WO1991000656A1 - Transmission de donnees a sauts de frequence sur un canal meteoritique - Google Patents
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- WO1991000656A1 WO1991000656A1 PCT/FR1990/000433 FR9000433W WO9100656A1 WO 1991000656 A1 WO1991000656 A1 WO 1991000656A1 FR 9000433 W FR9000433 W FR 9000433W WO 9100656 A1 WO9100656 A1 WO 9100656A1
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- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/22—Scatter propagation systems, e.g. ionospheric, tropospheric or meteor scatter
Definitions
- the present invention relates to a method for the transmission of frequency hopping data on a radio channel with a low opening rate and to a corresponding reception device.
- Known data transmission systems assume the existence between transmitters and receivers of a transmission channel having a guaranteed minimum quality for the duration of the communication. This is for example required for a digital voice link where the routing delay must be very low (typically much less than a second) and where the breaks in the link lead to the loss of all or part of the message transmitted.
- applications such as the transmission of telegraphic messages, the remote control of remote systems, etc. . . where the delivery time of the message is not critical but where it is imperative that the message be received correctly, that is to say in practice with a negligible error rate. It often happens that, for a given application, the transmission channel is of a fluctuating nature and is therefore usable only for a reduced fraction of the time: this is the case, for example, of transmission by tropospheric diffusion or on meteorite trails.
- the object of the invention is to overcome the aforementioned drawbacks.
- the subject of the invention is a method for the transmission of frequency hopping data on a radio channel with a low opening rate between transmitter and receiver, the data being transmitted on successive frequency steps, characterized by what it consists of: - to define an emission time
- the main advantage of the invention is that it allows transmissions on meteoritic channel defined by an opening rate of 5% of the time, opening times between 200ms and 500ms with a rate of error per bit of 10% maximum during the opening times and a dispersion of the propagation times of ⁇ 2.5ms. Under these conditions, it allows transmissions over a duration not exceeding 15 minutes of messages comprising at most 160 characters with a probability of 90% and an undetected residual error rate
- the system can be used on any frequency hopping receiver, working for example at a rate of 300 frequency hops per second with a proportion of scrambled steps of the order of 20%. Finally, it tolerates during its start-up, that is to say outside communication, an initial synchronization error of ⁇ 300 ms.
- FIG. 1 the block diagram of a receiving device implemented by the invention.
- FIG. 5A, 5B and 5C of the histograms of the signal output levels at the output of the demodulator corresponding to the cases of Figures 4A, 4B and 4C.
- - Figure 6 a correlation chain implemented by the invention to ensure the initial synchronization of the reception chain.
- FIG. 7 a representation of a correlation module.
- FIG. 8 an embodiment of the receiver chain demodulator according to the invention.
- FIG. 10 a second embodiment of the decision systems of FIG. 9.
- - Figure 12 the device for decoding messages on reception implemented by the invention.
- - Figure 13 an embodiment of a two-dimensional coding scheme implemented by the invention.
- the reception device implementing the frequency hopping transmission method according to the invention which is shown in Figure 1 comprises in known manner, a reception chain .1 of signals modulated for example according to an angular displacement modu ⁇ lation frequency and / or phase.
- the reception chain 1 is coupled to at least one signal correlator 2 through a frequency demodulator or discriminator 3.
- An antenna 4 couples the input of the reception chain 1 to the meteoritic transmission channel, which ensures known manner the transmission of data over the air between the reception chain 1 and a remote data transmitter not shown.
- the orthonormal diagram represented in FIG. 2 shows, by way of example, a typical evolution over time of the level of the signal received on a radio frequency reception chain of the type of that represented in FIG. 1 during a transmission using the passage of meteorites in the Earth's atmosphere.
- This diagram on which are shown on the ordinate axis the level of the signal received in decibel and on the abscissa axis the elapsed time shows time ranges marked "D", at the bottom of the figure, where the channel of meteoritic transmission is available.
- These time ranges correspond to the instants when the level of the received signal is higher than a minimum usable level. It also gives rise to interference pulse levels which are by definition unusable.
- each step being structured for example as shown in FIG. 3, where the step width is fixed at 3.3 ms, to transmit 5 bits of information over a total duration of 2.5 ms.
- FIGS. 4A, 4B and 4C corresponding to the absence of signal, FIG. 4A, in the case of presence of signal with a rate maximum error of 10%, in Figure 4B and if the signal is present for a useful level high input in Figure 4C.
- FIGS. 4A, 4B and 4C corresponding to the absence of signal, FIG. 4A, in the case of presence of signal with a rate maximum error of 10%, in Figure 4B and if the signal is present for a useful level high input in Figure 4C.
- the histograms corresponding to the output levels of the modulators of the FSK signals at the optimum sampling time show that in the absence of reception an output level of the demodulator is more or less uniformly distributed throughout the range -A + A of the possible values of the output signal of the demodulator, and that when the signal is received in the case of FIGS. 5B and 5C, the output level is centered on the two possible nominal values - A and + A of the modulation in the total absence of noise. Due to the random nature of the periods during which the transmission channel is available and to the fact that the transmissions are carried out on frequency steps, the realization of the transmission device poses both start-up problems. of the system and initial synchronization problems.
- the starting of the synchronization of the receiver must be done at a fixed or slowly variable frequency. Otherwise, the initial synchronization period could last several hours, which is operationally unacceptable.
- the transmission device is started up in two stages. A first step consists in positioning the operation of the receiver on a known frequency FN depending on the time and a second step consists in waiting on this frequency for a known binary pattern depending on the time to appear within a fixed term TA. Positioning on the frequency
- the duration TA and the duration TE of the synchronization transmissions which must be as low as possible for reasons of discretion, depend on the rate of opening of the channel, the rate of scrambled level and the probability of error per bit .
- the initial synchronization of the receiver is ensured by a correlator of the type of that which is represented in FIG. 6.
- This correlator is formed by M correlation modules 10 .. to 10., making it possible to carry out a correlation on a synchronization sequence of M frequency steps of 5 bits of the type of that represented in FIG.
- Each correlation module comprises, as shown in FIG. 7, a delay line 11, a register 12 and a comparator 13.
- the delay line 11 has a delay duration equal to that of a recurrence of a plateau of frequency (l / 300th of a second) and has five outputs each spaced by one bit.
- Register 12 contains the values expected on the corresponding synchronization stage.
- the comparator 13 respectively compares the bits supplied by the five outputs of the delay line 11 with the five bits contained in the register 12.
- the bits leaving the demodulator 3 of FIG. 3 are transmitted to the input ES of the line to delay 11 and the comparator 13 compares the bits leaving the five outputs of the delay line 11 with the bits contained in the register 12. As a result of its comparison, it provides a signal which is proportional to the number of correct bits received .
- the correlation modules 10 .. to 10 Jardinare connected in series, the delay lines 11 of the modules being coupled together in series and the shift registers 12 being also connected in series.
- the Scomp outputs are respectively connected to the corresponding inputs of an adder 14.
- the demodulated signal coming from the demodulator of FIG. 3 receives the demodulated signal coming from the demodulator of FIG. 3 through a clipping device 15.
- the bits of the reference synchronization word are applied to the input ER of the shift register of the first correlation module 10 ...
