WO1999055033A1

WO1999055033A1 - Recepteur amdc et emetteur/recepteur amdc

Info

Publication number: WO1999055033A1
Application number: PCT/JP1999/002154
Authority: WO
Inventors: Sadayuki Abeta; Mamoru Sawahashi; Fumiyuki Adachi
Original assignee: Ntt Mobile Communications Network Inc.
Priority date: 1998-04-23
Filing date: 1999-04-22
Publication date: 1999-10-28
Also published as: JP3695541B2; EP0996247A1; EP0996247A4; US6904078B1; CN1144405C; DE69939419D1; CN1266569A; EP0996247B1

Description

明細書

C D M A受信装置および C D M A送受信装置技術分野

本発明は、フェージング変動に対する耐性の高い、チャネル変動（伝搬路変動）の速度を考慮した高精度なチャネル推定を行う C D M A (Code Divis ion Multiple Access ：符号分割多元接続）受信装置および C D M A送受信装置に関する。背景技術

移動通信環境下においては、移動局と基地局との相対位置の変動に伴うレイリーフユ一ジングに起因した通信チヤネルの振幅変動、位相変動が生ずる。そのため、従来、データ（情報）を搬送波位相で伝送する位相変調方法においては、送信側では送信しようとするデータを差動符号化して、前後のシンボルの相対位相にデータを載せておき、受信側では遅延検波を行うことによりデータを識別、判定する方法が一般的であった。

しかし、遅延検波では、前述のように送信するデータを差動符号化するため、無線区間での 1 ビット誤りがデータの 2 ビット誤りになってしまレ、、同期検波、例えば 2相位相変調方式（B P S K変調）と比較して、同じ S N I R (S ignal-to-Noise and Interference power Ratio：希望受信信号電力対干渉 · 雑音電力比）で受信誤り率が 3 d B劣化する。

一方、受信信号の位相を各データシンボル毎に絶対位相で識別判定する絶対同期検波は高効率な受信特性であるが、レイリーフエージング環境下において受信絶対位相を判定することは困難である。この問題を解決するために、データシンボル系列にパイロットシンボルを挿入し、このパイロットシンボルを用いてデータシンボルのチャネル推定を行う方法が提案されている。パイ口ットシンボルの挿入方式としては、データシンボル間にパイロットシンボルを挿入する時間多重型パイロットチヤネル方式、およぴパイロットシンボルをデ一タシンボルに並列に挿入する並列型パイロットチヤネル方式がある。

時間多重型パイ口ットチャネル方式によるチャネル推定法としては、以下の文献 1、文献 2および文献 3の方法がある。

文献 1 ： "Ravleigh Fading Compensation for QAM in Land Mobile Radio Communication: S eiichi Sampei and Terumi Sunaga, IEEE Trans . Vehicular Technol. VT-42, No.2, May 1993 "では、データシンボル間に一定周期で揷入された位相既知のパイロットシンボルを用いてフェージング歪みを推定し、補償する方法が提案されている。文献 1の方法においては、数データシンボルごとにパイロットシンボルを 1つ挿入し、このパイロットシンボルの受信位相を基にチャネル推定を行う。すなわち、該当するデータシンボル区間の前後のパイロットシンボルでの各通信者の各パスの受信信号の振幅、位相測定を行い、この測定値を内挿することにより、データシンポル区間のチャネル変動を推定し、補償する。

文 2 ： "Channel Estimation Filter Using Time-Multiplexed Pilot Channel for Coherent RAKE Combining in DS -CDMA Mobile Radio:

Hidehiro Ando et. al, IEICE Trans . Commun. Vol. 81 -B , No.7, July 1998"では、より多くのパイロットシンボルを用いてチャネル推定を行うことにより、より高精度なチャネル推定を行う方法が提案されている。

図 2 3は、文献 2によるチャネル推定の方法を示す図である。この方法においては、瞬時のレイリー変動に追従するために、スロット単位で送信電力制御を行っている。従って、図 2 3に示すように、データシンボルおよびパイロットシンボルによる合成シンボル系列の振幅（電力）はスロット単位で変化し、また送信の際の増幅器の動作により位相も僅かに変化する。このような送信電力制御により、例えば、 D S— C D M A (Direct Sequence CDMA：直接拡散 C D M A ) の上りチャネルにおいて、他ユーザからの相互相関に起因する干渉信号に対して S N I Rを確保することができる。

データシンボルのチヤネル推定は、データシンボル間に一定周期で挿入されたパイロットシンボルを用いて行う。具体的には、チャネル推定を行うデ一タシンボルの属するスロットの前後複数のスロットにおいて、ノ、。ィロットシンボル（複素フヱージング包絡線推定値： estimated complex fading envelope) の平均をとり（同相加算して）、その平均値 ξを重み付け係数 α。、等で重み付け加算（重み付け平均化）してチャネル推定値を取得することにより行う。このようにして高精度なチャネル推定を行う。異なるスロットに属する多くのパイロットシンボルを用いてチヤネル推定を行うことにより高精度なチャネル推定を行うことができる。実際の移動伝搬環境においては、熱雑音（送信電力をできるだけ低減させるために、特にセル端では雑音リミテツドな環境になる）、および他ュ一ザからの相互相関に起因する干渉信号が、自チャネルの希望波信号に加わり、さらに、フェージングによつて受信信号の位相や振幅が時々刻々と変化するためにチャネル推定精度は劣化するからである。スロットが異なるパイロットシンボル間では電力が異なるが、この差に起因するチャネル推定誤差よりも、より多くのスロットのパイロットシンボルを用いることによる熱雑音、干渉信号の影響の低減効果の方が大きい。

文献 2の方法では、各スロット内のチャネル変動は小さいものとして、 1 スロット内のすべてのデ一タシンボルに対して、同じ重み付け係数を用いて同じチャネル推定値を取得している。そのため、高速フェージング時に特性の劣化が生ずるという問題がある。

文 3 . "Performance Comparison between Time-Multiplexed Pilot Channel and Parallel Pilot Channel for Coherent Rake Combining in

DS -CDMA Mobile Radio: Sadayuki Abeta et. al, IEICE Trans . Commun. Vol. 81 -B , No.7， July 1998 "では、データシンボルのチヤネル推定を行う際に、 1 スロット内のデ一タシンボルの各々に対して適切な重み付け係数

(スロット内の m番目のデータシンボルについて m， _n 0、 m,， 1等）を用いて、そのデータシンボルの属するスロットの前後複数のスロットにおけるパイロットシンボルを適切に重み付け加算し、チャネル推定値を取得することにより、より高精度なチャネル推定を行う方法が提案されている。本発明の第 1 〜 4実施形態ではこの方法を用いている（図 3参照）。

例えば、図 2 3において、 n番目のスロットの m— A番目（A ：自然数）のデータシンボルについては、 n番目のスロットのノ、。イロットシンボルの重み付けを最も大きくする。なぜなら、 n番目のスロットのパイロットシンボルが m— A番目のデータシンボルに（時間的に）最も近く、当該デ一タシンボルを送信した際のチャネルの状態を最も反映しているからである。また、 n番目のスロットの m + B番目（ B ：自然数）のデータシンボルについては、 n + 1番目のスロットのパイロットシンボルの重み付けを最も大きくする。なぜなら、 n + 1番目のスロットのパイロットシンボルが m + B番目のデ一夕シンボルに（時間的に）最も近く、当該データシンボルを送信した際のチャネルの状態を最も反映しているからである。並列型パイ口ットチャネル方式によるチヤネル推定法としては、以下の文献 4および上述の文献 3の方法がある。

文献 4 ： "DS/CDMA Coherent Detection System with a Suppressed Pilot Channel: S adayuki Abeta et. al, IEEE GLOBECOM' 94, pp. 1 622- 1 626, 1 994" では、データを送信するデータチャネルに対し、これに直交した位相既知のパイ口ットチャネルを並列に揷入してフヱ一ジング歪みを推定し、補償する方法が提案されている。

デ一タシンボルのチヤネル推定は、そのデ一タシンボルの属する区間内のパイロットシンボルの平均をとり、チヤネル推定値を取得することにより行う。このようにして S N I Rの高いチャネル推定を行なう。この推定値を用いて、該当するデータシンボル区間のパイロットシンボルでの各通信者の各パスの受信信号の検出を行い、各パスの信号毎に、振幅、位相測定を行い、該当するデータシンボル区間のチャネル変動を推定し、補償す。

文献 4の方法では、データシンボルのチャネル推定を行う際に、単にそのデータシンボルが含まれるスロットのパイロットシンボルの平均をとつてチャネル推定値としている。

上述の文献 3では、データシンボルのチャネル推定を行う際に、パイロットシンボルを適切に重み付け加算してより高精度なチャネル推定値を取得し、より高精度なチャネル推定を行う方法が提案されている。本発明の第 5 〜 8実施形態ではこの方法を用いている（図 1 4参照）。

