WO1990012414A1 - Circuit for driving magnetron - Google Patents

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WO1990012414A1
WO1990012414A1 PCT/JP1989/000341 JP8900341W WO9012414A1 WO 1990012414 A1 WO1990012414 A1 WO 1990012414A1 JP 8900341 W JP8900341 W JP 8900341W WO 9012414 A1 WO9012414 A1 WO 9012414A1
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pulse
magnetron
effect transistor
field
voltage
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PCT/JP1989/000341
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Japanese (ja)
Inventor
Hidetoshi Tanigaki
Takashi Yoshihara
Yoshihiro Ishii
Original Assignee
Furuno Electric Company, Limited
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
    • H03B9/00—Generation of oscillations using transit-time effects
    • H03B9/01—Generation of oscillations using transit-time effects using discharge tubes
    • H03B9/10—Generation of oscillations using transit-time effects using discharge tubes using a magnetron

Definitions

  • the present invention relates to a magnetron drive circuit for outputting a drive output for driving the magnetron from a secondary winding of a pulse trans.
  • FIG. 1 shows a drive circuit for a conventional magnetron, for example, a pulse magnetron.
  • a DC high voltage applied to an input terminal HV is converted into a predetermined AC high voltage by a boosting circuit SG, and then is converted to a die.
  • the high voltage stored in the charge storage circuit PC is triggered by applying a trigger pulse to the gate electrode G of thyristor D2.
  • the charge storage circuit PC, the anode of the thyristor 02, the power source electrode rush, and the pulse Discharge occurs in the closed loop composed of PT primary winding L10 and.
  • the discharge of the accumulated high voltage causes the primary winding L10 of the pulse transformer PT to have an impedance value of the charge storage circuit PG and the primary winding L10 of the boost pulse transformer PT.
  • the divided voltage of the accumulated high voltage divided according to the impedance ⁇ ⁇ is applied.
  • the divided voltage applied to the primary winding L10 of the primary winding L10 is represented by each of the secondary windings L20, L3 wound by the pulse transformer PT. Induced to zero.
  • a heater electrode h is applied to the heater electrode h of the pulse magnetron MT via the secondary winding L 20 .L 30 and the coil L 2 .L 3, respectively.
  • the heater electrode h is in a ripening state.
  • T oscillates at high frequency.
  • a capacitor with a high withstand voltage must be used as the capacitor C1 in the charge storage circuit PC, but the capacitor with a large withstand voltage has a disadvantage that the size becomes large. Not only that, but also the price is higher.
  • the control is performed by adding a similar circuit to the charge storage circuit PC in the figure in parallel and switching their connections to each other. I was going there.
  • providing a plurality of charge storage circuits PC corresponding to the number of switching not only leads to an increase in size but also leads to a manufacturing cost up. The drawback is that the control of switching is complicated because of the defect. --
  • Fig. 1 shows a conventional magnet drive circuit.
  • Fig. 2 is a diagram used to explain the operation of the conventional magnet port drive circuit, and shows the relationship between the current and voltage with respect to the magnetron.
  • FIG. 3 shows a magnetron drive circuit according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a diagram for explaining the operation of the drive circuit of the embodiment, and shows the relationship between the current and the voltage with respect to the pulse magnet port.
  • FIG. 5 shows the voltage-current characteristics of the field-effect transistor used in the embodiment of the present invention shown in FIG.
  • FIG. 6 shows another embodiment of the present invention. Disclosure of the invention
  • a storage capacitor charged with a high voltage a field-effect transistor for applying a pulse voltage to a get electrode, and a series connection between the storage capacitor and the field-effect transistor And a pulse transformer, one end of which is provided with a magnetron heater electrode at one end and the other end connected to a heater power supply at the other end.
  • a magnetron such as a pulse magnetron
  • the capacitor having a large pressure used in the charge storage circuit is not required.
  • FIG. 3 is a circuit diagram of a pulse magnetron to which the embodiment of the present invention is applied and a driving circuit for driving the pulse magnet port.
  • FIG. FIG. 2 is a diagram corresponding to FIG. 2 of a conventional example. In FIGS. 3 and 4, the same as FIGS. n
  • the high voltage from the high voltage input terminal HV is stored in the storage capacitor C2.
  • the pulse voltage is divided by the variable resistor VR to be a power MOS type and an n-channel type electric field effect.