- the synchronization of the delay lines 11 is ensured by a clock signal CHs coming from the reception chain 1 and that of the shift register 12 of each correlation module is ensured by a reference clock signal CKr generated by an external system of sequencing not shown.
- the sum of the Scomp comparison signals obtained at the output of the circuit adder 14 is compared to a threshold by a comparator device not shown which indicates when the threshold value is exceeded that the channel is open.
- the duration to obtain the initial synchronization can be defined by making for example a hypothesis on the initial temporal uncertainty and by fixing the duration of the expected pattern.
- the probability for that a meteorite is present for the duration of a pattern is equal to:
- the receiver once synchronized must watch one frequency out of three, 2/3 of the transmitted steps cannot be received when the channel is opened.
- at least two detection methods can be envisaged. According to a first method, every three stages transmitted, only one is used which is used both for detecting the presence and for transmitting information. Under these conditions of the five bits received by the bearing, two or three are known and constitute synchronization patterns and the others are unknown. According to a second method, in each packet of three stages the first stage is reserved exclusively for detecting the presence of messages and the next two convey the information.
- This second method appears to be the simplest to implement and also the most effective, since the number of steps required to detect the presence of a message is approximately twice as low.
- the receiver can receive all the frequencies. In this way the bit rate is multiplied by about five (10 bits for 3 steps instead of 2 in the first method).
- the reception device which is described below allows operation in accordance with the second method and in particular it allows reception to carry out a watch on all the stages of rank multiple of 3 on M successive stages. As soon as the presence of a message is detected, the receiver switches to fast-hopping demodulation by demodulating two stages out of three and performs a pattern watch on the remaining stage to detect the presence or absence of a signal.
- the message presence detector is not represented by the fact that its structure is similar to that of the synchronization recognition device described in the figures. res 6 and 7. Although it also detects the presence when its output exceeds a determined threshold S it differs in a few points, however, because the delay line of the correlation module must correspond to the interval between two synchronization steps. sation (10ms), and the module comparison system can possibly be replaced by another simpler one whose output is 1 if all the bits received are equal to the expected reference and 0 otherwise. The content of the reference registers is shifted by a notch of five bits at each new synchronization stage and the number M of correlation modules can be reduced because the requirements as regards false alarm and non-detection are less severe than for the initial synchronization.
- the receiver As soon as the receiver has detected the presence of a message, it can start receiving all of the landings.
- the operations it must perform on each package of three levels are then as follows. On the first two levels it performs reception and demodulation, on the third level (synchronization level) it performs reception, de-modulation and introduction of the result into the complete correlator with comparison of the correlator output at a confirmation threshold SC possibly different from the detection threshold S. If the output gives a higher signal, the cycle continues otherwise the receiver returns to cyclic standby according to a slow frequency hopping law.
- the signal at the output of the correlator decreases with a certain delay; it is therefore advisable not to keep the bits received less than a certain time before this disappearance, which requires the use of a delay line on the demodulated information, approximately M / 2 packets.
- the quality of the demodulated information is higher the higher the output of the correlator: in this case the signal / noise ratio is clearly higher than a minimum threshold so that in practice it is possible to weight the information at the output of the demodulator (+1) by the Scorrelated-S quantity when it is positive; and by 0 when it is negative; this subsequently makes it possible to carry out a weighted majority vote on the bits received.
- FIG. 8 A device making it possible to obtain this result is shown in FIG. 8.
- the amplitudes X. of the output signal of the demodulator are applied on the one hand, to a first input of a device for calculating absolute value 16 and on the other hand on a sign discriminator 17.
- the sign discriminator 17 is connected on the one hand, to a second input of the absolute value calculation device 16 and on the other hand to the entry of a register series 18.
- ), obtained at the output of the absolute value calculation circuit 16 is applied to a first operand input of a subtractor circuit 19 which calculates the quantity of
- the result of the calculation carried out by the subtractor circuit 19 is then raised to the square by circuit of elevation to the square 20 and the result is stored in an accumulator circuit 21.
- the content of the accumulator circuit 21 is then compared by a circuit comparator 22 to a fixed threshold Q 0 .
- the result of the comparison is applied to the input of the sign discriminator 23 which takes the value +1 when the content of the accumulator 22 is greater than the threshold Q n and a value 0 otherwise.
- the amplitude signal +1 or 0 obtained at the output of the discriminator 23 is applied to a first input of a logic AND circuit 24.
- a second input of the logic AND circuit 24 is connected to the output of a circuit under - tractor 25 through a sign discriminator 26.
- the subtractor circuit 25 compares the signal supplied by the correlator circuit to the confirmation threshold SC.
- the output of the correlating circuit is also connected to the input "+" of a comparison circuit 27 which receives on its input "-" the presence detection threshold S.
- a validity flip-flop 28 has its input connected to the output of the comparator 27 and takes the logic state 1 when the output level of the correlator circuit is greater than the presence detection threshold.
- the output of the flip-flop 28 is connected to a first operand input of a multiplier circuit 29, the second operand input of which is connected to the output of a multiplexer circuit 30
- the multiplexer circuit 30 is controlled by the output of the circuit Logical AND 24 to apply a value 0 or the value obtained at the output of the subtractor circuit 25 to the first operand input of the multiplier circuit 29 depending on the state 0 or 1 of the logical AND output 24.
- the result of the multiplication carried out by the multiplier circuit 29 is applied to the input of a delay line 31.
- the output of the delay line 31 is weighted by the output of the flip-flop 28 by means of a multiplier circuit 32.
- the flip-flop 28 is reset at zero by the output of the sign discriminator circuit 26 through an inverting amplifier 33. Finally, a delay line 34 recovers the information bits relating to each level contained in the register 18, in the form of words five bits. These are weighted by a quality signal supplied by the multiplier 32 which is zero if the condition Q ⁇ Q 0 is not verified or when the correlation signal applied to the input of the subtractor circuit 25 is less than the threshold of confirmation SC, and which is equal to the difference between the correlation signal and the confirmation threshold SC otherwise.
- Toggle 28 allows when it is at level 1, that is to say when the output of the correlator passes above the detection threshold to provide quality information correctly framed on the bits presumed good at the output of the receiver. This flip-flop is naturally reset to zero when this output drops below the confirmation threshold.
- a global operation of the reception device during the appearance of a meteorite with few scrambled bearings can be described in the manner represented in FIG. 9. It appears in this figure that the delay brought by the delay line 34 must be at least equal to a duration ⁇ T during which the meteorite has already disappeared but where the receiver continues to receive the information. Duration T measures the average time required for the correlator output to drop from its average value in the presence of a signal to below the confirmation threshold.
- the -bascule 28 which is represented in this figure passes from state 0 to state 1 when the signal level supplied by the correlator circuit which is measured by the comparator circuit 27 exceeds the detection threshold and it returns to 0 when the output level of the signal supplied by the correlating circuit drops below the confirmation threshold.
- the information received is considered to be correct when the flip-flop 28 is in state 1 and the output signal from the correlator has not started to decrease.
- the information considered to be correct is signaled by the level greater than 0 of the signal leaving the multiplier circuit 32. It can be seen in FIG. 9 that even if the device can be led in certain cases to supply erroneous bits as output. particular corresponding to a reception in the final phase of extinction of the meteorite, the device for detecting scrambled bearings incorporated in the decision device 15 has every chance of eliminating them.