図 1 4は、文献 3によるチャネル推定の方法を示す。図 1 4において、チャネル推定は、データシンボル系列に対し並列なパイロットシンボル系列を用いて行う。具体的には、ノ、。イロットシンボルから複数のパイロットブロックを生成し、ノ、。イロットブロックに含まれるパイロットシンボルの平均をとり、その平均値を重み付け係数い c ^等で重み付け加算してチヤネル推定値を取得することにより行う。このようにして高精度なチヤネル推定を行う。異なるスロットに属する多くのパイロットシンボルを用いてチャネル推定を行うことにより高精度なチャネル推定を行うことができる。

電力損を押さえるため、パイロットシンボル系列の電力は、データシンボル系列の電力よりも小さくしている。また、瞬時のレイリー変動に追従するために、スロット単位で送信電力制御を行っている。これにより、例えば、 D S — C D M Aの上りチャネルにおいて、他ュ一ザからの相互相関に起因する干渉信号に対して S N I Rを確保することができる。

しかし、上記文献 3および 4の方法では、フヱージング変動の速さに拘わらず常に重み付け値が一定であるので、低速のフェージング変動に最適な重み付け値を設定した場合には、高速フエ一ジング時に高精度なチヤネル推定を行うことができず、他方、高速のフュージング変動に最適な重み付け値を設定した場合には、低速フユ一ジング時に高精度なチヤネル推定を行うことができないという問題があった。発明の開示

本発明は上記問題を解決するためになされたものであり、パイロットシンボルに対する重み付け値を、チヤネル変動の速度に応じて適応的に最適化することにより、フェージング変動に対する耐性を向上させ、高精度なチャネル推定を行うことを目的とする。

高精度なチャネル推定およびそれに基づくデ一タシンボルのチャネル変動の補償を行うことができれば、例えば、レイリーフヱ一ジング環境下においても、絶対同期検波を用いてデ一タシンボルごとに絶対位相を判定することができ、所要の受信品質（受信誤り率）を得るために必要な S N I Rを低減させることができる。したがって、送信電力を低減させることができ、システムの加入者容量を増大させることができる。

上記目的を達成するために、請求項 1 に記載の発明は、複数のスロットを有し、デ一タシンボルとパイロットシンボルとを含んだ合成シンボル系列を含む信号を受信し、復調する C D M A受信装置であって、前記合成シンボル系列における前記パイロットシンボルの位置を検出する手段と、前記検出結果に基づき、複数のスロットにおいて、前記合成シンボル系列から前記パイロットシンボルを取り出し、ノイロットブロックを生成する手段と、前記パイロットプロックに含まれる前記パイロットシンボルの平均値の各々を重み付け加算して、チャネル推定値を取得する手段と、前記検出結果に基づき、前記合成シンボル系列からデータシンボル系列を取得する手段と、前記チヤネル推定値を用いて前記デ一タシンボル系列のチヤネル変動を補償する手段と、前記チャネル変動の速度に応じて前記重み付けを制御する手段とを備えたことを特徴とする。

請求項 2に記載の発明は、請求項 1 に記載の C DM A受信装置において、前記重み付けを制御する手段は、前記チャネル推定値を用いて、前記合成シンボル系列から取り出したパイロットシンボル系列のチヤネル変動を補償する手段と、前記補償されたパイロットシンボル系列、および理想的なパイロットシンボル系列に基づき誤差信号を生成する手段と、前記誤差信号、および前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルの平均値を用いて前記重み付けの制御を行う手段とを有することを特徴とする o 請求項 3に記載の発明は、請求項 1 に記載の C D M A受信装置において、前記重み付けを制御する手段は、前記補償されたデータシンボル系列、および前記補償されたデータシンボル系列を復調し、データ判定した結果に基づき誤差信号を生成する手段と、前記誤差信号、および前記パイロットプロックに含まれる前記パイロットシンボルの平均値を用いて前記重み付けの制御を行う手段とを有することを特徴とする。

請求項 4に記載の発明は、請求項 1 に記載の C D M A受信装置において、前記重み付けを制御する手段は、前記デ一タシンボルの前記チャネル推定値と、前記パイロットプロックに含まれる前記パイロットシンボルの平均値との内積値を更新値として前記重み付けの制御を行うことを特徴とする。

請求項 5に記載の発明は、請求項 1 ないし 4のいずれかに記載の C D M A受信装置において、前記 C D M A受信装置は、データシンボル系列にパイロットシンボルを数シンボル単位で一定周期で揷入したスロットからなるフレーム構成を有する合成シンボル系列を含む信号を受信することを特徴とする。

請求項 6に記載の発明は、請求項 1 ないし 5のいずれかに記載の C D M A受信装置において、前記パイロットブロックは、スロット内のすべてのパイロットシンボルから形成されることを特徴とする。

請求項 7に記載の発明は、請求項 1 ないし 6のいずれかに記載の C D M A受信装置において、前記合成シンボル系列中の n番目（ nは整数）のスロットのデータシンボルの前記チャネル推定値を取得する場合、前記パイロットブロックは、前記合成シンボル系列中の（ n— K + 1 ) 番目（Kは自然数）のスロットから（ n + K ) 番目のスロットまでにおいて生成されることを特徴とする。

請求項 8に記載の発明は、データシンボル系列、および前記データシンボル系列に対し並列なパイロットシンボル系列を含む信号を受信し、復調する C D M A受信装置であって、前記パイロットシンボル系列から複数のパイロットブロックを生成する手段と、前記パイロットブロックに含まれるパイロットシンボルの平均値の各々を重み付け加算して、チャネル推定値を取得する手段と、前記チャネル推定値を用いて前記データシンボル系列のチャネル変動を補償する手段と、前記チャネル変動の速度に応じて前記重み付けを制御する手段とを備えたことを特徴とする。

請求項 9に記載の発明は、請求項 8に記載の C D M A受信装置において、前記重み付けを制御する手段は、前記チャネル推定値を用いて前記パイ口ットシンボル系列のチャネル変動を補償する手段と、前記補償されたパイ口ットシンボル系列、および理想的なパイ口ットシンボル系列に基づき誤差信号を生成する手段と、前記誤差信号、および前記パイロットブロックに含まれる前記パイ口ットシンボルの平均値を用いて前記重み付けの制御を行う手段とを有することを特徴とする。

請求項 1 0に記載の発明は、請求項 8に記載の C D M A受信装置において、前記重み付けを制御する手段は、前記補償されたデータシンボル系列、および前記補償されたデータシンボル系列を復調し、データ判定した結果に基づき誤差信号を生成する手段と、前記誤差信号、および前記パイロットプロックに含まれる前記パイロットシンボルの平均値を用いて前記重み付けの制御を行う手段とを有することを特徴とする。

請求項 1 1 に記載の発明は、請求項 8に記載の C D M A受信装置において、前記重み付けを制御する手段は、前記データシンボルの前記チャネル推定値と、前記パイロットプロックに含まれる前記パイロットシンボルの平均値との内積値を更新値として前記重み付けの制御を行うことを特徴とする。請求項 1 2に記載の発明は、請求項 8ないし 1 1のいずれかに記載の C D M A受信装置において、前記 C D M A受信装置は、第 1拡散符号を用いて拡散されたデータシンボル系列と、前記デ一タシンボル系列に対し並列であり、第 2拡散符号を用いて拡散されたパイ口ットシンボル系列とを含む信号を受信し、前記第 1拡散符号と前記第 2拡散符号とは互いに直交することを特徴とする。

請求項 1 3に記載の発明は、請求項 8ないし 1 2のいずれかに記載の C D M A受信装置において、前記 C D M A受信装置は、第 1搬送波に乗せられた拡散されたデータシンボル系列と、前記データシンボル系列に対し並列であり、第 2搬送波に乗せられた拡散されたパイロットシンボル系列とを含む信号を受信し、前記第 1搬送波と前記第 2搬送波とは互いに直交することを特徴とする。

請求項 1 4に記載の発明は、請求項 8ないし 1 3のいずれかに記載の C D M A受信装置において、前記データシンボル系列中の n番目（ nは整数）のデータシンボルの前記チャネル推定値を取得する場合、前記複数のパィロットブロックは、前記パイロットシンボル系列中の（ n— K + 1 ) 番目 ( Kは自然数）のパイロットシンボルから（ n + K ) 番目のパイロットシンボルまでにより形成されることを特徴とする。

請求項 1 5に記載の発明は、請求項 8ないし 1 4のいずれかに記載の C D M A受信装置において、前記複数のパイロットプロックは長さが同じであることを特徴とする。

