Beschreibung
Sperrwandler
Die Erfindung bezieht sich auf einen Sperrwandler mit einem Übertrager, der eine Primärwicklung und zumindest eine Sekun¬ därwicklung aufweist, mit einem über eine Ansteuerschaltung gesteuerten Schalter, über den die Primärwicklung an einer Eingangsgleichspannung liegt, mit einem der Sekundärwicklung nachgeschalteten Gleichrichter und Ladekondensator zur Erzeu¬ gung einer Ausgangsgleichspannung und mit einem Stromfühler für den Strom durch die Primärwicklung, wobei das Tastver¬ hältnis des Ansteuersignals des gesteuerten Schalters einer¬ seits von der Regelabweichung der Ausgangsgleichspannung von ihrem Sollwert und andererseits von dem Ausgangssignal des Stromfühlers abhängt.
Sperrwandler dieser Art werden mit fester Taktfrequenz be¬ trieben, jedoch wird das Tastverhältnis in Abhängigkeit von der Ausgangsgleichspannung geregelt. Hierzu wird eine dem Strom durch die Primärwicklung proportionale Spannung eines Stromsensors, üblicherwei. e eines niederohmigen Meßwiderstan- des, mit der Regelabweichung der Ausgangsgleichspannung ver¬ glichen. Sobald der Strom durch die Primärwicklung den durch die genannte Regelabweichung bestiπimten Wert überschreiten, wird der gesteuerte Schalter geöffnet. Es ergibt sich ein dreieckför iger Stromverlauf durch die Primärwicklung. Ein Ansteigen bzw. Absinken der Ausgangsgleichspannung wird durch Verringern oder Vergrößern des Tastverhältnisses des Stromes durch die Primärwicklung ausgeregelt.
Um bei Oberlast oder Kurzschluß eine Begrenzung des Ausgangs- gleichstromes zu ermöglichen, wird bei bekannten Ausführungen festfrequenter Sperrwandler der Ausgangsstrom mittels eines Meßwiderstandes gemessen, der gemessene Istwert mit einem Sollwert verglichen und die aus diesem Vergleich resultie¬ rende Abweichung der Regelabweichung der Ausgangsgleichspan-
nung überlagert, sobald der Ausgangsstrom einen bestimmten Wert überschreitet. Dies führt dann gleichfalls zu einer Ver¬ ringerung des Tastverhältnisses und demgemäß zu einer Strom¬ begrenzung. Eine Prinzipschaltung nach diesem Stand der Tech- nik ist in Fig. 1 gezeigt. Diese Lösung zur Strombegrenzung ist relativ aufwendig, sie erfordert einen eigenen Strom¬ regler und einen hochbelastbaren, vergleichsweise teuren Meßwiderstand R2 für die Messung des Ausgangsgieichstroms I& .
Freischwingende Sperrwandler sind - im Gegensatz zu festfre- quenten Sperrwandlern - zwar einfach mit selbsttätiger Strom¬ begrenzung ausführbar. Dennoch sind die bekannten Nachteile freischwingender Sperrwandler, wie z.B. schlechte Leerlauf- festigkeit, nicht definierte EMV-Verhältnisse und dgl. , bei den meisten Anwendungsfällen jedoch untragbar.
Es ist demnach eine Aufgabe der Erfindung, einen Sperrwandler der oben beschriebenen Art zu schaffen, der alle Vorteile eines festfrequenten Sperrwandlers aufweist und bei dem eine Strombegrenzung auf einfache und kostengünstige Art durch¬ führbar ist.
Diese Aufgabe wird mit einem Sperrwandler der eingangs ge¬ nannten Art erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß ein Maximal- wert für den Sollwert des Primärstromes festgelegt ist, bis zu welchem eine Regelung der Ausgangsgleichspannung erfolgen kann, und daß die Taktfrequenz des Ansteuersignais des ge¬ steuerten Schalters direkt proportional zu der Ausgangs¬ gleichspannung änderbar ist.
Wie weiter unten noch näher erläutert, führt diese Lösung im Fall einer eine Strombegrenzung erfordernden Überlast vor¬ teilhaft zu einer Verringerung der Schaltfrequenz und auf diese Weise zu der geforderten Strombegrenzung.
Weitere Merkmale der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.
Die Erfindung samt weiterer Vorteile sind im Folgenden anhand beispielsweiser Ausführungsformen näher erläutert, die in der Zeichnung veranschaulicht sind. In dieser zeigen
Fig.l die Prinzipschaltung eines Sperrwandlers nach dem Stand der Technik,
Fig.2 und Fig.3 die Prinzipschaltbilder von zwei Ausführungsformen der Erfindung,
Fig.4a bis Fig.4c in Diagrammen die Strom- und Spannungsverläufe bei einem erfindungsgemäßen Sperrwandler,
Fig.5 eine Ausführungsform der Erfindung unter Verwendung einer handelsüblichen integrierten Schaltung,
Fig.6 das Prinzipschaltbild dieser integrierten Schaltung, und
Fig.7 den Spannungsverlauf an einem Pin 4 in dieser Schal¬ tung.