- M 2 5 stages of syn- timing, confirmation detection thresholds of 10 and 7 respectively and a delay ⁇ T of 15 packets of 3 steps
- the improved decision device of FIG. 10 comprises three 5-bit long registers, 18a, 18b and 18c connected respectively to the output of the sign discriminator 17 through delay lines 35 , 36 and 37.
- the delay line 35 has a delay time of TO- ⁇
- the delay line 36 has a delay time equal to the nominal delay time TO
- the delay line 37 has the delay TO + ⁇ .
- the decision system comprises three accumulator registers 21a, 21b and 21c which are respectively connected to the output of the squaring circuit 20 through delay lines 38, 39 and 40 of respective delay T0- ⁇ , T0 and T0 + ⁇ .
- the minimum determination circuit 41 has three inputs which are connected respectively to the outputs of the accumulator circuits 21a, 21b and 21c.
- the outputs of the accumulator circuits 21a, 21b and 21c are also connected to the inputs of a three-input multiplexer 42.
- the outputs of the registers 18a, 18b, 18c are respectively connected to the inputs of a three-input multiplexer 43.
- the multiplexer circuits 42 and 43 are controlled by the minimum determination circuit 41. They deliver respectively on their outputs the information bits and the quality indicator Q which will be as in the case of FIG. 8 compared with the threshold Q 0 .
- the system which has just been described makes it possible to continuously supply words of five bits at the rate of 200 words per second each being accompanied by a quality indicator which is equal to 0 in the absence of meteorite detected which is most often equal to 0 during a meteorite for the scrambled bearings and which is not zero during a meteorite and on the detected bearings not scrambled, being proportional to the likelihood of the received signal.
- the correction of errors is carried out by repetitive transmissions of messages, each message being accompanied by a complementary code, each transmission of a copy of messages starting at a time known to the receiver.
- the program can be carried out in complete blocks of 600 characters every 3 seconds which represents for 15 minutes 300 examples of the same message. With a useful bit rate of 25 bits per second and considering that a 5-bit level represents one character, the average bit rate obtained is then 5 characters per second, which corresponds to 2.5% of the original bit rate of 200 characters. per second.
- the messages contain a reduced number of characters, 160 characters of 5 bits for example, it is not possible to code them entirely in a single code word
- Reed-Solomon for example, since Reed-Solomon codes with 5-bit symbols cannot have a length greater than 31. Furthermore, as it is desirable to use a coding system that is more efficient than strictly necessary, taking into account the initial specifications for: either increasing transmission security, or resisting a more unfavorable environment than expected (fewer meteorites and more scrambled bearings, etc.) or further reducing the duration of message routing, a coding scheme two-dimensional designated below by code A and code B may be used.
- This coding could provide the 600 characters of the previous example by cutting the message into 10 blocks of 16 characters completed with 25 to make a shortened Reed-Solomon code (25,16) (code A) then by constituting 25 words of Reed-Solomon code (24, 10) (code B) the information symbols of the kth code word B being the kth symbols of each of the preceding code words A.
- a corresponding coding scheme is shown in Figure 13. In this scheme the 600 characters are divided into 24 lines of 25 characters. Lines 1 to 10 form code words A. Each of lines 11 to 24 obtained during the formation of code words B is a particular linear combination depending on their rank of lines 1 to 10. As the codes used are linear the lines 11 to 24 are therefore also code words A.
- the process decoding is repeated periodically every 3 seconds. It can consist, for example:
- the correction can be limited to three errors or 2 errors and 2 deletions, that is to say to a number much lower than the 4 errors or 9 deletions that these codes can be corrected, this in order to correct slightly erroneous words and to signal those where there may be suspected too many errors to be able to correct them, this making it possible to detect up to 5 errors without fail.
- the code A gives the following performances.
- the probability of obtaining a complete correction of 0 to 3 errors is 98.06%.
- the probability of erasing 25 characters is 1.89%.
- the probability of obtaining a false decoding is equal to 5 10 -4.
- the invention is not limited to the embodiment which has just been described and that it can receive other alternative embodiments depending in particular on the number of bits n (which may be any) transmitted on the frequency steps, of the modulation used to carry out the transmission and of the instant of positioning of the receiver on the transmission frequency, to determine the lengths to be given to the delay lines.
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Abstract
Le procédé s'applique à la transmission de données à sauts de fréquence sur canal radio à faible taux d'ouverture entre émetteur et récepteur, les données étant transmises sur des paliers de fréquence successifs. Il consiste: à définir une heure d'émission; à positionner le récepteur sur la fréquence d'émission de l'émetteur à un instant prédéterminé avant l'heure d'émission; à synchroniser le récepteur sur une fréquence de bits de synchronisation transmise par l'émetteur; à détecter par corrélation dans le récepteur la présence d'un message sur le canal de transmission; à démoduler dans le récepteur les données reçues du canal de transmission, et à considérer les données comme justes tant que le niveau du signal transportant les données sur le canal de transmission n'a pas commencé à décroître. Application: Radio transmission sur canal météoritique.
Description
TRANSMISSION DE DONNEES A SAUTS DE FREQUENCE SUR UN CANAL METEORITIQUE
La présente invention concerne un procédé pour la trans¬ mission de données à sauts de fréquence sur canal radio à faible taux d'ouverture et un dispositif de réception correspondant.
Les systèmes de transmission de données connus supposent l'existence entre émetteurs et récepteurs d'un canal de transmis¬ sion présentant une qualité minimale garantie pendant toute la durée de la communication. Ceci est par exemple requis pour une liaison phonique numérique où le délai d'acheminement doit être très faible (typiquement nettement moins qu'une seconde) et où les coupures de la liaison conduisent à la perte de tout ou partie du message transmis. Il existe cependant des applications telles que la transmission de messages de type télégraphique, la télécommande de systèmes distants, etc. . . où le délai d'achemine¬ ment du message n'est pas critique mais où il est impératif que le message soit correctement reçu, c'est-à-dire en pratique avec un taux d'erreur négligeable . Il arrive souvent que, pour une application déterminée, le canal de transmission soit de nature fluctuante et ne soit donc exploitable que pendant une fraction réduite du temps : c'est le cas par exemple de la transmission par diffusion troposphérique ou sur les traînées météoritiques .
Il est de plus possible que même pendant les périodes où le canal est "ouvert" des brouillages apparaissent qui le rendent, inexploitables .
Le but de l'invention est de pallier les inconvénients précités .
A cet effet, l'invention a pour objet un procédé pour la transmission de données à sauts de fréquence sur canal radio à faible taux d'ouverture entre émetteur et récepteur, les données étant transmises sur des paliers de fréquence successifs, carac- térisé en ce qu'il consiste :
- à définir une heure d'émission
- à positionner le récepteur sur la fréquence d'émission de l'émetteur à un instant prédéterminé avant l'heure d'émission
- à synchroniser le récepteur sur une séquence de bits de synchronisation transmise par l'émetteur
- à détecter par corrélation dans le récepteur la présence d'un message sur le canal de transmission
- à démoduler dans le récepteur les données reçues du canal de transmission et à considérer les données comme justes tant que le ni¬ veau du signal transportant les données sur le canal de transmis¬ sion n'a pas commencé à décroître .