請求項 1 6に記載の発明は、複数のスロットを有し、デ一タシンボルとパイ口ットシンボルとを含んだ合成シンボル系列を含む信号を送信する送信処理部と前記信号を受信し、復調する受信処理部とを備えた C D M A送受信装置であって、前記受信処理部は、前記合成シンボル系列における前記パイ口ットシンボルの位置を検出する手段と、前記検出結果に基づき、複数のスロットにおいて、前記合成シンポル系列から前記パイロットシンボルを取り出し、ノ、。ィロットブロックを生成する手段と、前記パィロットプロックに含まれる前記パイロットシンボルの平均値の各々を重み付け加算して、チャネル推定値を取得する手段と、前記検出結果に基づき、前記合成シンボル系列からデ一タシンボル系列を取得する手段と、前記チャネル推定値を用いて前記データシンボル系列のチヤネル変動を補償する手段と、前記チャネル変動の速度に応じて前記重み付けを制御する手段とを有することを特徴とする。

請求項 1 7に記載の発明は、データシンボル系列、および前記データシンボル系列に対し並列なパイ口ットシンボル系列を含む信号を送信する送信処理部と、前記信号を受信し、復調する受信処理部とを備えた C D M A 送受信装置であって、前記受信処理部は、前記パイロットシンボル系列から複数のパイロットブロックを生成する手段と、前記パイロットブロックに含まれるパイロットシンボルの平均値の各々を重み付け加算して、チヤネル推定値を取得する手段と、前記チャネル推定値を用いて前記デ一タシンボル系列のチャネル変動を補償する手段と、前記チャネル変動の速度に応じて前記重み付けを制御する手段とを有することを特徴とする。

請求項 1 8に記載の発明は、複数のスロットを有し、データシンボルとパイロットシンボルとを含んだ合成シンボル系列を含む信号を受信し、復調する C D M A受信方法であって、前記合成シンボル系列における前記パイロットシンボルの位置を検出するステップと、前記検出結果に基づき、複数のスロットにおいて、前記合成シンボル系列から前記パィロットシンボルを取り出し、ノイロットブロックを生成するステップと、前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルの平均値の各々を重み付け加算して、チャネル推定値を取得するステップと、前記検出結果に基づき、前記合成シンボル系列からデータシンボル系列を取得するステツプと、前記チャネル推定値を用いて前記データシンボル系列のチャネル変動を補償するステップとを備え、前記重み付けは前記チャネル変動の速度に応じて制御されることを特徴とする。

請求項 1 9に記載の発明は、データシンボル系列、および前記データシンボル系列に対し並列なパイロットシンボル系列を含む信号を受信し、復調する C D M A受信方法であって、前記パイロットシンボル系列から複数のパイロットブロックを生成するステップと、前記パイロットブロックに含まれるパイロットシンボルの平均値の各々を重み付け加算して、チヤネル推定値を取得するステツプと、前記チャネル推定値を用いて前記デ一タシンボル系列のチャネル変動を補償するステツプとを備え、前記重み付けは前記チャネル変動の速度に応じて制御されることを特徴とする。図面の簡単な説明

図 1 は、本発明の第 1実施形態に係る C D M A受信装置の構成例を示す図である。

図 2は、図 2 Aおよび図 2 Bの関係を示す図である。

図 2 Aは、本発明の第 1実施形態に係る C D M A受信装置による受信処理例を示すフローチヤ一トである。

図 2 Bは、本発明の第 1実施形態に係る C D M A受信装置による受信処理例を示すフローチヤ一トである。

図 3は、本発明の第 1実施形態に係る C D M A受信装置によるチャネル推定の動作原理を、チャネル推定例を用いて示す図である。

図 4は、本発明の第 1実施形態に係る C D M A受信装置による重み付け制御処理例を示すフローチヤ一トである。

図 5は、本発明の第 2実施形態に係る C DMA送受信装置の構成例を示す図である。

図 6は、本発明の第 2実施形態に係る C DM A送受信装置の送信処理部の構成例を示す図である。

図 7は、本発明の第 2実施形態に係る C DM A送受信装置の送信処理部による送信処理例を示すフローチヤ一トである。

図 8は、本発明の第 3実施形態に係る C D M A受信装置の構成例を示す図である。

図 9は、本発明の第 3実施形態に係る C DM A受信装置による重み付け制御処理例を示すフローチヤ一トである。

図 1 0は、本発明の第 4実施形態に係る C DMA受信装置の構成例を示す図である。

図 1 1は、本発明の第 4実施形態に係る C DM A受信装置による重み付け制御処理例を示すフローチヤ一トである。

図 1 2は、本発明の第 5実施形態に係る CDMA受信装置の構成例を示す図である。

図 1 3は、図 1 3 Aおよび図 1 3 Bの関係を示す図である。

図 1 3 Aは、本発明の第 5実施形態に係る C DM A受信装置による受信処理例を示すフローチヤ一トである。

図 1 3 Bは、本発明の第 5実施形態に係る C DMA受信装置による受信処理例を示すフローチヤ一トである。

図 1 4は、本発明の第 5実施形態に係る C DMA受信装置によるチヤネル推定の動作原理を、チャネル推定例を用いて示す図である。

図 1 5は、本発明の第 6実施形態に係る C DM A送受信装置の構成例を示す図である。

図 1 6は、本発明の第 6実施形態に係る C DMA送受信装置の送信処理部の構成例を示す図である。

図 1 7は、本発明の第 6実施形態に係る C DMA送受信装置の送信処理部による送信処理例を示すフローチヤ一トである。

図 1 8は、本発明の第 7実施形態に係る C DMA受信装置の構成例を示す図である。

図 1 9は、本発明の第 8実施形態に係る C DMA受信装置の構成例を示す図である。

図 2 0は、 2波レイリーモデル下における最大ドップラー周波数（ f _d) とスロット時間（T_sl()t) との積に対する所要誤り率（B E R= 1 0-3) 特性を示す図である。

図 2 1は、 f _dT_sk)t= 0. 0 0 3 1 2 5および f _dT_slot= 0. 2 8時の V e h i c u 1 a r _ B環境下における B E R特性を示す図である。

図 2 2は V e h i c u l a r— B環境下における f _dT_sl。_tに対する所要誤り率（B E R = 1 (T³) 特性を示す図である。

図 2 3は、関連技術によるチャネル推定の動作原理を示す図である。発明を実施するための最良の形態

以下、図面を参照して、本発明を実施するための最良の形態を詳細に説明する。

本発明の第 1〜 4実施形態は、時間多重型パイ口ットチャネル方式による C DM A受信装置および C DM A送受信装置に関し、本発明の第 5〜 8 実施形態は、並列型パイロットチャネル方式による C DMA受信装置および C DM A送受信装置に関する。 (第 1実施形態）

図 1は、本発明の第 1実施形態に係る C DMA受信装置の構成例を示す図である。本実施形態に係る C DM A受信装置 1 0 0は、複数のスロットを有し、データシンボルとパイロットシンボルとを含んだ合成シンボル系列を含む信号を受信し、復調する。

C DM A受信装置 1 0 0は、受信部 1 1 0、マッチトフィルタ 1 2 5、スロット同期検出部 1 0 1 シンボル系列取得部 1 1 2 °ィロットブロック生成部 1 1 1、チヤネル推定値取得部 1 2 1、データシンボル系列取得部 1 2 9、データシンボル系列補償部 1 3 0、レイク合成部 1 3 2、誤差信号生成部 1 4 2、および重み付け制御部（MMS E) 1 4 4を備える。図 1に示すように、本実施形態においては、マッチトフィルタ 1 2 5、スロット同期検出部 1 0 1等は D S P (Digital Signal Processor) (およびプログラムを格納したメモリ） 1 2 0によりソフトウェアとして実現されている力？、ハードウェアとして実現してもよい。ハードウェアとして実現する場合には、必要に応じて遅延回路等も用いる。

図 2 Aおよび図 2 Bは、本実施形態に係る C DM A受信装置による受信処理例を示すフローチャートである。まず、ステップ S 2 0 1において、受信部 1 1 0により受信信号、すなわち拡散された合成シンボル系列を受信する。ステップ S 2 0 2において、マッチトフィルタ 1 2 5により、受信信号を逆拡散して合成シンボル系列を生成する。そして、ステップ S 2 0 3〜 S 2 0 8において、スロット同期検出部 1 0 1 ィロットシンボル系列取得部 1 1 2、パイロットブロック生成部 1 1 1およびチヤネル推定値取得部 1 2 1により、チャネル推定処理を行い、データシンボルおよびパイロットシンボルのチヤネル推定値を取得する。

図 3は、本実施形態に係るチャネル推定装置によるチャネル推定の動作原理を、 n番目（ここで、 nは整数）のスロットの m番目（ここで、 mは整数）のデータシンボルのチャネル推定値を取得する例を用いて示す図である。図 3の例における合成シンボル系列はスロット単位で送信電力制御されている。また、合成シンボル系列の各スロットは、複数かつ一定長のパイロットシンボルに複数かつ一定長のデータシンポルが続く形で構成されている。すなわち、合成シンボル系列は、データシンボル系列にパイロットシンボルを数シンボル単位で一定周期で揷入したスロットからなるフレ —ム構成を有する。