  • the electric field effect transistor TR becomes conductive, and as a result, the high voltage stored in the storage capacitor C 2 changes to the primary winding L 10 of the pulse trans- It is discharged between the electrodes D and S of the source drain of the field effect transistor TR and via the current limiting resistor R2. Due to this discharge, a voltage is induced in the primary winding L10, and the induced voltage is boosted by the secondary winding L20 L30 of the pulse transformer PT. Is done.
  • the current Ids flowing through the drain between the drain electrode and the source electrode of the field-effect transistor TR is the voltage (Vgs :) of the field-effect transistor shown in FIG. It is set to a value within the range of "S" which shows almost constant current property in one current (Ids) characteristic curve.
  • This set current I ds is the gate current of the field-effect transistor. It is determined by the voltage V gs between the pole and the source electrode. This voltage V gs is determined by the gate electrode G of the field-effect transistor TR, the torrent Ids, and the current limiting resistor R 2.
  • the current limiting resistor R 2 is It is determined by the forward transfer coefficient of the transistor and the current Ids.
  • the oscillation output is output from the pulse magnetron MT in the same manner as in the conventional example.
  • the impedance value Z 1 on the drive circuit side when the a side is viewed from the line segment, the impedance value Z 1 on the drive circuit side and the impedance value on the pulse magnetron MT side which is the load side.
  • a field effect transistor TR is provided on the drive circuit side, so that the voltage V gs between each electrode G and S of the gate and source and the source 'drain
  • the impedance value Z1 on the drive circuit side is represented as shown in FIG. 4 corresponding to the current Ids between the respective electrodes D> S.
  • the impedance HZ 1 on the drive circuit side is represented by an impedance value Z 1 1 where the gradient becomes substantially zero and an impedance value portion Z 1 2 where the slope becomes a sharp drop to the right.
  • the present embodiment does not use a charge storage circuit as in the conventional example, the capacitor having a high withstand voltage used in the charge storage circuit is not required, and as a result, the size is reduced accordingly. Miniaturization and cost down can be achieved. Furthermore, when controlling the output of the pulse magnetron ⁇ ⁇ , it is only necessary to operate the variable resistor VR, so the connection of multiple charge storage circuits is switched as in the conventional example Operation becomes unnecessary and the operation becomes easy.
  • the pulse generator 20 is composed of a single-shot multivibrator, and when the radar device detects a distance range of, for example, up to 3 miles, the pulse width is 0.
  • a pulse with a pulse width of 0.3 ⁇ s is sent.
  • the output signal of the pulse magnetron MT is sent to the antenna 21.
  • the antenna 21 emits an ultra-high-frequency detection pulse signal into the air.
  • the magnet port driving circuit of the present invention can be used as a magnetron driving circuit that generates an ultrashort detection pulse in a radar device.

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Abstract

In order to drive a magnetron, a pulse voltage is applied to the gate electrode of a field-effect transistor to render it conductive. A storage capacitor is discharged through the primary winding of a pulse transformer and the field-effect transistor, so that a voltage is induced in the secondary winding of the pulse transformer. This voltage drives the magnetron that is connected to the secondary winding of the pulse transistor.

Description

明 钿 発 明 の 名 称  Name of the invention
マ グネ ト ロ ン駆動回路  Magnetron drive circuit
技 術 分 野 Technical field
本発明は、 パルス ト ラ ン ス の二次巻線からマ グネ ト ロ ン に対 してそれを駆動す る ための駆動出力を出力す る ための マ グネ ト ロ ン駆動回路に関す る。 背 景 技 術  The present invention relates to a magnetron drive circuit for outputting a drive output for driving the magnetron from a secondary winding of a pulse trans. Background technology
従来例の マ グネ ト ロ ン例えばパルス マ グネ ト ロ ン の駆動 回路と して第 1 図に示さ れる ものがあ る。  FIG. 1 shows a drive circuit for a conventional magnetron, for example, a pulse magnetron.
