WO1989010802A1 - Circuitry for self-excitation of self-resonant vibrations in a mechanical vibrating system - Google Patents

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WO1989010802A1
WO1989010802A1 PCT/DE1989/000281 DE8900281W WO8910802A1 WO 1989010802 A1 WO1989010802 A1 WO 1989010802A1 DE 8900281 W DE8900281 W DE 8900281W WO 8910802 A1 WO8910802 A1 WO 8910802A1
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WO
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amplifier
circuit
input
voltage
self
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Application number
PCT/DE1989/000281
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English (en)
French (fr)
Inventor
Martin PFÄNDLER
Original Assignee
Endress U. Hauser Gmbh U. Co.
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
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Publication date
Application filed by Endress U. Hauser Gmbh U. Co. filed Critical Endress U. Hauser Gmbh U. Co.
Priority to JP1504866A priority Critical patent/JPH0775700B2/ja
Publication of WO1989010802A1 publication Critical patent/WO1989010802A1/de

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    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B06—GENERATING OR TRANSMITTING MECHANICAL VIBRATIONS IN GENERAL
    • B06B—METHODS OR APPARATUS FOR GENERATING OR TRANSMITTING MECHANICAL VIBRATIONS OF INFRASONIC, SONIC, OR ULTRASONIC FREQUENCY, e.g. FOR PERFORMING MECHANICAL WORK IN GENERAL
    • B06B1/00—Methods or apparatus for generating mechanical vibrations of infrasonic, sonic, or ultrasonic frequency
    • B06B1/02—Methods or apparatus for generating mechanical vibrations of infrasonic, sonic, or ultrasonic frequency making use of electrical energy
    • B06B1/0207—Driving circuits
    • B06B1/0223—Driving circuits for generating signals continuous in time
    • B06B1/0238—Driving circuits for generating signals continuous in time of a single frequency, e.g. a sine-wave
    • B06B1/0246—Driving circuits for generating signals continuous in time of a single frequency, e.g. a sine-wave with a feedback signal
    • B06B1/0261—Driving circuits for generating signals continuous in time of a single frequency, e.g. a sine-wave with a feedback signal taken from a transducer or electrode connected to the driving transducer

Definitions

  • the invention relates to a circuit arrangement for self-excitation of a mechanical oscillation system for self-resonance oscillations with an electromechanical transducer system, which is arranged in the feedback circuit of an electronic amplifier circuit, so that it is excited to mechanical oscillations by the AC output voltage of the amplifier circuit and an AC voltage to the input of the amplifier circuit ⁇ voltage with the frequency of the mechanical vibrations.
  • fillings eg lime, flour
  • fillings eg lime, flour
  • the sensor can no longer vibrate, so that it is incorrectly indicated that the sensor is covered, although in reality is not immersed in the contents and is only covered with a base.
  • the object of the invention is to provide a circuit arrangement for self-excitation of a mechanical vibration system which, with little circuit complexity, ensures a safe start even under unfavorable operating conditions and reduces the risk of incorrect displays of the vibration state.
  • this object is achieved in that the amplifier circuit has a nonlinear gain characteristic, which results in greater amplification for small values of the input signal than for larger values of the input signal.
  • the circuit arrangement embodied according to the invention has a high sensitivity with small values of the input signal of the amplifier circuit, so that even weak ones Interfering effects, for example slight external vibrations, thermal noise or similar disturbing effects, an oscillation is triggered, which swings up quickly. In contrast, the input sensitivity is reduced for larger values of the input signal, so that good insensitivity to external vibrations is achieved. If the circuit arrangement is used, for example, in a fill level sensor of the type described above, it has a very good start-up behavior in a large temperature range and a very large tolerance with regard to starting, while at the same time being insensitive to external vibrations.
  • the required nonlinear gain characteristic can be achieved with little circuit complexity, since a two-stage gain is sufficient, which changes from a large value to a smaller value if the size of the input signal exceeds a predetermined threshold value.