ただし、合成シンボル系列の各スロットにおけるデータシンボルおよびパイロットシンボルは単数としてもよいし、可変長としてもよい。また、デ一タシンボルのみのスロット、またはパイロットシンボルのみのス口ットがあってもよい。さらに、各スロットにおけるデータシンボルおよびパィロットシンボルの配置は自由である。

図 2 Aに戻り、ステップ S 2 0 3において、スロット同期検出部 1 0 1 により合成シンボル系列におけるパイロットシンボルの位置を検出する。

ステップ S 2 0 4において、ノ、 °ィロットシンポル系列取得部 1 1 2およびパイロットブロック生成部 1 1 1 により、複数のスロットにおいて、合成シンボル系列からパイロットシンボルを取り出し、ノ、 °ィロットブロックを生成する。すなわち、複数のスロットにおいて、ステップ S 2 0 3の検出結果に基づきパイロットシンボル系列取得部 1 1 2によりパイロットシンボル（系列）を取得し、パイロットブロック生成部 1 1 1 により取得したノ、⁰イロットシンボルからノ、。イロットブロックを生成する。

図 3の例では、（ n— K + 1 ) 番目（ここで、 Kは自然数であり、図 3 の例では K = 3 としている）のスロットから（η + Κ ) 番目のスロットまでにおいて、合成シンボル系列からパイロットシンボルを取り出し、ノ、。ィロットブロックを生成している。ノイロットブロックとはノ、。イロットシンボルの集合である。

本実施形態においては、スロット内のすべてのパイロットシンボルによりノヽ。イロットブロックを形成している力？、スロット内の一部のパィロットシンボルによりノ、。イロットブロックを形成してもよい。また、 1 ノイロットシンボルにより 1 ノイロットブロックを生成することもできる。さらに、パイロットブロックに含まれるパイロットシンボルの数は、スロットごとに異なるものとしてもよい。

ノ、。イロットブロックは、 n番目のスロットのデータシンボルのチャネル推定値を求める場合に、図 3の例のように n番目のスロットを中心に時間的に前後にほぼ同数個のスロットにおいて生成しなくてもよい。したがつて、チャネル推定の遅延を考慮して、 n番目のスロットより小さい（時間的に前の）スロットのみにおいて、ノ、。ィロットブロックを生成することもできる。

ステップ S 2 0 5〜 S 2 0 8において、チャネル推定値取得部 1 2 1 により、データシンボルおよびパイロットシンボルのチヤネル推定値を取得する。まず、ステップ S 2 0 5でパイロットブロックに含まれるパイロットシンボル (複素フェージング包絡線推定値）の平均をとり、パイ πットブロック平均値とを取得する。これをすベてのパイロットブロックについて行う（ステップ S 2 0 6 ) 。 1 ノ、。ィロットブロックに 1 ノ、。イロットシンボルしか含まれない場合には、そのパイロットシンボル^がそのままパイロットブロック平均値 ^となる。図 3の例では、 n + i番目のスロットのパイロットブロック（ i =— K + 1〜K， Κ = 3 ) の各々についてパイロットブロック平均値 ( n + i ) を取得している。ステップ S 2 0 7でパイロットブロック平均値 ξの各々を重み付け係数で重み付け加算して、データシンボルおよびパイロットシンボルのチヤネル推定値を取得する。図 3の例では、 η番目のスロットの m番目のデ —タシンボルについて、 n + i番目のパイロットブロックの重み係数を m, iとして、チャネル推定値 ξ (_η)を取得している。また、本実施形態においては、重み付け制御のために、パイロットシンボルについてもチャネル推定値を取得する。チャネル推定値の取得はデータシンボルの場合と同様に、 η番目のスロットの m番目のパイロットシンボルについて、 n + i番目のパイロットブロックの重み係数をひ m， iとして、チャネル推定値（_n)を取得する。チャネル推定値^ (_n)は式（ 1 ) で与えられる。

上記ステップ S 2 0 7を、チャネル推定値を取得しようとするすべてのデータシンボルおよびパイロットシンボルについて行う（ステップ S 2 0 8 )

なお、 1 スロット内のすべてのデータシンボルおよびパイロットシンボルに対して、同じ重み付け係数を用いて同じチャネル推定値を取得するようにすることもできる。

チヤネル推定値を取得した後、ステップ S 2 0 9 において、データシンボル系列取得部 1 2 9 により、スロット同期検出部 1 0 1 の検出結果に基づき、合成シンボル系列からデータシンボル系列を取得する。

ステップ S 2 1 0 において、データシンボル系列補償部 1 3 0により、ステップ S 2 0 3〜 S 2 0 8で得られた（データシンボルの）チャネル推定値^ を用いてデータシンボル系列のチャネル変動（フヱ一ジング位相変動）を補償する。より具体的には、データシンボル系列にチャネル推定値の複素共役を乗じることによりデータシンボルのチャネル変動を補償する。

ステップ S 2 1 1 において、レイク合成部 1 3 2 により、各レイクフィンガからの補償されたデータシンボル系列を同相合成する。

図 4は、本実施形態に係る C D M A受信装置による重み付け制御処理例を示すフローチャートである。ステップ S 4 0 1 において、ノ、。ィロットシンボル系列補償部 1 4 6 により、ステップ S 2 0 3〜 S 2 0 8で得られた

(パイロットシンボルの）チヤネル推定値を用いてパイロットシンボル系列のチャネル変動を補償する。

ステップ S 4 0 2において、誤差信号生成部 1 4 2により、補償されたパイロットシンボル系列、および理想的な（チャネル変動による影響を受けていない）パイロットシンボル系列に基づき誤差信号（識別誤差情報）を生成する。理想的なパイロットシンボル系列は既知であり、受信装置 1 0 0にあらかじめ用意してある。ステップ S 4 03において、重み付け制御部（MMS E) 1 4 4により、誤差信号、およびパイロットプロック平均値（各パイロットブロックより得られたチャネル推定値）を帰還情報として用いて重み付け（重み係数 a .) の制御を行う。このように、ノ、。ィロットシンボルに対する重み付け値を、チャネル変動の速度に応じて適応的に最適化することにより、フニ一ジング変動に対する耐性を向上させ、高精度なチャネル推定を行うことができる。

(第 2実施形態）

図 5は、本発明の第 2実施形態に係る C DMA送受信装置の構成例を示す図である。本実施形態に係る C DMA送受信装置 5 0 0は、複数のスロットを有し、デ一タシンボルとパイロットシンボルとを含んだ合成シンボル系列を含む信号を送信し、およびかかる信号を受信し、復調する。

C DMA送受信装置 5 0 0は、送信処理部 5 1 0 と受信処理部 5 2 0 とを備える。受信処理部 5 2 0の構成ならびに受信処理および重み付け制御処理は、本発明の第 1実施形態に係る C DMA受信装置 1 0 0の構成（図 1 ) ならびに受信処理（図 2 Aおよび図 2 B) および重み付け制御処理 (図 4 ) と同様である。

図 6は、本実施形態に係る C DMA送受信装置の送信処理部の構成例を示す図である。図 6に示すように、送信処理部 5 1 0は、送信部 6 1 0、通信路符号化部 6 2 2、合成部 6 3 0、および拡散部 6 2 7を備える。本実施形態においては、通信路符号化部 6 2 2、合成部 6 3 0等は D S P

(およびプログラムを格納したメモリ） 6 2 0によりソフトウェアとして実現されている力 ^?、ハードウェアとして実現してもよい。

図 7は、本実施形態に係る C DM A送受信装置の送信処理部による送信処理例を示すフローチヤ一トである。まず、ステップ S 7 0 1 において、通信路符号化部 6 2 2により、データ系列を変調（符号化）して、データシンボル系列を生成する。ステップ S 7 0 2において、合成部 6 3 0により、デ一タシンポル系列の各スロットにパイロットシンボルを挿入して合成シンポル系列を生成する。ステップ S 7 0 3において、拡散部 6 2 7により、合成シンボル系列を拡散して送信信号（拡散された合成シンボル系列）を生成する。ステップ S 7 0 4において、送信部 6 1 0により、送信信号を送信する。

(第 3実施形態）

図 8は、本発明の第 3実施形態に係る C DM A受信装置の構成例を示す図である。本実施形態に係る C DM A受信装置 8 0 0は、複数のスロットを有し、データシンボルとパイロットシンボルとを含んだ合成シンボル系列を含む信号を受信し、復調する。

C DMA受信装置 8 0 0は、受信部 8 1 0、マッチトフィルタ 8 2 5、スロット同期検出部 8 0 1、パイロットシンボル系列取得部 8 1 2、ノヽ。ィロットプロック生成部 8 1 1、チヤネル推定値取得部 8 2 1、データシンボル系列取得部 8 2 9、データシンボル系列補償部 8 3 0、レイク合成部 8 3 2、データ判定部 8 4 6、誤差信号生成部 8 4 2、および重み付け制御部（MMS E) 8 4 4を備える。図 8に示すように、本実施形態においては、マッチトフィルタ 8 2 5、スロット同期検出部 8 0 1等は D S P

