » (Analogy, Inc. 1/3/94) .

[5] « Pulsewidth Modulation - A Survey » de Joachin Holtz (IEEE Transactions on Industrial Electronics, volume 39, numéro 5, décembre 1992) .

[6] « Indirect Current Control Of A Unity Power Factor Sinusoidal Current Boost Type Three-Phase

Rectifier » de Juan W. Dixon et Boon-Teck Ooi (IEEE

Transactions On Industrial Electronics, volume 35, numéro 4, novembre 1988).

Claims

REVENDICATIONS

1. Système antipollution pour réseau électrique dans lequel la génération alternative est assurée, en régime normal, par au moins un alternateur qui fournit l'énergie électrique triphasée du réseau, celle-ci étant transportée à l'aide d'un câble de puissance triphasée, l'alimentation en sortie de ce câble, appelé « point de régulation », qui est régulée, permettant d'alimenter au moins une charge, le réseau alternatif étant un réseau à fréquence fixe ou variable, ledit système comprenant au moins une charge (10) non linéaire alimentée par ce réseau, caractérisé en ce que ledit système comprend au moins un dispositif de compensation parallèle des harmoniques de courant générés par cette (ou ces) charge (s) non linéaire (s), ledit dispositif absorbant les courants harmoniques I_cs(t) en opposition de phase avec les harmoniques des courants pollués I_Ch(t) de la (ou des) charge(s).

2. Système selon la revendication 1, dans lequel le dispositif de compensation parallèle comprend au moins un redresseur piloté en courant (40) associé à un condensateur (C) .

3. Système selon la revendication 2, dans lequel le redresseur (40) est constitué de six interrupteurs formés par des semi-conducteurs à fermeture et ouverture commandées, associées à des diodes, précédés de trois inductances : une par phase, ce redresseur assurant l'échange d'énergie entre le réseau et le condensateur.

4. Système selon la revendication 3, dans lequel le redresseur est piloté par une commande vectorielle (41), la référence triphasée que suit le courant absorbé par le dispositif de compensation correspondant aux anti-harmoniques du courant de charge .

5. Système selon l'une quelconque des revendications 1 ou 2 comprenant des moyens d'extraction en temps réel du courant de charge.

6. Système selon la revendication 5 comprenant un module de calcul de Fourier (45) activé à la fin de chaque période du réseau.

7. Système selon la revendication 6, dans lequel chaque redresseur piloté en courant compense au moins un harmonique.

8. Système selon la revendication 6, dans lequel le module de calcul de Fourier comprend :

- des moyens de détection de passage par zéro de l'angle θ du réseau ;

- des moyens de calcul des coefficients de Fourier de i_ch : a_h et b_h ; - des moyens de mise sous forme

I_h.cos (hwt - φ) ;

- des moyens d'avance de phase.

9. Système selon la revendication 5 comprenant au moins un compensateur de manière à compenser tous les premiers harmoniques du courant de charge.

10. Système selon la revendication 5 comprenant des moyens de calcul :

- permettant de générer les trois courants de référence du compensateur et

- chargés d'assurer la commande vectorielle du redresseur.

11. Système selon la revendication 10, dans lequel les moyens de calcul sont un module DSP pour la génération des trois courants de référence et un module FGPA pour la commande vectorielle du redresseur.