  • FIG. 1 shows the block diagram of the circuit arrangement for the excitation of a mechanical vibration system for natural resonance vibrations
  • FIG. 2 shows the circuit diagram of an embodiment of the input amplifier of the circuit arrangement from FIG. 1,
  • FIG. 2 shows diagrams for explaining the mode of operation of the input amplifier from FIG. 2,
  • Fig. 4 is a circuit diagram of another embodiment of the input amplifier of Fig. 2 and 5 shows diagrams for explaining the mode of operation of the input amplifier from FIG. 4.
  • FIG. 1 shows, as an example of a mechanical vibration system that is to be excited to vibrate at the natural resonance frequency, a fill level sensor 10 with two vibrating bars 12, 14.
  • the vibrating bars are set into bending phases in opposite phases, which occurs when the bars are immersed in the product are strongly damped so that the vibrations cease, whereby it can be determined that the filling material has reached a predetermined filling level, while conversely the re-insertion of the vibrations indicates that the filling level has again fallen below the level to be monitored.
  • the vibrating rods 12, 14 are each attached at one end to a membrane 16 which is clamped at the edge in a holder 18.
  • an electromechanical transducer system 20 is connected to the membrane 16, which has a transmit transducer 22 and a receive transducer 24.
  • the transmitter converter 22 is connected to the output of an amplifier circuit 30 and is designed such that it converts an electrical alternating voltage (or an electrical alternating current) supplied by the amplifier circuit 30 into a mechanical oscillation which acts on the membrane 16 and on the vibrating rods 12 , 14 is transmitted.
  • the reception converter 24 is connected to the input of the amplifier circuit 30 and is designed such that it converts the mechanical oscillation of the oscillation system 10 into an electrical alternating voltage of the same frequency. This AC input voltage is amplified by the amplifier circuit, and the amplified AC output voltage of the same frequency thus obtained is applied to the transmitter converter 22.
  • the mechanical vibration system is in this way in a self-exciting feedback circuit of the amplifier circuit 30, in which it forms the frequency-determining element, so that it is excited to vibrate with its natural resonance frequency.
  • the electromechanical transducers 22, 24 can be of any type known per se, for example electromagnetic or electrodynamic transducers with coils, magnetostrictive transducers, piezoelectric transducers or the like.
  • the transmitter converter 22 and the receiver converter 24 can therefore be of the same type.
  • the amplifier circuit 30 contains an input amplifier 32, the input terminals of which are connected to the two electrodes of the transducer 24, a bandpass filter 34 connected to the output of the input amplifier 32, and an output amplifier 36, the output electrodes of which are the two electrodes of the transmitter transducer 22 are connected.
  • the bandpass filter 34 is tuned to the natural resonance frequency of the electro-mechanical oscillation system 10 to be excited, so that the electrical alternating voltage is selectively amplified with this frequency. This can be the frequency of the fundamental oscillation or also the "frequency of a harmonic of the natural resonance of the mechanical oscillation system 10.
  • the peculiarity of the amplifier circuit 30 is that its gain characteristic, depending on the size of the input signal, is so non-linear that the amplification is greater for small amplitudes of the input signal than for large amplitudes.
  • this nonlinear gain characteristic of amplifier circuit 30 is achieved in that input amplifier 32 is designed with nonlinear gain.
  • FIG. 2 shows an embodiment of the input amplifier 32 which gives the desired nonlinear gain characteristic with particularly simple means.
  • the input amplifier 32 is formed as a differential amplifier with an operational amplifier 40.
  • the two inputs of the operational amplifier 40 are connected via identical resistors 41, 42 of the resistance value R to the two electrodes of the receiving transducer 24, so that the voltage between these electrodes forms the input voltage ü of the differential amplifier.
  • the Wi resistor 44 are two semiconductor diodes 47, 48 connected in opposite directions in parallel, and in a corresponding manner two further semiconductor diodes 49, 50 are connected in parallel in opposition to the resistor 46.
