明 細 書 Specification
半導体集積回路装置 Semiconductor integrated circuit device
技術分野 Technical field
本発明は、 半導体集積回路に係わ り 、 特に高速動作に適 した半導体集積回路装置に関する。 The present invention relates to a semiconductor integrated circuit, and more particularly to a semiconductor integrated circuit device suitable for high-speed operation.
本件出願はア メ リ カ 合衆国 にお-いては、 特許出願 0 8 ノ 6 2 2 , 3 8 9 号 ( 1 9 9 6 年 3 月 2 7 日 ) の一部継続出 願であ り 、 その開示は本件出願の一部を構成する。 This application is a continuation-in-part of United States Patent Application No. 08 / 622,389 (March 27, 1996). The disclosure forms part of the present application.
背景技術 Background art
C M O S ト ラ ンジス タ を用 いた集積回路は、 製造プロ セ ス起因 の ト ラ ン ジス タ 寸法ば ら つ きや、 動作中 の温度ゃ電 源電圧と い う 環境変化によ り 、 特性に変動が存在する。 The characteristics of integrated circuits using CMOS transistors fluctuate due to variations in the transistor dimensions caused by the manufacturing process and environmental changes such as temperature and power supply voltage during operation. Exists.
1 9 9 4 シ ンポ ジウム オ ン ブイ ' エル ' エス ' ァ ィ テク ノ ロ ジ ダイ ジェ ス ト ォブ テク ニカ ル ぺー ノ、°ーズ ( 1 9 9 4 年 6 月 ) 第 1 3 頁力ゝ ら第 1 4 頁に述べ ら れて い る よ う に 、 M〇 S ト ラ ン ジス タ が微細化する につれ てプロ セス ば ら つき に起因する し き い値等の基本パ ラ メ 一 夕 の変動が大き く な る 。 1 9 9 4 Symposium on buoy 'L' S 's technology technologi digest to techno techno, 、 (June, 1991) Page 13 As described on page 14 of Kyocchi et al., As the M〇S transistor becomes finer, the basic parameters such as threshold values caused by process variation as the size of the MS transistor becomes smaller. Evening fluctuations become large.
図 1 2 は M O S ト ラ ン ジス タ の寸法に対する C M O S 回 路の遅延時間 とその変動幅 を模式的に示 して い る 。 C M〇 S 集積回路の設計では、 図 1 2 の ワ ース ト に あた る 遅延時 間を考慮 し な ければな ら な い。 変動幅の増加 に よ り 、 ヮ ー ス ト の遅延時間は微細化を施 し て も高速化を制限さ れる 。 こ こ で、 特性変動を抑制 し て C M 0 S 回路の遅延時間 をテ ィ ピカ ルやべス ト に揃え る こ と ができれば、 回路の高速化 を推進でき る。 FIG. 12 schematically shows the delay time of the CMOS circuit and the variation width thereof with respect to the dimensions of the MOS transistor. In the design of the CM〇S integrated circuit, the delay time corresponding to the worst in Fig. 12 must be taken into account. Due to the increase in the fluctuation range, the delay time of the paste is limited even if the miniaturization is performed. Here, if the characteristic fluctuation can be suppressed and the delay time of the CMOS circuit can be adjusted to the typical or best, the circuit can be accelerated.
特性変動を回路的 に抑制する方法 と して、 日 経エ レ ク ト ロ ニ ク ス 7 — 2 8 ( 1 9 9 7 年) 第 1 1 3 頁力、 ら 第 1 2 6
頁では、 モニタ 回路の リ ー ク 電流を測定 し 、 こ の電流が一 定の値になる よ う に基板バイ アス を変化させている。 また、 レプ リ カ 回路の遅延時間を測定して遅延時間変化を検出 し 電源電圧を変化 さ せる こ と に よ り 、 特性変動を抑制する 技 術が述べ ら れている。 As a method of suppressing characteristic fluctuations in a circuit, Nikkei Electronix 7-28 (19997), pages 11-13 On the page, the leak current of the monitor circuit is measured, and the substrate bias is changed so that this current becomes a constant value. In addition, a technique is described in which the delay time of a replica circuit is measured to detect a change in the delay time and the power supply voltage is changed to suppress the characteristic fluctuation.
日 経エ レ ク ト ロ ニ ク ス 7 — 2 8- ( 1 9 9 7 年) 第 1 1 3 頁か ら第 1 2 6 頁で述べ ら れて いる技術は、 ゲー ト 電圧が 0 V時の M O S ト ラ ン ジス タ の リ ー ク電流が一定値 と な る よ う に基板バイ アス を制御 し てい る 。 M〇 S ト ラ ン ジス タ の リ ーク 電流は温度が上がる と 上昇する ので、 基板バイ ァ ス をか けて し き い値を上げな ければな ら な い。 こ の場合、 M O S ト ラ ン ジス タ のオ ン電流は温度上昇によ る移動度の 低下 と し き い値の上昇によ り 著 し く 低下 し、 その結果回路 の速度が低下する 欠点があ る 。 また、 遅延時間制御用 の電 源電圧を生成する ため にイ ンダク 夕 ンス と容量か ら なる フ ィ ルタ をチ ッ プの外に形成 し て用 いてい る。 フ ィ ル夕 の出 力電圧が安定する には数 秒程度かか る ため、 制御信号の 安定時間が長 く 、 不安定にな り やすい。 こ のため 、 制御精 度を上げる こ とができな い。 フ ィ ル夕 に用 い る容量ゃィ ン ダク タ ンス を被制御回路 と 同一チ ッ プ上で形成 し よ う とす る と 、 面積が大き く なる と い う 問題 も あ る。 Nikkei Electronics 7 — 28- (1997) The technology described on pages 113 to 126 is used when the gate voltage is 0 V. The substrate bias is controlled so that the leakage current of the MOS transistor of the transistor becomes a constant value. Since the leakage current of the M〇S transistor rises as the temperature rises, the threshold value must be raised by applying board bias. In this case, the drawback is that the on-current of the MOS transistor drops significantly due to a decrease in mobility due to a rise in temperature and a rise in the threshold value, resulting in a decrease in circuit speed. is there . In addition, in order to generate a power supply voltage for delay time control, a filter including an inductor and a capacitor is formed outside the chip. Since it takes several seconds for the output voltage of the filter to stabilize, the control signal has a long stabilization time and tends to be unstable. As a result, control accuracy cannot be increased. If the capacitance inductance used for the filter is to be formed on the same chip as the controlled circuit, there is a problem that the area becomes large.
ま た、 特開平 4 一 2 4 7 6 5 3 号では、 ゲー ト 回路の遅 延時間のば ら つき を押さ え る ため に、 遅延時間検出回路 を 設け、 検出結果に基づいてゲー ト 回路の基板バイ アス を制 御する と い う 概念が示されている。 Also, in Japanese Patent Application Laid-Open No. 4-274653, a delay time detecting circuit is provided to suppress the variation of the delay time of the gate circuit, and the gate circuit is controlled based on the detection result. The concept of controlling the substrate bias is shown.
さ ら に、 特開平 5 — 1 5 2 9 3 5 号では、 容量性フ ィ ル 夕やチャ ージポ ンプを用 いて、 基板バイ アス の制御を行い、 素子のば ら つ き を抑制 し 、 歩留ま り を向上する概念が示 さ
れてい る。 Further, in Japanese Patent Application Laid-Open No. 5-152935, a substrate bias is controlled using a capacitive filter or a charge pump to suppress the variation of the element and to reduce the number of steps. Concept to improve retention is shown Has been done.
また、 特開平 8 — 2 7 4 6 2 0 号に は、 基準ク ロ ッ ク 信 号を用 いて回路の遅延量を検出 し 、 検出結果に基づいて回 路の基板バィ ァス を制御する と い う 概念が示 れている。 Also, Japanese Patent Application Laid-Open No. 8-2746420 discloses that a circuit delay is detected using a reference clock signal, and a circuit bias of the circuit is controlled based on the detection result. The concept is shown.
発明の開示 Disclosure of the invention
本発明の課題は、 上記 し た従来-技術の問題点を解決する し と にあ る An object of the present invention is to solve the above-mentioned problems of the prior art.
すなわち 、 本願発明者 ら は、 上 s己従来技仲了を現実の半導 体集積回路装置に適用 し た 問題 とな る であ ろ う 課題 を詳細 に検討 し 、 本願発明 を提案する も のであ る 。 本願発 明は、 M O S ( M l S ) h ラ ン ジス 夕 によ つ て構成さ れる 半導体集積回路 にお いて、 C M〇 S 回路の特性変動の抑制 を短い安定時間でかつ小面積で行い、 制御精度を上げ、 主 回路の動作速度向上を 図る こ と のでき る半導体集積回路を 提供 し ょ う とする も のであ る 。 In other words, the inventors of the present invention have studied in detail the problem that would be a problem of applying the above-described conventional technology arbitration to an actual semiconductor integrated circuit device, and proposed the present invention. is there . SUMMARY OF THE INVENTION The present invention provides a semiconductor integrated circuit composed of MOS (MlS) h transistors, which suppresses the characteristic fluctuation of the CM 回路 S circuit with a short stable time and a small area. An object of the present invention is to provide a semiconductor integrated circuit capable of improving control accuracy and improving the operation speed of a main circuit.
上記課題 を解決す る ため 、 本発明の代表的な実施例 に よ る半導体集積回路装置は、 所定の処理 を行 う 論理回路 と 、 論理回路を構成する M I S 卜 ラ ン ジス 夕 に基板バィ ァ ス を 供給する基板バイ ァ ス制御回路 と か ら 構成さ れる こ と を特 徵 とする。 論理回路は M I S 卜 ラ ン ジス 夕 か ら 形成さ れ、 論理回路の特性変動に応 じ て、 基板バイ ア ス制御回路が好 適な基板バィ ァス を M I S 卜 ラ ンジス 夕 に供給する 。 Μ I S 卜 ラ ン ジス 夕 の し き い値は基板バイ アス を変化さ せる こ と で変化 し 、 論理回路の特性変動は抑制さ れ 麵理回路 の特性は遅延時間 と し て検出 さ れ、 遅延時間の変化 をァ ジタ ル量に変換する 。 こ の Γ 、 基板バイ ァス制御回路は デジ夕 リレ回路で構成でき る こ と にな り 、 制御電圧の安定時 間が短 く 、 回路規模 も少な く な る
本願発明の典型的な構成例 と しては、 所定の処理 を行 う 論理回路 と 、 δ冊理回路を構成する i\U S ト ラ ンジス タ の し き い値を制御する ため の基板バイ アス を発生する デジタル · アナ 口 グ変換回路 と 、 遅延信号に応 じて制御信号を 出力す る電圧制御回路 と 、 動作速度を可変 と でき る遅延検出回路 と を有 し 、 遅延検出回路には外部-か ら ク ロ ッ ク 信号が供給 さ れて遅延信号を出力 し 、 電圧制御回路は遅延検出回路の 遅延信号を入力 し遅延時間に応 じた制御信号を 出力 し 、 デ ジ夕ル . ァ ナ 口 グ変換回路は電圧制御回路か ら 制御信号を 供給さ れ制御信号に対応 した電圧を発生 し 、 論理回路及び 遅延検出回路は "シ 夕 ル · アナ ロ グ変換回路か ら 供給さ れ る電圧によ り 動作速度を制御 される こ と を特徴 とする。 In order to solve the above-mentioned problems, a semiconductor integrated circuit device according to a typical embodiment of the present invention includes a logic circuit for performing a predetermined process and a substrate via a MIS transistor constituting the logic circuit. And a board bias control circuit for supplying the power. The logic circuit is formed from the MIS transistor, and the substrate bias control circuit supplies a suitable substrate bias to the MIS transistor according to the characteristic variation of the logic circuit. Μ The threshold value of the IS transistor is changed by changing the substrate bias, the characteristic fluctuation of the logic circuit is suppressed, and the characteristic of the processing circuit is detected as a delay time. The change in delay time is converted into an amount of digital. In this case, the board bias control circuit can be constituted by a digital relay circuit, so that the control voltage stabilization time is short and the circuit scale is small. As a typical configuration example of the present invention, a logic circuit for performing predetermined processing and a substrate bias for controlling a threshold value of an i \ US transistor constituting a δ-booklet circuit are provided. It has a digital-to-analog conversion circuit that generates a signal, a voltage control circuit that outputs a control signal in response to the delay signal, and a delay detection circuit that can make the operation speed variable. -A clock signal is supplied from the controller to output a delay signal, and the voltage control circuit receives the delay signal of the delay detection circuit, outputs a control signal corresponding to the delay time, and outputs a digital signal. The analog conversion circuit is supplied with a control signal from the voltage control circuit and generates a voltage corresponding to the control signal, and the logic circuit and the delay detection circuit are supplied from the "serial-to-analog conversion circuit". The operating speed is controlled by voltage And it features.
こ の例 においては、 制御回路の主要部分がデジタ ル信号 を取 り 扱う 構成 とな つ ている ため、 回路構成が簡単であ る。 また、 制御回路部分を被制御回路 と別 のチ ッ プに分ける こ と も可能 となる In this example, since the main part of the control circuit is configured to handle digital signals, the circuit configuration is simple. It is also possible to divide the control circuit part into a chip different from the controlled circuit.
各回路の典型例 と し ては、 遅延検出 回路はク ロ ッ ク デュ 一ティ 変換回路 と遅延モニタ 回路か ら 構成さ れ、 電圧制御 回路は遅延比較回路で構成さ れ、 デジ タル · ア ナ ロ グ変換 回路は基板バィ ァス発生回路で構成さ れ、 ク ロ ッ ク デュ ー ティ 変換回路は外部か ら ク ロ ッ ク 信号 を受 け任意のデュ ー ティ 比の ク □ ッ ク 信号を出力する も のであ る。 As a typical example of each circuit, the delay detection circuit is composed of a clock duty conversion circuit and a delay monitor circuit, the voltage control circuit is composed of a delay comparison circuit, and a digital analog circuit. The log conversion circuit is composed of a board bias generation circuit, and the clock duty conversion circuit receives a clock signal from the outside and receives a clock signal with an arbitrary duty ratio. It is output.
また、 さ ら に他の例 と しては、 遅延モニタ 回路は ク ロ ッ ク デュ一テ ィ 変換回路の出力信号を一定の遅延時間 を持つ て出力 し 、 遅延比較回路はク ロ ッ ク デューテ ィ 変換回路 と 遅延モ二夕 回路の出 力信号の遅延時間差を比較 して差に応 じ た信号を 出力 し 、 基板バイ ァス発生回路は遅延比較回路 の 出力信号に応 じて基板バイ アス を発生 し 、 論理回路及び
遅延モニタ 回路は基板バイ ア ス発生回路の生 じ る基板バイ ァス によ り 遅延時間 を制御さ れる。 Further, as another example, the delay monitor circuit outputs the output signal of the clock duty conversion circuit with a fixed delay time, and the delay comparison circuit outputs the clock duty ratio. The delay time difference between the output signal from the conversion circuit and the delay module circuit is compared, and a signal corresponding to the difference is output.The substrate bias generation circuit outputs a signal corresponding to the substrate bias according to the output signal from the delay comparison circuit. And a logic circuit and The delay time of the delay monitor circuit is controlled by the substrate bias generated by the substrate bias generation circuit.
