WO1998009370A1 - Improved current control process and device for a voltage converter - Google Patents

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WO1998009370A1
WO1998009370A1 PCT/DE1997/001743 DE9701743W WO9809370A1 WO 1998009370 A1 WO1998009370 A1 WO 1998009370A1 DE 9701743 W DE9701743 W DE 9701743W WO 9809370 A1 WO9809370 A1 WO 9809370A1
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Georg Heinle
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Siemens Aktiengesellschaft
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H02M7/53875—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop

Definitions

  • the invention relates to a current control method for a voltage-impressing converter, wherein a determined flux-forming current component and a determined torque-forming current component of an actual current vector of a field machine regulate in each case to a flux-forming current component setpoint and a torque-forming current component setpoint of a setpoint current vector of the induction machine are, in each case as a function of a determined current component control deviation, a controller manipulated variable is determined, from which voltage components of a desired voltage vector are respectively formed by superimposing a pre-control variable, and on a device for carrying out this method.
  • EP 0 633 653 AI known.
  • the advantages of a two-component current control and an active current control are combined without their disadvantages, without having to switch between the two controls.
  • the two-component current control is expanded by a shunt arm that connects the output voltage of the controller in the active axis to the controller voltage in the blind axis via a delay element. This means that the output of the controller in the active axis not only changes the active voltage (as with two-component current control), but also causes the voltage pointer to rotate (as with active current control) by changing the reactive voltage.
  • this shunt arm ensures that a change in the output voltage in the active axis does not affect the reactive current, that is, it decouples the control loops are.
  • the slow balancing processes typical of the two-component current control with a detuned pilot control network therefore no longer occur.
  • the time constant of the delay element has been chosen equal to the short-circuit time constant of the motor and the gain is changed in proportion to the stator frequency.
  • the new structure has the same good dynamic behavior as the two-component current control, but is less sensitive to a detuned pilot control network. When the voltage ceiling is reached, it automatically changes into the behavior of the active current control, without the need for a structure changeover.
  • the current vector of the induction machine is regulated in its two components by means of two current controllers to the desired setpoint.
  • the vector control requires knowledge of the sizes of the equivalent circuit diagram of the induction machine (stator resistance R s , leakage inductance L ⁇ and main inductance L H ).
  • R s stator resistance
  • L ⁇ leakage inductance
  • L H main inductance
  • the machine flow vector which is reproduced from the terminal sizes of the induction machines by means of the actual value computer, on which the voltage model is based, is error-prone, the error being particularly noticeable in the phase angle of the machine flow vector. Since the flow-forming current component lies in the direction of the machine flow vector, this error has a full effect on the flow-forming current component.
  • EP 0 317 869 A1 discloses a method for emulating the actual load angle value of a induction machine and a circuit arrangement for carrying out the method.
  • this method for emulating the actual load angle value of a three-phase machine the terminal voltages and conductor currents of at least two phases of the stator of the three-phase machine, which each represent stator-oriented alternating variables, are transformed into a first and a second stator current component of the machine current vector and in an amount of the machine flow vector, the respectively are field-oriented sizes.
  • the faulty first stator current component of the actual value computer is corrected.
  • This corrected first current component also referred to as a flux-forming current component, consists of a stationary and a dynamic component.
  • the steady-state current component of this corrected flux-forming current component is determined from the amount of the machine flow vector divided by the value of the main machine inductance, the dynamic component equal to the high-frequency portion of the flux-forming current comm. component. Because the corrected first stator current component consists of two components, namely a stationary and a dynamic component, a very good simulation of the actual load angle value is obtained over the entire control range of the induction machine.
  • the invention is based on the object of improving known current control methods and the device for carrying out this method in such a way that the sensitivity to parameters is further improved.
  • additional pilot variables are formed when determining the pilot variables, which are added component by component to the pilot variables.
  • additional pilot control variables result in an ideal pilot control network which is insensitive to detuning of the machine parameters leakage inductance L ⁇ , stator resistance R s and main inductance L H.
  • the parameter insensitivity is retained even at the voltage limit (field weakening range), so that stability problems no longer occur without these additional pilot variables. This effect occurs even though the parameter setting of the pilot control network and not the actual parameter values of the operated AC machine are used in the calculation of the additional pilot variables.
  • These additional pre-control values ensure that the two current controller outputs of the two-component current control become stationary at zero. Another advantage of this total feedforward control is that there are no more limit cycles in the area of voltage limitation.
  • the flux-forming current component actual value in addition to the set machine parameters of the pilot control network, the flux-forming current component actual value, the exact flux-forming current component actual value and a determined stator equivalence are used.
  • a differential current component is determined from the two current component actual values, which is then weighted with a machine parameter, a weighted differential current component then being multiplied by the stator frequency.
  • This determined residual current component is a measure of the detuning of the machine parameters. This makes it possible to calculate exact pilot control variables even though the motor parameters are out of tune.
  • FIG. 1 shows an equivalent circuit diagram of a first embodiment of the device for carrying out the current control method according to the invention, wherein in
  • FIG. 2 shows a block diagram of a device for forming the exact flow-forming current component according to FIG. 1 and is illustrated
  • FIG. 3 shows an equivalent circuit diagram of a second embodiment of the device for carrying out the current control method according to the invention
  • FIG. 4 showing a block diagram of a device for forming additional pilot control variables according to FIG.
  • FIG. 1 shows a block diagram of a device for carrying out the current control method according to the invention for a voltage-impressing converter.
  • the stator currents i R , i s , i ⁇ of a three-phase machine are regulated in a coordinate system oriented with the stator frequency (Os rotating, generally based on the flux angle ⁇ 's.
  • Such a regulation is referred to as vector regulation, with which it is possible to achieve a To control the induction machine similar to a DC machine, using transformation equations for a multi-phase machine to set up a two-phase model in which the flux-forming current component i sp and the torque-forming one
  • Current component i sq can be controlled independently. If the load changes, the torque-forming current component i sq is immediately regulated to its new value, while the flux-forming current component i sp ten maintains.
  • the manipulated variable of the current control method are via components u * sp and u * S q of the stator voltage vector u * s in this coordinate system, since the control is intended for a voltage-impressing converter, for example a pulse converter or direct converter.
  • the vector control requires knowledge of the sizes of the equivalent circuit diagram of the induction machine (stator resistance R s , leakage inductance L ⁇ and main inductance L H ).
  • the stand-oriented alternating variables u R , u s , ip are determined by means of an actual value computer 2. and transform i s into field-oriented equals i s , i E q, I ⁇ s I and e j ⁇ s .
  • the determined current component i sp is fed to a device 4 for forming an exact flow-forming current component i sp ⁇ .
  • the current components i sp) c and i sq determined are each fed to a comparator 8 and 10, at the non-inverting inputs of which a current component setpoint i * sp and i * sq are present.
  • the comparator 8 or 10 is linked to a current controller 12 or 14, which is connected on the output side to an adder 16 or 18.
  • a proportional-integral controller is provided as controller 12 or 14.
  • These current controllers 12 and 14 are supported by a pilot control network 20 in that pilot control variables u * Bpv ⁇ r and u * sqv ⁇ r are determined, each corresponding to the
  • Adders 16 and 18 are supplied.
  • the current regulators 12 and 14 only have to deliver the voltage ⁇ u * sp and ⁇ u * sq at their outputs, which are not determined by the pilot control network 20, for example dynamic components, errors etc.
  • the outputs of the two adders 16 and 18 become a vector rotator 22 supplied with downstream coordinate converter 24.
  • the pending voltage components u * sp and u * sq are first converted into stator-oriented voltage components u 1 u * ed converted, which are perpendicular to each other.
  • These Cartesian stand-oriented voltage components u * s ⁇ and u * E ß are then transformed into polar voltage components u * s and ⁇ * s .
  • This control method is also referred to as two-component current control and has been described in detail in the specified manuscript.
  • the pilot control network 20 which is also referred to as a decoupling network, has also been described and described in detail in this lecture manuscript, so that only the essential is mentioned here.
  • the pilot control network requires the following input variables: rotor frequency ⁇ b , flux-forming current component setpoint ⁇ * ⁇ p and torque- forming current component setpoint ⁇ * sq .
  • this pilot control network 20 requires the values of the parameters stator resistance R s ,
  • the pilot network 20 calculates the expected voltage u * SP shares before and u * SQV or / to the Entla ⁇ stung the current controller are connected up to the controller 12 and outputs fourteenth If the parameters R s , L ⁇ and L H of the pilot control network 20 are set correctly, the current regulators 12 and 14 deliver a regulator manipulated variable ⁇ u * sp and ⁇ u * ⁇ q at their outputs, which are each equal to zero. The total, ⁇ for the desired current components * sp * and ⁇ sq ER ford variable voltage components u * sp and u * sq is calculated from the pilot network 20th
  • This two-component current control is extended by a transverse branch 26 which connects the output voltage ⁇ u * sq of the current regulator 14 in the active axis to the regulator voltage ⁇ u * sp of the current regulator 12 in the flower roof.