Der in Fig.l gezeigte Sperrwandler nach dem Stand der Technik besitzt einen Übertrager Tr mit einer Primärwicklung Lp und einer Sekundärwicklung Lg, wobei die Primärwicklung Lp über einen gesteuerten Schalter S an einer Eingangsgleichspannung Ug liegt. Der Schalter S, z.B. ein n-Kanal-FET-Transistor, wird über eine Ansteuerschaltung gesteuert, welche im vorliegenden Fall ein Flip-Flop FF aufweist, dessen Ausgang den Schalter S steuert und an dessen set-Eingang eine Schalt¬ spannung eines Taktgebers G mit konstanter Frequenz f0 liegt. An den reset-Eingang des Flip-Flop FF ist der Ausgang eines Operationsverstärkers K]_ angeschlossen. Einem Eingang des
Operationsverstärkers Ki ist das Ausgangssignal eines Strom¬ fühlers F]_ zugeführt und an dem anderen Eingang liegt eine
Vergleichsspannung Uy, welche von den Ausgangεspannungen zweier Operationsverstärker K2, K3 abhängt.
Sekundärseitig sind der Sekundärspule Lg ein Gleichrichter D]_ und ein Ladekondenεator C]_ nachgeschaltet, an welchem die Ausgangsgleichspannung U^ liegt. Die Ausgangsgleichspannung U oder ein ihr proportionaler Teil wird in dem Operations¬ verstärker K2 mit einer Referenzspannung UUR verglichen. Der mittels eines Stromfühlers F2 gemessene Ausgangsstrom 1^ wird, bevorzugt in Form einer diesem Strom proportionalen
Spannung, in dem Operationsverstärker K3 mit einer weiteren Referenzspannung UJ_R verglichen. Die Ausgänge der Operations¬ verstärker K2 und K3 sind über einen Widerstand R-_ bzw. über die Serienschaltung eines Widerstandes R2 und einer Diode D2 an einem Schaltungspunkt A zusammengefaßt, der über einen
Widerstand R3 an einem festen Potential liegt, z.B. an Masse. An diesem Punkt A liegt die bereits genannte Vergleichsspan¬ nung Uy für den einen Eingang des Operationsverstärkers K-_ .
Diese in Fig.l dargestellte Schaltung nach dem Stand der Technik arbeitet wie folgt:
Ausgelöst durch ein Signal des Taktgebers G schließt das Flip-Flop FF den Schalter S und durch die Primärwicklung Lp beginnt ein Strom Ip im wesentlichen mit linearem Anstieg zu fließen (Fig.4a). Der Strom Ip fließt solange, bis sein ihm proportionaler Spannungswert am Eingang des Operationsver¬ stärkers K]_ den Wert der Vergleichsspannung Uy erreich . Bei Erreichen dieses Wertes wird das Flip-Flop FF durch den Ope- rationsverstärker Kι_ rückgesetzt und der Schalter Sι_ geöff¬ net. Der Schalter Sι_ wird nach einem Zeitraum von einer Peri¬ odendauer von f0 nach seinem letzten Schließen wieder über den Generator G und das Flip-Flop FF geschlossen, so daß sich der in Fig.4a gezeigte dreieckförmige Stromverlauf ergibt.
Ein Sinken bzw. ein Steigen der Vergleichsspannung Uy hat eine Verkleinerung bzw. eine Vergrößerung der Tastverhältnis-
se zur Folge hat, was zur Spannungsregelung (über Operations¬ verstärker K2) bzw. zur Strombegrenzung (über Operationsver¬ stärker K3) ausgenützt wird. Im normalen Betrieb erfolgt eine Regelung der Ausgangsspannung U_ . Erst ab einem Maximalstrom -Amax' der durch die Potentialverhältnisse am Ausgang des Operationsverstärkers K3 und am Punkt A festgelegt ist, greift der Operationsverstärker K3 in die Regelung ein und setzt das Tastverhältnis des Primärstromes Ip soweit herab, daß trotz überhöhter Last nur der Strom I^ma fließt.
Die in Fig.2 gezeigte Schaltung nach der Erfindung baut auf der oben beschriebenen und in Fig.l dargestellten Schaltung auf. Es werden nun die charakteristischen Unterschiede zwi¬ schen dem bekannten und dem erfindungsgemäßen Schaltungskon- zept angeführt und erläutert, wobei zur besseren Übersicht gleiche Schaltelemente auch gleiche Bezugszeichen tragen.