他の典型例 と して は、 遅延検出回路が分周回路 と発振回 路で構成さ れ、 電圧制御回路が位相周波数検出回路 と位相 周波数制御回路で構成さ れ、 デジタル · アナ ロ グ変換回路 が電圧発生回路で構成さ れ、 外部-ク ロ ッ ク は分周回路に供 給さ れその周波数を任意に分周 し 、 位相周波数検出回路は 分周回路の分周信号 と発振回路の出力信号の位相及び周波 数を比較 し て差に応 じた出力信号を出 し、 位相周波数制御 回路は上記位相周波数検出回路の出力信号に応 じて制御信 号を出力 し 、 電圧発生回路は位相周波数制御回路の制御信 号に応 じて基板バイ アス を発生 し 、 論理回路及び発振回路 は電圧発生回路の生 じ る基板バイ アス によ り 動作速度を制 御される。 As another typical example, a delay detection circuit is composed of a frequency divider circuit and an oscillation circuit, a voltage control circuit is composed of a phase frequency detection circuit and a phase frequency control circuit, and a digital / analog conversion circuit is used. The external clock is supplied to a frequency divider, and the frequency is arbitrarily divided.The phase frequency detector detects the divided signal of the frequency divider and the output of the oscillator. The phase and frequency of the signals are compared to output an output signal corresponding to the difference, the phase frequency control circuit outputs a control signal according to the output signal of the phase frequency detection circuit, and the voltage generation circuit outputs a phase signal. A substrate bias is generated according to the control signal of the frequency control circuit, and the operation speed of the logic circuit and the oscillation circuit is controlled by the substrate bias generated by the voltage generation circuit.
さ ら に 、 好ま し い例 と しては、 p M O S 回路 と n M O S 回路を別々 に制御する例があ る。 Further, as a preferable example, there is an example in which the pMOS circuit and the nMOS circuit are separately controlled.
すなわ ち 、 遅延検出回路が p M O S ト ラ ン ジス タ の し き い値変化を検出する P M O S 遅延検出回路 と n M O S ト ラ ン ジス 夕 の し き い値変化を検出する n M O S 遅延検出回路 か ら構成さ れ、 電圧制御回路 とデジタ ル ' アナ ロ グ変換回 路がそれぞれ p M O S ト ラ ン ジス タ用 と n M O S ト ラ ン ジ ス 夕用 に 2 回路ずつ構成さ れ、 p M O S ト ラ ン ジス タ用 デ ジタ ル · ア ナ ロ グ変換回路が発生する p M O S ト ラ ン ジス 夕 用基板バイ ア スで P M O S 遅延検出回路の動作速度が制 御 さ れ、 n M〇 S ト ラ ン ジス タ用デジタル ' アナ ロ グ変換 回路が発生する n M O S ト ラ ン ジス タ用基板バイ ア スで n M 0 S遅延回路の動作速度が制御さ れる。 In other words, the delay detection circuit detects the change in the threshold value of the pMOS transistor and the PMOS delay detection circuit, and the nMOS delay detection circuit detects the change in the threshold value of the nMOS transistor. The voltage control circuit and the digital 'analog conversion circuit are respectively composed of two circuits for the pMOS transistor and nMOS transistor, and the pMOS transistor The operation speed of the PMOS delay detection circuit is controlled by the substrate bias for the pMOS transistor generated by the digital-to-analog conversion circuit for the transistor, and the nM〇S transistor The operating speed of the nM0S delay circuit is controlled by the nMOS transistor substrate bias generated by the digital to analog converter for the transistor.
本願発明 にお いて は、 回路 を構成する ト ラ ン ジス タ の基
板バイ アス を制御する こ と に よ り 、 ト ラ ン ジス タ の し き い 値を制御 し 、 こ れに よ り 、 回路の動作速度を制御する 。 こ こ にお いて、 ト ラ ン ジス タ の し き い値が下がる と 、 いわ ゆ るサブス レ ツ シ ョ ル ド リ ー ク 電流 (ゲー ト · ソ ース 間の リ ー ク 電流) が増大する 。 リ ー ク電流が増大する結果、 回路 の温度が上昇 し 、 回路の遅延時間が増大する。 In the present invention, the base of a transistor constituting a circuit is described. By controlling the plate bias, the threshold value of the transistor is controlled, thereby controlling the operation speed of the circuit. In this case, when the threshold value of the transistor decreases, the so-called threshold leakage current (gate-source leakage current) increases. To As a result of the increase in the leak current, the temperature of the circuit rises and the delay time of the circuit increases.
従っ て、 回路の遅延時間 を検出 し 、 遅延時間が増大 し た 場合に 、 回路を構成する ト ラ ン ジス タ の し き い値を下げて 遅延時間 を減少 させる制御 を行 う 場合、 何 ら かの リ ミ ッ 夕 を設けな ければ、 し き い値が下がる方向に基板バイ ァ ス が 印加 さ れ続け、 最終的に回路が熱暴走に至る危険性があ る 。 Therefore, when the delay time of the circuit is detected and the delay time is increased, when the control to reduce the threshold value of the transistor constituting the circuit and reduce the delay time is performed, If such a limit is not provided, the substrate bias will continue to be applied in the direction in which the threshold value decreases, and there is a risk that the circuit will eventually undergo thermal runaway.
そ こ で、 本願発明 にお いて は、 少な く と も一つの ト ラ ン ジス 夕 を含む被制御回路 と 、 被制御回路の ト ラ ン ジス タ の 基板バイ アス を 制御する 制御回路を有 し 、 ト ラ ン ジス タ の し き い値を変化 さ せ る半導体集積回路装置にお いて、 制御 回路は基板バイ アス を所定の範囲内で制御する ため の リ ミ ッ タ によ り 装置を構成する こ と を提案する 。 Therefore, the present invention has a controlled circuit including at least one transistor and a control circuit for controlling a substrate bias of the transistor of the controlled circuit. In a semiconductor integrated circuit device that changes a threshold value of a transistor, a control circuit is configured by a limiter for controlling a substrate bias within a predetermined range. Suggest to do.
一例 と し ては、 リ ミ ッ タ は ト ラ ン ジス タ の リ ー ク 電流を 検出する リ ー ク 電流検出回路 を有 し 、 リ ー ク 電流が一定の 値以上に増加する と制御回路の基板バイ ア ス 制御を停止す る こ と を特徴 とする。 As an example, the limiter has a leak current detection circuit that detects the leak current of the transistor, and when the leak current increases beyond a certain value, the limiter of the control circuit is activated. The feature is to stop the substrate bias control.
論理回路を構成する M I S ト ラ ン ジス タ の し き い値を制御 する ため の基板バイ アス を発生するデジタ ル · アナ ロ グ変 換回路を用 い る 場合 には、 リ ー ク 電流が一定値以上 に増加 し た時に、 デジ タル · アナ ロ グ変換回路の出力電圧を固定 する よ う に構成する こ と で、 リ ー ク 電流の増加に限界を与 え る こ とができ る。 When using a digital-to-analog conversion circuit that generates a board bias to control the threshold value of the MIS transistor that constitutes the logic circuit, the leakage current is constant. By configuring so that the output voltage of the digital-to-analog conversion circuit is fixed when the value exceeds the value, it is possible to limit the increase in the leak current.
さ ら に 、 本願発明 にお いて は、 基板バイ ア ス を制御する
際の詳細なシーケ ンス を提案する。 Further, in the present invention, the substrate bias is controlled. Suggest a detailed sequence at the time.
すなわち 、 本願発明 においては、 ト ラ ン ジス タ を含んで なる被制御回路 と 、 ト ラ ンジス タ の基板バイ ア ス を動的に 制御する 制御回路を有する 回路装置であ っ て、 回路装置は 以下の順序で動作する こ と を特徴とする。 That is, in the present invention, a circuit device having a controlled circuit including a transistor and a control circuit for dynamically controlling a substrate bias of the transistor is provided. It operates in the following order.
( 1 ) ト ラ ン ジス タ の基板バイ ア ス を所定の値に設定する。 ( 2 ) ト ラ ン ジス タ に電源電圧を供給する 。 (1) Set the transistor bias of the transistor to a predetermined value. (2) Supply the power supply voltage to the transistor.
( 3 ) ト ラ ン ジス タ の基板バイ アス を動的に制御する。 こ の と き 、 制御回路は、 被制御回路の遅延時間 をモニタ する モニタ 回路 と 、 モニタ 回路か ら の信号に基づいて ト ラ ンジス 夕 の基板バイ ア ス を制御する基板バイ ア ス発生装置 を有する こ とができ る。 (3) Dynamic control of transistor bias in the transistor. At this time, the control circuit includes a monitor circuit that monitors the delay time of the controlled circuit, and a board bias generator that controls the board bias of the transistor based on a signal from the monitor circuit. You can have.
よ り 具体的な例 と しては、 所定の処理を行う 論理回路 と、 As a more specific example, a logic circuit that performs a predetermined process,
2 つ の電圧安定化回路 と制御電圧安定検出回路 と リ セ ッ ト 解除回路 と動作 · 非動作切替回路 と を有 し 、 装置の起動後 基板バイ アスが供給さ れ、 第 1 の電圧安定化回路は基板バ ィ ァ ス が安定 し た後に電源電圧を供給 し 、 第 2 の電圧安定 化回路は電源電圧が安定 した後に半導体集積回路に制御信 号を供給 し 、 制御電圧安定検出回路は半導体集積回路の制 御用 出力電圧の安定 を検出 し 、 リ セ ッ ト解除回路は制御電 圧安定検出回路が安定 を検出する と 論理回路へ リ セ ッ ト 解 除信号を送 り 論理回路の リ セ ッ ト 状態を解除 して動作を 開 始さ せ、 動作 · 非動作切替回路は動作 · 非動作切替信号に 応 じて半導体集積回路の制御の有効 · 無効を切 り 替え る こ と によ り 、 起動時や動作中 の論理回路の誤動作を防止する こ と を特徴 とする。 It has two voltage stabilization circuits, a control voltage stabilization detection circuit, a reset release circuit, and an operation / non-operation switching circuit.After the device is started, a substrate bias is supplied, and the first voltage stabilization is performed. The circuit supplies the power supply voltage after the substrate bias is stabilized, the second voltage stabilization circuit supplies a control signal to the semiconductor integrated circuit after the power supply voltage is stabilized, and the control voltage stability detection circuit supplies the control signal to the semiconductor integrated circuit. The reset output circuit detects the stability of the output voltage for control of the integrated circuit, and the reset release circuit sends a reset release signal to the logic circuit when the control voltage stability detection circuit detects stability, and resets the logic circuit. The operation and non-operation switching circuits are activated and disabled according to the operation and non-operation switching signals. , Malfunction of the logic circuit at startup or during operation It is characterized by preventing
集積回路装置の多機能化に と もない、 回路を複数ブ ロ ッ ク に分割 し 、 各ブロ ッ ク の動作速度や動作電圧を変え る こ
とが有効であ る場合があ る 。 With the increasing multifunctionality of integrated circuit devices, it is necessary to divide a circuit into multiple blocks and change the operating speed and operating voltage of each block. And may be valid.
本願発明の他の態様は、 少な く と も第 1 及び第 2 の プロ ッ ク を有する論理回路 と第 1 及び第 2 の動作速度制御回路 と ク ロ ッ ク 発生回路 を有 し 、 第 1 及び第 2 のブロ ッ ク に は 異な る 電源電圧が供給さ れ、 第 1 及び第 2 の動作速度制御 回路はそれぞれのプ ロ ッ ク へ供給-さ れる電源電圧に応 じて ブロ ッ ク 内の論理回路の動作速度を制御する こ と を特徴 と する。 Another embodiment of the present invention includes a logic circuit having at least first and second blocks, first and second operation speed control circuits, and a clock generation circuit. A different power supply voltage is supplied to the second block, and the first and second operating speed control circuits are adapted to operate in the blocks according to the power supply voltage supplied to the respective blocks. It is characterized by controlling the operation speed of a logic circuit.
また、 回路の低消費電力化 に重点を置いた本願発明の他 の態様 と し ては、 第 1 の被制御回路ブ ロ ッ ク と 、 第 2 の被 制御回路ブロ ッ ク を有 し 、 各被制御回路にスィ ツ チを設け、 スィ ッ チに よ り 、 被制御回路 に含まれる ト ラ ン ジス タ への 電源の供給を制御 し 、 各被制御回路に制御回路 を設け、 制 御回路 によ り 、 被制御回路に含まれる ト ラ ン ジス タ の基板 ノ ィ ァ ス を制御する こ と を特徴とする。 Another embodiment of the present invention in which emphasis is placed on reducing the power consumption of the circuit includes a first controlled circuit block and a second controlled circuit block, each of which has a first controlled circuit block and a second controlled circuit block. A switch is provided in the controlled circuit, the power supply to the transistor included in the controlled circuit is controlled by the switch, and a control circuit is provided in each controlled circuit, and the control circuit is provided. Thereby, the substrate noise of the transistor included in the controlled circuit is controlled.
こ のスィ ツ チは例え ばモー ド切換え信号によ り 制御さ れ、 回路の休止時に はス ィ ッ チをオフ にする こ とで、 回路内の F E T の リ ー ク 電流 を低減する こ と ができ る 。 回路の動作 時には、 すでに述べたよ う な ト ラ ン ジス タ の基板バイ ア ス の動的な制御に よ っ て、 F E T の し き い値が制御 さ れ、 回 路の動作速度 と消費電力が適切な値に設定さ れる。 例えば、 制御回路は、 被制御回路の遅延時間 を検出 し 、 検出結果に 基づいて、 ト ラ ンジス タ の基板バイ アス を制御する。 This switch is controlled by, for example, a mode switching signal, and when the circuit is stopped, the switch is turned off to reduce the leakage current of the FET in the circuit. Can be During the operation of the circuit, the threshold value of the FET is controlled by the dynamic control of the transistor substrate bias as described above, and the operation speed and power consumption of the circuit are reduced. Set to an appropriate value. For example, the control circuit detects the delay time of the controlled circuit, and controls the transistor bias of the transistor based on the detection result.
上記の各被制御回路に供給さ れる電源の電圧が、 異な る よ う に構成する こ と もでき る。 The voltage of the power supply supplied to each of the above-described controlled circuits may be configured to be different.
回路の レイ ア ウ ト と しては、 動作速度制御回路は遅延検 出回路 と制御回路か ら構成 さ れ、 遅延検出回路は制御すベ き ブロ ッ ク 内部、 特にな る ベ く その 中央に配置する よ う に
すれば、 動作速度が正確に検出でき る。 As for the layout of the circuit, the operating speed control circuit consists of a delay detection circuit and a control circuit, and the delay detection circuit is located inside the block to be controlled, especially in the center of the block. Like to arrange Then, the operating speed can be accurately detected.
本願発明の他の態様 と し ては、 所定の処理を行 う 論理回 路 と 、 冊 回路への信号伝送を行 う 入出力 回路 と 、 回路の 動作速度を制御する動作速度制御回路を有 し 、 入出力 回路 は動作速度制御回路に よ り 、 信号伝送速度が制御さ れる 。 具体的には、 動作速度制御回路は-入出力回路を構成する ト フ ン ジス 夕 の基板バイ アス を制御 して、 その し き い値を変 化さ せ、 動作速度を制御する。 According to another aspect of the present invention, there are provided a logic circuit for performing a predetermined process, an input / output circuit for transmitting a signal to a printed circuit, and an operation speed control circuit for controlling an operation speed of the circuit. The signal transmission speed of the input / output circuit is controlled by the operation speed control circuit. Specifically, the operating speed control circuit controls the substrate bias of the transistor that forms the input / output circuit, changes the threshold value, and controls the operating speed.
他の例 と し ては、 所定の処理を行 う 論理回路 と 、 論理回 路への ク □ ッ ク 信号を供給する ク ロ ッ ク 発生回路 と 、 回路 の動作速度 を制御する 動作速度制御回路を有 し 、 ク ロ ッ ク 発生回路は論理回路が動作中 に周波数制御信号によ っ て ク ロ ッ ク 信号の周波数を変化 し 、 動作速度制御回路は ク ロ ッ ク信号の変化に対応 して論理回路の動作速度を制御する。 Other examples include a logic circuit that performs a predetermined process, a clock generation circuit that supplies a clock signal to the logic circuit, and an operation speed control circuit that controls the operation speed of the circuit. The clock generation circuit changes the frequency of the clock signal by the frequency control signal while the logic circuit is operating, and the operation speed control circuit responds to the change of the clock signal. Control the operating speed of the logic circuit.