  • This cross branch 26 contains two multipliers 28 and 30 and a low pass 32, also referred to as a delay element.
  • the multipliers 28 and 30 are each connected to an input of the transverse branch 26, the low-pass filter 32 being an output of the transverse branch
  • the multiplier links one
  • Input signal stator frequency CDs with the coefficient time constant ⁇ and gain factor k.
  • the frequency variable generated is multiplied by the second multiplier 30 by the second input variable ⁇ u * sq .
  • the generated frequency-dependent voltage component is switched to the adder 16 in the blind axis by means of the delay element 32.
  • the p component of the current regulator 12 delivers zero at the output.
  • the integral part of the controller 12 would run away. This can be prevented by limiting the integral component in a frequency-dependent manner in such a way that the integral component is made zero at the modulation limit.
  • the current regulator 12 is provided with a limiter 34, the control input of which is connected to an output of a characteristic curve generator 36, at whose input the stator frequency Cfrequenz s is present.
  • the device 4 for forming an exact flow-forming current component i sp k is fed not only the determined flow-forming current component i Bp but also the value of the main machine inductance L H and the amount of the machine flow vector Iv S I. 2 shows a block diagram of the device 4
  • This device 4 has a high-pass filter 38, a quotient 40 and an adder 42.
  • the time constant T of this high-pass filter 38 is approximately equal to the flux time constant L 2 / R 2 of the induction machine.
  • the second input of this adder 42 is linked to the output of the quotient generator 40, the first input x of which is the amount of the machine flow vector
  • Adders 42 is present, thus contains a stationary and dynamic component ⁇ sps and ⁇ sp .
  • the dynamic part ⁇ spd has hardly any effect, but when the load on a machine changes, ie in the dynamic operating state, the dynamic part can no longer be neglected.
  • FIG 3 is a block diagram of a second exporting ⁇ approximate shape of the device for carrying out the erfmdungsge- reasonably current control method shown.
  • This embodiment differs from the embodiment according to FIG 1 there ⁇ by, that a device controlling large 6 to form additional advantages spz u * and u * ⁇ q7 and two additional adders 44 and 46 are provided.
  • the generated pilot control variable u * spV or u * sq in front of the pilot network 20 and the additional pilot variable u * spz or u * sq2 of the device 6 formed.
  • the further adder 44 or 46 is linked to the adder 16 or 18.
  • the flux-forming current component i sp of the actual value computer 2 the exact flux-forming current component i sp of the device 4 and the stator frequency C0s determined are present at the inputs of the device 6.
  • the device 6 In order to form the additional pilot control variables u * ⁇ pz and u * sqz , the device 6 requires the parameters stator resistance R s and leakage inductance L ⁇ of the induction machine . These parameter values are adopted by the pilot network 20.
  • This device 6 has a comparator 48, two weighting factors 50 and 52 and a multiplier 54.
  • the comparator 48 is arranged on the input side of the device 6, the flow-forming current component i sp formed by the actual value computer 2 being present at the non-inverting input of the comparator 48, whereas the exact flow-forming current component i sp formed by the device 4 is present at its inverting input.
  • this comparator 48 is connected on the one hand to the input of the weighting factor tors 50 and on the other hand connected to the input of the weighting factor 52.
  • the output of the weighting factor 52 is linked to an input of the multiplier 54, whereas the stator frequency CD is present at its second input.
  • the additional pilot variable u * spz At the output of the weighting factor 50 there is the additional pilot variable u * sqz and at the output of the multiplier 54 the additional pilot variable u * sqz .
  • the value of the stator resistance R s is provided as the weighting factor 50, whereas the value of the leakage inductance L ⁇ is provided as the weighting factor 52.
  • the comparator 48 of the device 6 generates a differential current component i ⁇ Pdk , which is then weighted by the weighting factor 50 or 52.
  • This differential current component i spd k is a measure of the error which arises from the detuning of the machine parameters of the induction machine and the parameters set in the pilot control network 20. This is true because in order to determine this difference current component i sp dk the faulty and exact flux-forming current component i sp and i used ⁇ p k.
  • the device 4 or 6 is part of the actual value computer 2 or the pilot control network 20.
  • the embodiment according to FIG. 3 can be implemented by a high-performance microcontroller.
  • the Para ⁇ meter is insensitivity of the two-component current control significantly improved, so that no longer occur in the steady operation at detuning of the machine parameters Streuinduktivitat L ⁇ and main inductance L H moment error.

Abstract

This invention concerns a current control process for a voltage converter, wherein a detected flux-inducing current component (isp) and a detected torque-inducing currrent component (isq) of an actual currrent vector (is) of a rotating field machine are each controlled for a flux-inducing current component set value (i*sp) and a torque-inducing current component set value (i*sq) of the rotating field machine. To that effect, a control set-value (Δu*sp, Δu*sq) is determined, dependent each time upon a determined current component control deviation. From these, current components (u*sp, u*sq) of an actual current vector (u*s) are formed each time by overlay of a formed pilot value (u*spvor, u*sqvor). This invention also concerns a device for carrying out this process. According to the invention, an exact flux-inducing current component (ispk) of the rotational field machine is formed dependent on the flux-building current components (isp) formed, an amount of the machine flux vector (|Ζs|) formed, and on a value of the machine's main inductance (L¿H?). This component (ispk) as the flux-inducing current component (isp) is compared to the flux-inducing current component set value (i*sp). By using the exact flux-building current components, the moment error in the mistuning of the parameter (Lσ, LH) of two-component current regulation disappearts.

Description

Beschreibungdescription
Verbessertes Stromregelverfahren und Vorrichtung für einen spannungseinprägenden UmrichterImproved current control method and device for a voltage-impressing converter
Die Erfindung bezieht sich auf ein Stromregelverfahren für einen spannungseinprägenden Umrichter, wobei eine ermittelte flußbildende Stromkomponente und eine ermittelte drehmomentbildende Stromkomponente eines Ist-Stromvektors einer Dreh- feldmaschine jeweils auf einen flußbildenden Stromkomponenten-Sollwert und einen drehmomentbildenden Stromkomponenten- Sollwert eines Soll-Stromvektors der Drehfeldmaschine geregelt werden, wobei jeweils in Abhängigkeit einer ermittelten Stromkomponenten-Regelabweichung eine Regler-Stellgröße er- mittelt wird, aus denen jeweils mittels Überlagerung einer gebildeten Vorsteuergröße Spannungskomponenten eines Soll- Spannungsvektors gebildet werden, und auf eine Vorrichtung zur Durchführung dieses Verfahrens .The invention relates to a current control method for a voltage-impressing converter, wherein a determined flux-forming current component and a determined torque-forming current component of an actual current vector of a field machine regulate in each case to a flux-forming current component setpoint and a torque-forming current component setpoint of a setpoint current vector of the induction machine are, in each case as a function of a determined current component control deviation, a controller manipulated variable is determined, from which voltage components of a desired voltage vector are respectively formed by superimposing a pre-control variable, and on a device for carrying out this method.
Ein derartiges Stromregelverfahren ist aus derSuch a current control method is known from the
EP 0 633 653 AI bekannt. Bei diesem bekannten Stromregelverfahren werden die Vorteile einer Zweikomponenten-Stromregelung und einer Wirkstromregelung ohne deren Nachteile vereint, ohne dabei zwischen beiden Regelungen umschalten zu müssen. Dazu ist die Zweikomponenten-Stromregelung um einen Querzweig erweitert, der die AusgangsSpannung des Reglers in der Wirkachse über ein Verzögerungsglied auf die Reglerspannung in der Blindachse aufschaltet. Dies bewirkt, daß der Ausgang des Reglers in der Wirkachse nicht nur die Wirkspan- nung verändert (wie bei der Zweikomponenten-Stromregelung) , sondern über die Änderung der Blindspannung auch eine Drehung des Spannungszeigers bewirkt (wie bei der Wirkstromregelung) . Gleichzeitig läßt sich durch diesen Querzweig erreichen, daß eine Änderung der Ausgangsspannung in der Wirkachse den Blindstrom nicht beeinflußt, die Regelkreise also entkoppelt sind. Die für die Zweikomponenten-Stromregelung typischen langsamen Ausgleichsvorgänge bei verstimmtem Vorsteuernetzwerk treten daher nicht mehr auf. Für eine ideale Entkoppe- lung ist die Zeitkonstante des Verzögerungsgliedes gleich der Kurzschlußzeitkonstante des Motors gewählt worden und die Verstärkung wird proportional zur Ständerfrequenz verändert.EP 0 633 653 AI known. In this known current control method, the advantages of a two-component current control and an active current control are combined without their disadvantages, without having to switch between the two controls. For this purpose, the two-component current control is expanded by a shunt arm that connects the output voltage of the controller in the active axis to the controller voltage in the blind axis via a delay element. This means that the output of the controller in the active axis not only changes the active voltage (as with two-component current control), but also causes the voltage pointer to rotate (as with active current control) by changing the reactive voltage. At the same time, this shunt arm ensures that a change in the output voltage in the active axis does not affect the reactive current, that is, it decouples the control loops are. The slow balancing processes typical of the two-component current control with a detuned pilot control network therefore no longer occur. For an ideal decoupling, the time constant of the delay element has been chosen equal to the short-circuit time constant of the motor and the gain is changed in proportion to the stator frequency.