Es wird als erfindungswesentlich angesehen, daß die Taktfre¬ quenz f zur Strombegrenzung geändert bzw. nachgeführt wird. Hierzu kann vorteilhaft ein Spannungs-/Frequenz-Wandler W eingesetzt werden, dessen Eingang eine der AusgangsSpannung U^ proportionale EingangsSpannung Uf = k.U^ zugeführt ist. Im vorliegenden Beispiel wird die Spannung Uf vorteilhaft aus einer Hilfswicklung L^ des Übertragers Tr durch Gleichrich- tung über eine Diode D3 mit nachgeschaltetem Ladekondensator C2 erzeugt. Die Spannung Uf ist der Ausgangsgleichspannung 11p_ gemäß dem Übersetzungsverhältnis der Wicklungen Lg und Lι_j direkt proportional.
Auf der Sekundärseite des Übertragers kann bei der erfin¬ dungsgemäßen Schaltung von Fig.2 vorteilhaft der Operations¬ verstärker K]_ gemeinsam mit dem Stromfühler F2 zur Messung des AusgangsStromes 1^ entfallen. Es ist somit lediglich der Operationsverstärker K2 vorhanden, dessen Ausgang über den Widerstand R^ mit dem Schaltungspunkt A verbunden ist. An diesem liegt eine Spannung Uy an, welche in Fig.l als Ver¬ gleichsspannung Uy für den nun entfallenen Operationsverstär-
ker K]_ diente. Diese ist (in positiver Richtung) durch eine Zenerdiode Dz begrenzt.
Die Schaltung gemäß der Erfindung arbeitet folgendermaßen:
Im Normalbetrieb ohne Überstrom bestimmt der Operationsver¬ stärker K2 über Uy und K]_ das Tastverhältnis des gesteuerten Schalters S. Die Taktfrequenz f ist proportional zur Spannung Uf am Ladekondensator C2 • Da im Normalbetrieb U^ konstant ist, ist auch Uf konstant und damit ist auch die Taktfrequenz f konstant, wobei f=f0 ist.
Bei Erhöhung der Last, d.h. bei Zunahme des Primärstromes Ip, wird über die Regelung das Tastverhältnis erhöht, um die Aus- gangsgleichspannung U^ konstant zu halten. Bei Überschreiten eines Wertes Ipι*-.ax des Primärstromes Ip, wobei dieser Wert im vorliegenden Fall vorteilhaft durch eine Zenerdiode Dz be¬ stimmt ist, tritt ein Strombegrenzungsbetrieb ein. Der Schal¬ ter S wird geöffnet, auch wenn über die Spannungsregelung ein größeres Tastverhältnis vorgegeben werden sollte.
Wegen
mit der Einschaltzeit t_τ des Schalters S und Ip = 0 beim Ein¬ schaltzeitpunkt des Schalters S, wird ab einem gewissen Aus¬ gangsstrom 1^ der eingestellte Wert Ipmax überschritten und die Einschaltzeit t-g begrenzt. Damit ist auch die maximal übertragbare Leistung wegen
. IPmax • . max = /
begrenzt. L bedeutet dabei die Hauptinduktivität des Über¬ tragers Tr.
Bei weiterer Erhöhung der Last, d.h. bei weiterer Zunahme des Primärstromes Ip sinkt die AusgangsSpannung U^ und die Span¬ nung Uf. Im gleichen Maß sinkt die Frequenz f, z.B. auf einen Wert fτ_.
Damit sinkt Pmax proportional mit der AusgangsSpannung U^ . Wegen dieser Proportionalität und wegen
P max = U A • LA max
muß lAmax i Strombegrenzungsbetrieb eine Konstante sein, so daß im Strombegrenzungsbetrieb der Ausgangsstrom konstant, nämlich lAmax. und unabhängig von der lastabhängigen Aus¬ gangsSpannung ist.
Fig. 4b zeigt den Verlauf von Ip an der Grenze vom Normalbe¬ trieb zum Strombegrenzungsbetrieb. Der Maximalstrom Ipmax -**st erreicht und die AusgangsSpannung weist noch ihren Sollwert uAsoll auf-
Fig. 4c zeigt die Verhältnisse im Strombegrenzungsbetrieb, in dem U^. unter den Sollwert auf U^i gefallen ist, wobei im vor¬ liegenden Beispiel Op_ι m--t ^ l = U^so]_]_/2 eingezeichnet ist. Dementsprechend ist die Taktfrequenz abgesunken und auf f]_ = f0/2 gefallen { f1 = 1/tχ) .