また、 少な く と も第 1 及び第 2 のブロ ッ ク を有する論理 回路 と第 1 及び第 2 の動作速度制御回路 と ク 口 ッ ク 発生回 路を有 し 、 第 1 及び第 2 のブロ ッ ク は異な る周波数の ク ロ ッ ク 信号が供給 さ れ、 第 1 及び第 2 の動作速度制御回路は それぞれの ブ ロ ッ ク へ供給さ れる ク ロ ッ ク 信号の周波数に 応 じ てブ口 ッ ク 内の論理回路の動作速度を制御する こ と を 特徴 とする Also, at least a logic circuit having first and second blocks, first and second operation speed control circuits, and a clock generation circuit are provided, and the first and second blocks are provided. The clock signals of different frequencies are supplied to the clocks, and the first and second operating speed control circuits block the clock according to the frequency of the clock signal supplied to each block. Control the operating speed of the logic circuits in the box.
図面の簡単な説明 BRIEF DESCRIPTION OF THE FIGURES
図 1 は本発明の実施例の構成図。 FIG. 1 is a configuration diagram of an embodiment of the present invention.
図 2 は本発明の実施例の詳細な構成図。 FIG. 2 is a detailed configuration diagram of the embodiment of the present invention.
図 3 はク ロ ッ ク デューティ 変換回路図。 Figure 3 shows the clock duty conversion circuit diagram.
図 4 はク ロ ッ ク デューテ ィ 変換回路の出力波形図。 Figure 4 shows the output waveform of the clock duty conversion circuit.
図 5 は遅延モニタ 回路図。 Figure 5 shows the delay monitor circuit diagram.
図 6 は遅延比較回路図。
図 7 は基板バイ アス発生回路図。 Figure 6 shows the delay comparison circuit. Figure 7 is a circuit diagram of the substrate bias generation circuit.
図 8 はセ レク タ回路図。 Figure 8 shows the selector circuit diagram.
図 9 はセ レク タ回路図。 Figure 9 shows the selector circuit diagram.
図 1 0 はロ ッ ク検出回路図。 Figure 10 is a lock detection circuit diagram.
図 1 1 はスタ ンバイ 回路図。 Figure 11 is a standby circuit diagram.
図 1 2 はデバイ ス寸法とゲー ト-遅延時間の関係図。 図 1 3 は基板バイ アス と しきい値電圧の関係図。 図 1 4 は基板バイ アス と しきい値電圧の関係図。 図 1 5 は基板バイ アス とゲー ト遅延時間の関係図。 図 1 6 は本発明の他の実施例の構成図。 Figure 12 shows the relationship between device dimensions and gate-delay time. Figure 13 shows the relationship between substrate bias and threshold voltage. Figure 14 shows the relationship between substrate bias and threshold voltage. Figure 15 shows the relationship between substrate bias and gate delay time. FIG. 16 is a configuration diagram of another embodiment of the present invention.
図 1 7 は本発明の他の実施例の構成図。 FIG. 17 is a configuration diagram of another embodiment of the present invention.
図 1 8 は本発明の他の実施例の構成図。 FIG. 18 is a configuration diagram of another embodiment of the present invention.
図 1 9 はデジタル ·アナロ グ変換器。 Figure 19 shows a digital-to-analog converter.
図 2 0 はしきい値と リ ーク電流の関係図。 Figure 20 shows the relationship between threshold and leakage current.
図 2 1 は本発明の他の実施例の構成図。 FIG. 21 is a configuration diagram of another embodiment of the present invention.
図 2 2 は本発明の他の実施例の構成図。 FIG. 22 is a configuration diagram of another embodiment of the present invention.
図 2 3 は分周回路図。 Figure 23 is a divider circuit diagram.
図 2 4 はしき い値制御発振回路図。 Figure 24. Threshold control oscillation circuit diagram.
図 2 5 はしき い値制御発振回路図。 Fig. 25 Threshold control oscillation circuit diagram.
図 2 6 はしきい値制御発振回路図。 Figure 26 shows the threshold control oscillator circuit.
図 2 7 は しき い値制御遅延ライ ン回路図。 Figure 27 is a circuit diagram of the threshold control delay line.
図 2 8 はしきい値制御遅延ライ ン回路図。 Figure 28 shows the threshold control delay line circuit diagram.
図 2 9 は位相周波数検出回路図。 Figure 29 is a phase frequency detection circuit diagram.
図 3 0 は位相周波数制御回路図。 Figure 30 is a phase frequency control circuit diagram.
図 3 1 はア ッ プ · ダウ ンカ ウ ン夕回路図。 Figure 31 shows an up-down circuit diagram.
図 3 2 は半加算器回路図。 Figure 32 is a circuit diagram of a half adder.
図 3 3 は全加算器回路図。 Figure 33 is the full adder circuit diagram.
図 3 4 はデコーダ回路図。
図 3 5 は電圧発生回路図 Figure 34 is a decoder circuit diagram. Figure 35 shows the voltage generator circuit diagram.
図 3 6 は本発明の他の実施例の構成図 FIG. 36 is a block diagram of another embodiment of the present invention.
図 3 7 は演算増幅回路図 Figure 37 shows the operational amplifier circuit diagram.
図 3 8 は演算増幅回路図 Figure 38 shows the operational amplifier circuit diagram.
図 3 9 は本発明の他の実施例の構成図 FIG. 39 is a block diagram of another embodiment of the present invention.
図 4 0 は遅延検出回路図 Figure 40 is the delay detection circuit diagram
図 4 1 は遅延検出回路図 Figure 4 1 shows the delay detection circuit diagram
図 4 2 は遅延検出回路図 Figure 42 shows the delay detection circuit diagram.
図 4 3 は遅延検出回路図 Figure 43 shows the delay detection circuit diagram.
図 4 4 は本発明の他の実施例の構成図。 FIG. 4 is a block diagram of another embodiment of the present invention.
図 4 5 は本発明の他の実施例の構成図。 FIG. 45 is a block diagram of another embodiment of the present invention.
図 4 6 は リ ーク電流検出回路図。 Figure 46 is a leakage current detection circuit diagram.
図 4 7 は本発明の効果を示す図。 FIG. 47 is a diagram showing the effect of the present invention.
図 4 8 は本発明の効果を示す図。 FIG. 48 shows the effect of the present invention.
図 4 9 は本発明の効果を示す図。 FIG. 49 shows the effect of the present invention.
図 5 0 は基板バィ ァス とゲー ト遅延時間の関係図 図 5 1 は本発明の他の実施例の構成図。 FIG. 50 is a diagram showing the relationship between substrate bias and gate delay time. FIG. 51 is a diagram showing the configuration of another embodiment of the present invention.
図 5 2 は基板バィ ァス安定検出回路図。 Figure 52 is a circuit diagram of the board bias stability detection circuit.
図 5 3 は電源電圧安定検出回路図。 Figure 53 shows the power supply voltage stability detection circuit diagram.
図 5 4 はロ ッ ク検出回路 Figure 54 shows the lock detection circuit.
図 5 5 は リ セ ッ ト解除回路図。 Figure 55 is the reset release circuit diagram.
図 5 6 は本発明の動作手順を示す図。 FIG. 56 is a diagram showing the operation procedure of the present invention.
図 5 7 は本発明の動作手順を示す図。 FIG. 57 is a diagram showing the operation procedure of the present invention.
図 5 8 は本発明の他の実施例の構成図。 FIG. 58 is a block diagram of another embodiment of the present invention.
図 5 9 は本発明の他の実施例の構成図。 FIG. 59 is a block diagram of another embodiment of the present invention.
図 6 0 は本発明の適用例 と要求性能の関係を示す図 図 6 1 は本発明の他の実施例の構成図。 FIG. 60 is a diagram showing a relationship between an application example of the present invention and required performance. FIG. 61 is a configuration diagram of another embodiment of the present invention.
図 6 2 は本発明の他の実施例の構成図。
図 6 3 は本発明の他の実施例の構成図。 FIG. 62 is a block diagram of another embodiment of the present invention. FIG. 63 is a configuration diagram of another embodiment of the present invention.
図 6 4 は本発明の他の実施例の構成図。 FIG. 64 is a configuration diagram of another embodiment of the present invention.
図 6 5 はマイ ク ロ プロセ ッ サの構成例を示す図。 Figure 65 shows an example of the configuration of a microprocessor.
図 6 6 は本発明の他の実施例の構成図。 FIG. 6 is a block diagram of another embodiment of the present invention.
発明 を実施するため の最良の形態 以下、 図を参照 して本発明の実-施例を説明する。 BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
図 1 は本発明の基本概念を示す図であ る。 主回路 L O G は、 回路の動作速度に応 じた検出信号 s i g を基板バイ ァ ス制御回路 C N T に伝える 。 基板バイ ア ス制御回路 C N T は、 p チ ヤ ネリレ型 M O S F E T用基板バイ ア ス v b p と 、 n チ ャ ネル型 M O S F E T用基板バイ ア ス V b n を主回路 L O G に供給する 。 主回路 L O Gは M O S ト ラ ンジス タ で 構成さ れてお り 、 M O S ト ラ ン ジス タ の基板ノ'ィ ァス を制 御する こ とで し き い値電圧を制御する よ う に構成さ れてい る。 FIG. 1 is a diagram showing the basic concept of the present invention. The main circuit LOG transmits a detection signal sig corresponding to the operation speed of the circuit to the substrate bias control circuit CNT. The board bias control circuit C NT supplies the board bias v bp for the p-channel type MOS FET and the board bias V bn for the n-channel MOS FET to the main circuit L OG. The main circuit LOG is composed of a MOS transistor, and is configured to control a threshold voltage by controlling the substrate noise of the MOS transistor. Has been done.
こ のよ う な構成によ り 、 温度、 電源電圧の変動や、 M O S ト ラ ン ジス タ の製作プロ セス のば ら つ き に よ り M O S ト ラ ン ジス 夕 の特性が変動 し て も 、 基板バイ ア ス を制御 し て M 0 S ト ラ ン ジス タ の し き い値電圧 を制御する こ と に よ り 常に一定の動作速度に揃え る こ とが可能であ る。 さ ら に、 あ ら 力 じ め M O S ト ラ ンジス タ の し き い値を所望の最大 リ ー ク電流で決ま る 限界の値よ り 下げて製作 し ておき 、 基板 バイ アス制御によ り 主回路の動作速度が一定になる よ う に 制御する こ と によ り 、 実質的な高速化が可能であ る 。 また、 こ のよ う な構成によ り 、 主回路が動作停止モー ド にあ る場 合に主回路の し き い値を上げて リ ー ク 電流を減 ら し 、 消費 電力 の低下を図る こ と も可能とな る 。 With such a configuration, even if the characteristics of the MOS transistor change due to temperature and power supply voltage fluctuations and the variation in the process of manufacturing the MOS transistor, By controlling the threshold voltage of the M0S transistor by controlling the substrate bias, it is possible to keep the operating speed constant at all times. In addition, the threshold value of the MOS transistor should be lowered to a value determined by the desired maximum leak current, and the main component should be controlled by the substrate bias control. By controlling the operation speed of the circuit to be constant, it is possible to substantially increase the speed. In addition, with this configuration, when the main circuit is in the operation stop mode, the threshold value of the main circuit is increased to reduce the leak current and reduce the power consumption. This is also possible.
図 2 0 に M O S ト ラ ン ジス タ の し き い値 と リ ー ク 電流の
関係 を示す。 標準的な M〇 S ト ラ ン ジス タでは、 し き い値 を A点で設計 し 、 プロ セス等によ る変動範囲が所望の リ ー ク 電流の限界を超えな いよ う に しな ければな ら な い。 本発 明では、 し き い値を B 点ま で下げておき基板バイ アス を印 加す る こ と に よ り 、 し き い値が変化 して も リ ー ク 電流限界 を超えずにすむ。 - 図 1 6 は本発明の別の実施例 を示す図であ る 。 主回路 L O G 1 0 は、 外部か ら の ク ロ ッ ク 信号 c 1 k 1 0 を受け取 り 、 ク ロ ッ ク の動作周波数 に応 じて検出信号 s i g l O を 発生する 。 基板バイ アス制御回路 C N T 1 0 は検出信号 s i g l O を受け、 基板バイ ア ス v b p l O と v b n l O を 主回路 L 0 G 1 0 へ供給する 。 基板バイ アス 制御回路 C N T 1 0 は、 主回路 L O G 1 0 の動作速度がク ロ ッ ク 信号 c 1 k 1 0 の変化に従 う よ う に基板バイ アス v b p 1 0 と V b n 1 0 を制御する 。 こ の結果、 主回路の動作速度を外部 ク ロ ッ ク にあわせて変化さ せる こ とができ る 。 Figure 20 shows the threshold of the MOS transistor and the leakage current. Show the relationship. In a standard M〇S transistor, the threshold value should be designed at point A so that the fluctuation range due to the process etc. does not exceed the limit of the desired leak current. I have to. In the present invention, by lowering the threshold value to point B and applying a substrate bias, the leak current limit can be maintained even if the threshold value changes. . FIG. 16 is a diagram showing another embodiment of the present invention. The main circuit LOG10 receives a clock signal c1k10 from the outside, and generates a detection signal siglO according to the operating frequency of the clock. The substrate bias control circuit CNT10 receives the detection signal siglO and supplies the substrate biases vbplO and vbnlO to the main circuit L0G10. The board bias control circuit CNT10 controls the board biases vbp10 and Vbn10 so that the operation speed of the main circuit LOG10 follows the change of the clock signal c1k10. To As a result, the operation speed of the main circuit can be changed according to the external clock.
図 1 7 は本発明の別の実施例 を示す図であ る 。 主回路 L O G 2 0 は、 回路特性の検出信号 s i g 2 0 を 出力する 。 基板バイ ア ス 制御回路 C N T 2 0 は検出信号 s i g 2 0 に 対応 して基板バイ アス v b p 2 0 と v b n 2 0 を発生する 。 基板バイ ア ス 2 0 と \^ 13 11 2 0 は、 特性検出 を行つ た主回路 L O G 2 0 と と も に主回路 L O G 2 1 に も供給さ れる 。 こ のよ う な構成によ り 、 主回路 L O G 2 0 な ら びに 主回路 L O G 2 1 の特性変動を抑制する こ と ができ る 。 FIG. 17 is a diagram showing another embodiment of the present invention. The main circuit L OG 20 outputs a detection signal sig 20 of circuit characteristics. The substrate bias control circuit CNT20 generates substrate biases vbp20 and vbn20 in response to the detection signal sig20. The substrate bias 20 and \ 1311 20 are supplied to the main circuit LOG 21 together with the main circuit LOG 20 for which the characteristic has been detected. With such a configuration, it is possible to suppress characteristic fluctuations of the main circuit LOG 20 and the main circuit LOG 21.
図 1 8 は本発明 の別の実施例 を示す図であ る 。 図に示す よ う に、 複数の主回路 L O G 3 0 〜 L O G 3 2 力 1 つ の半 導体集積回路 L S I 3 0 を構成 して い る場合、 本実施例の 制御回路 C N T 3 0 〜 C N T 3 2 を各主回路毎に設置する
こ とで、 半導体集積回路内部の局所的な特性変動を抑制で き、 また局部毎の電力管理も可能であ る。 FIG. 18 is a diagram showing another embodiment of the present invention. As shown in the figure, when a plurality of main circuits LOG30 to LOG32 constitute one semiconductor integrated circuit LSI30, the control circuits CNT30 to CNT32 of this embodiment are used. Is installed for each main circuit As a result, local characteristic fluctuations inside the semiconductor integrated circuit can be suppressed, and power management for each local area is also possible.