Solange die Spannung des spannungseinprägenden Stromrichters nicht begrenzt ist, hat die neue Struktur das gleiche gute dynamische Verhalten wie die Zweikomponenten-Stromregelung, reagiert aber weniger empfindlich auf ein verstimmtes Vorsteuernetzwerk. Bei Erreichen der Spannungsdecke geht sie automatisch in das Verhalten der Wirkstromregelung über, ohne daß eine Strukturumschaltung erforderlich wäre.As long as the voltage of the voltage-impressing converter is not limited, the new structure has the same good dynamic behavior as the two-component current control, but is less sensitive to a detuned pilot control network. When the voltage ceiling is reached, it automatically changes into the behavior of the active current control, without the need for a structure changeover.
Es hat sich nun gezeigt, daß für eine sehr hohe stationäre Momentengenauigkeit die verbleibende Verstimmung der Motorparameter sich noch zu sehr auf die Stromregelung aus-wirkt. Außerdem treten an der Spannungsgrenze Grenzzyklen auf, die durch die Umschaltung der Querzweigverstärkung verursacht werden .It has now been shown that for a very high steady-state torque accuracy, the remaining detuning of the motor parameters still has too much an effect on the current control. In addition, limit cycles occur at the voltage limit, which are caused by switching the shunt arm gain.
Bei der Zweikomponente-Stromregelung wird der Stromvektor der Drehfeldmaschine in seinen zwei Komponenten mittels zweier Stromregler auf den gewünschten Sollwert geregelt. Zum Ermitteln der fluß- und drehmomentbildenden Stromkomponenten benötigt die Vektorregelung die Kenntnis der Größen des Ersatzschaltbildes der Drehfeldmaschine (Ständer-Widerstand Rs, Streuinduktivität Lσ und Hauptinduktivität LH) . Mittels eines Flußrechners, dem ein Spannungs-Istvektor und ein Strom-Istvektor zugeführt ist, werden mittels der Parameter RΞ und Lσ der Betrag des Rotorflusses und dessen Lage ermittelt. Aus- führungsformen eines Flußrechners und deren Arbeitsweise ist dem Vortragsmanuskript "FIELD-ORIENTED CONTROL IN MODERN DRIVE TECHNOLOGY", abgedruckt in "Variable Speed A-C DrivesIn two-component current control, the current vector of the induction machine is regulated in its two components by means of two current controllers to the desired setpoint. To determine the current and torque-forming current components, the vector control requires knowledge of the sizes of the equivalent circuit diagram of the induction machine (stator resistance R s , leakage inductance L σ and main inductance L H ). Using a flow calculator to which an actual voltage vector and an actual current vector are fed, the magnitude of the rotor flux and its position are determined using the parameters R Ξ and L σ . The flow manuscript "FIELD-ORIENTED CONTROL IN MODERN" is the embodiment of a flow calculator and how it works DRIVE TECHNOLOGY ", printed in" Variable Speed AC Drives
Seminar Proceedings " , June 7-8, 1993, Seiten 1147 bis 1156, zu entnehmen. Mit Hilfe der ermittelten Flußlage, eines Koordinatenwandlers und eines Vektordrehers werden die gemes- senen Phasenströme in eine fluß- und drehmomentbildende Komponente transformiert. Der Flußrechner, der Koordinatenwandler und der Vektordreher sind sehr oft in der Praxis zu einer Baueinheit zusammengefaßt, die sich Istwertrechner nennt.Seminar Proceedings ", June 7-8, 1993, pages 1147 to 1156. With the help of the determined flow position, a coordinate converter and a vector rotator, the measured phase currents are transformed into a flux and torque-forming component. The flow computer, the coordinate converter and the vector rotator are very often combined in practice to form a unit called an actual value calculator.
Der Maschinenflußvektor, der mittels des Istwertrechnerε, dem das Spannungsmodell zugrundeliegt, aus den Klemmengrößen der Drehfeldmaschinen nachgebildet wird, ist fehlerbehaf et, wobei sich der Fehler besonders im Phasenwinkel des Maschinen- flußvektors bemerkbar macht. Da die flußbildende Stromkompo- nente in Richtung des Maschinenflußvektors liegt, wirkt sich dieser Fehler voll auf die flußbildende Stromkomponente aus.The machine flow vector, which is reproduced from the terminal sizes of the induction machines by means of the actual value computer, on which the voltage model is based, is error-prone, the error being particularly noticeable in the phase angle of the machine flow vector. Since the flow-forming current component lies in the direction of the machine flow vector, this error has a full effect on the flow-forming current component.
Aus der EP 0 317 869 AI ist ein Verfahren zur Nachbildung des Lastwinkel-Istwertes einer Drehfeldmaschine und eine Schal- tungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens bekannt. Bei diesem Verfahren zur Nachbildung des Lastwinkel-Istwertes einer Drehfeldmaschine werden aus den Klemmenspannungen und Leiterströmen mindestens zweier Phasen des Stators der Drehfeldmaschine, die jeweils ständerorientierte Wechselgrößen darstellen, in eine erste und eine zweite Ständerstromkomponente des Maschinenstromvektors und in einem Betrag des Maschinenflußvektors transformiert, die jeweils feldorientierte Größen sind. Die fehlerbehaftete erste Ständerstromkomponente des Istwertrechners wird korrigiert . Diese korrigierte erste Stromkomponente, auch als flußbildende Stromkomponente bezeichnet, besteht aus einer stationären und einer dynamischen Komponente. Die stationäre Stromkomponente dieser korrigierten flußbildenden Stromkomponente wird aus dem Betrag des Maschinenflußvektors dividiert durch den Wert der Maschinen- hauptinduktivität ermittelt, wobei die dynamische Komponente gleich dem hochfrequenten Anteil der flußbildenden Stromkom-. ponente ist. Dadurch, daß die korrigierte erste Ständerstromkomponente aus zwei Komponenten, nämlich einer stationären und einer dynamischen Komponente besteht, erhält man über den gesamten Regelbereich der Drehfeldmaschine eine sehr gute Nachbildung des Lastwinkelistwertes.EP 0 317 869 A1 discloses a method for emulating the actual load angle value of a induction machine and a circuit arrangement for carrying out the method. In this method for emulating the actual load angle value of a three-phase machine, the terminal voltages and conductor currents of at least two phases of the stator of the three-phase machine, which each represent stator-oriented alternating variables, are transformed into a first and a second stator current component of the machine current vector and in an amount of the machine flow vector, the respectively are field-oriented sizes. The faulty first stator current component of the actual value computer is corrected. This corrected first current component, also referred to as a flux-forming current component, consists of a stationary and a dynamic component. The steady-state current component of this corrected flux-forming current component is determined from the amount of the machine flow vector divided by the value of the main machine inductance, the dynamic component equal to the high-frequency portion of the flux-forming current comm. component. Because the corrected first stator current component consists of two components, namely a stationary and a dynamic component, a very good simulation of the actual load angle value is obtained over the entire control range of the induction machine.
Der Erfindung liegt nun die Aufgabe zugrunde, daß bekannte Stromregelverfahren und die Vorrichtung zur Durchführung die- ses Verfahrens dahingehend zu verbessern, daß die Paramete- runempfindlichkeit weiter verbessert wird.The invention is based on the object of improving known current control methods and the device for carrying out this method in such a way that the sensitivity to parameters is further improved.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß mit den kennzeichnenden Merkmalen des Anspruchs 1 gelöst.This object is achieved with the characterizing features of claim 1.