L'invention a pour principal avantage qu'elle permet d'ef¬ fectuer des transmissions sur canal metéoritique défini par un taux d'ouverture de 5% du temps, des durées d'ouverture compri¬ ses entre 200ms et 500ms avec un taux d'erreur par bit de 10% maximum pendant les durées d'ouverture et une dispersion des temps de propagation de ±2, 5ms . Dans ces conditions, il permet d'effectuer des transmissions sur des durées ne dépassant pas 15 minutes de messages comportant au plus 160 caractères avec une probabilité de 90% et un taux d'erreur résiduel non détecté
-4 de 10 . Egalement le système peut être utilisé sur tout poste récepteur à sauts de fréquence, travaillant par exemple à une cadence de 300 sauts de fréquence par seconde avec une proportion de paliers brouillés de l'ordre de 20%. Enfin il tolère lors de sa mise en route, c'est-à-dire hors communica¬ tion, une erreur de synchronisation initiale de ±300ms .
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront ci-après à l'aide de la description qui va suivre faite en regard des dessins annexés qui représentent :
- La figure 1 le schéma synoptique d'un dispositif de réception mis en oeuvre par l'invention.
- La figure 2 un exemple d'évolution au cours du temps du niveau du signal reçu dans le cas de transmission par météorite . - La figure 3 une structure d'un palier de fréquence .
- Les figures 4A, 4B, 4C des diagrammes de l'oeil obtenus en sortie du démodulateur de la chaîne de réception de la figure 3 correspondant respectivement au cas où la chaîne de réception ne reçoit aucun signal, au cas où le signal est reçu avec un taux d'erreur important et au cas où le signal reçu a un niveau élevé .
- Les figures 5A, 5B et 5C des histogrammes des niveaux de sortie du signal en sortie du démodulateur correspondant aux cas des figures 4A, 4B et 4C . - La figure 6 une chaîne de corrélation mise en oeuvre par l'invention pour assurer la synchronisation initiale de la chaîne de réception .
- La figure 7 une représentation d'un module de corréla¬ tion. - La figure 8 un mode de réalisation du démodulateur de la chaîne de réception selon l'invention.
- La figure 9 des diagrammes représentant le fonctionne¬ ment global de la chaîne de réception.
- La figure 10 un deuxième mode de réalisation de systè- mes de décision de la figure 9.
- La figure 11 le procédé d'émission mis en oeuvre par l'invention.
- La figure 12 le dispositif de décodage des messages en réception mis en oeuvre par l'invention. - La figure 13 un mode de réalisation d'un schéma de co¬ dage bidimensionnel mis en oeuvre par l'invention.
Le dispositif de réception mettant en oeuvre le procédé de transmission à sauts de fréquence selon l'invention qui est représenté à la figure 1 comporte de façon connue, une chaîne de réception .1 de signaux modulés par exemple suivant une modu¬ lation angulaire à déplacement de fréquence et/ou de phase . La chaîne de réception 1 est couplée à au moins un corrélateur de signaux 2 au travers d'un démodulateur ou discriminateur de fréquence 3. Une antenne 4 couple l'entrée de la chaîne de réception 1 au canal de transmission metéoritique, qui assure de
façon connue la transmission de données par voie hertzienne entre la chaîne de réception 1 et un émetteur de donnée éloigné non représenté.
Le diagramme orthonormé représenté à la figure 2, montre à titre d'exemple, une évolution typique au cours du temps du niveau du signal reçu sur une chaîne de réception radiofréquence du type de celle représentée à la figure 1 lors d'une transmission utilisant le passage de météorites dans l'at¬ mosphère terrestre. Ce diagramme sur lequel sont figurés sur l'axe des ordonnées le niveau du signal reçu en décibel et sur l'axe des abscisses le temps écoulé fait apparaître des plages de temps marquées "D", en bas de la figure, où le canal de transmission metéoritique est disponible . Ces plages de temps correspondent aux instants où le niveau du signal reçu est supé- rieur à un niveau minimal utilisable. Il fait également apparaî¬ tre des niveaux d'impulsion de brouillage qui sont par défini¬ tion inexploitables . Ces caractéristiques montrent que la modula¬ tion qui est utilisée pour assurer des transmissions des signaux sur le canal metéoritique doit être suffisamment robuste, à bande étroite, et résister aux erreurs de fréquence instantanée dues au positionnement des synthétiseurs de fréquence des récep¬ teurs radio sur chaque palier de fréquence, chaque palier étant structuré par exemple de la manière représentée à la figure 3, où la largeur de palier est fixée à 3,3ms, pour transmettre 5 bits d'information sur une durée totale de 2, 5ms.
Dans un type de modulation à déplacement de fréquences encore connu sous la désignation FSK, d'indice de modulation 0,7 par exemple, avec démodulation par phase différentielle ou au moyen d'un discriminateur de fréquence, le diagramme de l'oeil qui reflète la qualité de transmission et qui est obtenu en sortie du démodulateur analogique d'un récepteur présente généralement les allures représentées aux figures 4A, 4B et 4C : correspondantes au d'absence de signal, figure 4A, au cas de présence de signal avec un taux d'erreur maximum de 10%, à la figure 4B et au cas de présence du signal pour un niveau utile
d'entrée élevé à la figure 4C . Sur les figures 5A, 5B et 5C les histogrammes correspondant aux niveaux de sortie des modula¬ teurs des signaux FSK à l'instant optimum d'échantillonnage montrent qu'en l'absence de réception un niveau de sortie du démodulateur est plus ou moins uniformément réparti dans toute la plage -A+A des valeurs possibles du signal de sortie du démo¬ dulateur, et que lorsque le signal est reçu cas des figures 5B et 5C, le niveau de sortie est centré sur les deux valeurs nomi¬ nales possibles -A et +A de la modulation en l'absence totale de bruit. Dû au caractère aléatoire des périodes pendant lesquelles le canal de transmission est disponible et au fait que les trans¬ missions sont effectuées sur des paliers de fréquence, la réali¬ sation du dispositif de transmission pose à la fois des problè¬ mes de mise en route du système et des problèmes de synchroni- sation initiale . Suivant l'invention, la mise en route de la synchronisation du récepteur doit être faite à fréquence fixe ou lentement variable . Dans le cas contraire la période de synchro¬ nisation initiale pourrait durer plusieurs heures, ce qui est opérationnellement inacceptable . La mise en route du dispositif de transmission s'effectue suivant deux étapes . Une première étape consiste à positionner le fonctionnement du récepteur sur une fréquence FN connue dépendant de l'heure et une deuxième étape consiste à attendre sur cette fréquence qu'un motif binaire connu dépendant de l'heure se présente à l'intérieur d'une durée déterminée TA. Le positionnement sur la fréquence
FN doit se faire alors durant un temps prédéterminé au moins 300ms avant l'heure prévue et symétriquement le récepteur doit continuer à veiller sur cette fréquence FN au moins durant le même temps après l'heure prévue . Dans ce cas la durée TA et la durée TE des émissions de synchronisation qui doivent être aussi faibles que possible pour des raisons de discrétion, dépendent du taux d'ouverture du canal, du taux de palier brouillé et de la probabilité d'erreur par bit.