(およびプログラムを格納したメモリ） 8 2 0によりソフトウェアとして実現されている力'、ハードウェアとして実現してもよい。受信部 8 1 0、マッチトフィルタ 8 2 5等の構成および機能は、本発明の第 1実施形態に係る C DMA受信装置 1 0 0の対応する要素と同様である。また、本実施形態に係る C DMA受信装置 8 0 0では、本発明の第 1実施形態に係る C DM A受信装置 1 0 0の受信処理（図 2 Aおよび図 2 B) と同様の処理が行われる。ただし、本実施形態においては、パイロットシンボルのチヤネル推定値を求める必要はない。

図 9は、本実施形態に係る C DM A受信装置による重み付け制御処理例を示すフローチヤ一トである。ステップ S 9 0 1において、誤差信号生成部 8 4 2により、補償されたデータシンボル系列、および補償されたデ一夕シンボル系列を復調し、データ判定した結果に基づき誤差信号（識別誤差情報）を生成する。データ判定は、データ判定部 84 6がレイク合成部 8 3 2の出力を判定（ 0/ 1 ) することにより行う。

ステップ S 9 02において、重み付け制御部（MMS E) 84 4により、誤差信号、およびパイロットプロック平均値（各パイロットブロックより得られたチャネル推定値） ξを帰還情報として用いて重み付け（重み係数 .) の制御を行う。

m, 1

このように、ノ、 °ィロットシンボルに対する重み付け値を、チャネル変動の速度に応じて適応的に最適化することにより、フエ一ジング変動に対する耐性を向上させ、高精度なチャネル推定を行うことができる。

また、本実施形態においては、パイロットシンボル周期（スロット周期）ではなく、シンボル周期で重み係数の更新を行うことができるので、重み係数の収束能力を向上させることができる。

なお、本発明の第 3実施形態に係る C DMA受信装置 8 0 0を受信処理部として、および本発明の第 2実施形態に係る CDMA送受信装置 5 0 0 の送信処理部 5 1 0を送信処理部として C DMA送受信装置を構成することができる。

(第 4実施形態）図 1 0は、本発明の第 4実施形態に係る CDMA受信装置の構成例を示す図である。本実施形態に係る C DM A受信装置 1 0 0 0は、複数のスロットを有し、データシンボルとパイロットシンボルとを含んだ合成シンボル系列を含む信号を受信し、復調する。

C DM A受信装置 1 0 0 0は、受信部 1 0 1 0、マッチトフィルタ 1 0

2 5、スロット同期検出部 1 0 0 1、パイロットシンボル系列取得部 1 0 1 2、ノ、。イロットブロック生成部 1 0 1 1、チャネル推定値取得部 1 0 2 1、データシンボル系列取得部 1 0 2 9、データシンボル系列補償部 1 0

3 0、レイク合成部 1 0 3 2、および重み付け制御部（内積演算） 1 04 4を備える。図 1 0に示すように、本実施形態においては、マッチトフィルタ 1 0 2 5、スロット同期検出部 1 0 0 1等は D S P (およびプログラムを格納したメモリ） 1 02 0によりソフトウェアとして実現されている力ハードウェアとして実現してもよい。受信部 1 0 1 0、マッチトフィルタ 1 0 2 5等の構成および機能は、本発明の第 1実施形態に係る C DM A受信装置 1 0 0の対応する要素と同様である。また、本実施形態に係る C DMA受信装置 1 0 0 0では、本発明の第 1実施形態に係る C DMA受信装置 1 0 0の受信処理（図 2 Aおよび図 2 B) と同様の処理が行われる。ただし、本実施形態においては、パイロットシンボルのチャネル推定値を求める必要はない。

図 1 1は、本実施形態に係る C DM A受信装置による重み付け制御処理例を示すフローチヤ一トである。ステップ S 1 1 0 1において、重み付け制御部（内積演算） 1 044により、データシンボルのチヤネル推定値とと、およびパイロットブロック平均値（各パイロットブロックより得られたチャネル推定値）との内積値（相関値）を更新値（帰還情報）として式（ 2 ) に示すように、重み付け（重み係数ひ .) の制御（更新）を行う

(2)

ここで、 A_m(n)は n番目のスロット時における m番目のデータシンボルの重み付け係数であり、は更新のステップサイズであり、 ξ (n + i ) は n + i番目のスロットのパイロットブロック平均値であり、 (_n)は n番目のスロットの m番目のデータシンボルのチャネル推定値である。また、 AJ^n)は A_m(n)の転置行列を示す。このように、ノ、。ィロットシンボルに対する重み付け値を、チャネル変動の速度に応じて適応的に最適化することにより、フユ一ジング変動に対する耐性を向上させ、高精度なチャネル推定を行うことができる。

また、本実施形態においては、データを復調する必要性や誤差信号を生成する必要性がなく、簡単な構成でチャネル変動に応じた重み付けの制御を行うことができる。

なお、本発明の第 4実施形態に係る C DMA受信装置 1 0 0 0を受信処理部として、および本発明の第 2実施形態に係る CDMA送受信装置 5 0 0の送信処理部 5 1 0を送信処理部として CDMA送受信装置を構成することができる。

(第 5実施形態）

図 1 2は、本発明の第 5実施形態に係る CDMA受信装置の構成例を示す図である。本実施形態に係る C DMA受信装置 1 2 0 0は、デ一夕シンボル系列、および前記デ一タシンボル系列に対し並列なパイロットシンボル系列を含む信号を受信し、復調する。

C DMA受信装置 1 2 0 0は、受信部 1 2 1 0、データシンボル系列用マッチトフィルタ 1 2 2 4、ノイロットシンボル系列用マッチトフィルタ 1 2 2 6、パイロットブロック生成部 1 2 1 1、チヤネル推定値取得部 1 2 2 1、データシンボル系列補償部 1 2 3 0、レイク合成部 1 2 3 2、誤差信号生成部 1 2 4 2、および重み付け制御部（MMS E) 1 2 4 4を備える。図 1 2に示すように、本実施形態においては、データシンボル系列用マッチトフィルタ 1 2 2 4、ノヽ °ィロットシンポル系列用マツチトフィルタ 1 2 2 6等は135？ (およびプログラムを格納したメモリ） 1 2 2 0によりソフトウェアとして実現されている力ハ一ドウエアとして実現してもよい。図 1 3 Aおよび図 1 3 Bは、本実施形態に係る C D M A受信装置による受信処理例を示すフローチヤ一トである。まず、ステップ S 1 3 0 1 において、受信部 1 2 1 0により受信信号、すなわち拡散されたデータシンポル系列、および拡散されたパイロットシンボル系列を受信する。

本実施形態においては、互いに直交する第 1拡散符号および第 2拡散符号によりそれぞれ拡散されたデータシンボル系列およびパイロットシンボル系列を受信するものとしている。ただし、互いに直交しない第 1拡散符号および第 2拡散符号によりそれぞれ拡散されたデータシンボル系列およびパイロットシンボル系列を受信するものとすることもできる。

また、本実施形態においては、互いに直交する第 1搬送波および第 2搬送波にそれぞれ乗せられた、拡散されたデータシンボル系列および拡散されたパイロットシンボル系列を受信するものとしている。ただし、互いに直交しない第 1搬送波および第 2搬送波にそれぞれ乗せられた、拡散されたデータシンボル系列および拡散されたパイロットシンボル系列を受信するものとすることもできる。互いに直交する搬送波の例としては、正弦波と余弦波が挙げられる。

ステップ S 1 3 0 2 において、デ一タシンボル系列用マツチトフィルタ 1 2 2 4により、第 1拡散符号を用いて受信信号を逆拡散して、データシンボル系列を生成する。ステップ S 1 3 0 3 において、パイロットシンポル系列用マツチトフィルタ 1 2 2 6により、第 2拡散符号を用いて受信信号を逆拡散して、パイロットシンボル系列を生成する。そして、ステップ S 1 3 0 4〜 S 1 3 0 8 において、パイロットブロック生成部 1 2 1 1およびチャネル推定値取得部 1 2 2 1 により、チャネル推定処理を行い、デ —夕シンボルおよびパイロットシンボルのチヤネル推定値を取得する。

図 1 4は、本実施形態に係るチャネル推定装置によるチャネル推定の動作原理を、 n番目（ここで、 nは整数）のデータシンボルのチャネル推定値を取得する例を用いて示す図である。図 1 4の例においては、電力損を押さえるため、パイロットシンボル系列の電力は、データシンボル系列の電力よりも小さくしている。また、データシンボル系列およびパイロットシンボル系列はスロット単位で送信電力制御されている。