Dadurch, daß als flußbildenden Stromkomponenten-Istwert bei der Zweikomponenten-Stromregelung eine gebildete exakte flußbildende Stromkomponente verwendet wird, die in Abhängigkeit eines gebildeten Betrages des Maschinenflußvektors und eines Wertes der Maschinenhauptinduktivität gebildet wird, erhält man eine Para eterunempfindlichkeit genau dann für den stationären Fall, wenn der flußbildende Stromkomponenten-Sollwert gleich dem exakten flußbildenden Stromkomponenten-Istwert ist. Durch die Verwendung de-r exakten flußbildenden Ξtromkomponente verschwindet der Momentenfehler bei der Verstimmung der Parameter Streuinduktivität Lσ und Hauptinduktivität LH.Characterized in that as a flow-forming current component actual value is used in the two-component current control, an exact flow-forming current component is formed, which is formed depending on a formed amount of the machine flow vector and a value of the main machine inductance, you get a Para eter insensitivity for the stationary case if the flux-forming current component setpoint is equal to the exact flux-forming current component actual value. By using the exact flux-forming current component, the moment error disappears when detuning the parameters of the leakage inductance L σ and the main inductance L H.
Bei einem vorteilhaften Stromregelverfahren werden zusätzlich in Abhängigkeit des flußbildenden Stromkomponenten-Iεtwertes, der exakten flußbildenden Stromkomponente und einer ermittelten Ständerfrequenz unter Zuhilfenahme der verwendeten Maschinenparameter bei der Bestimmung der Vorsteuergrößen zusätzliche Vorsteuergrößen gebildet, die komponentenweise zu den Vorsteuergrößen addiert werden. Durch diese zusätzlichen Vorsteuergrößen erhält man ein idea¬ les Vorsteuernetzwerk, das gegen Verstimmungen der Maschinenparameter Streuinduktivität Lσ, Ständerwiderstand Rs und Hauptinduktivität LH unempfindlich wird. Mittels dieser zu- sätzlichen Vorsteuergrößen bleibt die Parameterunempfindlichkeit auch an der Spannungsgrenze (Feldschwächbereich) erhalten, so daß Stabilitätsschwierigkeiten ohne diese zusätzlichen Vorsteuergrößen nun nicht mehr auftreten. Diese Wirkung tritt ein, obwohl bei der Berechnung der zusätzlichen Vor- Steuergrößen die Parametereinstellung des Vorsteuernetzwerkes und nicht die tatsächlichen Parameterwerte der betriebenen Drehstro maschine verwendet werden. Durch diese zusätzlichen Vorsteuerwerte ist sichergestellt, daß die beiden Strom- reglerausgänge der Zweikomponenten-Stromregelung stationär zu Null werden. Ein weiterer Vorteil dieser totalen Vorsteuerung besteht darin, daß im Bereich der Spannungsbegrenzung keine Grenzzyklen mehr entstehen.In an advantageous current control method, depending on the flux-forming current component value, the exact flux-forming current component and a determined stator frequency, with the aid of the machine parameters used, additional pilot variables are formed when determining the pilot variables, which are added component by component to the pilot variables. These additional pilot control variables result in an ideal pilot control network which is insensitive to detuning of the machine parameters leakage inductance L σ , stator resistance R s and main inductance L H. By means of these additional pilot variables, the parameter insensitivity is retained even at the voltage limit (field weakening range), so that stability problems no longer occur without these additional pilot variables. This effect occurs even though the parameter setting of the pilot control network and not the actual parameter values of the operated AC machine are used in the calculation of the additional pilot variables. These additional pre-control values ensure that the two current controller outputs of the two-component current control become stationary at zero. Another advantage of this total feedforward control is that there are no more limit cycles in the area of voltage limitation.
Bei der Bestimmung der zusätzlichen Vorsteuergrößen wird ne- ben den eingestellten Maschinenparametern des Vorsteuernetzwerkes der flußbildende Stromkomponenten-Istwert, der gebildete exakte flußbildende Stromkomponenten-Istwert und eine ermittelte Ständer equenz verwendet. Aus den beiden Stromkomponenten-Istwerten wird eine Differenzstromkomponente er- mittelt, die dann jeweils mit einem Maschinenparameter ge- wichtet wird, wobei eine gewichtete Differenzstromkomponente anschließend noch mit der Ständerfrequenz multipliziert wird. Diese ermittelte Differenzstromkomponente ist ein Maß für die Verstimmung der Maschinenparameter. Dadurch ist es möglich, exakte Vorsteuergrößen zu berechnen, obwohl die Motorparameter verstimmt sind.When determining the additional pilot control variables, in addition to the set machine parameters of the pilot control network, the flux-forming current component actual value, the exact flux-forming current component actual value and a determined stator equivalence are used. A differential current component is determined from the two current component actual values, which is then weighted with a machine parameter, a weighted differential current component then being multiplied by the stator frequency. This determined residual current component is a measure of the detuning of the machine parameters. This makes it possible to calculate exact pilot control variables even though the motor parameters are out of tune.
Die Ausführung der Vorrichtung zur Durchführung dieses Verfahrens und die Ausführung der Komponenten dieser Vorrichtung sind den Unteransprüchen 5 bis 11 zu entnehmen. Zur weiteren Erläuterung der Erfindung wird auf die ZeichnungThe design of the device for carrying out this method and the design of the components of this device can be found in subclaims 5 to 11. To further explain the invention, reference is made to the drawing
Bezug genommen, in der Ausführungsbeispiele der Vorrichtung zur Durchführung des Stromregelverfahrens nach der Erfindung schematisch veranschaulicht sind.Reference, in which embodiments of the device for performing the current control method according to the invention are illustrated schematically.
FIG 1 zeigt ein Ersatzschaltbild einer ersten Ausführungsform der Vorrichtung zur Durchführung des erfindungsgemäßen Stromregelverfahrens, wobei in1 shows an equivalent circuit diagram of a first embodiment of the device for carrying out the current control method according to the invention, wherein in
FIG 2 ein Blockschaltbild einer Einrichtung zur Bildung der exakten flußbildenden Stromkomponente gemäß FIG 1 veranschaulicht ist und2 shows a block diagram of a device for forming the exact flow-forming current component according to FIG. 1 and is illustrated
FIG 3 zeigt ein Ersatzschaltbild einer zweiten Ausführungsform der Vorrichtung zur Durchführung des erfindungs- gemäßen Stromregelverfahrens, wobei in FIG 4 ein Blockschaltbild einer Einrichtung zur Bildung zusätzlicher Vorsteuergrößen gemäß FIG 3 veranschaulicht is .3 shows an equivalent circuit diagram of a second embodiment of the device for carrying out the current control method according to the invention, FIG. 4 showing a block diagram of a device for forming additional pilot control variables according to FIG.
Die FIG 1 zeigt ein Blockschaltbild einer Vorrichtung zur Durchführung des erfindungsgemäßen Stromregelverfahrens für einen spannungseinprägenden Umrichter. Bei diesem Verfahren werden die Ständerströme iR,is,iτ einer Drehfeldmaschine in einem mit Ständerfrequenz (Os drehend in der Regel am Flußwinkel Φ's orientierten Koordinatensystem geregelt. Eine derar- tige Regelung wird als Vektorregelung bezeichnet, mit der es möglich ist, eine Drehfeldmaschine regelungstechnisch ähnlich zu führen wie eine Gleichstrommaschine. Hierbei wird mit Hilfe von Transformationsgleichungen für eine mehrphasige Maschine ein zweiphasiges Modell aufgestellt, in dem die fluß- bildende Stromkomponente isp und die drehmomentbildende1 shows a block diagram of a device for carrying out the current control method according to the invention for a voltage-impressing converter. In this method, the stator currents i R , i s , i τ of a three-phase machine are regulated in a coordinate system oriented with the stator frequency (Os rotating, generally based on the flux angle Φ's. Such a regulation is referred to as vector regulation, with which it is possible to achieve a To control the induction machine similar to a DC machine, using transformation equations for a multi-phase machine to set up a two-phase model in which the flux-forming current component i sp and the torque-forming one
Stromkomponente isq unabhängig voneinander geregelt werden. Bei einer Änderung der Belastung wird die drehmomentbildende Stromkomponente isq unverzüglich auf ihren neuen Wert geregelt, während die flußbildende Stromkomponente isp ihren al- ten beibehält. Die Stellgröße des Stromregelverf hrens sind über Komponenten u*sp und u*Sq des Ständerspannungsvektors u *s in diesem Koordinatensystem, da die Regelung für einen spannungseinprägenden Umrichter, beispielsweise einen Puls- umrichter oder Direktumrichter, vorgesehen ist.Current component i sq can be controlled independently. If the load changes, the torque-forming current component i sq is immediately regulated to its new value, while the flux-forming current component i sp ten maintains. The manipulated variable of the current control method are via components u * sp and u * S q of the stator voltage vector u * s in this coordinate system, since the control is intended for a voltage-impressing converter, for example a pulse converter or direct converter.