Suivant l'invention la synchronisation initiale du récep- teur est assurée par un corrélateur du type de celui qui est
représenté à la figure 6. Ce corrélateur est formé da M modules de corrélation 10.. à 10. , permettant d'effectuer une corrélation sur une séquence de synchronisation de M paliers de fréquence de 5 bits du type de celui représenté à la figure 3. Chaque module de corrélation comporte de la manière représentée à la figure 7 une ligne à retard 11, un registre 12 et un comparateur 13. La ligne à retard 11 présente une durée de retard égale à celle d'une récurrence d'un palier de fréquence (l/300e de seconde) et dispose de cinq sorties espacées chacune d'une durée d'un bit. Le registre 12 contient les valeurs attendues sur la palier correspondant de synchronisation. Le comparateur 13 compare respectivement les bits fournis par les cinq sorties de la ligne à retard 11 aux cinq bits contenus dans le registre 12. Les bits sortant du démodulateur 3 de la figure 3 sont trans- mis à l'entrée ES de la ligne à retard 11 et le comparateur 13 effectue la comparaison entre les bits sortant des cinq sorties de la ligne à retard 11 aux bits contenus dans le registre 12. Il fournit en résultat de sa comparaison un signal qui est pro¬ portionnel au nombre de bits reçus corrects . En retournant à la figure 6 les modules de corrélation 10.. à 10„ sont reliés en série, les lignes à retard 11 des modules étant couplées entre elles en série et les registres à décalage 12 étant reliés égale¬ ment en série. Les sorties Scomp sont reliées respectivement aux entrées correspondantes d'un sommateur 14. L'entrée ES de la première ligne à retard 11 du premier module de corrélation 10.. reçoit le signal démodulé provenant du démodulateur de la figure 3 au travers un dispositif écrêteur 15. Les bits du mot de synchronisation de référence sont appliqués sur l'entrée ER du registre à décalage du premier module de corrélation 10.. . La synchronisation des lignes à retard 11 est assurée par une horloge signal CHs provenant de la chaîne de réception 1 et celle du registre à décalage 12 de chaque module de corrélation est assurée par un signal d'horloge de référence CKr généré par un système externe de séquencement non représenté . La somme des signaux de comparaison Scomp obtenue à la sortie du circuit
sommateur 14 est comparée à un seuil par un dispositif comparateur non représenté qui indique lorsque la valeur de seuil est dépassée que le canal est ouvert. Le dispositif qui vient d'être décrit permet par exemple la détection d'un météorite en n'utilisant seulement que M = 30 paliers de fré¬ quence avec une probabilité de 0, 999 et une probabilité de fausse alarme de l'ordre d'une fausse alarme par an.
La durée pour obtenir la synchronisation initiale peut être définie en faisant par exemple une hypothèse sur l'incerti- tu de temporelle initiale et en fixant la durée du motif attendu.
En fixant par exemple l'incertitude temporelle initiale à ±300ms et la durée TE du motif attendu à 100ms, le temps d'attente sur une fréquence donnée est égal dans ces conditions à : TA = 2 x 300ms + TC = 700ms La probabilité pour qu'une météorite soit présente pendant toute la durée d'un motif est égale à :
Te P (T0,T0+Te) = P(M)e Tm
avec P(M) = 5% et Tm = 200ms on obtient
PM(T0,T0+Te) = 0,05 exp( - igjj) = 3,03% Dans une hypothèse où 20% des fréquences sont brouillées la probabilité de recevoir le motif est alors de p = 2,4%, et la probabilité pour que le dispositif de réception ne puisse pas se synchroniser après une veille sur N fréquences successives est de (l-p)N. Par conséquent pour une durée de veille de 700ms, il faut considérer que la synchronisation du récepteur est acquise avec une probabilité de 99, 9% au bout de 4 minutes 40 secondes, une probabilité de (1-10 -6 ) au bout de 6 minutes 40 secondes . Ces durées sont à multiplier par 7 (environ) pour 1% de météorites (au lieu de 5%) .
Une fois la synchronisation obtenue le récepteur passe à la détection de la présence d'un message . Compte-tenu du fait que le canal de transmission est ouvert à de rares instants seulement et que lorsqu'il est ouvert, le rapport signal à bruit est faible et que l'instant d'arrivée du message ne peut être défini qu'à ±2, 5ms près, le récepteur une fois synchronisé doit veiller une fréquence sur trois, les 2/3 des paliers émis ne pouvant être reçus à l'ouverture du canal. Dans ce contexte au moins deux procédés de détection peuvent être envisagés . Selon un premier procédé, tous les trois paliers transmis, un seul est utilisé qui sert à la fois à la détection de la présence et à la transmission d'information. Dans ces conditions sur les cinq bits reçus que véhicule le palier, deux ou trois sont connus et constituent des motifs de synchronisation et les autres sont inconnus. Selon tin deuxième procédé, dans chaque paquet de trois paliers le premier palier est réservé exclusivement à la détection de la présence de messages et les deux suivants véhiculent l'information. Ce deuxième procédé apparaît le plus simple à mettre en oeuvre et aussi le plus efficace, car, le nombre de paliers nécessaires pour détecter la présence d'un message est à peu près deux fois plus faibles . D'autre part, lorsque la présence d'un message est détectée, le récepteur peut recevoir toutes les fréquences . De la sorte le débit est multi¬ plié par cinq environ (10 bits pour 3 paliers au lieu de 2 dans le premier procédé) . Le dispositif de réception qui est décrit ci-après permet un fonctionnement conforme au deuxième procédé et notamment il permet en réception d'effectuer une veille sur tous les paliers de rang multiple de 3 sur M paliers successifs . Dès que la présence d'un message est détecté le récepteur passe à une démodulation à sauts rapides en démodulant deux paliers sur trois et effectue une veille du motif sur le palier restant pour détecter la présence ou l'absence de signal. Les détails de réalisation du détecteur de présence de messages n'est pas repré¬ senté par le fait que sa structure est similaire à celle du dispositif de reconnaissance de synchronisation décrit aux figu-
res 6 et 7. Bien qu'il détecte la présence lui aussi lorsque sa sortie dépasse un seuil déterminé S il en diffère cependant sur quelques points car la ligne à retard du module de corrélation doit correspondre à l'intervalle entre deux paliers de synchroni- sation (10ms) , et le système de comparaison du module peut éventuellement être remplacé par un autre plus simple dont la sortie vaut 1 si tous les bits reçus sont égaux à la référence attendue et 0 autrement. Le contenu des registres de référence est décalé d'un cran de cinq bits à chaque nouveau palier de synchronisation et le nombre M de modules de corrélation peut être réduit car les exigences en matière de fausse alarme et de non détection sont moins sévères que pour la synchronisation initiale .