図 1 3 Aに戻り、ステップ S 1 3 0 4において、ノ、 °ィロットブロック生成部 1 2 1 1 によりノイロットシンボル系列から複数のパイロットブロックを生成する。図 1 4の例では、 n番目のパイロットシンボルを中心に、スビットの長さのパイロットプロックを時間的に前後に L個（本例では 3 個）生成するために、（ n— K + 1 ) 番目のパイロットシンボルから（ n + K ) 番目のパイロットシンボルまでを用いている（ここで、 K = L Xス、 Κは自然数）。

ノヽ °ィロットブロックは、多くの異なるスロットに属するパイロットシンボルにより形成し、それらのパイロットシンボルをチャネル推定に用いることが好ましい。スロットが異なるパイロットシンボル間では電力が異なる力この差に起因するチャネル推定誤差よりも、より多くのスロットのパイロットシンボルを用いることによる熱雑音、干渉信号の影響の低減効果の方が大きく、より高精度なチャネル推定を行うことができるからである。図 1 4の例では、 7個の異なるスロットに属するパイロットシンボルにより 6個のパイロットブロックを形成している。

ノ、。イロットブロックは、 η番目のデータシンボルのチヤネル推定値を求める場合に、図 3の例のように η番目のパイロットシンボルを中心に時間的に前後に同数個生成しなくてもよい。したがって、チャネル推定の遅延を考慮して、 η番目より小さレ、（時間的に前の）ノィロットシンボルのみからパイロットブロックを生成することもできる。 1 ノイロットプロックの長さは 1スロットの長さとは関係なく選択することができる。また、 1 ノ、。ィロットブロックの長さを 1 ノ、。ィロットシンポルの長さとすること、すなわち 1 ノイロットブロックを 1 ノ、。イロットシンボルで形成することもできる。さらに、ノ、'ィロットブロックの長さは、ノ、。イロットブロックごとに異なるものとしてもよい。

ステップ S 1 3 0 5 〜 S 1 3 0 7において、チャネル推定値取得部 1 2 2 1 により、データシンボルおよびパイロットシンボルのチヤネル推定値を取得する。まず、ステップ S 1 3 0 5でパイロットプロックに含まれるハ⁰ィロットシンボル (複素フヱージング包絡線推定値）の平均をとり、パイロットブロック平均値 ξを取得する。これをすベてのパイロットブロックについて行う（ステップ S 1 3 0 6 ) 。 1 ノィロットブロックに 1 ノ、。ィロットシンボルしか含まれない場合には、そのパイロットシンボルがそのままパイロットブロック平均値 ^となる。図 1 4の例では、 i番目のパイロットブロック（ i =— L 〜 L ， i ÷ 0 ) の各々についてノ、⁰ィロットブロック平均値 ( n j) を取得している。ステップ S 1 3 0 7でパイロットプロック平均値^の各々を重み付け加算して、データシンボルおよびパイロットシンボルのチヤネル推定値とを取得する。図 1 4の例では、 i番目のパイロットプロックの重み係数を《i として、 n番目のデータシンボルのチャネル推定値 ( n ) を取得してい

O o

また、本実施形態においては、重み付け制御のために、パイロットシンボルについてもチヤネル推定値を取得する。 n番目のパイロットシンボルのチヤネル推定値としては、 n番目のデータシンボルのチヤネル推定値（_n)をそのまま用いることができるチャネル推定値 ξ _(n)は式（3) で与えられる。

=-L, i≠0 上記ステツプ S 1 3 04〜 S 1 3 0 7を、チヤネル推定値を取得しょうとするすべてのデータシンボルおよびパイロットシンボルについて行う (ステップ S 1 3 08 ) 。

チャネル推定値を取得した後、ステップ S 1 3 0 9において、データシンボル系列補償部 1 2 3 0により（データシンボルの）チヤネル推定値を用いてデータシンポル系列のチャネル変動を補償する。より具体的には、デ一タシンボル系列にチャネル推定値の複素共役を乗じることによりデ

—夕シンボルのチャネル変動を補償する。

ステップ S 1 3 1 0において、レイク合成部 1 2 3 2により、各レイクフィンガからの補償されたデ一タシンボル系列を同相合成する。

本実施形態に係る C DMA受信装置 1 2 0 0では、本発明の第 1実施形態に係る C DMA受信装置 1 0 0の重み付け制御処理（図 4) と同様の処理が行われる。すなわち、ステップ S 4 0 1において、パイロットシンポル系列補償部 1 2 4 6 により、（パイロットシンボルの）チヤネル推定値とを用いてパイロットシンボル系列のチヤネル変動を補償する。ステップ S 4 0 2において、誤差信号生成部 1 2 4 2により、補償されたパイロットシンボル系列、および（チャネル変動による影響を受けていない）理想的なパイロットシンボル系列に基づき誤差信号（識別誤差情報）を生成する。理想的なパイロットシンボル系列は既知であり、受信装置 1 2 0 0にあらかじめ用意してある。

ステップ S 4 0 3において、重み付け制御部（MM S E ) 1 2 4 4により、誤差信号、およびパイロットブロック平均値（各パイロットブロックより得られたチャネル推定値）を帰還情報として用いて重み付け（重み係数《i) の制御を行う。

このように、ノ、。ィロットシンボルに対する重み付け値を、チャネル変動の速度に応じて適応的に最適化することにより、フエ一ジング変動に対する耐性を向上させ、高精度なチャネル推定を行うことができる。

(第 6実施形態）

図 1 5は、本発明の第 6実施形態に係る C D M A送受信装置の構成例を示す図である。本実施形態に係る C D M A送受信装置 1 5 0 0は、データシンボル系列、および前記データシンボル系列に対し並列なパイロットシンボル系列を含む信号を送信し、およびかかる信号を受信し、復調する。

C D M A送受信装置 1 5 0 0は、送信処理部 1 5 1 0 と受信処理部 1 5 2 0 とを備える。受信処理部 1 5 2 0の構成ならびに受信処理および重み付け制御処理は、本発明の第 5実施形態に係る C D M A受信装置 1 2 0 0 の構成（図 1 2 ) ならびに受信処理（図 1 3 Aおよび図 1 3 B ) および重み付け制御処理（図 4 ) と同様である。図 1 6は、本実施形態に係る C D M A送受信装置の送信処理部の構成例を示す図である。図 1 6に示すように、送信処理部 1 5 1 0は、送信部 1 6 1 0、通信路符号化部 1 6 2 2、データシンボル系列用拡散部 1 6 2 6、パイロットシンボル系列用拡散部 1 6 2 8、および合成部 1 6 3 0を備える。本実施形態においては、通信路符号化部 1 6 2 2、データシンボル系列用拡散部 1 6 2 6等は D S P (およびプログラムを格納したメモリ） 1 6 2 0によりソフトウェアとして実現されている力'、ハードウェアとして実現してもよい。

図 1 7は、本実施形態に係る C D M A送受信装置の送信処理部による送信処理例を示すフローチヤ一トである。まず、ステップ S 1 7 0 1 において、通信路符号化部 1 6 2 2により、データ系列を変調（符号化）して、データシンボル系列を生成する。ステップ S 1 7 0 2において、データシンボル系列用拡散部 1 6 2 6により、第 1拡散符号を用いてデータシンポル系列を拡散し、拡散されたデ一タシンボル系列を生成する。ステップ S 1 7 0 3において、ノ、。ィ口ットシンボル系列用拡散部 1 6 2 8により、第 2拡散符号を用いてパイロットシンボル系列を拡散し、拡散されたパイ口ットシンボル系列を生成する。ステップ S 1 7 0 4において、合成部 1 6 3 0により拡散されたデ一タシンボル系列と拡散されたパイロットシンボル系列とを合成して送信信号を生成する。ステツプ S 1 7 0 5において、送信部 1 6 1 0により、送信信号を送信する。

本実施形態においては、互いに直交する第 1拡散符号および第 2拡散符号を用いている。ただし、互いに直交しない第 1拡散符号および第 2拡散符号を用いるようにしてもよい。

また、本実施形態においては、互いに直交する第 1搬送波および第 2搬送波に拡散されたデ一タシンボル系列および拡散されたパイロットシンボル系列をそれぞれ乗せた上で両搬送波を合成し、送信している。ただし、互いに直交しない第 1搬送波および第 2搬送波に拡散されたデータシンポル系列および拡散されたパイロットシンボル系列をそれぞれ乗せた上で両搬送波を合成し、送信するようにしてもよい。

(第 7実施形態）

図 1 8は、本発明の第 7実施形態に係る CDMA受信装置の構成例を示す図である。本実施形態に係る C DM A受信装置 1 8 0 0は、デ一タシンボル系列、および前記デ一タシンボル系列に対し並列なパイロットシンボル系列を含む信号を受信し、復調する。