Zum Ermitteln der fluß- und drehmomentbildenden Stromkomponente isp und iSq benötigt die Vektorregelung die Kenntnis der Größen des Ersatzschaltbildes der Drehfeldmaschine (Ständerwiderstand Rs, Streuinduktivität Lσ und Hauptinduktivität LH) . Mittels eines Istwertrechners 2 werden die stän- derorientierten Wechselgrößen uR,us,ip. und is in feldorientierte Gleichgrößen is ,iEq, I Φs I und ejΦ s transformier . Die ermittelte Stromkomponente isp ist einer Einrichtung 4 zur Bildung einer exakten flußbildenden Stromkomponente ispκ zugeführt. Die ermittelten Stromkomponenten isp)c und isq werden jeweils einem Vergleicher 8 und 10 zugeführt, an deren nicht- invertierenden Eingängen jeweils ein Stromkomponenten-Sollwert i*sp und i*sq anstehen. Ausgangsseitig ist der Verglei- eher 8 bzw.10 mit einem Stromregler 12 bzw.14 verknüpft, der ausgangsseitig mit einem Addierer 16 bzw.18 verbunden ist. Als Regler 12 bzw.14 ist ein proportional-integral wirkender Regler vorgesehen. Diese Stromregler 12 und 14 werden von einem Vorsteuernetzwerk 20 dadurch unterstützt, daß Vorsteu- ergrößen u*Bpvθr und u*sqvθr bestimmt werden, die jeweils demTo determine the current and torque-forming current components i sp and i S q, the vector control requires knowledge of the sizes of the equivalent circuit diagram of the induction machine (stator resistance R s , leakage inductance L σ and main inductance L H ). The stand-oriented alternating variables u R , u s , ip are determined by means of an actual value computer 2. and transform i s into field-oriented equals i s , i E q, I Φ s I and e jΦ s . The determined current component i sp is fed to a device 4 for forming an exact flow-forming current component i sp κ. The current components i sp) c and i sq determined are each fed to a comparator 8 and 10, at the non-inverting inputs of which a current component setpoint i * sp and i * sq are present. On the output side, the comparator 8 or 10 is linked to a current controller 12 or 14, which is connected on the output side to an adder 16 or 18. A proportional-integral controller is provided as controller 12 or 14. These current controllers 12 and 14 are supported by a pilot control network 20 in that pilot control variables u * Bpvθ r and u * sqvθ r are determined, each corresponding to the
Addierer 16 und 18 zugeführt werden. Somit müssen die Stromregler 12 und 14 an ihren Ausgängen nur mehr die Spannung Δu*sp und Δu*sq liefern, die vom Vorsteuernetzwerk 20 nicht ermittelt werden, beispielsweise dynamische Anteile, Fehler etc. Die Ausgänge der beiden Addierer 16 und 18 werden einem Vektordreher 22 mit nachgeschalteten Koordinatenwandler 24 zugeführt. Mit diesem Vektordreher 22 und Koordinatenwandler 24 werden die anstehenden Spannungskomponenten u*sp und u*sq zunächst in ständerorientierte Spannungskomponenten u1 u*eß gewandelt, die rechtwinkelig zueinander sind. Diese kar- tesischen ständerorientierten Spannungskomponenten u*sα und u*Eß werden dann in polare Spannungskomponenten u*s und α*s transformiert. Dieses Regelverfahren wird auch als Zweikompo- nenten-Stromregelung bezeichnet und ist im näher bezeichneten Vortragsmanuskript ausführlich beschrieben worden.Adders 16 and 18 are supplied. Thus, the current regulators 12 and 14 only have to deliver the voltage Δu * sp and Δu * sq at their outputs, which are not determined by the pilot control network 20, for example dynamic components, errors etc. The outputs of the two adders 16 and 18 become a vector rotator 22 supplied with downstream coordinate converter 24. With this vector rotator 22 and coordinate converter 24, the pending voltage components u * sp and u * sq are first converted into stator-oriented voltage components u 1 u * ed converted, which are perpendicular to each other. These Cartesian stand-oriented voltage components u * sα and u * E ß are then transformed into polar voltage components u * s and α * s . This control method is also referred to as two-component current control and has been described in detail in the specified manuscript.
Das Vorsteuernetzwerk 20, das auch als Entkopplungsnetzwerk bezeichnet wird, ist auch in diesem Vortragsmanuskript aus- führlich dargestellt und beschrieben worden, so daß hier nur das wesentliche genannt wird. Das Vorsteuernetzwerk benotigt folgende Eingangsgroßen: Rotorfrequenz Φb , flußbildenden Stromkomponenten-Sollwert ι*εp und drehmomentbildenden Stromkomponenten-Sollwert ι*sq. Außerdem benötigt dieses Vorsteu- ernetzwerk 20 die Werte der Parameter Standerwiderstand Rs,The pilot control network 20, which is also referred to as a decoupling network, has also been described and described in detail in this lecture manuscript, so that only the essential is mentioned here. The pilot control network requires the following input variables: rotor frequency Φ b , flux-forming current component setpoint ι * εp and torque- forming current component setpoint ι * sq . In addition, this pilot control network 20 requires the values of the parameters stator resistance R s ,
Streumduktivitat Lσ und Hauptinduktivitat LH . Aufgrund der Sollwertvorgaben berechnet das Vorsteuernetzwerk 20 die zu erwartenden Spannungsanteile u*SPvor und u*sqVor/ die zur Entla¬ stung der Stromregler 12 und 14 auf deren Reglerausgange auf- geschaltet werden. Sind die Parameter Rs, Lσ und LH des Vorsteuernetzwerkes 20 richtig eingestellt, so liefern die Stromregler 12 und 14 an ihren Ausgängen eine Regler-Stellgröße Δu*sp und Δu*εq, die jeweils gleich Null sind. Die gesamte, für die gewünschten Stromkomponenten ι*sp und ι*sq er- forderlichen Spannungskomponenten u*sp und u*sq werden vom Vorsteuernetzwerk 20 berechnet.Scattering inductance L σ and main inductance L H. Due to the setpoint inputs the pilot network 20 calculates the expected voltage u * SP shares before and u * SQV or / to the Entla ¬ stung the current controller are connected up to the controller 12 and outputs fourteenth If the parameters R s , L σ and L H of the pilot control network 20 are set correctly, the current regulators 12 and 14 deliver a regulator manipulated variable Δu * sp and Δu * εq at their outputs, which are each equal to zero. The total, ι for the desired current components * sp * and ι sq ER ford variable voltage components u * sp and u * sq is calculated from the pilot network 20th
Diese Zweikomponenten-Stromregelung ist um einen Querzweig 26 erweitert, der die Ausgangsspannung Δu*sq des Stromreglers 14 in der Wirkachse auf die Reglerspannung Δu*sp des Stromreglers 12 in der Blmdachεe aufschaltet. Dieser Querzweig 26 enthält zwei Multiplizierer 28 und 30 und einen Tiefpaß 32, auch als Verzögerungsglied bezeichnet. Die Multiplizierer 28 und 30 sind jeweils einem Eingang des Querzweiges 26 nachge- schaltet, wobei der Tiefpaß 32 einen Ausgang des QuerzweigesThis two-component current control is extended by a transverse branch 26 which connects the output voltage Δu * sq of the current regulator 14 in the active axis to the regulator voltage Δu * sp of the current regulator 12 in the flower roof. This cross branch 26 contains two multipliers 28 and 30 and a low pass 32, also referred to as a delay element. The multipliers 28 and 30 are each connected to an input of the transverse branch 26, the low-pass filter 32 being an output of the transverse branch
26 vorgeschaltet ist. Der Multiplizierer verknüpft das eine26 is connected upstream. The multiplier links one
Eingangssignal Ständerfrequenz CDs mit dem Koeffizienten Zeit- konstante τ und Verstärkungsfaktor k. Die erzeugte Frequenzgröße wird mittels des zweiten Multiplizierers 30 mit der zweiten Eingangsgröße Δu*sq multipliziert. Die erzeugte frequenzabhängige Spannungskomponente wird mittels des Verzögerungsgliedes 32 auf den Addierer 16 in der Blindachse ge- schaltet.Input signal stator frequency CDs with the coefficient time constant τ and gain factor k. The frequency variable generated is multiplied by the second multiplier 30 by the second input variable Δu * sq . The generated frequency-dependent voltage component is switched to the adder 16 in the blind axis by means of the delay element 32.