Dès que le récepteur a détecté la présence d'un message il peut commencer à recevoir l'intégralité des paliers. Les opéra¬ tions qu'il doit effectuer sur chaque paquet de trois paliers sont alors les suivantes . Sur les deux premiers paliers il effec¬ tue la réception et la démodulation, sur le troisième palier (palier de synchronisation) il effectue une réception, une dé o- dulation et une introduction du résultat dans le corrélateur complet avec comparaison de la sortie du corrélateur à un seuil de confirmation SC éventuellement différent du seuil de détec¬ tion S . Si la sortie donne un signal supérieur le cycle continue sinon le récepteur retourne en veille cyclique suivant une loi de sauts de fréquence lente. Lorsque la météorite disparaît le signal en sortie du corrélateur diminue avec un certain retard ; il convient alors de ne pas garder les bits reçus moins d'un certain temps avant cette disparition ce qui nécessite l'emploi d'une ligne à retard sur l'information démodulée, environ M/2 paquets. De plus, la qualité de l'information démodulée est d'autant plus élevée que la sortie du corrélateur est plus forte : dans ce cas le rapport signal/bruit est nettement supé¬ rieur à un seuil minimum de sorte qu'en pratique il est possible de pondérer l'information en sortie du démodulateur (+1) par la quantité Scorrélée-S quand elle est positive ; et par 0 quand
elle est négative ; ceci permet ultérieurement de procéder à un vote majoritaire pondéré sur les bits reçus . Enfin même lorsque la qualité du signal est bonne il reste l'éventualité qu'un palier soit brouillé. Dans ce cas, il est possible de montrer que si XI à X5 sont les amplitudes à la sortie du démodulateur et al à a5 les valeurs décidées pour les bits (a. = signe (X.) ) la probabilité que le palier soit brouillé, est d'autant plus grande que ia somme i (Xfa A)2 i=l représentant l'énergie du bruit est plus élevée. La condition de validation d'un palier est obtenue en comparant la somme précé¬ dente à un seuil Q_ telle que la relation :
Un fonctionnement global du dispositif de réception pen¬ dant l'apparition d'un météorite avec peu de paliers brouillés peut être décrit de la manière représentée à la figure 9. Il apparaît sur cette figure que le retard apporté par la ligne à retard 34 doit être au moins égal à une durée ΔT pendant la¬ quelle la météorite a déjà disparu mais où le récepteur continue de recevoir les informations. La durée T mesure le temps moyen nécessaire pour que la sortie du corrélateur descende de sa valeur moyenne en présence de signal jusqu'en dessous du seuil de confirmation. D'autre part, la -bascule 28 qui est repré¬ senté sur cette figure passe de l'état 0 à l'état 1 lorsque le niveau de signal fourni par le circuit corrélateur qui est mesu¬ ré par le circuit comparateur 27 dépasse le seuil de détection et elle revient à 0 lorsque le niveau de sortie du signal fourni par le circuit corrélateur redescend en-dessous du seuil de confirmation. Tant que la bascule 28 est dans l'état 0 aucune information n'est reçue. Les informations reçues sont considé¬ rées comme justes lorsque la bascule 28 est dans l'état 1 et que le signal de sortie du corrélateur n'a pas commencé à décroître. Les informations considérées comme justes sont signalées par le niveau supérieur à 0 du signal sortant du circuit multiplieur 32. On peut voir sur la figure 9 que même si le dispositif peut être amené dans certains cas à fournir en sortie des bits erro- nés, en particulier correspondant à une réception dans la phase finale d'extinction de la météorite, le dispositif de détection des paliers brouillés incorporé au dispositif de décision 15 a toutes les chances de les éliminer.
A titre indicatif le dispositif de démodulation qui vient d'être décrit permet, par exemple, avec M = 2 5 paliers de syn-
chronisation, des seuils de détection de confirmation de 10 et 7 respectivement et un retard ΔT de 15 paquets de 3 paliers, d'ob¬ tenir un débit binaire utile de l'ordre de 25 bits par seconde avec un taux d'erreur par bit légèrement supérieur à 10% ceci étant valable pour une durée moyenne de météorite de 200ms et un intervalle moyen entre météorites de 4 secondes, les probabi¬ lités de paliers brouillés et d'erreurs par bit étant respective¬ ment de 20% et 10%. Cependant, en considérant l'évolution du niveau du signal reçu en fonction du temps, il apparaît que du- rant la plus grande partie de la présence d'une météorite le rapport signal à bruit est très nettement supérieur au rapport signal à bruit minimum qui conduirait à un taux d'erreur de 10%. De ce fait l'hypothèse d'avoir une probabilité de bits erronés de 10% est très fortement pessimiste. En fait, il est possible de vérifier que pour une probabilité d'erreur par bit de 1% le débit utile passe à 40 bits par seconde avec un taux d'erreur en sortie qui n'est que de quelques pourcents, ce qui correspond à une très nette amélioration des performances .
Du fait de l'instabilité relative du canal de transmission où il n'est pas sûr que la position de synchronisation trouvée lors de la détection de présence reste stable sur les paliers suivants, le système qui vient d'être décrit peut être modifié de la façon suivante. Comme il est en pratique impossible d'ef¬ fectuer une synchronisation avec cinq bits par palier, ce pro- blême peut être résolu en effectuant tout d'abord une démodula¬ tion des cinq bits de chaque palier sur trois peignes d'échantil¬ lons, l'un à la position nominale, les autres respectivement en avance et en retard de retard θ par rapport à cette position, en effectuant ensuite pour chacun de ces peignes un calcul de la somme des carrés des écarts des amplitudes des échantillons à leurs valeurs nominales puis en gardant les bits correspondants au peigne donnant la somme minimale. Un schéma correspondant pouvant se substituer au dispositif de décision 15 du dispositif de démodulation représenté à la figure 8 est représenté à la figure 10, dans laquelle des éléments homologues à ceux de la
figure 8 sont repérés avec les mêmes références. A la différence du système représenté à la figure 8 le dispositif de décision amélioré de la figure 10 comprend trois registres de 5 bits de long, 18a, 18b et 18c reliés respectivement à la sortie du discriminateur de signe 17 au travers de lignes à retard 35, 36 et 37. La ligne à retard 35 a un temps de retard de TO-Θ, la ligne à retard 36 a un temps de retard égal au temps de retard nominal TO et la ligne à retard 37 a le retard TO+Θ . D'autre part, le système de décision comprend trois registres accumulateurs 21a, 21b et 21c qui sont reliés respectivement à la sortie du circuit d'élévation au carré 20 au travers de lignes à retard 38, 39 et 40 de retard respectifs T0-Θ, T0 et T0+Θ . Le circuit de détermination de minimum 41 comporte trois entrées qui sont reliées respectivement aux sorties des circuits accumulateurs 21a, 21b et 21c. Les sorties des circuits accumulateurs 21a, 21b et 21c sont d'autre part reliées aux entrées d'un multiplexeur trois entrées 42. Les sorties des registres 18a, 18b, 18c sont reliées respectivement aux entrées d'un multiplexeur à trois entrées 43. Les circuits multiplexeurs 42 et 43 sont commandés par le circuit de détermination des minimum 41. Ils délivrent respectivement sur leurs sorties les bits d'information et l'indicateur de qualité Q qui sera comme dans le cas de la figure 8 comparé au seuil Q0.
Le système qui vient d'être décrit permet de fournir en continu des mots de cinq bits à raison de 200 mots par seconde chacun étant accompagné d'un indicateur de qualité qui vaut 0 en l'absence de météorite détectée qui vaut le plus souvent 0 pendant une météorite pour les paliers brouillés et qui est non nul pendant une météorite et sur les paliers détectés non brouil- lés en étant proportionnel à la vraisemblance du signal reçu.