Eine mögliche Variante zur Ansteuerung des Schalters S ist in Fig. 3 dargestellt. Dem Spannungs-/Frequenz-Wandler W ist als EingangsSpannung die Ausgangsgleichspannung U^ direkt zuge- führt. Der Ausgang des Spannungs-/Frequenz-Wandlers W steuert einerseits das Flip-Flop FF an dessen set-Eingang und syn¬ chronisiert andererseits einen Sägezahngenerator SZ, welcher eine Sägezahn-Referenzspannung für einen Eingang eines Span- nungskomparators bzw. Operationsverstärkers Ky liefert. An dem anderen Eingang liegt die AusgangsSpannung des Operati¬ onsverstärkers K2<i" d.h. die Regelabweichung der Ausgangs¬ gleichspannung U^. Der Ausgang des Operationsverstärkers K-
ist mit einem zweiten reset-Eingang des Flip-Flop FF verbun¬ den.
Ein erster reset-Eingang des Flip-Flop FF liegt am Ausgang eines Stromkomparators bzw. Operationsverstärkers K , welcher das Ausgangssignal des StromfUhlers F]_ mit einer Referenz¬ spannung UJR vergleicht, welche den Maximalstrom Ipmax reprä¬ sentiert.
Im normalen Betriebsfall erfolgt eine Regelung der Ausgangs¬ gleichspannung U^ über K2 und Ky, wobei der ÖffnungsZeitpunkt des Schalters S durch den Schnittpunkt des Sägezahnsignals mit der Regelabweichung der Ausgangsgleichspannung bestimmt ist. Bei zu großer Last, d.h. bei Erreichen eines Maximal- Stromes Ipmax, erfolgt ein Rücksetzen des Flip-Flop FF am er¬ sten reset-Eingang über Kj und es tritt der in Zusammenhang mit Fig.2 als Strombegrenzungsbetrieb beschriebene Fall ein, d.h. ein Vorrang der Strombegrenzung vor der Spannungsrege- lung und in der Folge eine Verringerung der Taktfrequenz f.
Fig.5 zeigt eine besonders zweckmäßige Realisierung der Er¬ findung unter Verwendung einer integrierten Schaltung, wobei im vorliegenden Fall ein IC der Firma Unitrode, UC 3844, "Current Mode PWW Controller" eingesetzt ist. Die Innenschal- tung dieses IC ist als Blockdiagramm aus Fig.6 ersichtlich.
Selbstverständlich können äquivalente Typen dieser Firma oder anderer Firmen Verwendung finden.
Im Prinzip wird die Schaltung nach Fig.2 realisiert. Der IC enthält die Operationsverstärker K^ und K2 sowie das Flip- Flop Ff ( siehe Blockschaltbild in Fig.6). Die Regelung der Ausgangsspannung erfolgt über die an der Hilfswicklung Ljj liegenden Spannung Uf, die der AusgangsSpannung U^ direkt proportional ist. Spannungsteilerwiderstände R5/R6 erzeugen eine geeignete EingangsSpannung für den Operationsverstärker K2 an Pin 2.
Der Oszillator des IC wird - im Gegensatz zu bisher bekannten Applikationsschaltungen - als Grundbaustein des Spannungs-/ Frequenz-Wandlers verwendet. Bei den bisherigen Schaltungen wurde der Oszillator mit einer festen Frequenz beschaltet oder auf eine fremde Taktfrequenz synchronisiert.
Der Oszillatoreingang am Pin 4 führt über einen Widerstand R4 zum Kondensator C2. d.h. zu Uf, und über einen Kondensator C3 liegt Pin 4 an Masse. Das Prinzip des Oszillators liegt darin, daß bei Überschreiten eines oberen Schwellenwertes an Pin 4 ein hoher negativer Strom an Pin 4 eingeschaltet wird. Dieser Strom wird nach Unterschreiten des unteren Schwellen¬ wertes wieder abgeschaltet, gleichzeitig wird das Flip-Flop FF gesetzt und eine neue Taktperiode beginnt.
Die Schaltung nach Fig.5 an Pin 4 ergibt nun näherungsweise einen Spannungs-/Frequenz-Wandler. Der Kondensator C3 wird über den Widerstand R4 aufgeladen. Bei Erreichen des oberen Schwellenwertes Ugo wird der Kondensator C3 sehr rasch entla- den und die Taktperiode beginnt erneut. Der Strom durch R4 ist annähernd proportional zu Uf (und zu U^) und damit ist es auch der Spannungsanstieg im Kondensator C3. Somit ist die Periodendauer (1/f) annähernd indirekt proportional zur Aus¬ gangsSpannung.
Der Spannungsverlauf an Pin 4 des IC von Fig.6 ist in Fig.7 dargestellt.