第 1 図に示さ れてい る従来例の駆動回路について説明す る と、 入力端子 H V に印加さ れて い る直流高電圧は、 昇圧 回路 S Gで所定の交流高電圧に変換さ れてのちダイ ォー ド  Referring to the conventional driving circuit shown in FIG. 1, a DC high voltage applied to an input terminal HV is converted into a predetermined AC high voltage by a boosting circuit SG, and then is converted to a die. Order
1 も介して コ イ ル L 1 と コ ンデンサ C 1 とか らな る電荷 蓄撩回路 F C に与え られる と と も に、 こ の電荷蓄積回路 F C に蓄積される。 電荷蓄積回路 P C における蓄積高電圧 は、 サイ リ スタ D 2 のゲー ト電極 G に ト リ ガパルスが印加 されて当該サイ リ ス夕 D 2 が導通する タ イ ミ ングに応答 し て、 電荷蓄積回路 P C と、 サイ リ スタ 0 2 のアノ ー ド、 . 力 ソ ー ド電極藺と、 パルス ト ラ ンス P Tの一次巻線 L 1 0 と で構成されてい る閉回路ルー プ内に放電さ れる。 こ の蓄積高電圧の放電によ り パルス ト ラ ンス P Tの一次 卷線 L 1 0 には、 電荷蓄積回路 P Gのイ ン ピー ダンス値と 昇圧バルス ト ラ ンス P Tの一次巻線 L 1 0 の イ ン ピーダン ス值と に応じて分圧された蓄積高電圧の分圧電圧が印加さ れる。 こ の一次巻線 L 1 0 の一次卷線 L 1 0 に対す る分圧 電圧は、 パルス ト ラ ンス P Tのバイ フ ア イ ラ卷き さ れた各 二次卷線 L 2 0 , L 3 0 に誘起さ れる。 一方、 パルスマ グネ ト ロ ン M Tの ヒータ電極 h には、 二 次卷線 L 2 0 . L 3 0 およびコ イ ル L 2 . L 3 をそれぞれ介 して ヒ ータ電濂 Eが印加されてお り 、 こ れによ り その ヒ タ電極 h は発熟状態にあ る。 そ して、 この状態で二次巻線 L 3 0 と、 こ の二次卷橡 L 3 0 の一端側と接地部と の間に 接繞されている抵抗 R 1 と、 パルスマグネ ト ロ ン M Tのァ ノ ー ド電棰 a および力 ソ ー ド電極 k とで構成されてい る閉 回路ルー プ内において、 それの駆動電源と して二次卷線 L 3 0 の誘起電圧が与え られる こ とでパルスマグネ ト ロ ン M 1 is supplied to a charge accumulating circuit FC composed of a coil L1 and a capacitor C1 via the capacitor 1, and is also accumulated in the charge accumulating circuit FC. The high voltage stored in the charge storage circuit PC is triggered by applying a trigger pulse to the gate electrode G of thyristor D2. In response to the timing at which the thyristor D2 is turned on, the charge storage circuit PC, the anode of the thyristor 02, the power source electrode rush, and the pulse Discharge occurs in the closed loop composed of PT primary winding L10 and. The discharge of the accumulated high voltage causes the primary winding L10 of the pulse transformer PT to have an impedance value of the charge storage circuit PG and the primary winding L10 of the boost pulse transformer PT. The divided voltage of the accumulated high voltage divided according to the impedance ピ ー is applied. The divided voltage applied to the primary winding L10 of the primary winding L10 is represented by each of the secondary windings L20, L3 wound by the pulse transformer PT. Induced to zero. On the other hand, a heater electrode h is applied to the heater electrode h of the pulse magnetron MT via the secondary winding L 20 .L 30 and the coil L 2 .L 3, respectively. Thus, the heater electrode h is in a ripening state. Then, in this state, the secondary winding L30, the resistor R1 that is connected between one end of the secondary winding L30 and the ground, and the pulse magnetron In the closed circuit loop composed of the MT anode electrode a and the force source electrode k, the induced voltage of the secondary winding L30 is given as a driving power source for the loop. And pulse magnetron M
、 Tは高周波発振する。 - - , T oscillates at high frequency. --
こ のよ う な従来例のパルスマ グネ ト ロ ンの駆動回路に あ つ ては、 線分 £一 12において、 負荷側であ るパルスマ グネ ト ロ ン M Tか ら駆動回路側を見た場合（ 図中の a 方向） の駆動 回路側イ ン ピーダンス値を Z 1 と、 駆動回路側か らパルス マ グネ ト ロ ン M Tを見た場合（ 図中の b 方向） の負荷側ィ ン ピーダ ンス值を Z 2 と し、 パルスマ グネ ト ロ ン M T の力 ソ ー ド電極 k と接地部 と の間の電圧が縦軸の V と して、 ま たそのァ ノ 一 ド電流が横軸の I と してそれぞれあ らわ.され る第 2 図においては、 駆動回路側イ ン ピーダンス値 Z 1 は 図中のよ う に略直線的な右下がり 下降勾配の ものな る。 そ して、 こ の躯動回路側イ ン ピーダ ンス値 Z 1 に対して負荷 側イ ン ピーダンス値 Z 2 は図示のよ う な勾配で も っ て P 点 で交わ る。 こ の P 点がパルスマ グネ ト ロ ン M T の動作点と なる。 In such a conventional pulse magnetron drive circuit, when the drive circuit side is viewed from the pulse magnetron MT on the load side at a line segment of £ 12 ( The impedance value on the drive circuit side in the a direction (a in the figure) is Z1, and the impedance on the load side when the pulse magnetron MT is viewed from the drive circuit side (b direction in the figure). Is Z 2, the voltage between the force source electrode k of the pulse magnetron MT and the ground is V on the vertical axis, and the anode current is I on the horizontal axis. In FIG. 2, the impedance value Z 1 on the drive circuit side has a substantially linear falling slope to the right as shown in the figure. Then, with respect to the driving circuit side impedance value Z1, the load side impedance value Z2 crosses at a point P with a gradient as shown in the figure. This point P is the operating point of the pulse magnetron MT.