Du fait du caractère aléatoire de la transmission la cor¬ rection des erreurs est effectuée par émissions répétitives des messages, chaque message étant assorti d'un code complémen¬ taire, chaque émission d'un exemplaire de messages commençant à une heure connue du récepteur. A titre d'exemple, l'émission
peut être effectuée par blocs complets de 600 caractères toutes les 3 secondes ce qui représente pendant 15 minutes 300 exem¬ plaires du même message . Avec un débit utile de 25 bits par seconde et en considérant qu'un palier de 5 bits représente un caractère le débit moyen obtenu est alors de 5 caractères par seconde, ce qui correspond à 2, 5% du débit original de 200 carac¬ tères par seconde . On peut considérer dans ces conditions que pour chacun des 600 caractères d'un bloc, le récepteur en reçoit en moyenne 2, 5%x300 = 7, 5 exemplaires et que d'une manière générale il reçoit R exemplaires avec une probabilité
P(R) = C^P^l-P)300"11 où P = 2, 5% En considérant d'autre part que la qualité d'un palier ne peut valoir que 0 ou 1 et que le taux d'erreur moyen par bit quand l'indicateur vaut 1, c'est-à-dire signifiant que le palier est bon, est de PE = 10%, la probabilité d'erreur pour un bit d'un caractère qui a été reçu à R exemplaires est donnée par les relations : R R-i
PAR) = ^ C' P ΛI-PJ*-1 (R impair)
'R
R+ l ι=-
R (R pair)
+
= Pe(R-l)
La probabilité d'erreur par caractère étant pour des carac- tères de cinq bits reçus en R exemplaires donnée par la relation Perr(R) = l- (l-Pe(R) )5 les performances qui peuvent être escomptées sont alors les suivantes :
- probabilité d'effacement d'un caractère (aucun exem¬ plaire reçu) :
Peff = I'(0) = (1-P)300 = 5 10"4
- probabilité d'erreur par caractère
30p 5 p = & P(R)(1-(1-P (R)r) err R=I e soit 4,2% avec les hypothèses pessimistes faites précédemment.
Comme les messages comportent un nombre réduit de carac¬ tères, 160 caractères de 5 bits par exemple, il n'est pas possi- ble de les coder intégralement en un seul mot de code
Reed-Solomon, par exemple, puisque les codes Reed-Solomon à symboles de 5 bits ne peuvent pas avoir une longueur supérieure à 31. Par ailleurs comme il est souhaitable d'utiliser un système de codage plus performant que strictement nécessaire compte-tenu des spécifications de départ pour : soit accroître la sécurité de transmission, soit résister à un environnement plus défavorable que prévu (moins de météorites et davantage de paliers brouillés etc . . . ) soit encore diminuer la durée d'acheminement du message, un schéma de codage bidimensionnel désigné ci-après par code A et code B pourra être utilisé. Ce codage pourra fournir les 600 caractères de l'exemple précédent par un découpage du message en 10 blocs de 16 caractères complétés à 25 pour faire un code raccourci Reed-Solomon (25,16) (code A) puis par constitution de 25 mots de code de Reed-Solomon (24, 10) (code B) les symboles d'information du kième mot code B étant les kièmes symboles de chacun des mots de code A précédents . Un schéma de codage correspondant est représenté à la figure 13. Sur ce schéma les 600 caractères sont répartis en 24 lignes de 25 caractères. Les lignes 1 à 10 forment des mots de code A. Chacune des lignes 11 à 24 obtenu lors de la formation des mots de code B est une combinaison linéaire particulière dépendant de leur rang des lignes 1 à 10. Comme les codes utilisés sont linéaires les lignes 11 à 24 sont donc aussi des mots de code A. Le procédé
de décodage est répété de façon périodique toutes les 3 secondes. Il peut consister par exemple :
- à reconstituer les 24 mots de code A,
- à corriger de façon partielle les erreurs et les efface - ments dans ces codes, la correction pouvant être limitée à trois erreurs ou 2 erreurs et 2 effacements c'est-à-dire à un nombre bien inférieur aux 4 erreurs ou 9 effacements que ces codes peu¬ vent corriger, ceci afin de permettre de corriger les mots peu erronés et de signaler ceux où il peut être soupçonné trop d'er- reurs pour pouvoir les corriger, ceci permettant de détecter à coup sûr jusqu'à 5 erreurs .
- à reconstituer les mots de code B
- corriger le total des erreurs résiduelles et des efface¬ ments générés par l'étape précédente au moyen des codes B, ces derniers pouvant comporter jusqu'à 14 symboles effacés chacun. Pour une probabilité d'erreur par symbole égale à 4,2% le code A donne les performances suivantes . La probabilité d'obte¬ nir une correction complète de 0 à 3 erreurs est de 98,06%. La probabilité d'effacement de 25 caractères est de 1,89%. La probabilité d'obtenir un faux décodage (supposée systé- matique s'il y a plus de 5 erreurs) est égale à 5 10 -4.
D'après ces résultats la probabilité de non décodage ou de faux décodage du code B peut être considérée comme nulle (non calculable) . Si le code B est raccourci à 12 symboles (codage Reed-Solomon 12, 10) sa probabilité de bon décodage vaut alors
99,87%.
Par conséquent la probabilité de bonne réception est aussi de 99, 87% (les 25 mots du code B ont exactement la même configu¬ ration d'effacement) ce qui est bien supérieur aux 99% demandés. Ce code B a aussi une durée divisée par 2, et les 300 répétitions de message complet ne prennent plus que la moitié des 15 minutes requises (période de répétition : 1,5 seconde) .
En fait, par une analyse plus complète des performances en fonction du choix des codes il est encore possible de montrer que, même pour une probabilité d'erreur par symbole plus élevée
(5% ou 10%) il est toujours possible d'obtenir le niveau de performances désiré avec un bloc code plus court. Pour s'en tenir à une cadence de répétition multiple d'une seconde, par exemple 2 secondes, en considérant un bloc codé de 400 symbo- les dont 160 utiles, les probabilités de bonne réception sont supérieures à 1-10 pour un taux d'erreur 5% et de 99, 86% pour un taux d'erreur de 10%, le code A étant un code Reed-Solomon (20, 10) employé à corriger 5 erreurs MAX et le code B étant un code Reed-Solomon (20, 16) . Cependant les performances fournies ci-dessus doivent être considérées comme des évaluations encore pessimistes du fait,
- qu'il a été supposé que le taux d'erreur par bit est de 10% minimum, même au début de la météorite
- qu'il n'a pas été tenu compte des effets bénéfiques de la présence d'un indicateur de qualité des paliers, qui minimise l'influence des zones à fort taux d'erreur et du fait de la structure de la liaison à répétition systématique d'où il résulte que le temps moyen d'acheminement des messages est très nettement inférieur aux 15 minutes deman- dées : il correspond au laps de temps nécessaire pour recueil¬ lir suffisamment de symbole s /paliers pour que les décodages donnent un résultat satisfaisant.
Il va de soi que l'invention n'est pas limitée à l'exemple de réalisation qui vient d'être décrit et qu'elle peut recevoir d'autres variantes de réalisation dépendant notamment du nombre de bits n (qui peut être quelconque) transmis sur les paliers de fréquence, de la modulation utilisée pour effectuer la trans¬ mission et de l'instant de positionnement du récepteur sur la fréquence d'émission, pour déterminer les longueurs à donner aux lignes à retard.