  • the receiving transducer 24 initially outputs very small voltages, which are caused by slight external vibrations, thermal noise and similar disturbing effects. These small voltages are amplified by the differential input amplifier 32. As long as the resulting output voltage U from the differential input amplifier is so small that the voltage drops across the resistors 44 and 4 are smaller than the forward voltage of the semiconductor diodes 47 48, 49, 50 (which is about 0.6 V for silicon diodes ), block the semiconductor diodes in both directions, and the resistors 44 and 46 are fully effective. For such small input signals, the gain factor V of the differential input amplifier is 32 R réelle+ R.
  • Diagram A of FIG. 3 shows this dependency of the gain factor V on the voltage
  • diagram B of FIG. 3 shows the relationship between the input voltage Ue and the output voltage Ua of the input difference
  • Amplifier 32 In the case of values of the input voltage U that are smaller than a value U 1 , the output voltage Ua is determined by the constant amplification factor V. So that it has a relatively high steepness of the input voltage U is portional. In this area, the amplifier circuit 30 has a high input sensitivity, so that even in the case of weak interference effects, temperature-related changes in the transmission factor and formation of deposits on the oscillating rods 12, 14, reliable oscillation is ensured.
  • the output voltage Ua reaches as a result of the amplification with the amplification factor
  • Vm a value U. , which is equal to the forward voltage of the semiconductor diodes 47, 48, 49, 50.
  • the gain factor V has the smaller value V ? , so that the output voltage Ua rises less steeply as a function of the input voltage Ue.
  • the input sensitivity of the amplifier circuit is therefore reduced, so that voltages which are generated by disturbance vibrations cannot reach values which simulate a resonance oscillation of the mechanical oscillation system 10.
  • the input amplifier 32 goes into saturation, so that a further increase in the input voltage U no longer results in an increase in the output voltage U.
  • FIG. 4 shows another embodiment of the input amplifier 32, which likewise gives the desired non-linear gain characteristic.
  • the Input amplifier 32 from two amplifier stages.
  • the first amplifier stage corresponds to the input amplifier of FIG. 2 with the only difference that the resistors 44 and 46 with the semiconductor diodes 47, 48 and 49, 50 connected in parallel in opposite directions are omitted.
  • the remaining components of this amplifier stage which correspond to those of the input amplifier of FIG. 2, are designated by the same reference numerals as in FIG. 2.
  • the two electrodes of the receiving transducer 24 are connected to the two inputs of the operational amplifier 40 via identical resistors 41, 42 of the resistance value R., so that the voltage between these electrodes forms the input voltage U of the differential amplifier. Since the feedback circuit of the operational amplifier 40 and the circuit branch leading from the non-inverting input to the ground now only contain the unchangeable resistors 43 and 45 of the resistance value R 1, this amplifier stage has the constant amplification factor
  • V 1 + - R 2 ⁇ - (3)
  • V V v ⁇ (4) given.
  • the second amplifier stage contains an operational amplifier 60, the non-inverting input of which is connected to the output of the first amplifier stage, so that the output voltage Ua 'of the first amplifier stage forms the input voltage of the second amplifier stage, the output voltage Ua of which also represents the output voltage of the input amplifier 32 ⁇ represents.
  • a resistor 61 with the resistance value R is located in the feedback circuit of the operational amplifier 60 leading to the inverting input. ting input of the operational amplifier 60 and ground, a circuit branch which contains a resistor 62 with the resistance value R- in series with the current path of a field effect transistor 63.
  • the resistance R -. ⁇ Of the field effect transistor 63 depends on the control voltage applied to its gate electrode.
  • This voltage is obtained from the output voltage U a by rectification by means of a rectifier circuit which contains two semiconductor diodes 64, 65 and a smoothing circuit with a capacitor 66 in parallel with a resistor 67.
  • a rectifier circuit which contains two semiconductor diodes 64, 65 and a smoothing circuit with a capacitor 66 in parallel with a resistor 67.