Dies bewirkt, daß der Ausgang des Reglers 14 in der Wirkachse nicht nur die Wirkspannung u*sq verändert, sondern über die Änderung der Blindspannung u*sp auch eine Drehung des Span- nungεzeigers u*ö bewirkt. Gleichzeitig läßt sich durch diesen Querzweig 26 erreichen, daß die Regelkreise entkoppelt sind.This has the effect that the output of the controller 14 not only changes the active voltage u * sq in the active axis, but also causes the voltage pointer u * ö to rotate by changing the reactive voltage u * sp . At the same time it can be achieved through this transverse branch 26 that the control loops are decoupled.
Der p-Anteil des Stromreglers 12 liefert bei richtig eingestellten Parametern im Vorsteuernetzwerk 20 am Ausgang Null. Bei Erreichen der Aussteuergrenze würde der Integralanteil des Reglers 12 davonlaufen. Dies kann man dadurch verhindern, daß der Integralanteil derart frequenzabhangig begrenzt wird, daß an der Aussteuergrenze der Integralanteil zu Null gemacht wird. Dadurch ist der Stromregler 12 mit einem Begrenzer 34 versehen, dessen Steuereingang mit einem Ausgang eines Kennliniengebers 36 verbunden ist, an dessen Eingang die Ständerfrequenz Cύs ansteht.With correctly set parameters in the pilot control network 20, the p component of the current regulator 12 delivers zero at the output. When the control limit is reached, the integral part of the controller 12 would run away. This can be prevented by limiting the integral component in a frequency-dependent manner in such a way that the integral component is made zero at the modulation limit. As a result, the current regulator 12 is provided with a limiter 34, the control input of which is connected to an output of a characteristic curve generator 36, at whose input the stator frequency Cfrequenz s is present.
Die Einrichtung 4 zur Bildung einer exakten flußbildenden Stromkomponente ispk sind neben der ermittelten flußbildenden Stromkomponente iBp auch noch der Wert der Maschinenhauptin- duktivität LH und der Betrag des Maschinenflußvektors IΦSI zugeführt . Die FIG 2 zeigt ein Blockschaltbild der Einrichtung 4 nachThe device 4 for forming an exact flow-forming current component i sp k is fed not only the determined flow-forming current component i Bp but also the value of the main machine inductance L H and the amount of the machine flow vector Iv S I. 2 shows a block diagram of the device 4
FIG 1. Diese Einrichtung 4 weist einen Hochpaß 38, einen Quo- tientenbildner 40 und einen Addierer 42 auf. Die Zeitkonstante T dieses Hochpasses 38 ist annähernd gleich der Fluß- zeitkonstante L2/R2 der Drehfeldmaschine. Dadurch gelangen nur die hochfrequenten Anteile der flußbildenden Stromkomponente ιsp zum ersten Eingang des Addierers 42. Der zweite Eingang dieses Addierers 42 ist mit dem Ausgang des Quotientenbildners 40 verknüpft, dessen erster Eingang x mit dem Be- trag des Maschinenflußvektors |ΦS| und dessen zweiter Eingang y mit dem Wert der Maschmenhauptinduktiv tät LH beaufschlagt sind. Am Ausgang dieses Quotientenbildners 40 steht e ne statische Stromkomponente ιsps an, die äquivalent dem niederfrequenten Anteil der flußbildenden Stromkomponente ιGp ist. Die exakte flußbildende Stromkomponente ιspk, die am Ausgang desFIG 1. This device 4 has a high-pass filter 38, a quotient 40 and an adder 42. The time constant T of this high-pass filter 38 is approximately equal to the flux time constant L 2 / R 2 of the induction machine. As a result, only the high-frequency components of the flux-forming current component ι sp reach the first input of the adder 42. The second input of this adder 42 is linked to the output of the quotient generator 40, the first input x of which is the amount of the machine flow vector | Φ S | and the second input y of which the value of the main Mash inductance L H is applied. At the output of this quotient generator 40, there is a static current component ι sps , which is equivalent to the low-frequency component of the flux-forming current component ι Gp . The exact flow-forming current component ι spk , which at the output of the
Addierers 42 ansteht, enthalt somit eine stationäre und dynamische Komponente ιsps und ιsp . Bei einem stationären Be- triebszustand des Antriebs, d.h. konstante Belastung einer Maschine, wirkt sich der dynamische Anteil ιspd kaum aus, j e- doch bei Änderung der Belastung einer Maschine, d.h. im dynamischen Betπebszustand, ist der dynamische Anteil nicht mehr zu vernachlässigen.Adders 42 is present, thus contains a stationary and dynamic component ι sps and ι sp . In the case of a stationary operating state of the drive, ie constant load on a machine, the dynamic part ι spd has hardly any effect, but when the load on a machine changes, ie in the dynamic operating state, the dynamic part can no longer be neglected.
Somit kann man unabhängig vom Betriebszustand der Drehfeld- maschme immer eine exakte flußbildende Stromkomponente ιspk mittels dieser Einrichtung 4 generieren.Thus, regardless of the operating state of the rotating field machine, an exact flux-forming current component ι sp k can always be generated by means of this device 4.
In der FIG 3 ist ein Blockschaltbild einer zweiten Ausfüh¬ rungsform der Vorrichtung zur Durchführung des erfmdungsge- maßen Stromregelverfahrens dargestellt. Diese Ausführungsform unterscheidet sich von der Ausführungsform gemäß FIG 1 da¬ durch, daß eine Einrichtung 6 zur Bildung zusätzlicher Vor- steuergroßen u*spz und u*Ξq7 und zwei weitere Addierer 44 und 46 vorgesehen sind. An den Eingängen des weiteren Addierers 44 bzw.46 stehen die generierte Vorsteuergroße u*spVor bzw. u*sqvor des Vorsteuernetzwerkes 20 und die gebildete zusätzliche Vorsteuergröße u*spz bzw. u*sq2 der Einrichtung 6 an.In FIG 3 is a block diagram of a second exporting ¬ approximate shape of the device for carrying out the erfmdungsge- reasonably current control method shown. This embodiment differs from the embodiment according to FIG 1 there ¬ by, that a device controlling large 6 to form additional advantages spz u * and u * Ξq7 and two additional adders 44 and 46 are provided. At the inputs of the further adder 44 or 46, the generated pilot control variable u * spV or u * sq in front of the pilot network 20 and the additional pilot variable u * spz or u * sq2 of the device 6 formed.
Ausgangsseitig ist der weitere Addierer 44 bzw.46 mit dem Ad- dierer 16 bzw.18 verknüpft. An den Eingängen der Einrichtung 6 stehen die gebildete flußbildende Stromkomponente isp des Istwertrechners 2, die gebildete exakte flußbildende Stromkomponente isp der Einrichtung 4 und die ermittelte Ständerfrequenz C0s an. Zur Bildung der zusätzlichen Vorsteuergrößen u*εpz und u*sqz benötigt die Einrichtung 6 die Parameter Ständerwiderstand Rs und Streuinduktivität Lσ der Drehfeldmaschine. Diese Parameterwerte werden vom Vorsteuernetz 20 übernommen .On the output side, the further adder 44 or 46 is linked to the adder 16 or 18. The flux-forming current component i sp of the actual value computer 2, the exact flux-forming current component i sp of the device 4 and the stator frequency C0s determined are present at the inputs of the device 6. In order to form the additional pilot control variables u * εpz and u * sqz , the device 6 requires the parameters stator resistance R s and leakage inductance L σ of the induction machine . These parameter values are adopted by the pilot network 20.
Durch die Erweiterung des Vorsteuernetzwerkes 20 um die Einrichtung 6 zur Bildung zusätzlicher Vorεteuergrößen u*spz und u*sqz erhält man nun ein ideales Vorsteuernetzwerk, dessen Ausgangsgrößen u*spVoπ und u*aqVori immer so berechnet werden, daß die Regler-Stellgrößen Δu*εp und Δu*εq stationär immer zu Null werden. Dadurch ist die Parameterunempfindlichkeit des bekannten Stromregelverfahrens über den gesamten Drehzahlbereich der Drehfeldmaschine erheblich gesteigert worden.By expanding the pilot control network 20 by the device 6 for forming additional pilot variables u * spz and u * sqz , an ideal pilot control network is now obtained, the output variables u * spV oπ and u * aqV ori are always calculated in such a way that the controller manipulated variables Δu * εp and Δu * εq stationary always go to zero. As a result, the parameter insensitivity of the known current control method has been increased considerably over the entire speed range of the induction machine.