C DMA受信装置 1 8 0 0は、受信部 1 8 1 0、データシンボル系列用マッチトフィルタ 1 8 2 4、パイロットシンボル系列用マツチトフィルタ 1 8 2 6、パイロットブロック生成部 1 8 1 1、チャネル推定値取得部 1 8 2 1、データシンボル系列補償部 1 8 3 0、レイク合成部 1 8 3 2、デ —タ判定部 1 8 4 6、誤差信号生成部 1 8 4 2、および重み付け制御部

(MM S E) 1 84 4を備える。図 1 8に示すように、本実施形態においては、デ一夕シンボル系列用マツチトフィルタ 1 8 2 4、ノィロットシンボル系列用マツチトフィルタ 1 8 2 6等は D S P (およびプログラムを格納したメモリ） 1 8 2 0によりソフトウェアとして実現されている力？、ノヽ — ドウヱァとして実現してもよい。受信部 1 8 1 0、データシンボル系列用マッチトフィルタ 1 8 2 4等の構成および機能は、本癸明の第 5実施形態に係る C DMA受信装置 1 2 0 0の対応する要素と同様である。また、本実施形態に係る CDMA受信装置 1 8 0 0では、本発明の第 5実施形態に係る C DMA受信装置 1 2 0 0の受信処理（図 1 3 Aおよび図 1 3 B) と同様の処理が行われる。ただし、本実施形態においては、パイロットシンボルのチャネル推定値を求める必要はない。また、本実施形態に係る C DM A受信装置 1 8 0 0では、本発明の第 3 実施形態に係る CDMA受信装置 8 0 0の重み付け制御処理（図 9) と同様の処理が行われる。すなわち、ステップ S 9 0 1において、誤差信号生成部 1 8 4 2により、補償されたデータシンボル系列、および補償されたデータシンボル系列を復調し、データ判定した結果に基づき誤差信号（識別誤差情報）を生成する。データ判定は、データ判定部 1 8 4 6がレイク合成部 1 8 3 2の出力を判定（ 0 Z 1 ) することにより行う。

ステップ S 9 0 2において、重み付け制御部（MMS E) 1 84 4により、誤差信号、およびパイロットブロック平均値（各パイロットブロックより得られたチャネル推定値） ξを帰還情報として用いて重み付け（重み係数 i) の制御を行う。

このように、ノ、。ィロットシンボルに対する重み付け値を、チャネル変動の速度に応じて適応的に最適化することにより、フ一ジング変動に対する耐性を向上させ、高精度なチャネル推定を行うことができる。

なお、本発明の第 7実施形態に係る C DM A受信装置 1 8 0 0を受信処理部として、および本発明の第 6実施形態に係る CDMA送受信装置 1 5 0 0の送信処理部 1 5 1 0を送信処理部として C DMA送受信装置を構成することができる。

(第 8実施形態）

図 1 9は、本発明の第 8実施形態に係る CDMA受信装置の構成例を示す図である。本実施形態に係る C DM A受信装置 1 9 0 0は、データシンボル系列、および前記データシンボル系列に対し並列なパイロットシンボル系列を含む信号を受信し、復調する。

CDMA受信装置 1 9 0 0は、受信部 1 9 1 0、データシンボル系列用マッチトフィルタ 1 9 2 4、ノイロットシンボル系列用マッチトフィルタ 1 9 2 6、ノ、。ィロットプロック生成部 1 9 1 1、チヤネル推定値取得部 1 9 2 1、データシンボル系列補償部 1 9 3 0、レイク合成部 1 93 2、および重み付け制御部（内積演算） 1 9 4 4を備える。図 1 9に示すように、本実施形態においては、デ一タシンボル系列用マツチトフィルタ 1 9 2 4、パイロットシンボル系列用マッチトフィルタ 1 9 2 6等は D S P (およびプログラムを格納したメモリ） 1 9 2 0によりソフトウェアとして実現されている力？、ハードウエアとして実現してもよい。受信部 1 9 1 0、データシンボル系列用マツチトフィルタ 1 9 2 4等の構成および機能は、本発明の第 5実施形態に係る C DMA受信装置 1 2 0 0の対応する要素と同様である。また、本実施形態に係る C DMA受信装置 1 9 0 0では、本発明の第 5実施形態に係る C DM A受信装置 1 2 0 0の受信処理（図 1 3 Aおよび図 1 3 B) と同様の処理が行われる。ただし、本実施形態においては、パイロットシンボルのチャネル推定値を求める必要はない。

また、本実施形態に係る C DMA受信装置 1 9 0 0では、本発明の第 4 実施形態に係る C DM A受信装置 1 0 0 0の重み付け制御処理（図 1 1 ) と同様の処理が行われる。すなわち、ステップ S 1 1 0 1において、重み付け制御部（内積演算） 1 9 4 4により、データシンボルのチャネル推定値 ξと、およびパイロットブロック平均値（各パイロットブロックより得られたチャネル推定値）との内積値（相関値）を更新値（帰還情報）として、式（4 ) に示すように、重み付け（重み係数ひ i) の制御（更新）を行う。

ここで、 A ( n ) は n番目のデータシンボルの重み付け係数であり、 ^は更新のステップサイズであり、 ( n j) は i番目のパイロットブロックのパイロットブロック平均値であり、 & ( _η ) は n番目のデータシンポルのチャネル推定値である。また、 A^? ( n ) は A ( n ) の転置行列を示す。

このように、ノ、'ィロットシンボルに対する重み付け値を、チャネル変動の速度に応じて適応的に最適化することにより、フユ一ジング変動に対する耐性を向上させ、高精度なチャネル推定を行うことができる。また、本実施形態においては、データを復調する必要性や誤差信号を生成する必要性がなく、簡単な構成でチャネル変動に応じた重み付けの制御を行うことができる。

なお、本発明の第 8実施形態に係る C DMA受信装置 1 9 0 0を受信処理部として、および本発明の第 6実施形態に係る C DMA送受信装置 1 5

0 0の送信処理部 1 5 1 0を送信処理部として C DMA送受信装置を構成することができる。

(その他）

図 2 0は、 2波レイリーモデル下における最大ドップラー周波数（ f _d) とスロット時間（T_slot) との積に対する所要誤り率（B E R= 1 (Γ³) 特性を示す図である。図 2 0には、本発明の第 4実施形態に係る C DMA受信装置（時間多重型パイロットチャネル方式）による特性（TM— P) 、本発明の第 8実施形態に係る C DM A受信装置（並列型パイロットチヤネル方式）による特性（P a r a_P) 、従来の重み係数が固定である C D MA受信装置（時間多重型パイロットチャネル方式）による特性（TM— C) 、および従来の重み係数が固定である C DM A受信装置（並列型パイ口ットチャネル方式）による特性（P a r a— C) が示されている。

図 2 1は、 f _dT_slot= 0. 003 1 2 5および f _dT_sl()t= 0. 2 8時の V e h i c u 1 a r—B環境下における B E R特性を示す図であり、図 2 2は V e h i c u 1 a r— B環境下における f _dT _sl。_tに対する所要誤り率（B E R = 1 0—3) 特性を示す図である。

図 2 0および図 2 2より、本発明の第 4実施形態に係る C DM A受信装置および本発明の第 8実施形態に係る C DM A受信装置ともに従来の C D M A受信装置に比べて、低速フヱージング時で 2波レイリ一モデル下で約 0. 2 d B、 V e h i c u l a r— B下で約 0. 4 d Bの改善効果が得られ、高速フェージング下ではフエ一ジング速度が大きくなるほどその改善効果が大きく現れていることがわかる。また、低速フヱ一ジング下において V e h i c u 1 a r— B環境下での改善効果が 2波レイリーモデル下よりも大きいのは、 V e h i c u l a r— B下では雑音の影響が大きいので低速フェージング時にはより多くのパイロットシンボルを利用できる本発明の改善効果が得られたためである。

さらに、低速から高速フヱージングまでのすベての範囲で、時間多重型パイロットチャネル方式（本発明の第 4実施形態に係る C DM A受信装置）と並列型パイロットチャネル方式（本発明の第 8実施形態に係る C D M A 受信装置）の差がないのは、低速時は推定に用いるエネルギが等しく、フエ —ジング変動が小さい為であり、高速時においてほぼ等しくなつているのは、時間多重型パイロットチャネル方式の特徴である短い時間で信号エネルギが得られる効果と、並列型パイロットチャネル方式の同期加算数を時間多重型パイロットチャネル方式より少なくしたことによる高速フヱ一ジングに対する追随性の向上効果とがほぼ等しかったためであると考えられる。

以上説明したように、本発明によれば、ノ、。ィロットシンボルに対する重み付け値を、チャネル変動の速度に応じて適応的に最適化することにより、フェージング変動に対する耐性を向上させ、高精度なチャネル推定を行うことができる。

高精度なチャネル推定およびそれに基づくデ一タシンボルのチヤネル変動の補償を行うことができれば、例えば、レイリーフエ一ジング環境下においても、絶対同期検波を用いてデータシンボルごとに絶対位相を判定することができ、所要の受信品質（受信誤り率）を得るために必要な S N I Rを低減させることができる。したがって、送信電力を低減させることができ、システムの加入者容量を増大させることができる。