図 2 は本発明 の詳細な実施例 を示す図であ る 。 外部か ら の ク ロ ッ ク 信号 c 1 k O l は、 ク ロ ッ ク デュ ーティ 比変換 回路 V C L K 0 1 に供給さ れる。 ク ロ ッ ク デュ ーテ ィ 比変 換回路 V C L K 0 1 は、 ク ロ ッ ク-信号 c 1 k 0 1 を も と に デューティ 比の異な る ク ロ ッ ク信号 c 1 k 0 2 を生成する。 遅延モニタ 回路 D M O N 0 1 は、 ク ロ ッ ク デュ ーテ ィ 比変 換回路 V C L K 0 1 力、 ら ク ロ ッ ク 信号 c 1 k 0 2 を受 け取 り 、 所定の遅延時間 を持たせた遅延出 力信号 i n v O l を 出力する 。 遅延比較回路 C M P 0 1 は、 ク ロ ッ ク デュ一テ ィ 変換回路 V C L K 0 1 力 ら のク ロ ッ ク 信号 c 1 k 0 2 と 、 遅延モニタ 回路 D M O N 0 1 か ら の遅延出 力信号 i η ν θ 1 と の位相差、 すなわち遅延時間の差 を検出 し 、 所定の設 計値 と 比較 して遅延時間が速い時 u p 0 1 信号を、 遅延時 間が遅い時 d w O 1 を出力する。 基板バイ ア ス発生回路 S B G 0 1 は、 p チャ ネル型 M O S F E T用 の基板バイ ア ス V b p 0 1 と 、 n チ ャ ネル型 M O S F E T用 の基板バイ ァ ス v b n 0 1 の 2 種類を生成 している 。 遅延比較器 C M P 0 1 か ら u p 0 1 信号を 1 回受ける毎に、 基板バイ アス 発 生回路 S B G 0 1 で は v b p O 1 の電圧を所定電圧単位で 上昇させ、 V b n 0 1 の電圧を所定電圧単位で下降さ せる。 ま た遅延比較器 C M P 0 1 か ら d w O 1 信号を 1 回 う ける 毎に、 基板バイ アス 発生回路 S B G O 1 では v b p O 1 の 電圧を所定電圧単位で下降 さ せ、 v b n 0 1 の電圧を所定 電圧単位で上昇 さ せる。 こ の基板バイ アス を遅延モニタ 回 路 D M O N 0 1 の M O S F E Tの基板に印加する。 FIG. 2 is a diagram showing a detailed example of the present invention. An external clock signal c1kOl is supplied to a clock duty ratio conversion circuit VCLK01. The clock duty ratio conversion circuit VCLK 0 1 generates a clock signal c 1 k 0 2 having a different duty ratio based on the clock signal c 1 k 0 1. . The delay monitor circuit DMON 0 1 receives the clock signal c 1 k 0 2 from the clock duty ratio conversion circuit VCLK 0 1 and has a predetermined delay time. Outputs delayed output signal inv O l. The delay comparison circuit CMP01 includes a clock signal c1k02 from the clock duty conversion circuit VCLK011 and a delay output signal i from the delay monitor circuit DMON01. Detects the phase difference from η ν θ 1, that is, the difference in delay time, and outputs an up 0 1 signal when the delay time is fast compared to a predetermined design value and outputs dw O 1 when the delay time is slow . The substrate bias generation circuit SBG01 generates two types of substrate bias, Vbp01 for the p-channel MOSFET and vbn01, the substrate bias for the n-channel MOSFET. There. Each time the up 0 1 signal is received from the delay comparator CMP 0 1, the substrate bias generation circuit SBG 0 1 raises the voltage of vbp O 1 by a predetermined voltage unit and raises the voltage of V bn 0 1 Decrease by specified voltage unit. Each time the delay comparator CMP01 receives the dwO1 signal once, the substrate bias generation circuit SBGO1 lowers the voltage of vbpO1 by a predetermined voltage unit, and reduces the voltage of vbn01. Increase in specified voltage units. This substrate bias is applied to the substrate of the MOSFET of the delay monitor circuit DMON01.
遅延モニタ 回路 D M O N 0 1 は半導体基板上に形成さ れ
た nチ ャ ネル型 M O S F E T と p チャ ネル型 M O S F E T と によ り 構成 さ れ、 基板バイ アス発生回路 S B G 0 1 か ら の基板バイ ア ス信号によ り M 0 S F E Tの基板バイ アス が 変化する よ う に構成されて い る。 後述する よ う に、 基板バ ィ ァス の変化によ り その し き い値電圧を変化させる こ とで、 遅延時間が変化する よ う に構成さ-れてい る。 The delay monitor circuit DMON 01 is formed on a semiconductor substrate. And the n-channel MOSFET and the p-channel MOSFET, and the substrate bias of the M0 SFET changes according to the substrate bias signal from the substrate bias generation circuit SBG01. It is configured as follows. As described later, the configuration is such that the delay time is changed by changing the threshold voltage by changing the substrate bias.
遅延比較回路 C M P 0 1 は、 ク ロ ッ ク 信号 c l k 0 2 と 遅延出力信号 i n v 0 1 と の遅延時間差が所定の設計値 と 等 し く な る と 、 u p 0 1 信号 も d w O l 信号 も 出力 しな く な る 。 基板バイ ア ス発生回路 S B G 0 1 では、 遅延比較回 路 C M P 0 1 か ら の出 力信号が供給さ れな く な る と 、 基板 バイ ア ス電圧値が確定 した と判断 し 、 決定さ れた基板バイ ァス を主回路 L O G O 1 の基板に印加する 。 そ して、 M O S ト ラ ン ジス タ の基板バイ アス を制御する こ と で し き い値 電圧を制御する よ う に構成されている。 When the delay time difference between the clock signal clk 0 2 and the delay output signal inv 0 1 becomes equal to a predetermined design value, the delay comparison circuit CMP 0 1 outputs both the up 0 1 signal and the dw O l signal. No output. When the output signal from the delay comparison circuit CMP 01 is no longer supplied, the board bias generation circuit SBG01 determines that the board bias voltage value has been determined and is determined. The applied substrate bias is applied to the substrate of the main circuit LOGO 1. Then, the threshold voltage is controlled by controlling the substrate bias of the MOS transistor.
こ のよ う な構成によ り 、 基板バイ アス を制御 して M〇 S ト ラ ン ジス タ の し き い値電圧を制御する こ と によ り 、 動作 環境等が変化 し て も常に一定の動作速度に揃え る こ と が可 能 とな る 。 ま た 、 こ のよ う な構成によ り 、 主回路が動作停 止モー ド に あ る 場合 に主回路の し き い値を上げて リ ー ク 電 流を減 ら し 、 消費電力 の低下を図る こ と も可能 となる 。 With such a configuration, by controlling the substrate bias to control the threshold voltage of the MS transistor, the voltage is always constant even when the operating environment changes. It is possible to make the operation speed equal to. In addition, with this configuration, when the main circuit is in the operation stop mode, the threshold value of the main circuit is increased to reduce the leak current and reduce the power consumption. It is also possible to achieve this.
図 3 は、 ク ロ ッ ク デュ ーテ ィ 変換回路の実施例 を示す図 であ る 。 フ リ ッ プフ 口 ッ プと ア ン ド ゲー ト を組み合わせる こ と で、 ク ロ ッ ク 入力 c 1 k 1 1 か ら位相の異な る 3 種類 の ク ロ ッ ク c 1 k a 、 c 1 k b、 c l k c を生成する こ と ができ る 。 各ク ロ ッ ク 信号の波形を図 4 に示す。 FIG. 3 is a diagram showing an embodiment of a clock duty conversion circuit. By combining flip-flops and AND gates, three types of clocks c 1 ka, c 1 kb, and c 1 k, with different phases from clock input c 1 k 11 clkc can be generated. Figure 4 shows the waveform of each clock signal.
図 5 は、 遅延モニタ 回路の実施例 を示す図であ る 。 遅延 モニ タ 回路は、 イ ンノ'一夕 を直列接続 し た も のであ る 。 ィ
ン ノ 一夕 初段に 、 ク ロ ッ ク デューテ ィ 変換回路の ク ロ ッ ク 出力 c l k b を取 り 込む。 イ ンバー夕 の最終段 と 、 2 段前 力 ら 出力信号 i n v b 、 i n v a を取 り 出す。 各イ ンバ一 夕 は、 基板バイ アス 信号 v b p l 1 及び v b n l 1 に よ り 基板バイ アス を制御する こ とで し き い値を変化させ、 信号 i n v a 、 i n v b と入力信号 c- 1 k b と の遅延時間の差 を制御でき る。 FIG. 5 is a diagram showing an embodiment of the delay monitor circuit. The delay monitor circuit is a series connection of the INNO and IG. I At the beginning of the first stage, the clock output of the clock duty conversion circuit, clkb, is acquired. The output signals invb and inva are extracted from the last stage of the evening and the two stages before. Each inverter changes the threshold value by controlling the board bias by the board bias signals vbpl 1 and vbnl 1, and delays the signals inva, invb and the input signal c-1 kb. You can control the time difference.
図 6 は、 遅延比較回路の実施例 を示す図であ る 。 フ リ ツ プフ ロ ッ プと ア ン ド ゲー ト カゝ ら構成さ れる 。 ク ロ ッ ク デュ —ティ 変換回路力、 ら の ク ロ ッ ク 出力 c l k a 、 c l k b 、 c 1 k c と 、 遅延モニ タ 回路の遅延出 力信号 i n v a 、 i n v b を入力 し 、 u p 1 1 、 d w l l 信号を出 力する 。 遅 延モニタ 回路の遅延時間が設計値通 り の場合、 i η v a と c 1 k b と のア ン ド ゲー ト 出力 a n d 1 1 は信号を発生 し 、 i n v b と c 1 k b と のア ン ド ゲー ト 出力 a n d l 2 は信 号を発生 し な い。 こ の時、 u p 1 1 、 d w l l と も に信号 を 出力 しな い。 プロ セス のば ら つ き 、 あ る い は環境の変化 によ り 特性が変動 し 、 遅延モニタ 回路の遅延時間が速 く な つ た場合、 u p 1 1 信号を出 力する。 遅延モニ タ の遅延時 間が遅 く なつ た場合、 d w 1 1 信号を出力する 。 FIG. 6 is a diagram illustrating an embodiment of the delay comparison circuit. It is composed of flip-flops and AND gates. Input the clock outputs clka, clkb, c1kc and the delay output signals inva, invb of the delay monitor circuit, and input the up11, dwll signals. Output . If the delay time of the delay monitor circuit is equal to the design value, the output of iη va and c 1 kb generates a signal, and the output of invb and c 1 kb is generated. G Output andl 2 does not generate a signal. At this time, no signal is output with both up 11 and d w l l. If the characteristics fluctuate due to process variations or environmental changes, and the delay time of the delay monitor circuit is shortened, an up11 signal is output. When the delay time of the delay monitor has become longer, a dw11 signal is output.
図 7 は、 基板バイ アス発生回路の実施例 を示す図であ る。 ア ン ド ゲー ト 、 オアゲー ト 、 フ リ ッ プフ ロ ッ プ、 セ レク タ 、 デジタ ル · アナ ロ グ変換器に よ り 構成さ れる。 フ リ ッ プフ ロ ッ プは、 ア ッ プ · ダウ ン の可能な レ ジス 夕 を形成 し 、 所 望の基板バイ ア ス に対応 し た レジス 夕 位置の出 力だけが信 号を出す。 FIG. 7 is a diagram showing an embodiment of a substrate bias generation circuit. It consists of an AND gate, an OR gate, a flip-flop, a selector, and a digital-to-analog converter. The flip-flops form possible down-registration windows, and only the output at the down-registration location corresponding to the desired board bias is signaled.
初期 に は、 中心の レ ジス 夕 出力であ る d f f 1 5 か ら 出 力信号が出 る 。 遅延比較回路か ら の u p 1 1 信号 と d w 1
1 信号を受け、 ク ロ ッ ク デュ ーティ 変換回路の ク ロ ッ ク 信 号 c 1 k a に従っ て レ ジス 夕 の出力位置を ア ッ プまた はダ ゥ ン させる。 デジタル ' アナ ロ グ変換器 D A C 1 1 では、 レジス 夕 の出力位置 d f f 1 0 〜 d f f 1 9 に対応 し て、 p チ ャ ネル型 M O S F E T 用 の基板バイ アス v b p l l 及 び、 n チ ャ ネル型 M O S F E T用-の基板バイ アス v b n 1 1 を発生する 。 u p 1 1 信号を受け る毎に レ ジス タ 出力 は d f f 1 0 力、 ら d f f 1 9 の方向に 1 段づっ レジス 夕位置 をず ら して い く 。 d w l l 信号を受 ける と 、 レ ジス タ 出力 は d f f 1 9 力 ら d f f 1 0 の方向 に 1 段づっ レ ジス 夕位 置をず ら して い く 。 基板バイ アス 出力 は、 U p 1 1 信号に よ り レ ジス タ 出力力 S 1 段変化する毎に基板バイ アス を 0 . 2 Vづっ変化 さ せる 。 電源電圧が 1 . 8 V の場合、 D A C 1 1 に — 1 . 8 V と 3 . 6 V の電源電圧を供給すれば、 V b p 1 1 信号は 1 . 8 V力 ら 3 . 6 V まで、 v b n 1 1 信 号は 0 . 0 V か ら 一 1 . 8 V までの間 を 0 . 2 V 間隔で発 生でき る 。 Initially, an output signal is output from the center register output dff 15. Up 1 1 signal from delay comparison circuit and dw 1 One signal is received, and the output position of the register is up or down in accordance with the clock signal c 1 ka of the clock duty conversion circuit. In the digital-to-analog converter DAC 11, the substrate bias vbpll for the p-channel MOSFET and the n-channel MOSFET correspond to the output positions dff10 to dff19 in the register. For -substrate bias VBN 11 to generate. Each time the up 11 signal is received, the register output shifts the register evening position by one step in the direction of dff 10 and dff 19. When the dwll signal is received, the register output shifts by one step in the direction from dff 19 to dff 10. The board bias output changes the board bias by 0.2 V every time the register output power S changes by one step according to the Up11 signal. When the power supply voltage is 1.8 V, if the power supply voltages of —1.8 V and 3.6 V are supplied to DAC 11, the V bp 11 signal will be changed from 1.8 V power to 3.6 V. The vbn 11 signal can be generated from 0.0 V to 1.1 V at 0.2 V intervals.
遅延モニタ 回路の遅延時間が設計値よ り 速 く なっ た場合、 基板バイ ア ス発生回路では u p 1 1 信号を受 け取る ので、 レ ジス 夕 出力 は 1 段づっ大き く な り 、 基板バイ アス は V b p l l で 0 . 2 V づっ増力 Q し 、 v b n l l で 0 . 2 V づっ 減少 さ せ、 こ れを遅延モニタ 回路の M O S F E T基板に印 加する こ と で、 モニタ遅延時間を遅 く さ せる 。 遅延モニ タ 回路の遅延時間が設計値よ り 遅 く な つ た場合、 基板バイ ァ ス発生回路では d w 1 1 信号を受け取る ので、 レ ジス 夕 出 力 は 1 段づっ小さ く な り 、 基板バイ アス は V b p 1 1 で 0 . 2 Vづっ減少 し 、 v b n 1 1 で 0 . 2 Vづっ増加さ せ、 こ れを遅延モニタ 回路の M O S F E T基板に印加する こ と で、
モ二夕遅延時間 を速 く させる 。 If the delay time of the delay monitor circuit becomes faster than the design value, the board bias generation circuit receives the up 11 signal, so the register output becomes larger by one step, and the board bias is increased. Increases the Q by 0.2 V in V bpll and decreases by 0.2 V in vbnll, and applies this to the MOSFET substrate of the delay monitor circuit to delay the monitor delay time. If the delay time of the delay monitor circuit is longer than the design value, the board bias generation circuit receives the dw11 signal, and the register output becomes smaller by one step. The ass is reduced by 0.2 V at Vbp11 and increased by 0.2 V at vbn11, and this is applied to the MOSFET substrate of the delay monitor circuit. Increase the delay time.