  • Field-effect transistor 63 depends on the amplitude of the output voltage Uaaaabbhkorännggiigg .. DDaadduurrcchh the amplification factor for the second amplifier stage
  • the amplification factor V ⁇ determines the relationship between the input input signal and the output voltage U of the second amplifier stage
  • the input amplifier 32 consisting of the two amplifier stages has the overall gain factor V
  • V v -VGI V II (7)
  • diagram A shows the voltage-dependent course of the gain factor V_ and diagram B the resultant relationship between the input voltage U and
  • the diagrams C and D show the relationships for the second amplifier stage in a corresponding manner.
  • the amplification factor V Up to a value U 1 'of the voltage U', the amplification factor V has a relatively large constant value V ⁇ 1 , so that the output voltage Ua of the voltage Ua 'has a relatively large value
  • Slope is proportional.
  • the range of change lies between the values U 'and U' of the input voltage Ua 'and the corresponding values Ua and U _ of the output voltage Ua
  • Voltage Ua is again proportional to voltage Ua ', but with a significantly lower slope.
  • diagram E shows the overall gain factor V ⁇ , of the input amplifier 32, which results from the product of the two gain factors V and V ⁇
  • diagram F shows the corresponding relationship between the Input voltage Ue and the output voltage Ua.
  • diagram F of FIG. 5 is very similar to diagram B of FIG. 3.
  • the input amplifier has a large amplification factor and thus a high input sensitivity for small values of the input voltage U, while the amplification factor is smaller for higher values of the input voltage and consequently the input sensitivity is reduced.
  • the embodiment of FIG. 4 therefore produces the same advantageous effects as have been explained above for the embodiment of FIG. 2.

Description

Schaltungsanordnung zur Selbsterregung eines mechanischen Schwingsystems zu Eigenresonanzschwingungen
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Selbsterre¬ gung eines mechanischen Schwingsystems zu Eigenresonanzschwin¬ gungen mit einem elektromechanischen Wandlersystem, das im Rückkopplungskreis einer elektronischen Verstärkerschaltung angeordnet ist, so daß es durch die Ausgangswechselspannung der Verstärkerschaltung zu mechanischen Schwingungen angeregt wird und zum Eingang der Verstärkerschaltung eine Wechselspan¬ nung mit der Frequenz der mechanischen Schwingungen liefert.
Auf verschiedenen Anwendungsgebieten von mechanischen Schwing¬ systemen verursacht diese bekannte Art der Selbsterregung von Eigenresonanzschwingungen Probleme. Dies gilt beispielsweise für mechanische Schwingsysteme mit schwingenden Stäben, die als Sensoren zur Feststellung des Erreichens eines vorbestimm¬ ten Füllstands in einem Behälter verwendet werden, wobei die Tatsache ausgenutzt wird, daß die Schwingungen beim Eintauchen des Sensors in das Füllgut infolge der starken Dämpfung aus¬ setzen, während das Wiedereinsetzen der Schwingungen anzeigt, daß der Füllstand unter die Einbauhδhe des Sensors gefallen ist. Wird bei einer solchen Anwendung der Sensor im Prozeßbe¬ hälter hohen Temperaturen ausgesetzt, so kann sich dadurch der Übertragungsfaktor des Sensors so stark ändern, daß er nicht mehr anschwingen kann, wodurch es zu einer Fehlanzeige des Füllstands kommt. In gleicher Weise wirken sich stark zur An¬ satzbildung neigende Füllgüter (z.B. Kalk, Mehl) aus: Bei star¬ ker Ansatzbildung kann der Sensor nicht mehr anschwingen, so daß fälschlich angezeigt wird, daß der Sensor bedeckt ist, ob¬ wohl er in Wirklichkeit nicht in das Füllgut eintaucht und nur mit Ansatz bedeckt ist.