Claims

請求の範囲

1 . 複数のスロットを有し、データシンボルとパイロットシンボルとを含んだ合成シンボル系列を含む信号を受信し、復調する C D M A受信装置であって、

前記合成シンボル系列における前記パイロットシンボルの位置を検出する手段と、

前記検出結果に基づき、複数のスロットにおいて、前記合成シンボル系列から前記パイロットシンボルを取り出し、パイロットブロックを生成する手段と、

前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルの平均値の各々を重み付け加算して、チャネル推定値を取得する手段と、

前記検出結果に基づき、前記合成シンボル系列からデータシンボル系列を取得する手段と、

前記チャネル推定値を用いて前記データシンボル系列のチヤネル変動を補償する手段と、

前記チャネル変動の速度に応じて前記重み付けを制御する手段とを備えたことを特徴とする C D M A受信装置。

2 . 請求項 1 に記載の C D M A受信装置において、前記重み付けを制御する手段は、

前記チャネル推定値を用いて、前記合成シンボル系列から取り出したパィロットシンボル系列のチャネル変動を補償する手段と、

前記補償されたパイロットシンボル系列、および理想的なパイロットシンボル系列に基づき誤差信号を生成する手段と、前記誤差信号、および前記パイ口ットプロックに含まれる前記パイ口ットシンボルの平均値を用いて前記重み付けの制御を行う手段と

を有することを特徴とする C DM A受信装置。

3. 請求項 1に記載の C DMA受信装置において、前記重み付けを制御する手段は、

前記補償されたデータシンボル系列、および前記補償されたデータシンボル系列を復調し、データ判定した結果に基づき誤差信号を生成する手段と、

前記誤差信号、および前記パイロットプロックに含まれる前記パイ口ットシンボルの平均値を用いて前記重み付けの制御を行う手段と

を有することを特徴とする C DM A受信装置。

4. 請求項 1に記載の C DMA受信装置において、前記重み付けを制御する手段は、前記データシンボルの前記チャネル推定値と、前記パイロットプロックに含まれる前記パイロットシンボルの平均値との内積値を更新値として前記重み付けの制御を行うことを特徴とする C DMA受信装置。

5. 請求項 1ないし 4のいずれかに記載の C DM A受信装置において、前記 C DMA受信装置は、データシンボル系列にパイロットシンボルを数シンボル単位で一定周期で挿入したスロットからなるフレーム構成を有する合成シンボル系列を含む信号を受信することを特徴とする C DM A受信

6. 請求項 1ないし 5のいずれかに記載の C DMA受信装置において前言己パイロットブロックは、スロット内のすべてのパイロットシンボル力、ら形成されることを特徴とする C DM A受信装置。

7. 請求項 1ないし 6のいずれかに記載の C DM A受信装置において、前記合成シンボル系列中の n番目（ nは整数）のスロットのデータシンポルの前記チャネル推定値を取得する場合、前記パイロットブロックは、前記合成シンボル系列中の（n_K+ l) 番目（Κは自然数）のスロット力ら（η + Κ) 番目のスロットまでにおいて生成されることを特徴とする C DMA受信装置。

8. データシンボル系列、および前記データシンボル系列に対し並列なパイ口ットシンボル系列を含む信号を受信し、復調する C DMA受信装置であって、

前記パイロットシンボル系列から複数のパイロットブロックを生成する手段と、

前記パイロットブロックに含まれるパイロットシンボルの平均値の各々を重み付け加算して、チャネル推定値を取得する手段と、

前記チヤネル推定値を用いて前記デ一タシンボル系列のチヤネル変動を補償する手段と、

前記チャネル変動の速度に応じて前記重み付けを制御する手段とを備えたことを特徴とする C DM A受信装置。

9. 請求項 8に記載の C DM A受信装置において、前記重み付けを制御する手段は、

前記チャネル推定値を用いて前記パイロットシンボル系列のチャネル変動を補償する手段と、

前記補償されたパイロットシンボル系列、および理想的なパイロットシンボル系列に基づき誤差信号を生成する手段と、

を有することを特徴とする C D M A受信装置。

1 0 . 請求項 8に記載の C D M A受信装置において、前記重み付けを制御する手段は、

前記補償されたデ一タシンボル系列、および前記補償されたデ一タシンボル系列を復調し、データ判定した結果に基づき誤差信号を生成する手段と、

を有することを特徴とする C D M A受信装置。

1 1 . 請求項 8に記載の C D M A受信装置において、前記重み付けを制御する手段は、前記データシンボルの前記チャネル推定値と、前記パイロットプロックに含まれる前記パイ口ットシンボルの平均値との内積値を更新値として前記重み付けの制御を行うことを特徴とする C D M A受信装置。

1 2 . 請求項 8ないし 1 1のいずれかに記載の C D M A受信装置において、前記 C D M A受信装置は、第 1拡散符号を用いて拡散されたデ—タシンボル系列と、前記データシンボル系列に対し並列であり、第 2拡散符号を用いて拡散されたパイ口ットシンボル系列とを含む信号を受信し、前記第 1拡散符号と前記第 2拡散符号とは互いに直交することを特徴とする C DMA受信装置。

1 3. 請求項 8ないし 1 2のいずれかに記載の C DMA受信装置において、前記 C DMA受信装置は、第 1搬送波に乗せられた拡散されたデータシンボル系列と、前記データシンボル系列に対し並列であり、第 2搬送波に乗せられた拡散されたパイ口ットシンボル系列とを含む信号を受信し、前記第 1搬送波と前記第 2搬送波とは互いに直交することを特徴とする C DMA受信装置。

1 4. 請求項 8ないし 1 3のいずれかに記載の C DMA受信装置において、前記データシンボル系列中の n番目（nは整数）のデータシンボルの前記チャネル推定値を取得する場合、前記複数のパイ口ットプロックは、前記パイロットシンボル系列中の（n— K+ 1 ) 番目（Kは自然数）のパィロットシンボルから（ n + K) 番目のパイロットシンボルまでにより形成されることを特徴とする C DM A受信装置。

1 5. 請求項 8ないし 1 4のいずれかに記載の C DMA受信装置において、前記複数のパイロットブロックは長さが同じであることを特徴とする

C DMA受信装置。

1 6. 複数のスロットを有し、データシンボルとパイロットシンボルとを含んだ合成シンボル系列を含む信号を送信する送信処理部と前記信号を受信し、復調する受信処理部とを備えた CDMA送受信装置であって、前記受信処理部は、前記合成シンボル系列における前記パイロットシンボルの位置を検出する手段と、

前記パイロットプロックに含まれる前記パイロットシンボルの平均値の各々を重み付け加算して、チャネル推定値を取得する手段と、

前記検出結果に基づき、前記合成シンボル系列からデ一タシンボル系列を取得する手段と、

前記チャネル推定値を用いて前記デ一タシンボル系列のチヤネル変動を補償する手段と、

前記チャネル変動の速度に応じて前記重み付けを制御する手段とを有することを特徴とする C D M A送受信装置。

1 7 . データシンボル系列、および前記デ一タシンボル系列に対し並列なパイロットシンボル系列を含む信号を送信する送信処理部と、前記信号を受信し、復調する受信処理部とを備えた C D M A送受信装置であって、前記受信処理部は、

前記パイロットシンボル系列から複数のパイロットプロックを生成する手段と、

前記チャネル推定値を用いて前記デ一タシンボル系列のチャネル変動を補償する手段と、

1 8 . 複数のスロットを有し、データシンボルとパイロットシンボルとを含んだ合成シンボル系列を含む信号を受信し、復調する C D M A受信方法であって、

前記合成シンボル系列における前記パイロットシンボルの位置を検出するステップと、

前記検出結果に基づき、複数のスロットにおいて、前記合成シンボル系列から前記パイロットシンボルを取り出し、パイロットブロックを生成するステップと、

前記パイロットブロックに含まれる前記パイロットシンボルの平均値の各々を重み付け加算して、チャネル推定値を取得するステツプと、

前記検出結果に基づき、前記合成シンボル系列からデ一タシンボル系列を取得するステップと、

前記チャネル推定値を用いて前記デ一タシンボル系列のチヤネル変動を補償するステップと

を備え、前記重み付けは前記チャネル変動の速度に応じて制御されることを特徴とする C D M A受信方法。

1 9 . デ一タシンボル系列、および前記データシンボル系列に対し並列なパイ口ットシンボル系列を含む信号を受信し、復調する C D M A受信方法であって、

前記パイロットシンボル系列から複数のパイロットプロックを生成するステップと、

前記パイロットブロックに含まれるパイロットシンボルの平均値の各々を重み付け加算して、チャネル推定値を取得するステツプと、前記チャネル推定値を用いて前記デ一タシンボル系列のチャネル変動を補償するステップと