図 8 、 図 9 は、 基板バイ アス発生回路の内部のセ レ ク タ を詳細 に示す図であ る 。 セ レ ク タ の s e 1 e c t 1 入力信 号 に よ り 、 基板バイ ア ス 発生回路 の レ ジス 夕 信号がア ツ プ * ダウ ン方向 を切 り 替え る。 FIG. 8 and FIG. 9 are diagrams showing the details of the selector inside the substrate bias generation circuit. The register sunset signal of the board bias generation circuit switches between the up and down directions according to the selector's se 1 ect 1 input signal.
図 1 9 はデジ タ ル ·アナ ロ グ変-換器 を詳細 に示す図で あ る。 レ ジス タ 出力 d f f 2 0 〜 d f i 2 9 に対応 し た基板 バイ アス v b p 2 0 0 、 V b n 2 0 0 が生成される。 Figure 19 shows the details of the digital-to-analog converter. Substrate biases vbp200 and Vbn200 corresponding to the register outputs dff20 to dfi29 are generated.
図 1 0 は ロ ッ ク検出回路の実施例を示す。 基板バイ アス 発生回路の基板バイ アス 出力 は常に遅延モニタ 回路の M〇 S F E T基板に印加さ れる が、 遅延モニタ 回路の特性が変 動 した場合、 基板バイ ア ス電圧が確定する まではク ロ ッ ク 毎にバイ アス電圧が変化する 。 基板バイ アス が確定 し た後 に主回路の制御用基板バイ ア ス を印加する ため に、 ロ ッ ク 検出回路を挿入 して も 良い。 基板バイ アス発生回路内の シ フ ト レ ジス 夕 出力 d f f 1 0 〜 d f f 1 9 と 直接接続さ れ てい る デジタ ル · アナ ロ グ変換器 D A C 2 1 の出力 V b p 2 1 及び v b n 2 1 は遅延モニタ 回路の M O S F E T基板 と接続する 。 ロ ッ ク検出回路 L C K 1 1 はシ フ ト レ ジス 夕 出力 d f f l 0 〜 d f f l 9 と 、 c l k a 、 u 1 1 , d w 1 1 信号を受 け取 り 、 ア ン ド ゲー ト と フ リ ッ プフ ロ ッ プ を介 して基板バイ ア ス電圧値が ロ ッ ク した こ と を検出 して デジタ ル · アナ ロ グ変換器 D A C 2 2 に信号を伝え る 。 デ ジ夕 ル ' アナ ロ グ変換器 D A C 2 2 は、 基板バイ アス v b p 2 2 、 v b n 2 2 を 出力 し 、 主回路の M O S F E T基板 の基板バイ アス を制御する 。 FIG. 10 shows an embodiment of the lock detection circuit. The board bias output of the board bias generation circuit is always applied to the M〇SFET board of the delay monitor circuit.However, if the characteristics of the delay monitor circuit fluctuate, the circuit will be closed until the board bias voltage is determined. The bias voltage changes every time. After the board bias is determined, a lock detection circuit may be inserted to apply the board bias for control of the main circuit. The output V bp 21 and vbn 21 of the digital-to-analog converter DAC 21 directly connected to the shift register evening output dff 10 to dff 19 in the board bias generation circuit is Connect to MOSFET board of delay monitor circuit. The lock detection circuit LCK11 receives shift register evening outputs dffl0 to dffl9, clka, u11, and dw11 signals, and outputs AND gate and flip-flop signals. It detects that the board bias voltage has locked through the flip-flop and transmits a signal to the digital-to-analog converter DAC 22. The digital-to-analog converter DAC 22 outputs the substrate biases vbp22 and vbn22, and controls the substrate bias of the MOSFET substrate of the main circuit.
図 1 1 は、 ス タ ンバイ 回路の実施例 を示す。 主回路が動 作停止モー ド に あ る場合、 P チ ャ ネル型 M〇 S F E Tでは
基板バィ ァス を最大に、 n チャ ネル型 M O S F E Tでは基 板バイ ア ス を最小 にする こ とで、 リ ー ク 電流 を低減 し 消費 電力 の削減を行 う こ とができ る 。 基板バイ ア ス発生回路の デジタ ル · アナ ロ グ変換器 D A C 2 3 か ら の基板バイ アス 出力 v b p 2 3 、 v b n 2 3 を図の よ う に形成する 。 p M O S の ソ ース は最大基板バイ アス- V c h に、 n M O S の ソ ース は最小基板バイ アス V s 1 に接続する。 電源電圧が 1 . 8 V の場合、 v c h は 3 . 6 V、 V s 1 は一 1 . 8 Vであ る。 p M〇 S 、 n M O S のゲー ト に は、 動作停止信号 s t b 2 1 と 、 s t b 2 1 と逆相であ る s t b 2 0 信号が供給 される。 FIG. 11 shows an embodiment of the standby circuit. When the main circuit is in the operation stop mode, the P-channel M〇SFET By maximizing the substrate bias and minimizing the substrate bias for n-channel MOSFETs, the leakage current can be reduced and the power consumption can be reduced. The board bias outputs vbp23 and vbn23 from the digital / analog converter DAC23 of the board bias generation circuit are formed as shown in the figure. The source of the pMOS is connected to the maximum substrate bias-Vch, and the source of the nMOS is connected to the minimum substrate bias Vs1. If the power supply voltage is 1.8 V, vch is 3.6 V and V s1 is 1.8 V. The operation stop signal stb 21 and the stb 20 signal having a phase opposite to that of stb 21 are supplied to the gates of p M 〇 S and n MOS.
図 1 3 、 図 1 4 に は M O S ト ラ ン ジス タ の基板バイ アス 電圧 と し き い値電圧の関係を示 してあ る。 図 1 3 が n M O S の場合であ り 、 図 1 4 力 p M O S の場合で あ る。 M O S ト ラ ン ジス タ の し き い値は図 1 3 、 1 4 の よ う に基板ノ ィ ァス によ っ て変化する 。 こ のため、 n M O S ト ラ ン ジス タ と p M 0 S ト ラ ン ジス タ を用 いてイ ンバー夕 のよ う なゲー ト を形成 し た場合、 図 1 5 に示さ れる よ う に 、 基板バイ ァ ス の絶対値が大き い方が遅延時間が大き く な る 。 こ の こ と か ら 、 基板バイ ア ス を制御する こ と で C M 0 S 回路の遅延 時間 を常に一定に保つ こ と が可能とな る。 図 1 5 ( I ) の 特性を持つ C M O S 回路に 、 あ ら か じ めプロ セス的に し き い値を下げて ( I I ) の特性を持たせた場合、 基板バイ ァ ス 1 . 0 V付近 を 中心にバイ ア ス電圧を上下する こ と で、 初期の C M O S 回路 と 比べて動作速度を速 く する こ と も遅 く する こ と も でき る。 Figures 13 and 14 show the relationship between the substrate bias voltage of the MOS transistor and the threshold voltage. Fig. 13 shows the case of nMOS, and Fig. 14 shows the case of pMOS. The threshold value of the MOS transistor varies depending on the board noise as shown in FIGS. 13 and 14. Therefore, when an nMOS transistor and a pM0S transistor are used to form a gate like an inverter, as shown in FIG. The larger the absolute value of the bias, the longer the delay time. From this, it is possible to keep the delay time of the CMOS circuit constant by controlling the substrate bias. If a CMOS circuit with the characteristics shown in Fig. 15 (I) is given the characteristics of (II) by lowering the threshold value in advance in the process, the substrate bias will be around 1.0 V. By raising and lowering the bias voltage around the center, the operating speed can be made faster or slower than in earlier CMOS circuits.
C M O S 回路の遅延時間変動は、 何も補償を行わな い と 約 4 5 %存在する。 リ ー ク 電流を一定に制御する方式では、
温度の変化に対応できな いため、 遅延時間の変動が 6 0 % と 、 かえ っ て幅 を広げて し ま う 。 遅延時間変動を電源電圧 制御で抑制する方式では、 変動幅は 3 6 % におさ え ら れる 。 これ ら に対 し 、 本発明では、 遅延時間を 3 2 % に抑え る こ とができ る。 The delay time variation of the CMOS circuit is about 45% without any compensation. In the method of controlling the leak current constant, Since it cannot respond to changes in temperature, the variation in delay time is 60%, which is rather wide. In the method in which the delay time fluctuation is suppressed by power supply voltage control, the fluctuation width is kept to 36%. In contrast, according to the present invention, the delay time can be suppressed to 32%.
図 2 1 は本発明の別の実施例 を-示す図であ る 。 遅延検出 回路 MON001 は, ク ロ ッ ク 信号 c 1 kOOl を受け取 り , 遅延信号 を出力する。 電圧制御回路 VCNT 001 は遅延信号を も と にデ ジ夕ル ' アナ ロ グ変換回路 DACONV001 への制御信号 con tOO 1 を例えば 10 ビ ッ ト 信号 と して発生する。 デジタル · アナ 口 グ変換回路 DACONV001 は制御信号に応 じて pMOS ト ラ ン ジス 夕用基板バイ アス vbpOOl と nMOS ト ラ ンジス タ用基板バイ ァ ス vbnOOl を 生成 し て, 遅延検出回路 MON001 と主回路 LOGO 01 に供給する。 遅延検出回路 MONO 01 は基板バイ アス vbpOOl と vbnOOl によ り 信号伝達遅延時間を変化させる こ と が可能で, 電圧制御回路 VCNT001 は遅延検出回路 MONO 01 の 出力信号の遅延時間が常に一定 となる よ う な基板バイ ァス 信号をデジタ ル · アナ ロ グ変換回路 DACONV001 が生成する よ う に 制御信号 を発 生す る 。 こ れ に よ り , 遅延検出 回路 MONO 01 と主回路 LOGO 01 の動作速度が常に一定となる 。 FIG. 21 is a diagram showing another embodiment of the present invention. The delay detection circuit MON001 receives the clock signal c 1 kOOl and outputs a delay signal. The voltage control circuit VCNT 001 generates a control signal control 1 for the digital-to-analog conversion circuit DACONV001 based on the delay signal as a 10-bit signal, for example. The digital-to-analog conversion circuit DACONV001 generates the pMOS transistor board bias vbpOOl and the nMOS transistor board bias vbnOOl in response to the control signal, and generates the delay detection circuit MON001 and the main circuit. Supply to LOGO 01. The delay detection circuit MONO01 can change the signal transmission delay time by the substrate bias vbpOOl and vbnOOl, and the voltage control circuit VCNT001 ensures that the delay time of the output signal of the delay detection circuit MONO01 is always constant. A control signal is generated such that a digital-to-analog conversion circuit DACONV001 generates such a substrate bias signal. As a result, the operation speeds of the delay detection circuit MONO 01 and the main circuit LOGO 01 are always constant.
図 22 は本発明の詳細な実施例を示す図であ る。 遅延検出 回路 MONO 11 は, 分周回路 DIV011 と し き い値制御発振回路 VC0011 か ら構成さ れてい る。 分周回路 DI V011 はク 口 ッ ク 信 号入力 clkOl l の周波数を分周 してク ロ ッ ク 信号 clk012 を 出力する。 し き い値制御発振回路 VCO011 は基板バイ アス信 号 vbpOl l と vbnOl l によ り その発振周波数を変化させる こ とが可能であ り , 発振出力信号 vcosigOl l を発生する 。 電 圧制御回路 VCNT011 は位相周波数検出回路 PFD011 と位相周
波数制御回路 PFCNT011 か ら構成さ れる 。 位相周波数検出回 路 PFD011 は, 分周回路 DIV011 の出カ ク 口 ッ ク 信号 clkO と し き い値制御発振回路 VC0011 の発振出力 vcos igOl l と を 受け, 2信号の周波数差及び位相差を検出 し差に応 じてア ツ プ信号 upO 11 またはダウ ン信号 dwO 11 を発生する。位相周波 数制御 回路 PFCNT011 は ア ツ プ信 号 upOl 1 や ダ ゥ ン 信号 dwOl 1 を例えば 10 ビ ッ ト の制御信号 cn t 011 に変換する。 電 圧発生回路 VG011 は制御信号 cntOl 1 に対応 して pMOS ト ラ ン ジス 夕用基板バイ アス vbpOl l と nMOS ト ラ ンジス タ用基板 バイ ア ス vbntH l を発生 し , し き い値制御発振回路 VC0011 と主回路 LOGO 11 の基板に供給する 。 電圧制御回路 VCNT011 は, し き い値制御発振回路 VC0011 の出力 vcos igOl 1 が分周 回路 DIV011 の出力 c lk012 と周波数, 位相 と も に同期する よ う に基板バイ ア ス を制御する 。 従っ て, し き い値制御発振 回路 VC0011 と主回路 L0G011 は, ク ロ ッ ク 信号入力 c 1 k 011 に対応 して常に同 じ動作速度を示すよ う になる。 FIG. 22 is a diagram showing a detailed example of the present invention. The delay detection circuit MONO 11 is composed of a divider circuit DIV011 and a threshold value controlled oscillator circuit VC0011. The frequency divider circuit DI V011 divides the frequency of the clock signal input clkOll and outputs a clock signal clk012. The threshold control oscillator circuit VCO011 can change its oscillation frequency with the board bias signals vbpOll and vbnOll and generates the oscillation output signal vcosigOll. The voltage control circuit VCNT011 and the phase frequency detection circuit PFD011 It is composed of a wave number control circuit PFCNT011. The phase frequency detection circuit PFD011 receives the output signal clkO of the divider circuit DIV011 and the oscillation output vcos igOll of the threshold control oscillator circuit VC0011, and detects the frequency difference and phase difference between the two signals. An up signal upO 11 or a down signal dwO 11 is generated according to the difference. The phase frequency control circuit PFCNT011 converts the up signal upOl1 and the down signal dwOl1 into, for example, a 10-bit control signal cnt011. The voltage generation circuit VG011 generates a pMOS transistor substrate bias vbpOll and an nMOS transistor substrate bias vbntHl in response to the control signal cntOl1, and generates a threshold value control oscillator circuit. Supply to the board of VC0011 and main circuit LOGO 11. The voltage control circuit VCNT011 controls the substrate bias so that the output vcos igOl1 of the threshold control oscillation circuit VC0011 is synchronized with the output clk012 of the frequency divider DIV011 in both frequency and phase. Therefore, the threshold-controlled oscillation circuit VC0011 and the main circuit L0G011 always show the same operation speed in response to the clock signal input c1k011.
図 23 は分周 回路 の 実施例 を 示す 図 で あ る 。 分周 回路 D I V 012 は複数個の D型 フ リ ッ プフ ロ ッ プ ( DFF 011 等) を図 のよ う に接続 して構成さ れる。 D型フ リ ッ プフ ロ ッ プ 1 個で, 入力 ク ロ ッ ク 信号 c!k013 の周波数を 1 Z 2 に, 2 個な ら 1 / 4 に して出力信号 clk014 を生成する 。 FIG. 23 is a diagram showing an embodiment of the frequency dividing circuit. The dividing circuit DIV 012 is configured by connecting a plurality of D-type flip-flops (such as DFF 011) as shown in the figure. One D-type flip-flop generates the output signal clk014 by setting the frequency of the input clock signal c! K013 to 1Z2, and reducing the frequency of the input clock signal c! K013 to 1/4.