と こ ろが、 パルスマ グネ ト ロ ン M Tがその柽年変化な ど によ り 図示の Z 2 ' と Z 2 ' ' と の間でそのイ ン ピーダン ス値 Z 2 が変化し た場合には、 その動作点 P はそれぞれ P ' とか、 ある いは P ' ' のよ う に変化す る こ と にな る。  However, when the pulse magnetron MT changes its impedance value Z2 between the illustrated Z2 'and Z2' '' due to its aging, etc. The operating point P changes to P 'or P' ', respectively.
こ のよ う な変化は、 駆動回路側イ ン ピーダ ンス値 Z 1 の 変化勾配が略直線的に下降している ためにその動作点の変 化輻 Δ Ρ も大き く な る こ と にな り 、 その結果と して、 パル スマ グネ ト ロ ン M T のァ ノ 一 ド電流の変化幅も非常に大き く なる。 Such a change means that the change radiation ΔΡ of the operating point becomes large because the change gradient of the impedance value Z1 on the drive circuit side decreases almost linearly. And as a result, The change width of the anode current of the smegtron MT also becomes very large.
と こ ろが、 パルスマ グネ ト ロ ン M T の出力は、 ァ ノ ド 電流の変化に略比例 して変化する ので、 アノ ー ド電流の変 化幅が大き い こ と はその出力の変化幅も大き く な る こ と に な って、 結果と して、 パルスマ グネ ト ロ ン M T の出力特性 がきわめて不安定になる と い う不具合があ る。  However, since the output of the pulse magnetron MT changes substantially in proportion to the change in the anode current, the larger the change in the anode current, the larger the change in the output. As a result, the output characteristic of the pulse magnetron MT becomes extremely unstable.
ま た、 電荷蓄積回路 P C におけ る コ ンデンサ C 1 と して は耐圧の大き な ものも用い る必要があ るが、 耐圧の大き な コ ンデンサはサイ ズが大き く なる と い う 不具合があ る のみ な らずそれだけ価格が高い もの と なる。 さ ら には、 このよ う なパルスマ グネ ト ロ ン M Tを レー ダ一装置に用いお場合 に、 その レーダー装置を近钜離探知 と違距離探知とで切 り 換えて作動ざせる と き はそのパルスマ グネ ト ロ ン M T の出 力期間を変えるのであ るが、 その制御は、 図の電荷蓄積回 路 P C と同様の ものを これに並列に付加 し、 それらの接続 を互いに切 り換える と い っ た こ とで行っていた。 しか し、 電荷蓄積回路 P Cを切 り換えの数に対応 して複数具備させ る こ と はサイズの大型化につながる のみな らず、 製造コ ス ト ア ッ プを招いて しま う と い う 不具合がある う え、 その切 り 換えの制御 も複雑にな る と い う 欠点があ る。 - - In addition, a capacitor with a high withstand voltage must be used as the capacitor C1 in the charge storage circuit PC, but the capacitor with a large withstand voltage has a disadvantage that the size becomes large. Not only that, but also the price is higher. In addition, when such a pulse magnetron MT is used in a single radar device, when the radar device is switched between near-field detection and different-range detection to operate. The output period of the pulse magnetron MT is changed.The control is performed by adding a similar circuit to the charge storage circuit PC in the figure in parallel and switching their connections to each other. I was going there. However, providing a plurality of charge storage circuits PC corresponding to the number of switching not only leads to an increase in size but also leads to a manufacturing cost up. The drawback is that the control of switching is complicated because of the defect. --
図 面 の 簡 単 な 説 明 Brief explanation of drawings
第 1 図は従来例のマグネ ト 口 ン駆動回路を示す。  Fig. 1 shows a conventional magnet drive circuit.