In der FIG 4 ist ein Blockschaltbild der Einrichtung 6 zur Bildung zusätzlicher Vorsteuergrößen u*spz und u*sqz näher dargestellt. Diese Einrichtung 6 weist einen Vergleicher 48, zwei Gewichtungsfaktoren 50 und 52 und einen Multiplizierer 54 auf. Der Vergleicher 48 ist eingangsseitig der Einrichtung 6 angeordnet, wobei die vom Istwertrechner 2 gebildete fluß- bildende Stromkomponente isp am nichtinvertierenden Eingang des Vergleichers 48 ansteht, wogegen an seinem invertierenden Eingang die von der Einrichtung 4 gebildete exakte flußbildende Stromkomponente isp ansteht. Ausgangsseitig ist dieser Vergleicher 48 einerseits mit dem Eingang des Gewichtungsfak- tors 50 und andererseits mit dem Eingang des Gewichtungsfaktors 52 verbunden. Der Ausgang des Gewichtungsfaktors 52 ist mit einem Eingang des Multiplizierers 54 verknüpft, wogegen an seinem zweiten Eingang die Ständerfrequenz CDs ansteht . Am Ausgang des Gewichtungsfaktors 50 steht die zusatzliche Vorsteuergröße u*spz und am Ausgang des Multiplizierers 54 die zusätzliche Vorsteuergröße u*sqz an. Als Gewichtungsfaktor 50 ist der Wert des Ständerwiderstandes Rs vorgesehen, wogegen als Gewichtungsfaktor 52 der Wert der Streuinduktivität Lσ vorgesehen ist. Der Vergleicher 48 der Einrichtung 6 generiert eine Differenzstromkomponente iΞPdk, die anschließend von dem Gewichtungsfaktor 50 bzw.52 gewichtet wird. Diese Differenzstromkomponente ispdk ist ein Maß des Fehlers, der durch die Verstimmung der Maschinenparameter der Drehfeld- maschine und der im Vorsteuernetzwerk 20 eingestellten Parameter entsteht. Das gilt deshalb, weil zur Ermittlung dieser Differenzstromkomponente ispdk die fehlerbehaftete und die exakte flußbildende Stromkomponente isp und iεpk verwendet wird.4 shows a block diagram of the device 6 for forming additional pilot variables u * spz and u * sqz . This device 6 has a comparator 48, two weighting factors 50 and 52 and a multiplier 54. The comparator 48 is arranged on the input side of the device 6, the flow-forming current component i sp formed by the actual value computer 2 being present at the non-inverting input of the comparator 48, whereas the exact flow-forming current component i sp formed by the device 4 is present at its inverting input. On the output side, this comparator 48 is connected on the one hand to the input of the weighting factor tors 50 and on the other hand connected to the input of the weighting factor 52. The output of the weighting factor 52 is linked to an input of the multiplier 54, whereas the stator frequency CD is present at its second input. At the output of the weighting factor 50 there is the additional pilot variable u * spz and at the output of the multiplier 54 the additional pilot variable u * sqz . The value of the stator resistance R s is provided as the weighting factor 50, whereas the value of the leakage inductance L σ is provided as the weighting factor 52. The comparator 48 of the device 6 generates a differential current component i ΞPdk , which is then weighted by the weighting factor 50 or 52. This differential current component i spd k is a measure of the error which arises from the detuning of the machine parameters of the induction machine and the parameters set in the pilot control network 20. This is true because in order to determine this difference current component i sp dk the faulty and exact flux-forming current component i sp and i used εp k.
Bei einer vorteilhaften Ausgestaltung der Ausführungsform gemäß FIG 3 ist die Einrichtung 4 bzw.6 Bestandteil des Istwertrechners 2 bzw. des Vorsteuernetzwerkes 20. Ebenso kann die Ausführungsform gemäß FIG 3 durch einen Hochleistungsmi- krocontroller verwirklicht werden.In an advantageous embodiment of the embodiment according to FIG. 3, the device 4 or 6 is part of the actual value computer 2 or the pilot control network 20. Likewise, the embodiment according to FIG. 3 can be implemented by a high-performance microcontroller.
Durch dieses verbesserte Stromreglerverfahren wird die Para¬ meterunempfindlichkeit der Zweikomponenten-Stromregelung wesentlich verbessert, so daß im stationären Betrieb bei Verstimmung der Maschinenparameter Streuinduktivitat Lσ und Hauptinduktivität LH Momentenfehler nicht mehr auftreten.Through this improved current controller method, the Para ¬ meter is insensitivity of the two-component current control significantly improved, so that no longer occur in the steady operation at detuning of the machine parameters Streuinduktivitat L σ and main inductance L H moment error.
Dies gilt nicht nur für den Steuerbereich bis zur Spannungsgrenze, sondern auch dar ber hinaus. Außerdem ist der Einfluß von Parameterfehleinstellungen beim Vorsteuernetzwerk 20 i- nimal geworden, so daß geschätzte Parameterwerke verwendet werden können . This applies not only to the control range up to the voltage limit, but also beyond. In addition, the influence of incorrect parameter settings in the pilot control network 20 i- nimal so that estimated parameter works can be used.

Claims

Patentansprüche claims
1. Stromregelverfahren für einen spannungseinprägenden Umrichter, wobei eine ermittelte flußbildende Stromkomponente (iSp) und eine ermittelte drehmomentbildende Stromkomponente (isq) eines Ist-Stromvektors (i_ ) einer Drehfeldmaschine jeweils auf einen flußbildenden S romkomponenten-Sollwert (i*sp) und einen drehmomentbildenden Stromkomponenten-Sollwert (i*εq) eines Soll-Stromvektors (_i*s) der Drehfeldmaschine geregelt werden, wobei jeweils in Abhängigkeit einer ermittelten Stromkomponenten-Regelabweichung eine Regler- Stellgröße (Δu*sp, Δu*sq) ermittelt wird, aus denen jeweils mittels Überlagerung einer gebildeten Vorsteuergröße (u*spvor» u*εqvθr) Spannungskomponenten (u*sp,u*sq) eines Soll- Spannungsvektors (u*B) gebildet werden, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß in Abhängigkeit der gebildeten flußbildenden Stromkomponente (iεp), eines gebildeten Betrags des Maschinenflußvektors (|Φßl) und eines Wertes der Maschinenhauptinduktivität (LH) eine exakte flußbildende Stromkomponente (iεPk) der Dreh¬ feldmaschine gebildet wird, die als flußbildender Stromkomponenten-Istwert (isp) mit dem flußbildenden Stromkomponenten- Sollwert (i*sp) verglichen wird.1. Current control method for a voltage-impressing converter, whereby a determined flux-forming current component (i S p) and a determined torque-forming current component (i sq ) of an actual current vector (i_) of a three-phase machine are each based on a flux-forming current component (i * sp ) and a torque-forming current component setpoint (i * ε q) of a setpoint current vector (_i * s ) of the induction machine is controlled, a controller manipulated variable (Δu * sp , Δu * sq ) being determined in each case as a function of a determined current component control deviation, from which voltage components (u * sp , u * sq ) of a desired voltage vector (u * B ) are formed by superimposing a pre-control variable (u * sp before »u * εqvθ r), characterized in that depending on the flux-forming current component formed (i εp ), an formed amount of the machine flow vector (| Φ ß l) and a value of the main machine inductance (L H As flußbildender current component actual value (i sp) sp) is compared with the flux-forming Stromkomponenten- desired value (i * is formed) an exact flux-forming current component (i εP k) of the rotary field machine ¬.
2. Stromregelverfahren nach Anspruch 1, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß in Abhängigkeit des lußbildenden Stromkomponenten-Istwertes (isp), der exakten flußbildenden Stromkomponente (isP ) und einer ermittelten Ständerfrequenz (cύ) unter Zuhilfenahme der verwendeten Maschinenparameter (Rs,Lσ) bei der Bestimmung der Vorsteuergrößen (u*spVor/ u*sqvor) zusätzliche Vorsteuergrößen (u*spz,u*εqz) gebildet werden, die komponentenweise zu den berechneten Vorsteuergrößen (u*spvor, u*εqvθr) addiert werden. 2. Current control method according to claim 1, characterized in that depending on the current-forming current component value (i sp ), the exact flux-forming current component (i sP ) and a determined stator frequency (cύ) with the aid of the machine parameters used (R s , L σ ) the determination of the input variables (u * spV or / u * sq vor) additional input variables (u * spz , u * εqz ) are formed, which are added component by component to the calculated input variables (u * spvor , u * εqvθ r).