図 24, 25, 26 は, し き い値制御発振回路の実施例を示す 図で あ る 。 し き い値制御発振回路 は, 基板バイ ア ス 信号 vbpO 12, vbpO 13, vbpO 14, vbnOl 2, vbnO 13, vbn014 によ り その発振周波数 を可変 と でき , ク ロ ッ ク 信号 vcos ig012, vcos i gO 13, vcos ig014 を出力する。 VCO 012 はイ ンバー夕 回 路を, VC0013 は NAND回路を, VC0014は NOR回路を も と に構 成 し た例であ る。
図 27 , 図 28は し き い値制遅延ライ ンの実施例を示す図で あ る。 図 5 の遅延比較回路は, NAND 回路や NOR 回路を用 い て も, VCL011 や VCL012 のよ う に同様に構成する こ とができ る 。 Figures 24, 25, and 26 are diagrams showing an embodiment of the threshold-controlled oscillation circuit. The threshold-controlled oscillation circuit can make the oscillation frequency variable by the board bias signals vbpO12, vbpO13, vbpO14, vbnOl2, vbnO13, and vbn014, and the clock signals vcos ig012 and vcos Output i gO 13, vcos ig014. VCO 012 is an example of an inverter circuit, VC0013 is a NAND circuit, and VC0014 is an example of a NOR circuit. FIG. 27 and FIG. 28 are diagrams showing embodiments of the threshold delay line. The delay comparison circuit in Fig. 5 can be configured in the same way as VCL011 and VCL012, even if a NAND circuit or NOR circuit is used.
図 29 は位相周波数検出回路の実施例を示す図であ る。 位 相周波数検出回路 PFD012 は, ク ロ -ッ ク 信号 clk019 と発振出 力 vcosig015 の位相差及び周波数差を検出 し, ク ロ ッ ク 信 号 c 1 kO 19 が進んでい る場合にァ ッ プ信号 upO 12 を, 発振出 力 vc os igO 15 が進んでい る場合にダウ ン信号 dwOl 2 を発生 する。 FIG. 29 is a diagram showing an embodiment of the phase frequency detection circuit. The phase frequency detection circuit PFD012 detects the phase difference and frequency difference between the clock signal clk019 and the oscillation output vcosig015, and if the clock signal c1kO19 is advanced, the phase signal is detected. The signal upO12 is generated and the down signal dwOl2 is generated when the oscillation output vcosigO15 is advanced.
図 30 は位相周波数制御回路の実施例を示す図であ る。 位 相周波数制御回路 PFCNT012 は, ア ッ プ ' ダウ ンカ ウ ン 夕 UDC011 とデコ ーダ DE C 011 か ら構成さ れる。 ア ッ プ ' ダウ ン カ ウ ン夕 UDC011 は, ア ッ プ信号 upOl 3 を受ける と出力信号 c n t 012 を 2 進数で 1 加算 し, ダウ ン信号を受ける と 1 減算 し , 加算, 減算結果を 4 ビ ッ ト程度の制御信号 c n t 012 と し て出力する。デコ ーダ DE C 011 は制御信号 c n t 012 をデコ ー ド し , 8 ビ ッ ト程度の制御信号 c IU 013 を発生する 。 FIG. 30 is a diagram showing an embodiment of the phase frequency control circuit. The phase frequency control circuit PFCNT012 consists of an up-down converter UDC011 and a decoder DEC 011. Up'down count UDC011 receives the up signal upOl3, adds 1 to the output signal cnt012 in binary, and receives the down signal, decrements 1 and outputs the result of addition and subtraction by 4. It is output as a control signal cnt 012 of about a bit. The decoder DE C 011 decodes the control signal c n t 012 and generates a control signal c IU 013 of about 8 bits.
図 31 はア ッ プ · ダウ ンカ ウ ン 夕 の構成を示す。 D 型フ リ ッ プフ 口 ッ プ DFF015, DFF016, DFF017, DFF018, T型フ リ ッ プフ ロ ッ プ TFF011, TFF012, TFF013, TFF014, TFF015, TFF016, TFF017, TFF018, 半カロ算器 HA011, 全力 Π算器 FA011, FA012, FA013 と ANDゲー ト , NANDゲー ト , ORゲー ト によ り 構成でき る 。 ア ッ プ信号 up014 が入力 される と, カ ウ ン 夕 は加算され, ダウ ン信号 dwO 14 が入力 される と カ ウ ン夕 は 減算さ れ, 4 ビ ッ 卜 の出力信号 cnt014, cntOl 5, cntOl 6, c n t 017 を出力する。 出力信号を内部に フ ィ 一 ドノ' ッ ク して, カ ウ ン ト に限界 を設 けてい る 。 こ の構成によ り , 非同期式
のアッ プ · ダウ ンカ ウ ン タ を構成する こ とができ る 。 Figure 31 shows the configuration of the up / down event. D-type flip-flop DFF015, DFF016, DFF017, DFF018, T-type flip-flop TFF011, TFF012, TFF013, TFF014, TFF015, TFF016, TFF017, TFF018, Half calorie calculator HA011, full power Π It can be composed of the FA011, FA012, FA013 and AND gate, NAND gate and OR gate. When the up signal up014 is input, the count signal is added, and when the down signal dwO14 is input, the count signal is subtracted, and the 4-bit output signals cnt014, cntOl5, Outputs cntOl6, cnt017. The output signal is internally fed-in to limit the count. With this configuration, the asynchronous Up-down counter can be configured.
図 32 に示すよ う に半加算器 HA012 は構成でき, 全加算器 FA014 は図 33 に示すよ う に半加算器 HA013, HA014 を組み合 わせる こ とで構成でき る。 As shown in Fig. 32, the half adder HA012 can be configured, and as shown in Fig. 33, the full adder FA014 can be configured by combining the half adders HA013 and HA014.
図 34 に あ る よ う にデコ ーダは構成する こ とができ る。 こ こでは, 4 ビ ッ ト の入力信号 c n t 0-18- 021 を 8 ビ ッ 卜 の出力 信号 cnt 022 - 029 に変換 している 。 The decoder can be configured as shown in Figure 34. Here, the 4-bit input signal cnt 0-18-021 is converted to an 8-bit output signal cnt022-029.
図 35 は電圧発生回路の実施例 を示す図であ る 。図 19 に示 すデジタル , アナ ロ グ変換器の他に も, 図 35 のよ う に電圧 発生回路 VG013 を構成する こ とができ る。 入力用 の制御信 号 cnt030〜(; nt037 によ り , 出力電圧が変化する 。 出力部分 には, 出力イ ン ピーダンス を低下する ため に演算増幅回路 0PAMPP011 , OPAMPN011 , 抵抗 RFP, RFN を接続する こ と も で き る。 こ の電圧発生回路 VG013 の出力が, 基板バイ アス信 号 vbp018, vbn018 となる。 FIG. 35 is a diagram showing an embodiment of the voltage generation circuit. In addition to the digital-to-analog converter shown in Fig. 19, the voltage generator VG013 can be configured as shown in Fig. 35. The output voltage changes according to the input control signal cnt030 to (; nt037. To reduce the output impedance, connect the operational amplifier circuits 0PAMPP011, OPAMPN011, and resistors RFP and RFN to the output section. The output of this voltage generator VG013 is the board bias signals vbp018 and vbn018.
図 36 は本発明の別の実施例 を示す図であ る。 遅延検出回 路 MO :012 は, ク ロ ッ ク 信号 c 1 kO 20 を入力 し, 遅延信号を出 力する 。 電圧制御回路 VCNT012 は遅延信号を も と に制御信 号を発生 し, デジタ ル ' アナ ロ グ変換回路 DACONV011 に伝 え る。 デジタル ' アナ ロ グ変換回路 DACO V011 は, 制御信 号に応 じて基板バイ ァス信号 vbp019 と vbn019 を発生 し, 遅 延 検 出 回 路 MONO 12 の 基 板 へ 印 加 す る 。 演 算 増 幅 回 路 OPAMPPO 12 と OPAMPN012 は, 基板バイ アス信号を受け取 り , vbp, vbn と 同 じ電圧で基板バイ アス信号 vbp020 と vbn020 を出力 し, 主回路 LOG012 の基板へ印加する 。 遅延検出回路 MONO 12 は基板バイ アス vbpOl 9 と vbnOl 9 によ り 信号伝達遅 延時間 を変化 さ せる こ と が可能で, 電圧制御回路 VCNT01 は遅延検出回路 MONO 12 の出力信号の遅延時間が常に一定 と
なる よ う な基板バイ アス信号をデジタル · ア ナ ロ グ変換回 路が生成する よ う に制御信号を発生する。 こ れに よ り , 遅 延検出回路 MONO 12 と主回路 LOGO 12 の動作速度が常に一定 となる。 主回路 L0G012 の回路規模が大き い場合, 基板バイ ァス信号 V b p 020 と V b n 020 が安定する までに時間がかか る 力 演算増幅回路 OPAMPP012や OPAMPN012 のよ う に出力イ ン ピー ダンス の低い回路を挿入する こ とで, 基板バイ アス信 号の安定を早め る こ とが可能 と なる 。 こ の演算増幅回路を 遅延モニタ ΜΟΝΟΠ用 の基板バイ アス vbp(H9, vbn019 に も揷 入 して も よ !^。 FIG. 36 is a diagram showing another embodiment of the present invention. The delay detection circuit MO : 012 inputs the clock signal c 1 kO 20 and outputs a delay signal. The voltage control circuit VCNT012 generates a control signal based on the delay signal and transmits it to the digital-to-analog conversion circuit DACONV011. The digital-to-analog converter DACO V011 generates board bias signals vbp019 and vbn019 in response to the control signal, and applies them to the board of the delay detection circuit MONO12. The operational amplifier circuits OPAMPPO12 and OPAMPN012 receive the board bias signal, output the board bias signals vbp020 and vbn020 at the same voltage as vbp and vbn, and apply them to the board of the main circuit LOG012. The delay detection circuit MONO12 can change the signal transmission delay time by the substrate bias vbpOl9 and vbnOl9, and the voltage control circuit VCNT01 always has the delay time of the output signal of the delay detection circuit MONO12. Constant and A control signal is generated such that a digital-to-analog conversion circuit generates such a substrate bias signal. As a result, the operation speeds of the delay detection circuit MONO 12 and main circuit LOGO 12 are always constant. When the circuit size of the main circuit L0G012 is large, it takes time for the board bias signals V bp020 and Vbn020 to stabilize. The output impedance of the operational amplifier circuits OPAMPP012 and OPAMPN012 is low. By inserting a low circuit, the stability of the board bias signal can be sped up. This operational amplifier circuit can also be inserted into the board bias vbp (H9, vbn019) for the delay monitor!
図 37, 図 38 に演算増幅回路の実施例 を示す。 Figures 37 and 38 show examples of the operational amplifier circuit.
図 39 は本発明の別の実施例を示す図である 。 PM0S ト ラ ン ジス 夕用遅延検出回路 PMON041 は pMOS ト ラ ン ジス タ用基板 バイ アス信号 vbp041 によ り 遅延時間を変化さ せる こ とがで き, nMOS ト ラ ンジス タ 用遅延検出回路 NM0N041 は nMOS ト ラ ンジス 夕用基板バイ アス信号 vbn041 によ り 遅延時間を変化 させる こ とができ る。 遅延検出回路 PM0N041 と NMON041 は, それぞれク 口 ッ ク 信号 clk041 を入力 して遅延信号を電圧制 御回路 VCNT041 と VCNT042 に伝える, 電圧制御回路 VCNT041 と VCNT042 はそれぞれの遅延信号に応 じて制御信号を出力 する 。 デジタル ' アナ ロ グ変換回路 DAC0NV04し DAC0 V042 は, それぞれの制御信号に応 じて, pMOS ト ラ ンジス タ 用基 板バイ ア ス vbp041 と nMOS ト ラ ン ジス タ 用 基板バイ ア ス vbn041 を発生 し, 遅延検出回路 PMON041, NMON041 , 主回路 L0G041 へ供給する。 デジタ ル ' アナ ロ グ変換回路 DACONV041 は pMOS ト ラ ン ジ ス タ に よ る 遅延時 間 の 変化 を 無 く し , DAC0NV042 は nMOS 卜 ラ ン ジス 夕 によ る遅延時間の変化 を無 く す こ と で, 主回路 LOG041 及び遅延検 出回路 PM0N041 ,
NMON04卜の動作速度を一定に保つ。 pMOS ト ラ ン ジス タ の遅 延時間変化 と nMOS 卜 ラ ン ジス 夕 の遅延時間変化を独立に制 御する こ と によ り , 精度の高い基板バイ ア ス制御が可能 と な る。 FIG. 39 is a view showing another embodiment of the present invention. The PM0S transistor evening delay detection circuit PMON041 can change the delay time by the pMOS transistor board bias signal vbp041, and the nMOS transistor delay detection circuit NM0N041 The delay time can be changed by the nMOS transistor evening substrate bias signal vbn041. The delay detection circuits PM0N041 and NMON041 each receive the clock signal clk041 and transmit the delay signal to the voltage control circuits VCNT041 and VCNT042. Output . The digital-to-analog converter circuits DAC0NV04 and DAC0-V042 generate a pMOS transistor substrate bias vbp041 and an nMOS transistor substrate bias vbn041 in response to the respective control signals. , Delay detection circuit PMON041, NMON041, and main circuit L0G041. The digital 'analog conversion circuit DACONV041 eliminates the change in delay time caused by the pMOS transistor, and the DAC0NV042 eliminates the change in delay time caused by the nMOS transistor. The main circuit LOG041 and the delay detection circuit PM0N041, Keep the operating speed of NMON04 constant. By controlling the delay time change of the pMOS transistor and the delay time change of the nMOS transistor independently, highly accurate substrate bias control becomes possible.
図 40, 図 41 に pMOS ト ラ ン ジス タ用遅延検出回路を示す。 図のよ う に構成する こ とで, pMO S- ト ラ ンジス タ用基板バイ ァス V b p 042, V b p 043 を供給して遅延時間の変化を制御でき る 。 Figures 40 and 41 show the delay detection circuits for pMOS transistors. By configuring as shown in the figure, the change in delay time can be controlled by supplying the substrate bias Vbp042 and Vbp043 for the pMOS-transistor.
図 42, 図 43 に nMOS ト ラ ンジス タ用遅延検出回路を示す。 同様に, nMOS ト ラ ン ジス タ用基板バイ アス vbn042, vbn043 を供給 して遅延時間の変化を制御でき る。 Figures 42 and 43 show the delay detection circuits for nMOS transistors. Similarly, the change in delay time can be controlled by supplying the nMOS transistor substrate vias vbn042 and vbn043.
図 44 は本発明の別の実施例を示す図であ る。 図 2 の実施 例によ る遅延時間制御回路 と , リ ーク 電流検出回路 LMT051 か ら 構成さ れる 。 リ ーク 電流検出回路は基板バイ ア ス発生 回路 SBG051 が生成する基板バイ ァス vbp051 と vbn051 を受 け回路の リ ー ク 電流を検出 し , リ ー ク 電流が一定の値以上 に増加する と基板バイ ア ス制御を停止 し , 基板バイ アス が 変化 しないよ う にする。従っ て, リ ーク 電流検出回路 L MT 051 は基板バイ ァス制御 によ る リ ー ク 電流の増加に限界を与え, 回路の熱暴走等によ る誤動作を防止する。 FIG. 44 is a diagram showing another embodiment of the present invention. It consists of a delay time control circuit according to the embodiment of FIG. 2 and a leak current detection circuit LMT051. The leak current detection circuit receives the board biases vbp051 and vbn051 generated by the board bias generation circuit SBG051, detects the leak current of the circuit, and when the leak current increases beyond a certain value. Stop the board bias control so that the board bias does not change. Therefore, the leak current detection circuit LMT051 limits the increase in leak current due to board bias control, and prevents malfunctions due to thermal runaway of the circuit.