第 2 図は従来例のマグネ ト 口 ン駆動回路の動作説明に供 する図で、 マ グネ ト ロ ンに対する電流と電圧と の関係を示 す。  Fig. 2 is a diagram used to explain the operation of the conventional magnet port drive circuit, and shows the relationship between the current and voltage with respect to the magnetron.
第 3 図は本発明の実施例に係るマグネ ト ロ ン駆動回路を 示す。  FIG. 3 shows a magnetron drive circuit according to an embodiment of the present invention.
第 4図はその実施例の駆動回路の動作説明に供する図で パルスマグネ 卜 口 ンに対する電流と電圧と の閧係を示す。  FIG. 4 is a diagram for explaining the operation of the drive circuit of the embodiment, and shows the relationship between the current and the voltage with respect to the pulse magnet port.
第 5 図は第 3図に示す本発明の一実施例において使用さ れる電界効果 ト ラ ン ジスタ の電圧一電流特性を示す。  FIG. 5 shows the voltage-current characteristics of the field-effect transistor used in the embodiment of the present invention shown in FIG.
第 6 図は本発明の他の実施例を示す。 発 明 の 開 示  FIG. 6 shows another embodiment of the present invention. Disclosure of the invention
本発明は、 高電圧が充電される蓄積コ ンデンサと、 パル ス電圧がゲ ト電極に与え られる電界効果 ト ラ ン ジスタ と 前記蓄積コ ンデンサと前記電界効果 ト ラ ン ジスタ と の間に 直列接続された一次卷線および一端側がマグネ ト ロ ンの ヒ 一タ ー電極に他端側がヒータ ー電源にそれぞれ接続された 二次卷線とを備えおパルス ト ラ ンス とを備え る こ と によ り 負荷であるパルスマ グネ ト ロ ンのよ う なマ グネ ト ロ ンが経 年変化などで、 そのイ ン ピー ダ ン ス镇が変化しても、 動作 点の変化が小さ く なる よ う に してそのマグネ ト ロ ンの出力 特性を安定化させる ものである。 また、 従来のよ う な電荷 蓄積回路を不要化する こ と に よ り 、 電荷蓄積回路において 用い られていた酎圧の大きなコ ンデンサを不要化する。 こ のよ う に構成する こ とによ り、 サイズの小形化と製造コス ト ダウ ンとを可能に し、 かつ、 レーダ 装置に適用 した場 合に近距離探知と遠距離探知と における出力パルスの出力 期間の変化制御のための回路構成を小型化する こ とが可能 でしかもその製造コス ト ダウ ンを図れる と と もに、 その変 化制御も きわめて容易に行う こ とのでき る よ う にする もの である。 発明を実施するための最良の形態 According to the present invention, a storage capacitor charged with a high voltage, a field-effect transistor for applying a pulse voltage to a get electrode, and a series connection between the storage capacitor and the field-effect transistor And a pulse transformer, one end of which is provided with a magnetron heater electrode at one end and the other end connected to a heater power supply at the other end. Through a magnetron such as a pulse magnetron Even if the impedance 変 化 changes due to an annual change, the change in the operating point becomes small and the output characteristics of the magnetron are stabilized. In addition, by eliminating the need for the conventional charge storage circuit, the capacitor having a large pressure used in the charge storage circuit is not required. With this configuration, the size can be reduced and the manufacturing cost can be reduced, and when applied to a radar device, the output pulse in short-range detection and long-range detection can be obtained. It is possible to reduce the size of the circuit configuration for controlling the change in the output period of the semiconductor device, to reduce the manufacturing cost, and to control the change extremely easily. It is something to make. BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
以下、 本発明を実施例に基づいて第 3 図および第 4 図を 参照して詳細に説明する。  Hereinafter, the present invention will be described in detail with reference to FIGS. 3 and 4 based on embodiments.
第 3図は本発明の実施例が邋用されるパルスマグネ ト ロ ンとそのパルスマグネ ト 口 ンを駆動する駆動回路との回路 図であ り、 第 4図ほ本実施例の動作説明に供する ものであつ て、 従来例の第 2 図に対応する図である。 第 3 図および第 4図において、 従来例に係る第 i 図および第 2 図と同一も n FIG. 3 is a circuit diagram of a pulse magnetron to which the embodiment of the present invention is applied and a driving circuit for driving the pulse magnet port. FIG. FIG. 2 is a diagram corresponding to FIG. 2 of a conventional example. In FIGS. 3 and 4, the same as FIGS. n
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し く は対応する部分については同一の符号を付すと と も に 同一の符号に係る部分についての説明は省略する。 The same reference numerals are given to the corresponding parts, and the description of the parts corresponding to the same reference signs is omitted.