3. Stromregelverfahren nach Anspruch 1, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß die exakte flußbildende Stromkomponente (ispk) durch Addition einer stationären und dynamischen Stromkomponente (isps/ispd) gebildet wird, wobei die stationäre Stromkomponente (iεps) aus dem Betrag des Maschinenflußvektors (|ΦS|) dividiert durch den Wert der Maschinenhaup Induktivität (LH) ermittelt wird und die dynamische Stromkomponente (ιspd) gleich dem hochfrequenten Anteil der ermittelten flußbildenden Stromkomponenten (ispd) des Ist-Stromvektors ε) der Drehfeldmaschine ist .3. Current control method according to claim 1, characterized in that the exact flow-forming current component (i spk ) is formed by adding a stationary and dynamic current component (isps / ispd), the stationary current component (i εps ) from the amount of the machine flow vector (| Φ S |) divided by the value of the machine main inductance (L H ) is determined and the dynamic current component (ι spd ) is equal to the high-frequency component of the determined flux-forming current components (i sp d) of the actual current vector ε ) of the induction machine.
4. Stromregelverfahren nach Anspruch 2, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß zur Bildung der beiden zusatzlichen Vorsteuergroßen4. Current control method according to claim 2, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t that to form the two additional pilot sizes
(u*spz,u*sq2) eine Differenzstromkomponente (ιspdk) aus der ermittelten flußbildenden Stromkomponente (iεp) und der erzeugten exakten flußbildenden Stromkomponente (ispk) gebildet wird, die für die zusatzliche Vorsteuergroße (u*spz) mit dem Maschinenparameter (Rs) gewichtet und für die zusatzliche(u * spz , u * sq2 ) a residual current component (ι sp dk) is formed from the determined flux-forming current component (i εp ) and the generated exact flux-forming current component (i spk ), which for the additional pilot size (u * spz ) with the Machine parameters (R s ) weighted and for the additional
Vorsteuergröße (u*sqz) mit dem Maschinenparameter (Lσ) gewichtet und anschließend mit der ermittelten Standerfrequenz ( {_,%) multipliziert wird. Pre-control variable (u * sqz ) is weighted with the machine parameter (L σ ) and then multiplied by the determined stator frequency ({_,%).
5. Vorrichtung zur Durchfuhrung des Stromregelverfahrens für einen spannungseinprägenden Umrichter nach Anspruch 1 mit einem flußbildenden und drehmomentbildenden Regelkanal, die jeweils einen eingangsseitigen Vergleicher (8,10), einen Stromregler (12,14) und einen ausgangsseitigen Addierer (16,18) aufweisen, wobei Eingänge der Addierer (16,18) mit Ausgangen eines Vorsteuernetzwerks (20) und der Vergleicher (10) mit einem Ausgang eines Istwertrechners (2) verbunden ist, an dessen Eingänge ermittelte Phasenspannungen (uR,us) und ermittelte Phasenstrome (iR,ιs) anstehen, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß zwei weitere Ausgänge dieses Istwertrechners (2) mit einer Einrichtung (4) zur Bildung einer exakten flußbildenden Stromkomponente (iapk) verbunden sind, an deren drittem Ein- gang ein Wert der Maschinenhauptinduktivität (LH) ansteht und daß diese Einrichtung (4) ausgangsseitig mit einem Eingang des Vergleichers (8) verknüpft ist.5. Device for carrying out the current control method for a voltage-impressing converter according to claim 1 with a flux-forming and torque-forming control channel, each having an input-side comparator (8, 10), a current controller (12, 14) and an output-side adder (16, 18), the inputs of the adders (16, 18) being connected to outputs of a pilot control network (20) and the comparator (10) being connected to an output of an actual value computer (2), at the inputs of which phase voltages (u R , u s ) and phase currents (i R , ι s ) characterized in that two further outputs of this actual value computer (2) are connected to a device (4) for forming an exact flux-forming current component (i ap k), at the third input of which there is a value of the main machine inductance (L H ) and that this device (4) is linked on the output side to an input of the comparator (8).
6. Vorrichtung nach Anspruch 5, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß eine Einrichtung (6) zur Bildung zus tzlicher Vorsteuergrößen (u*sp2,u*sqz) vorgesehen ist, die eingangsseitig einerseits mit einem Ausgang des Istwertrechners (2), an dem die flußbildende Stromkomponente (isp) ansteht, und andererseits mit dem Ausgang der Einrichtung (4) zur Bildung einer exakten flußbildenden Stromkomponente (iεpk) verknüpft ist, an dessen drittem Eingang eine ermittelte Standerfrequenz ( (α^) ansteht und die ausgangsseitig jeweils mit einem Eingang eines weiteren Addieres (44,46) verbunden sind, die eingangsseitig mit den Ausgängen des Vorsteuernetzwerkes (20) verknüpft sind.6. The device according to claim 5, characterized in that a device (6) for forming additional pilot variables (u * sp2 , u * sqz ) is provided, the input side on the one hand with an output of the actual value computer (2), on which the flow-forming current component ( i sp ) is present, and on the other hand is linked to the output of the device (4) to form an exact flow-forming current component (i εp k), at the third input of which a determined stator frequency ((α ^) is present and which on the output side each have an input of a further adders (44, 46) are connected, which are linked on the input side to the outputs of the pilot control network (20).
7. Vorrichtung nach Anspruch 5, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e , daß die Einrichtung (4) zur Bildung einer exakten flußbil- denden Stromkomponente (iεpk) einem Hochpaß (38), dessen Zeitkonstante (T) annähernd gleich der Flußzeitkonstante (L/R2) der Drehfeldmaschine ist, einen Quotientenbildner (40) und einen Addierer (42) aufweist, wobei die Ausgänge des Hochpasses (38) und des Quotientenbildners (40) mit den Eingängen des Addierers (42) verbunden sind, an dessen Ausgang die exakte flußbildende Stromkomponente (iεPk) ansteht, und daß am Hochpaß (38) die gebildete flußbildende Stromkomponente (ιsp) und am Quotientenbildner der gebildete Betrag des Maschinen- flußvektors (|ΦSI) und der Wert der Maschinenhauptinduktivi- tät (LH) anstehen.7. The device according to claim 5, characterized in that the device (4) for forming an exact flow-forming current component (i εp k) a high-pass filter (38), the time constant (T) of which is approximately equal to the flow time constant (L / R 2 ) Rotary field machine, has a quotient generator (40) and an adder (42), the outputs of the high pass (38) and the quotient generator (40) being connected to the inputs of the adder (42), at the output of which the exact flux-forming current component (i εP k) is present, and that the flux-forming current component (ι sp ) formed at the high-pass filter (38) and the amount of the machine flux vector (| Φ S I) and the value of the main machine inductance (L H ).
8. Vorrichtung nach Anspruch 6, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß die Einrichtung (6) zur Bildung zusätzlicher Vorsteuergrößen (u*Bpz,u*sqz) einen Vergleicher (48), zwei Gewichtungsfaktoren (50,52) und einen Multiplizierer (54) aufweist, wobei der Vergleicher (48) eingangsseitig angeordnet ist, des- sen Ausgang jeweils mit einem Gewichtungsfaktor (50 bzw.52) verbunden ist, wobei der Gewichtungsfaktor (52) ausgangsseitig mit dem Multiplizierer (54) verknüpft ist, an dessen zweitem Eingang die ermittelte Ständerfrequenz (0_) ansteht.8. The device according to claim 6, characterized in that the device (6) for forming additional pilot variables (u * Bpz , u * sqz ) has a comparator (48), two weighting factors ( 50 , 52 ) and a multiplier (54), wherein the comparator (48) is arranged on the input side, the output of which is connected to a weighting factor (50 or 52), the weighting factor (52) being linked on the output side to the multiplier (54), at the second input of which the stator frequency ( 0_) is pending.
9. Vorrichtung nach Anspruch 8, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e , daß als Gewichtungsfaktor (50) der Wert des Ständerwiderstandes (Rs) der Drehfeldmaschine vorgesehen ist.9. The device according to claim 8, characterized in that the value of the stator resistance (R s ) of the induction machine is provided as the weighting factor (50).
10. Vorrichtung nach Anspruch 8, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e , daß als Gewichtungsfaktor (52) der Wert der Maschinenstreuin- duktivitat (L„) der Drehfeldmaschine vorgesehen ist.10. The device according to claim 8, so that the weighting factor (52) is the value of the machine scattering inductance (L ") of the induction machine.
11. Vorrichtung nach Anspruch 7 und/oder 8, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß als Einrichtung (4) zur Bildung einer exakten flußbildenden Stromkomponente (ispk) und/oder als Einrichtung (6) zur Bildung zusätzlicher Vorsteuergrößen (u*spz , u*sqz) ein Mikro- Controller vorgesehen ist. 11. The device according to claim 7 and / or 8, characterized in that as a device (4) for forming an exact flow-forming current component (i sp k) and / or as a device (6) for forming additional pilot variables (u * spz , u * sqz ) a micro controller is provided.
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