図 45 は本発明の別の実施例 を示す図であ る。図 22 の実施 例 によ る遅延時間制御回路 と, リ ーク電流検出回路 LMT052 か ら構成さ れる。 リ ー ク電流検出回路は電圧発生回路 VG051 が生成する基板バイ アス vbp052 と vbn052 を受け回路の リ — ク 電流を検出 し, リ ー ク 電流が一定の値以上に増加する と基板バイ アス制御 を停止 し , 基板バイ アス が変化 しな い よ う にする。 従っ て, リ ーク 電流検出回路 LMT 052 は基板バ ィ ァス 制御 によ る リ ー ク 電流の増加に限界を与え, 回路の
熱暴走等によ る誤動作を防止する。 FIG. 45 is a view showing another embodiment of the present invention. It consists of a delay time control circuit according to the embodiment in Fig. 22 and a leak current detection circuit LMT052. The leak current detection circuit receives the board biases vbp052 and vbn052 generated by the voltage generation circuit VG051 and detects the leak current of the circuit. When the leak current increases beyond a certain value, the board bias control is performed. Stop and keep the substrate bias unchanged. Therefore, the leak current detection circuit LMT052 limits the increase of the leak current by the board bias control, Prevent malfunction due to thermal runaway and so on.
図 46 は リ ー ク 電流検出回路の実施例を示す図であ る。 基 板バイ アス制御 によ り リ ー ク 電流が増加する方向 と な る , ア ッ プ信号 u p 055 と u p 056 の間に挿入する。 pMO S ト ラ ン ジ ス 夕 用基板バイ ア ス vbp 053 によ る リ ー ク 電流の限界値は nMOS ト ラ ンジス タ の拡散層幅 wn(H で決ま り , nMOS ト ラ ン ジ ス タ 用 基板バイ ア ス V b n 053 によ る リ ー ク 電流の限界値は P.M0S ト ラ ンジス タ の拡散層幅 wpOl で決ま る。 FIG. 46 is a diagram showing an embodiment of the leak current detection circuit. Insert between the up signals up055 and up056, in which the leakage current is increased by the board bias control. The limit value of the leak current due to the substrate bias vbp 053 for the pMOS transistor is determined by the diffusion layer width wn (H of the nMOS transistor. The limit value of the leakage current due to the substrate bias V bn 053 is determined by the width wpOl of the diffusion layer of the P.M0S transistor.
図 47 は本発明の適用方法を示す図であ る 。 通常の CMOS デバイ ス は, 作成プロ セス , 動作電圧, 動作温度等の要因 によ り 図 47 ( a)のよ う に性能が分布を持つ。 こ の分布の し き い値上限は, 動作速度の最 も遅い許容限界で決ま り , 下限 は消費電力 の許容最大限界か ら決定さ れる 。 こ れ ら のデバ イ ス に対 し て本発明 を適用する と, 斜線部分の よ う に性能 分布の広が り を狭め る こ とができ る 。 基板バイ アス によ る 制御 に 関 して, 基板バイ アス を逆バイ ア ス方向 にだけ印加 する場合, 分布は し き い値の高い方, すなわち 動作速度の 遅 く な る方に集ま る 。 図 47 (b)のよ う に, あ ら か じ め し き い 値を低 く 作成 し た場合, 分布の下限は消費電力 の限界を越 えて し ま う 。 し か し, こ のデバイ ス に本発明 を適用する と, 斜線部分に分布 を集め る こ と ができ, 消費電力 の限界を超 え る こ とな く , デバイ ス の分布を し き い値の低い, 動作速 度の早 い領域にそろ え る こ と ができ, 回路の高速化が可能 となる。 FIG. 47 is a diagram showing a method of applying the present invention. A typical CMOS device has a distribution as shown in Fig. 47 (a) due to factors such as the fabrication process, operating voltage, and operating temperature. The upper threshold for this distribution is determined by the lower limit of the operating speed, and the lower limit is determined by the maximum limit of the power consumption. When the present invention is applied to these devices, the spread of the performance distribution can be narrowed as shown by the shaded area. Regarding the control by the substrate bias, when the substrate bias is applied only in the reverse bias direction, the distribution concentrates on the higher threshold value, that is, the slower operating speed. . As shown in Fig. 47 (b), when the threshold value is set low in advance, the lower limit of the distribution exceeds the limit of power consumption. However, when the present invention is applied to this device, the distribution can be gathered in the shaded area, and the distribution of the device can be reduced without exceeding the power consumption limit. It can be set in the low operating speed and high operating speed range, and the circuit speed can be increased.
図 48 は本発明の別の適用方法を示す図であ る 。図 50 に示 すよ う に, 基板バイ アス を 0. 5V程度までは順バイ ア ス方向 に印加 して動作さ せ る こ と も 可能であ る 。 順バイ ア ス制御 を行っ て本発明 を適用 する と , 図 48 に示すよ う に通常の
CMOS デバイ ス分布を し き い値の低い, 動作が高速になる斜 線の位置に収束させる こ とができ る 。 こ れによ り , 回路の 高速化を図れる。 FIG. 48 is a diagram showing another application method of the present invention. As shown in Fig. 50, it is possible to operate by applying a substrate bias in the forward bias direction up to about 0.5V. When the present invention is applied by performing forward bias control, as shown in FIG. The CMOS device distribution can be converged to the position of the diagonal line where the threshold is low and the operation is fast. This can speed up the circuit.
図 49 は本発明の別の適用方法を示す図であ る。 基板バイ ァス制御 を, 逆バイ アス方向 と順バイ アス方向 と両方向利 用する と , デバイ ス の分布を設計-中心値に斜線の分布のよ う にそろ え る こ とができ る 。 従っ て, デバイ ス の歩留 ま り を向上さ せる こ とができる 。 FIG. 49 is a diagram showing another application method of the present invention. If the board bias control is used in both the reverse bias direction and the forward bias direction, the device distribution can be aligned to the design-center value like the hatched distribution. Therefore, the yield of devices can be improved.
図 51 は本発明 の別の実施例 を示す図であ る 。 図 44, 45 の実施例 によ る遅延時間制御回路 と , 基板バイ アス安定検 出回路 VSTS061 と電源電圧安定検出回路 VSTD061 と ロ ッ ク 検出回路 LDT061 と リ セ ッ ト解除回路 RCN061 とス タ ンバイ 回路 STB 061 か ら構成さ れる。 こ の実施例によ り , 本発明に よ る 半導体集積回路の動作手順が決定さ れる 。 電源ス イ ツ チを入れる と 基板バイ アスが供給さ れ, 基板バイ アス安定 検出回路 V S T S 061 が, 基板バイ アス電位の安定を判断 し, 基板バイ アス安定信号 vbs t061 を発生する。 電源電圧安定 検出回路 VSTD061 は, 基板バイ ァス安定信号 vbst061 を受け る と電源電圧 を供給 し , 電源電圧の安定を判断 し て電源電 圧安定信号 vds t 061 を発生する 。 こ の手順によ り , 常に基 板バイ アス を電源よ り も先に供給 し, MO S ト ラ ン ジス タ の ラ ツ チア ッ プを防止でき る。 ク ロ ッ ク 信号 c 1 k 061 は, 電源電 圧安定信号 V d s t 061 が入る と ク ロ ッ ク 信号を制御回路内へ 伝えは じめ る。 ロ ッ ク検出回路 LDT061 は, 制御回路内へ入 力 さ れる ク ロ ッ ク 信号 c 1 k 062 と, 制御回路内のア ッ プ信号 up 062 と ダウ ン信号 dwO 61 を受け取 り , 制御回路内の制御信 号が安定する と ロ ッ ク 信号 1 c k 061 を出力する。 リ セ ッ ト解 除回路 RCN061 は, ロ ッ ク 信号 1 c kO 61 と電源電圧安定信号
v d s t 061 を受け取 り , リ セ ッ ト解除信号 r s t 061 を出力する。 主回路 L0G061 は リ セ ッ ト 解除信号 rs t061 を受け取る こ と で リ セ ッ ト 状態を解除 し, 動作を始め る。 こ の手順によ り , 主回路 LOG061 の誤動作を防止する。 FIG. 51 is a diagram showing another embodiment of the present invention. The delay time control circuit according to the embodiment of FIGS. 44 and 45, the board bias stability detection circuit VSTS061, the power supply voltage stability detection circuit VSTD061, the lock detection circuit LDT061, the reset release circuit RCN061, and the standby It is composed of the circuit STB061. According to this embodiment, the operation procedure of the semiconductor integrated circuit according to the present invention is determined. When the power switch is turned on, the board bias is supplied, and the board bias stability detection circuit VSTS061 determines the stability of the board bias potential and generates the board bias stabilization signal vbst061. The power supply voltage stability detection circuit VSTD061 supplies the power supply voltage when it receives the board bias stabilization signal vbst061, determines the power supply voltage stability, and generates the power supply voltage stabilization signal vdst061. By this procedure, the substrate bias is always supplied before the power supply, and the latch-up of the MOS transistor can be prevented. The clock signal c1k061 starts transmitting the clock signal to the control circuit when the power supply voltage stabilization signal Vdst061 is input. The lock detection circuit LDT061 receives the clock signal c1k062 input to the control circuit, the up signal up062 and the down signal dwO61 in the control circuit, and When the control signal becomes stable, the lock signal 1 ck 061 is output. The reset release circuit RCN061 has a lock signal 1 CKO61 and a power supply voltage stabilization signal. Receives vdst 061 and outputs reset release signal rst 061. The main circuit L0G061 releases the reset state by receiving the reset release signal rst061, and starts operation. This procedure prevents the main circuit LOG061 from malfunctioning.
本実施例 によ る , 本発明の動作手順を図 56, 図 57 に示す。 図 56 は, システム の開始か ら主回路の動作開始までの処 理手順を示す図であ る。 こ のよ う な手順はフ° Dク'ラムで作成 し て も良い し 、 ワイ ヤー ド の R O M と して形成 しても 良い。 The operation procedure of the present invention according to this embodiment is shown in FIGS. Figure 56 shows the processing procedure from the start of the system to the start of main circuit operation. Such a procedure may be formed by a D-type RAM, or may be formed as a wired ROM.
処理 fcl に示すシステムのス ター ト後, 処理 fc2のよ う に pMOS基板バイ アス Vbp に最大電圧を,nM0S基板バイ アス Vbn に最小電圧を供給する 。 処理 f c 3 では, 基板バイ アスが安 定 して い る か を判断 し, 安定する まで状態を待機, 安定後 に処理 fc4 へ移行する。 基板バイ アス の安定後, 処理 fc4 で電源電圧を供給する。 処理 f c 5 では, 電源電圧が安定 し てい る か を判断 し , 安定する まで状態を待機, 安定後に処 理 f c 6へ移行する。 処理 f c 6では, 基板バイ アス制御を開始 し , 制御信号が ロ ッ ク してい るか を判断する 。 制御信号が ロ ッ ク して いない場合は, 処理 f c 7 で リ ー ク 電流モニタ が リ ー ク 電流の限界を越えて いないか を判断 し , 越えて いな ければ処理 f c 6 を続ける。処理 f c 7で リ ーク電流が限界を超 える と , 処理 f c 8 で リ ー ク電流の リ ミ ッ タ が働き, 基板バ ィ ァス制御信号がそれ以上変化 しないよ う にな り , 処理 f c 9 へ移行する 。 ま た, リ ー ク 電流の限界以内で基板バイ ア ス 制御信号がロ ッ クする と,処理 f c 6か ら処理 f c 9へ移行する 。 処理 f c 9 では, リ セ ッ ト 解除を行い主回路の動作を開始さ せる。 こ の動作手順によ り , 動作開始時点での MO S ト ラ ン ジス 夕 の ラ ッ チア ッ プや, 熱暴走等に よ る 回路の誤動作を 防止でき る。
図 57 は, 主回路の動作中 における , 熱暴走等によ る誤動 作を防止する手順を示す図である 。 処理 fel l で リ セ ッ ト を 解除 し主回路の動作を開始 した後, 処理 f c 12で常に基板バ ィ ァス制御信号がロ ッ ク してい る こ と を確認す る。 ロ ッ ク している場合は, 処理 f c 15でス タ ンバイ 信号が発生 してい るか ど う かを判断し , 発生 していなければ処理 f c 12 に戻る。 処理 f c 12で基板バイ アス信号の ロ ッ ク がはずれる と , 処理 fcl3 の リ ーク 電流モニタ が リ ー ク 電流の限界を判断 し, 限 界を超えていな ければ処理 f c に戻 り , 限界を超えた場合 は処理 f c 14で リ ミ ッ タ を動作 し基板バイ アス制御信号の変 化を止め, 処理 f c 15 に移行する。 処理 f c 15でス タ ンバイ 信 号が発生する と , 主回路をス タ ンバイ 状態にするため に処 理 f c 16で pMOS基板バイ アス Vbp を最大値に, nMOS基板バイ ァス を最小値に し, 待機時の リ ー ク 電流によ る 消費電力 を 削減する。 After the start of the system shown in process fcl, the maximum voltage is supplied to the pMOS substrate bias Vbp and the minimum voltage is supplied to the nM0S substrate bias Vbn as in process fc2. In process fc3, it is determined whether the substrate bias is stable, the state is waited for until it becomes stable, and after stabilization, the process proceeds to process fc4. After the substrate bias is stabilized, supply the power supply voltage in process fc4. In process fc5, it is determined whether the power supply voltage is stable, the state is waited for until the power is stabilized, and after stabilization, the process proceeds to process fc6. In process fc6, the board bias control is started, and it is determined whether the control signal is locked. If the control signal is not locked, process fc7 determines whether the leak current monitor has exceeded the limit of the leak current, and if not, continues process fc6. If the leak current exceeds the limit in process fc7, the limiter of the leak current is activated in process fc8, and the substrate bias control signal does not change any more. Move to fc9. If the board bias control signal locks within the limit of the leak current, the process shifts from process fc6 to process fc9. In process fc9, the reset is released and the operation of the main circuit is started. With this operation procedure, it is possible to prevent a latch-up in the MOS transistor at the start of operation, or malfunction of the circuit due to thermal runaway or the like. Figure 57 is a diagram showing the procedure for preventing malfunctions due to thermal runaway and the like during operation of the main circuit. After resetting is released by processing fel l and the operation of the main circuit is started, in process fc12, it is confirmed that the board bias control signal is always locked. If it is locked, it is determined in process fc15 whether a standby signal has been generated. If not, the process returns to process fc12. When the board bias signal is unlocked in process fc12, the leak current monitor in process fcl3 determines the limit of the leak current. If the limit is not exceeded, the process returns to process fc and the limit is returned. If it exceeds the limit, the limiter is activated in process fc14 to stop the change of the substrate bias control signal, and the process shifts to process fc15. When a standby signal is generated in process fc15, the process sets the pMOS substrate bias Vbp to the maximum value and the nMOS substrate bias to the minimum value in process fc16 to set the main circuit in the standby state. In addition, power consumption due to leakage current during standby is reduced.
処理 fcl7では, ア ク テ ィ ブ信号の発生を検出 し, 発生す る まではス タ ンバイ 状態を維持する 。 ア ク テ ィ ブ信号が発 生する と, ス タ ンバイ 状態を解除 し主回路の動作を再開 し , 処理 f c 12 に戻る 。 Processing fcl7 detects the occurrence of an active signal and maintains the standby state until it is generated. When the active signal is generated, the standby state is released, the operation of the main circuit is resumed, and the process returns to fc12.
図 52は基板バイ アス安定検出回路の実施例を示す図であ る。 リ セ ッ ト スィ ッ チ RSTS061 を解除する と, 抵抗 R061 を 通 して容量 C061 に基板バイ ァス電圧が充電さ れる。 Vbp062 は電源であ る 。 こ の充電電圧があ る一定値を超え る と , バ ッ フ ァ 回路 BUF061, BUF 06 が動作 し基板バイ ァ ス安定信号 V b s t 062が生 じ る。 FIG. 52 is a diagram showing an embodiment of the substrate bias stability detection circuit. When the reset switch RSTS061 is released, the board bias voltage is charged to the capacitor C061 through the resistor R061. Vbp062 is the power supply. When this charge voltage exceeds a certain value, the buffer circuits BUF061 and BUF06 operate, and the board bias stabilization signal Vbst062 is generated.