第 3 図を参照 して本発明の実施例に係る駆動回路につ い- て説明する と、 高電圧入力端子 H Vか らの高電圧は蓄積コ ンデ ンサ C 2 に蓄積さ れる。 パルス入力端子 P Vか ら昕定 パルス幅のパルス電圧が入力さ れる と 、 そのパルス電圧は 可変抵抗器 V Rで分圧されてパワ ー M O S型でかつ n チ ヤ ン ネ ルタ イ プの電界効巢 ト ラ ン ジ ス タ T Rの ゲー ト 電極 G に印加さ れる。 こ の印加によ り 電界効果 ト ラ ン ジ ス タ T R ほ導通する結果、 蓄積コ ンデ ンサ C 2 に蓄積さ れていた高 電圧は、 パルス ト ラ ンス P Tの一次卷線 L 1 0 、 電界効果 ト ラ ン ジ ス タ T Rの ソ ース · ド レ イ ン の各電極 D ， S 間、 および電流制限抵抗 R 2 を介して放電さ せ られる。 この放 電によ り 、 一次卷線 L 1 0 に は電圧が誘起する と と も に、 そ の誘起電圧はそ のパルス ト ラ ン ス P Tの二次巻線 L 2 0 L 3 0 で昇圧される。  Referring to FIG. 3, the drive circuit according to the embodiment of the present invention will be described. The high voltage from the high voltage input terminal HV is stored in the storage capacitor C2. When a pulse voltage having a predetermined pulse width is input from the pulse input terminal PV, the pulse voltage is divided by the variable resistor VR to be a power MOS type and an n-channel type electric field effect. Applied to gate electrode G of transistor TR. As a result of this application, the electric field effect transistor TR becomes conductive, and as a result, the high voltage stored in the storage capacitor C 2 changes to the primary winding L 10 of the pulse trans- It is discharged between the electrodes D and S of the source drain of the field effect transistor TR and via the current limiting resistor R2. Due to this discharge, a voltage is induced in the primary winding L10, and the induced voltage is boosted by the secondary winding L20 L30 of the pulse transformer PT. Is done.
電界効果 ト ラ ン ジ ス タ T Rの ド レ イ ン電極と ソ ー ス電極 と の閭を流れる電流 I d s は、 第 5 図に示す電界効果 ト ラ ン ジ ス タ の電圧（V g s ：)一電流（ I d s )特性曲線の う ち ほぼ定電流性を示す" S "の範囲内の値に設定さ れてい る。 こ の設定電流 I d s は、電界効果 ト ラ ン ジ ス タ のゲー ト電 極と ソ ース電極との間の電圧 V g s によ り定ま る。 こ の電 圧 V g s は、 電界効果 ト ラ ン ジスタ T Rのゲ" ト電極 G と 亀流 I d s と電流制限抵抗 R 2 によ り定め られる。 電流制 限抵抗 R 2 は、電界 ト ラ ン ジスタ の順伝達係数と電流 I d s と によ り定められる。 The current Ids flowing through the drain between the drain electrode and the source electrode of the field-effect transistor TR is the voltage (Vgs :) of the field-effect transistor shown in FIG. It is set to a value within the range of "S" which shows almost constant current property in one current (Ids) characteristic curve. This set current I ds is the gate current of the field-effect transistor. It is determined by the voltage V gs between the pole and the source electrode. This voltage V gs is determined by the gate electrode G of the field-effect transistor TR, the torrent Ids, and the current limiting resistor R 2. The current limiting resistor R 2 is It is determined by the forward transfer coefficient of the transistor and the current Ids.
これ以降は従来例と同様の勦作でパルスマグネ ト ロ ン M Tからは発振出力が出力される。  After that, the oscillation output is output from the pulse magnetron MT in the same manner as in the conventional example.