Claims
1. Procédé pour la transmission de données à sauts de fréquence sur canal radio à faible taux d'ouverture entre émet¬ teur et récepteur, les données étant transmises sur des paliers de fréquence successifs caractérisé en ce qu'il consiste : - à définir une heure d'émission
- à positionner le récepteur sur la fréquence d'émission de l'émetteur à un instant prédéterminé avant l'heure d'émission
- à synchroniser le récepteur sur une séquence de bits de synchronisation transmise par l'émetteur - à détecter par corrélation (10.. . . . 10M, 14) dans le récepteur la présence d'un message sur le canal de transmission
- à démoduler (15 . . . 34) dans le récepteur les données reçues du canal de transmission et à considérer les données comme justes (32) tant que le niveau du signal transportant les données sur le canal de trans¬ mission n'a pas commencé à décroître.
2. Procédé selon la revendication 1 caractérisé en ce qu'il consiste à considérer pour la détection de la présence de messages, des paquets de données transmis sur un nombre fixe de paliers successifs, un premier palier étant réservé strictement à la détection de la présence de messages, les suivants véhiculant les données.
3. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 et 2 caractérisé en ce que la synchronisation du récepteur est obtenue par corrélation de la séquence de bits de synchronisa¬ tion à une valeur de bits attendue.
4. Procédé selon la revendication 3 caractérisé en ce que la séquence de synchronisation est formée par des suites de n bits transmises sur M paliers de fréquence successifs.
5. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 4 caractérisé en ce que la transmission a lieu sur un canal metéoritique .
6. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 5 caractérisé en ce que la transmission de données a lieu sur un canal modulé par déplacement de phase ou de fréquence.
7. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 6 caractérisé en ce que la transmission a lieu sur un canal troposphérique .
8. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 7 caractérisé en ce que le message est émis suivant un grand nombre d'exemplaires, l'instant d'émission de chaque exemplaire étant connu du récepteur.
9. Procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 8 caractérisé en ce qu'il consiste à comparer (22) l'énergie de bruit Q du signal démodulé à une valeur de seuil prédéterminé Q„ pour fournir un signal de qualité de la transmission égal à la différence entre le signal de corrélation et un seuil de confirmation si Q < Q ou nul dans le cas contraire.
10. Procédé selon les revendications 8 et 9 caractérisé en ce que les suites de n bits qui se correspondent d'une réplique du message à la suivante font l'objet d'un vote majoritaire pondéré (32) par le signal de qualité.
11. Procédé selon la revendication 10 caractérisé en ce que les symboles du message obtenus après le vote majoritaire appartiennent à des jeux de code Reed-Solomon croisés, le premier jeu étant destiné à repérer les parties erronées du message, le deuxième jeu servant à les corriger.
12. Dispositif de réception pour la mise en oeuvre du procédé selon l'une quelconque des revendications 1 à 11 caracté¬ risé en ce qu'il comprend une chaîne de réception (1) couplée à un premier et deuxième corrélateur de signaux (2) au travers d'un démodulateur de données (3) .
13. Dispositif de réception selon la revendication 12 caractérisé en ce que le premier corrélateur effectue une corré¬ lation de la séquence des bits de synchronisation à une valeur de bits attendue pour permettre la synchronisation du récepteur.
14. Dispositif de réception selon l'une quelconque des revendications 12 et 13 caractérisé en ce que le deuxième corrélateur détecte la présence d'un message en comparant les bits reçus à une référence attendue.
15. Dispositif de réception selon l'une quelconque des revendications 12 à 14 caractérisé en ce que le démodulateur de données comprend un dispositif de décision (15) pour la détec¬ tion des paliers brouillés, un registre de mémorisation (18) des bits d'informations contenus dans les paliers, et une bascule de validation (28) des paliers reçus couplée à la sortie du deuxième corrélateur pour valider les bits de données démodulés lorsque le signal fourni à la sortie du deuxième modulateur est supérieur à un seuil prédéterminé de détection de présence.
16. Dispositif selon la revendication 15 caractérisé en ce que le dispositif de décision (15) comprend des premiers moyens
(20, 21) pour calculer l'énergie de bruit Q défini par la relation
17. Dispositif selon la revendication 16 caractérisé en ce que les moyens de décision comprennent des troisièmes moyens (38, 39, 40) pour échantillonner l'énergie de bruit Q calculée par les premiers moyens respectivement à la position normale de la synchronisation, à une position en avance et à une position en retard, ces troisièmes moyens étant couplés à un dispositif (41) de détermination d'un minimum d'énergie de bruit pour sélectionner, les bits n du message échantillonné suivant la transposition de la synchronisation pour laquelle l'énergie Q de bruit détectée est minimum.
18. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 15 et 17 caractérisé en ce que le démodulateur de données com¬ prend un circuit multiplieur (29) couplé par une première entrée d'opérande aux deuxièmes moyens (22) et couplé par une deuxième entrée d'opérande à la sortie de la bascule de valida¬ tion (28) pour fournir un signal de qualité d'amplitude égale à la différence entre le signal de corrélation et le seuil de confirmation lorsque la différence Q"Qn est positive.
19. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 12 à 18 caractérisé en ce que la bascule de validation (28) est positionnée selon un premier état binaire lorsque le signal en sortie du deuxième corrélateur dépasse le seuil de détection de présence et est positionné dans l'état binaire complémentaire lorsque le signal en sortie du deuxième corrélateur redescend en dessous d'un seuil de confirmation prédéterminé.
20. Dispositif selon l'une quelconque des revendications 12 à 19 caractérisé en ce que la sortie du circuit multiplieur (29) est couplée à l'entrée d'une ligne à retard dont la sortie donne un signal de niveau nul lorsque la sortie de la bascule de validation (28) est placée dans l'état binaire complémentaire .
Applications Claiming Priority (2)
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|---|---|---|---|
| FR89/08806 | 1989-06-30 | ||
| FR8908806A FR2649271B1 (fr) | 1989-06-30 | 1989-06-30 | Procede pour la transmission de donnees a sauts de frequence sur canal radio a faible taux d'ouverture et dispositif de reception correspondant |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| WO1991000656A1 true WO1991000656A1 (fr) | 1991-01-10 |
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| PCT/FR1990/000433 WO1991000656A1 (fr) | 1989-06-30 | 1990-06-15 | Transmission de donnees a sauts de frequence sur un canal meteoritique |
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Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EA002406B1 (ru) * | 1999-11-04 | 2002-04-25 | Оао "Национальный Центр По Радиоэлектронике И Связи Республики Казахстан" (Оао "Нц Рэс Рк") | Способ метеорной радиосвязи (варианты) и система для его осуществления (варианты) |
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| WO1988001816A1 (fr) * | 1986-09-03 | 1988-03-10 | Hughes Aircraft Company | Signal de preambule cache pour synchronisation par sautillement de frequences |
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1989
- 1989-06-30 FR FR8908806A patent/FR2649271B1/fr not_active Expired - Lifetime
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1990
- 1990-06-15 EP EP19900909746 patent/EP0431126A1/fr not_active Withdrawn
- 1990-06-15 WO PCT/FR1990/000433 patent/WO1991000656A1/fr not_active Application Discontinuation
- 1990-06-15 CA CA002035433A patent/CA2035433A1/fr not_active Abandoned
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Also Published As
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| FR2649271B1 (fr) | 1991-09-13 |
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