図 53は電源電圧安定検出回路の実施例を示す図であ る 。 基板バイ ア ス安定信号 vbst063 を受ける と, n型 M0S ト ラ ン ジス 夕がオ フ状態にな り , 抵抗 R 062 を通 して容量 C 062 に電
源電圧が充電さ れる 。 こ の充電電圧があ る一定値を超え る と, バッ フ ァ 回路 BUF 063, BUG064が動作 し電源電圧安定信 号 V d s t 062 が生 じ る。 FIG. 53 is a diagram showing an embodiment of the power supply voltage stability detection circuit. When the board bias stabilization signal vbst063 is received, the n-type M0S transistor is turned off, and the capacitor C062 is connected to the capacitor C062 through the resistor R062. The source voltage is charged. When this charging voltage exceeds a certain value, the buffer circuits BUF063 and BUG064 operate and the power supply voltage stabilization signal Vdst062 is generated.
図 54 は ロ ッ ク検出回路の実施例を示す図であ る。 ク ロ ッ ク 信号 c lk063 を分周回路 DIV061 で分周 し, D型 フ リ ッ プフ ロ ッ プ DFF 061 の ク ロ ッ ク信号と して入力する。 また, ア ツ プ信号 up 063 と ダウ ン信号 dw063 の NOR を と り , DFF061 のデ 一夕 信号 と して取 り 込む こ と によ り , ア ッ プ信号, ダウ ン 信号両方が生 じな く なっ た場合に, ロ ッ ク 信号 lck062 を発 生する 。 FIG. 54 is a diagram showing an embodiment of the lock detection circuit. The clock signal clk063 is frequency-divided by the frequency divider DIV061, and is input as the clock signal of the D-type flip-flop DFF061. Also, by taking the NOR of the up signal up 063 and the down signal dw063 and taking it in as the DFF061 data overnight signal, both the up signal and the down signal are not generated. When this happens, the lock signal lck062 is generated.
図 55 は リ セ ッ ト解除回路の実施例 を示す図であ る 。 リ セ ッ ト解除回路 RCN 062 は, ロ ッ ク信号 lck063 と電源電圧安定 信号 V d s t 063 を う け, リ セ ッ 卜解除信号 r s t 062 を発生する 。 シス テム の動作開始前の入力信号がない状態 と , 電源電圧 安定信号 V d s t 063 のみが発生 してい る状態では, リ セ ッ ト 状態を維持するため に リ セ ッ ト解除信号 r s t 062 はロー レべ ルであ るが,その後口 ッ ク 信号 1 c kO 63が発生する と , r s t 062 がハイ レベル にな り リ セ ッ 卜 が解除 さ れる。 一度解除 さ れ る と , システムが停止する まで リ セ ッ 卜解除信号 r s t 062 は ノ、ィ レベルを維持 し リ セ ッ ト されない。 FIG. 55 is a diagram showing an embodiment of the reset release circuit. The reset release circuit RCN062 receives the lock signal lck063 and the power supply voltage stabilization signal Vdst063, and generates the reset release signal rst062. In the state where there is no input signal before the operation of the system and the state where only the power supply voltage stabilization signal Vdst063 is generated, the reset release signal rst062 is low to maintain the reset state. At that level, when the lock signal 1cko63 is generated after that, rst062 goes high and the reset is released. Once released, the reset release signal r st 062 is maintained at a low level until the system stops, and is not reset.
図 58 は本発明の別の実施例を示す図である 。 動作速度制 御回路 DCNT071 によ る,速度制御用基板バイ アス信号 vbb071 を用 いて, 入出力 回路 10071 の動作速度を調節する こ と に よ り , 入出力回路 IO071 への外部か ら の入出力信号 s ig071 と入出力回路 10071 か ら 主回路 LOG071 への信号 s ig072 の信 号伝達速度を制御する 。 入出力回路 10071 への信号は電圧 が異な る こ と に よ り 信号伝達速度に差を生 じ る こ と があ る 力 10071 の信号遷移における立ち上が り 速度 と立ち下が り
速度を一定にする こ とで, 速度差を無 く す こ とができ る 。 また、 こ の実施例の他の意義は、 入出力 回路の動作速度 を主回路 と独立に制御でき る点に も あ る 。 入出 力回路は、 外部回路の動作速度が遅い場合に は、 それよ り 早 く 動作 し て も意味がな いため 、 入出力回路の基板バイ ア ス を主回路 と は別個に制御 し、 こ の部分を構-成する ト ラ ン ジス タ の閾 値を高 く し 、 動作速度を制限する代 り に リ ー ク 電流によ る 消費電力 を低減する こ とが出来る。 FIG. 58 is a diagram showing another embodiment of the present invention. By controlling the operating speed of the I / O circuit 10071 using the speed control board bias signal vbb071 by the operating speed control circuit DCNT071, external I / O to the I / O circuit IO071 is possible. It controls the signal transmission speed of signal sig072 and signal sig072 from input / output circuit 10071 to main circuit LOG071. The signal to the input / output circuit 10071 may have a difference in signal transmission speed due to the difference in voltage.Rise speed and fall in the signal transition of force 10071 By keeping the speed constant, the speed difference can be eliminated. Another significance of this embodiment is that the operation speed of the input / output circuit can be controlled independently of the main circuit. If the operation speed of the external circuit is slow, it does not make sense to operate earlier, so the board bias of the input / output circuit is controlled separately from the main circuit. It is possible to increase the threshold value of the transistor constituting the part and to reduce the power consumption due to leak current instead of limiting the operation speed.
図 59 は本発明の別の実施例を示す図であ る。 ク ロ ッ ク 発 生回路 CPG081 は制御信号 cnt081 によ り 発生ク ロ ッ ク 信号 c lk081 の周波数を可変にでき る。動作速度制御回路 D C NT 081 は, ク 口 ッ ク信号 c 1 kO 81 の周波数に応 じた基板バイ ァス制 御信号 vbb081 を発生 し, 主回路 LOG081 に供給する。 こ の こ と によ り , 主回路 LOG081 は, ク ロ ッ ク 発生回路 CPG081 の生 じ る ク ロ ッ ク信号 c lk081 の変化に対 して, 最適な速度で動 作する こ とができる 。 主回路 L0G081 が行 う 信号処理は, 図 60に示すよ う に使用する 目 的に応 じて要求される処理速度, 性能が異な る た め, 使用 目 的に応 じて動作速度 を変化 さ せ る こ と によ り 消費電力 の削減が可能 となる。 FIG. 59 is a diagram showing another embodiment of the present invention. The clock generation circuit CPG081 can make the frequency of the generated clock signal clk081 variable by the control signal cnt081. The operating speed control circuit DCNT081 generates a board bias control signal vbb081 corresponding to the frequency of the clock signal c1kO81 and supplies it to the main circuit LOG081. As a result, the main circuit LOG081 can operate at an optimum speed in response to changes in the clock signal clk081 generated by the clock generation circuit CPG081. As shown in Fig. 60, the signal processing performed by the main circuit L0G081 differs in the processing speed and performance required according to the purpose of use, and the operating speed varies according to the purpose of use. By doing so, power consumption can be reduced.
図 61 は本発明の別の実施例を示す図であ る。 ク ロ ッ ク 発 生回路 CPG091 が発生する ク ロ ッ ク 信号 c lk091 を分周回路 DIV091 , DI V092, D I V 093 等によ り 分周 し, 異な る周波数の ク ロ ッ ク 信号 c lk092, c lk 093, clk094 を生 じ る 。 動作速度 制御回路 DCNT091, DCNT 092, D C NT 093 はそれぞれク ロ ッ ク 信号 c lk092, c lk 093, c 1 k 094 を受け取る こ とで, 各ク ロ ッ ク 周波数に応 じた最適な基板バイ アス信号 vbb091, vbb 092, vbb 093 を発生 し, 主回路 LOG091, LOG092, LOG093 の動作速 度を制御する。 1 つの シス テム内で, あ る処理の ま と ま り を
持っ た ブロ ッ ク 毎に異な る処理速度で動作を さ せる こ とが でき る。 FIG. 61 is a diagram showing another embodiment of the present invention. The clock signal clk091 generated by the clock generation circuit CPG091 is frequency-divided by frequency dividers DIV091, DIV092, DIV093, etc., and clock signals clk092, c of different frequencies are generated. This produces lk 093 and clk094. The operation speed control circuits DCNT091, DCNT092, and DCNT093 receive the clock signals clk092, clk093, and c1k094, respectively, so that the optimal circuit board for each clock frequency can be obtained. Generates bias signals vbb091, vbb 092, and vbb 093, and controls the operating speed of the main circuits LOG091, LOG092, and LOG093. Within a system, certain processes are organized Each block can be operated at a different processing speed.
図 65 はシステム内のブロ ッ ク 分割の実施例であ るが, 例 えば, 液晶パネルコ ン ト ロ ー ラ L CD の ブ ロ ッ ク に関 して, 液晶パネルの解像度に応 じて コ ン ト ロ ー ラ ブ ロ ッ ク の処理 速度を変化さ せる こ とができ る 。 —また, ブロ ッ ク によ り 動 作状態 (ア ク ティ ブ状態) , 非動作状態 (ス タ ンバイ 状態) を適宜調節する こ とで, 消費電力 を低下でき る。 Figure 65 shows an example of block division in the system. For example, regarding the LCD panel controller LCD block, depending on the resolution of the LCD panel, The processing speed of the trolley block can be changed. —Power consumption can be reduced by appropriately adjusting the operating state (active state) and the non-operating state (standby state) by means of blocks.
図 62 は本発明の別の実施例を示す図であ る。 ク ロ ッ ク 発 生回路 CPG101 のク ロ ッ ク 信号 c l kl Ol を受け取っ た動作速 度制御回路 DCNT101 , DC T102, DCNT103 は, それぞれの電 源電圧 vddlOl, vddl 02, vddl03 に応 じて基板バイ アス信号 vbblOl, vbbl02, vbbl03 を発生 し, 主回路 LOG101, L0G102, LOG103へ印力 Uする。 主回路 LOG10し L0G102, LOG103は, 異 なる電源電圧 V d d 1 (H , vddl 02, v d d 103 を供給される ため, それぞれの動作速度に最適 と なる 基板バイ アス を受けて動 作でき る。 1 つ の システム内で, あ る処理のま と ま り を持つ たブロ ッ ク 毎に異な る電源電圧を印加する 場合, ブロ ッ ク を構成する主回路毎に最適な基板バイ アス 制御 を行 う こ と ができ る。 FIG. 62 shows another embodiment of the present invention. The operation speed control circuits DCNT101, DCT102, and DCNT103, which have received the clock signal clkl Ol of the clock generation circuit CPG101, switch the board according to the respective power supply voltages vddlOl, vddl02, and vddl03. The assembler signals vbblOl, vbbl02, and vbbl03 are generated, and power is applied to the main circuits LOG101, L0G102, and LOG103. Since the main circuit LOG10 and L0G102, LOG103 are supplied with different power supply voltages V dd 1 (H, vddl 02, vdd 103), they can operate by receiving a substrate bias that is optimal for each operation speed. If different power supply voltages are applied to each block having a certain processing in one system, optimal board bias control is performed for each main circuit that constitutes the block. be able to.
図 63 は図 62 の発展例であ る。 図 63 のよ う に, 各主回路 にスィ ッ チ M0S, SW104, SW105, SW106 を設け, ス タ ンノ ィ 時な どには こ の スィ ッ チをオ フ にする こ と に よ り , さ ら に ブロ ッ ク 毎の電力削減が可能 と なる 。 スィ ッ チ とな る F E Tの リ ー ク 電流が、 ブ ロ ッ ク 内の F E Tの リ ー ク電流の総 和よ り 小さ く な る よ う に設計すれば、 ス タ ンバイ 時な ど に リ ー ク 電流の低減効果を得る こ とが出来る 。 例えば、 スィ ツ チは し き い値の高い MOS FETか ら構成する こ とができ る。
図 64は本発明の別の実施例を示す図である。 ある処理の ま と ま り を持っ たブロ ッ ク の 1 つである主回路 L0G111 にお いて, 動作速度制御回路 DCNT111 のう ち特に遅延検出回路 M0N111 をブロ ッ ク の中心に レイ ァゥ ト配置を行う こ とで, ブロ ッ ク の動作特性を代表するよ う に遅延検出回路 MON 111 を設計できる。 Figure 63 is an extension of Figure 62. As shown in Fig. 63, switches M0S, SW104, SW105, and SW106 are provided in each main circuit, and these switches are turned off at the time of standby or the like. In addition, it is possible to reduce power for each block. If the design is such that the leakage current of the switching FET is smaller than the sum of the leakage currents of the FETs in the block, the leakage current during standby, etc. The effect of reducing the peak current can be obtained. For example, a switch can be composed of a high threshold MOS FET. FIG. 64 is a diagram showing another embodiment of the present invention. In the main circuit L0G111, which is one of the blocks having a certain processing unit, the delay detection circuit M0N111, especially the operation speed control circuit DCNT111, is laid out in the center of the block. By doing this, the delay detection circuit MON111 can be designed to represent the operating characteristics of the block.
図 66 は本発明 の別 の実施例 を示す図で あ る 。 主回路 L0G121 の 中 に , 動作速度制御 回路 の う ち 遅延検 出 回路 M0N121 と電圧制御回路 VCNT 121 を形成し, 制御電圧を発生 するデジタル · アナ ロ グ変換回路 DAC0NV121 は異なるチッ プに作成する こ とができる。 これによ り , 動作速度制御回 路の う ち, 主回路内に構成 しなければな らな い回路を減 ら し, 面積と消費電力 を削減する こ とができる。 FIG. 66 is a diagram showing another embodiment of the present invention. In the main circuit L0G121, the delay detection circuit M0N121 and the voltage control circuit VCNT121 among the operation speed control circuits are formed, and the digital-to-analog conversion circuit DAC0NV121 that generates the control voltage is created on a different chip. Can be. This reduces the number of circuits that must be configured in the main circuit among the operating speed control circuits, and reduces the area and power consumption.
産業上の利用可能性 Industrial applicability
以上説明 したよ う に本発明によれば、 回路を構成してい る M O S ト ラ ンジス タ の し きい値を制御する こ と によ り C M O S 回路の特性変動を抑制 し 、 動作速度の向上を可能と する。 あ らカゝ じめ M O S ト ラ ン ジスタ の し き い値をプロセ ス的に低く してお く こ とで、 速度向上の効果が大き く なる。 特性変動量をデジタル化して検出するために、 制御回路は デジタル回路で構成する こ とができ、 制御信号の安定時間 を短 く できる。 また制御回路は少ない回路規模で形成可能 となるため、 しきい値を制御すべき半導体集積回路内に複 数配置でき、 局所的な特性変動の抑制が可能となる。 さ ら に、 半導体集積回路の局部毎の電力管理も可能となる。
As described above, according to the present invention, by controlling the threshold value of the MOS transistor constituting the circuit, it is possible to suppress the characteristic fluctuation of the CMOS circuit and improve the operation speed. And By reducing the threshold value of the MOS transistor in advance in the process, the effect of speed improvement will be greater. The control circuit can be configured with a digital circuit to digitize and detect the characteristic fluctuation amount, and the stabilization time of the control signal can be shortened. Further, since the control circuit can be formed with a small circuit scale, a plurality of control circuits can be arranged in a semiconductor integrated circuit whose threshold value is to be controlled, and local characteristic fluctuation can be suppressed. In addition, power management for each local area of the semiconductor integrated circuit becomes possible.