こ の よ う な本実施例の駆動回路では、 線分 から a 側 を見た場合の駆動回路側イ ン ピーダンス値 Z 1 と負荷側で あ るパルスマ グネ ト ロ ン M T側の ィ ン ピーダンス値 Z 2 と においては、 駆動回路側に電界効果 ト ラ ンジスタ T Rが設 け られているので、 そのゲー ト · ソ ースの各電極 G , S間 の電圧 V g s と ソ ース ' ド レイ ンの各電極 D > S間の電流 I d sと に対応してその駆動回路側イ ン ピーダンス値 Z 1 は第 4 図に示すよ う にあ らわされる。 こ の駆動回路側イ ン ピーダンス H Z 1 は勾配が略ゼロ となる イ ン ピーダンス値 邬分 Z 1 1 と、 勾 ¾が右の急下がり となる イ ン ピーダンス 値部分 Z 1 2 とであ らわされる ので、 負荷側イ ン ピーダン ス t Z 2 がそのイ ン ピーダ ンス値部分 Z 1 2 で交わる よ う に設定したと き は、 パルスマグネ ト ロ ン Μ Τの動作点 Ρが その柽年変化で変動して F ' ある いは Ρ ' ' にな って もそ - - In such a drive circuit of this embodiment, when the a side is viewed from the line segment, the impedance value Z 1 on the drive circuit side and the impedance value on the pulse magnetron MT side which is the load side. In Z 2 and Z 2, a field effect transistor TR is provided on the drive circuit side, so that the voltage V gs between each electrode G and S of the gate and source and the source 'drain The impedance value Z1 on the drive circuit side is represented as shown in FIG. 4 corresponding to the current Ids between the respective electrodes D> S. The impedance HZ 1 on the drive circuit side is represented by an impedance value Z 1 1 where the gradient becomes substantially zero and an impedance value portion Z 1 2 where the slope becomes a sharp drop to the right. Therefore, when the load side impedance tZ2 is set to intersect with the impedance value part Z12, the operating point パ ル ス of the pulse magnetron 柽Even if it fluctuates due to change and becomes F 'or Ρ'' --
の動作点の変化幅 Δ Ρ は きわめて小さ く なる。 The change width Δ Ρ of the operating point becomes extremely small.
こ の よ う に して、 その動作点の変化幅が小さ く なる こ と ほそのァ ノ ー ド電流の変化幅も小さ く な り 、 こ の こ とか ら、 パルスマ グネ ト ロ ン Μ Τ の出力特性は大幅に安定化する こ と になる。  In this way, the change width of the operating point becomes smaller, and the change width of the anode current becomes smaller. From this, the pulse magnetron Μ のThe output characteristics will be greatly stabilized.
ま た、 本実施例では従来例の よ う な電荷蓄積回路を用 い ていないか ら、 その電荷蓄積回路で用 い られていた耐圧の 大き な コ ンデンサが不要化する結果、 それだけサイ ズの小 形化と コ ス ト ダウ ン と を図れる。 さ ら に、 パルスマ グネ ト ロ ン Μ Τ の出力を制御する場合は、 可変抵抗器 V Rを操作 する だけでよ いので、 従来例のよ う に複数の電荷蓄積回路 を接続切 り換えす る と い つ た操作が不要化し、 その操作が 容易 と な る。  Further, since the present embodiment does not use a charge storage circuit as in the conventional example, the capacitor having a high withstand voltage used in the charge storage circuit is not required, and as a result, the size is reduced accordingly. Miniaturization and cost down can be achieved. Furthermore, when controlling the output of the pulse magnetron Μ Μ, it is only necessary to operate the variable resistor VR, so the connection of multiple charge storage circuits is switched as in the conventional example Operation becomes unnecessary and the operation becomes easy.
第 6 図において、 パルス発生器 2 0 は、 単発マルチバイ ブレー タ で構成さ れ、 レーダ装置が、 た と えば 3 マ イ ルま での距離範囲を探知す る場合は、 そのパルス幅が 0 . l jtz s のパルスを送出 し、ま た 6 マ イルまでの ¾離範囲を探知 する場会は、 そのパルス幅が 0 . 3 ^ s のパルスを送出す る。 パルスマ グネ ト ロ ン M T の出力信号は、 ア ンテナ 2 1 へ送出される。 ア ンテナ 2 1 は、 超短波の採知パルス信号 を空中へ発射する。 その他の部分の構成及び動作は、 第 3 図に示すもの と同一なので、 それら につ いての説明は省略 する。 産業上の利用可能性 In FIG. 6, the pulse generator 20 is composed of a single-shot multivibrator, and when the radar device detects a distance range of, for example, up to 3 miles, the pulse width is 0. When sending a pulse of l jtz s and detecting a separation range of up to 6 miles, a pulse with a pulse width of 0.3 ^ s is sent. The output signal of the pulse magnetron MT is sent to the antenna 21. The antenna 21 emits an ultra-high-frequency detection pulse signal into the air. The configuration and operation of the other parts Since they are the same as those shown in the figure, their description is omitted. Industrial applicability
本発明のマグネ ト 口 ン駆動回路は レーダー装置における 超短波の搮知パルスを発生させるマグネ ト ロ ンの駆動回路 と して利用でき る。  The magnet port driving circuit of the present invention can be used as a magnetron driving circuit that generates an ultrashort detection pulse in a radar device.

Claims

請 求 の 範 囲 The scope of the claims
( 1 ) 高電圧が充電される蓄積コ ンデンサと、 (1) a storage capacitor charged with high voltage;
パルス電圧がゲー ト電極に与え られる電界効果 ト ラ ン ジ ス タ と 、  A field-effect transistor in which a pulse voltage is applied to the gate electrode;
前記蓄積コ ンデンサ と前記電界効果 ト ラ ン ジスタ と の間 に直列接続さ れた一次卷線および一端側がマ グネ ト ロ ン の ヒ ータ ^"電極に他端側がヒ ータ ー電源にそれぞれ接続され た二次巻線と を備えたパルス ト ラ ン ス と、  A primary winding connected in series between the storage capacitor and the field-effect transistor, one end of which is connected to a magnetron heater electrode, and the other end is connected to a heater power supply. A pulse transformer with a connected secondary winding;
を備えたマ グネ ト o ン駆動回路。  A magnet drive circuit equipped with
(2 ) 前記電界効果 ト ラ ン ジ ス タ がパ ワ ー M 0 S 型の も のである第（1)項記載のマ グネ ト ロ ン駆動回路。  (2) The magnetron drive circuit according to (1), wherein the field-effect transistor is of a power M0S type.
( 3) マ グネ ト ロ ンがパルスマ グネ ト ロ ンであ る第（1 ) 項記載のマグネ ト 口 ン駆動回路。  (3) The magnet port drive circuit according to (1), wherein the magnetron is a pulse magnetron.
(4) 高電圧が充電さ れる蓄稹コ ン デ ンサ と、  (4) a storage capacitor charged with a high voltage;
パルス電圧がゲー ト電極に与え られる電界効果 ト ラ ン ジ ス タ と、  A field-effect transistor in which a pulse voltage is applied to the gate electrode;
探知パルス信号をア ンテナへ送出する マ グネ ト ロ ン と 、 前記蓄積コ ン デ ンザと前記電界効果 ト ラ ン ジ スタ と の間 に直列接続さ れた一次巻線および一端側が前記マ グネ ト ロ ンの ヒータ電極に他端側がヒ ータ電源にそれぞれ接続され た二次巻線とを備えたパルス ト ラ ン ス と、 A magnetron for transmitting a detection pulse signal to the antenna, a primary winding serially connected between the storage capacitor and the field effect transistor, and one end of the magnetron. B A pulse transformer having a secondary winding connected to a heater power supply at the other end and a heater power supply at the other end, and
を具備する こ とを特徵とする レーダー装置における探知 パルス信号発生回路。  A detection pulse signal generation circuit in a radar device, comprising:
C5) 前記電界効果 ト ラ ン ジ ス タを、 そ の電圧（V g s) 対電流（ I d s) 特性のほぼ定電流性を示す部分で駆動す る第（4)項記載の レーダ—装置における探知パルス信号発 生回路。  C5) The radar device according to (4), wherein the field-effect transistor is driven by a portion of the voltage (V gs) versus current (Ids) characteristics that exhibits substantially constant current characteristics. Detection pulse signal generation circuit.
(6) 前記電界効果 ト ラ ン ジ ス タ のゲー ト電極に、 そ の パルス巾がレーダ一装置の探知鉅離範囲に対 It、するパルス 信号を出力する第（4)項記載の レーダー装置における探知 パルス信号発生回路。  (6) The radar device according to (4), wherein the gate electrode of the field effect transistor outputs a pulse signal having a pulse width corresponding to a detection range of the radar device. Detection of pulse signal generation circuit.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS59121945U (en) * 1983-02-07 1984-08-16 三菱電機株式会社 radar transmitter
JPS63178482A (en) * 1987-01-19 1988-07-22 松下電器産業株式会社 Radio frequency heater

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Title
DENSHI GIJUTSU, Vol. 27, No. 2, 1 February 1985, (NIKKAN KOGYO SHIMBUN, LTD.), page 76-85. *

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