Wenn zur Vermeidung der zuvor geschilderten Probleme die Ver¬ stärkung der Verstärkerschaltung erhöht wird, wird die Fremd- vibrationsempfindlichkeit zu groß. Dies bedeutet, daß bei be¬ decktem. Sensor Vibrationen am Behälter, die beispielsweise durch Rüttler oder vorbeistrδmendes Füllgut verursacht werden, AusgangsSpannungen der Verstärkerschaltung verursachen können, die vortäuschen, daß der Sensor nicht bedeckt ist und Eigenre¬ sonanzschwingungen ausführt, wobei dann fälschlicherweise ein zu niedriger Füllstand angezeigt wird.
Aufgabe der Erfindung ist die Schaffung einer Schaltungsanord¬ nung zur Selbsterregung eines mechanischen Schwingsystems, die mit geringem Schaltungsaufwand ein sicheres Anschwingen auch unter ungünstigen Betriebsbedingungen gewährleistet und die Gefahr von Fehlanzeigen des Schwingungszustands verringert.
Nach der Erfindung wird diese Aufgabe dadurch gelöst, daß die Verstärkerschaltung eine nichtlineare Verstärkungskennlinie aufweist, die bei kleinen Werten des Eingangssignals eine grö¬ ßere Verstärkung als bei größeren Werten des Eingangssignals ergibt.
Die nach der Erfindung ausgeführte Schaltungsanordnung besitzt bei kleinen Werten des Eingangssignals der Verstärkerschaltung eine hohe Ansprechempfindlichkeit, so daß schon durch schwache Störeffekte, z.B. leichte Fremdvibrationen, thermisches Rau¬ schen oder ähnliche Storeffekte, ein Anschwingen ausgelöst wird, das sich schnell aufschaukelt. Dagegen ist bei größeren Werten des Eingangssignals die Eingangsempfindlichkeit herabgesetzt, so daß eine gute Unempfindlichkeit für Fremdvibrationen er¬ reicht wird. Wenn die Schaltungsanordnung beispielsweise bei einem Füllstandssensor der zuvor geschilderten Art verwendet wird, weist dieser ein sehr gutes Anschwingverhalten in einem großen Temperaturbereich und eine sehr große Ansatzverträg¬ lichkeit bei gleichzeitiger großer Unempfindlichkeit gegenüber Fremdvibrationen auf.
Die erforderliche nichtlineare Verstärkungskennlinie kann mit geringem Schaltungsaufwand erzielt werden, denn es genügt be¬ reits eine zweistufige Verstärkung, die von einem großen Wert auf einen kleineren Wert übergeht, wenn die Größe des Eingangs¬ signals einen vorbestimmten Schwellenwert übersteigt.
Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.
Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung eines Ausführungsbeispiels, das in der Zeichnung dargestellt ist. In der Zeichnung zeigt:
Fig. 1 das Blockschaltbild der Schaltungsanordnung zur Er¬ regung eines mechanischen Schwingsystems zu Eigen¬ resonanzschwingungen,
Fig. 2 das Schaltbild einer Ausführungsform des Eingangs¬ verstärkers der Schaltungsanordnung von Fig. 1,
Fig. 3 Diagramme zur Erläuterung der Funktionsweise des Eingangsverstärkers von Fig. 2,
Fig. 4 das Schaltbild einer anderes Ausführungsfor des Eingangsverstärkers von Fig. 2 und Fig. 5 Diagramme zur Erläuterung der Funktionsweise des Eingangsverstärkers von Fig. 4.
Fig. 1 zeigt als Beispiel für ein mechanisches Schwingsystem, das zu Schwingungen mit der Eigenresonanzfrequenz angeregt werden soll, einen Füllstandssensor 10 mit zwei Schwingstäben 12, 14. Die Schwingstäbe werden in gegenphasige Biegeschwin¬ gungen versetzt, die beim Eintauchen der Stäbe in das Füllgut so stark gedämpft werden, daß die Schwingungen aussetzen, wo¬ durch festgestellt werden kann, daß das Füllgut einen vorbe¬ stimmten Füllstand erreicht hat, während umgekehrt das Wieder¬ einsetzen der Schwingungen anzeigt, daß der Füllstand wieder unter die zu überwachende Höhe gefallen ist. Die Schwingstäbe, 12, 14 sind jeweils mit einem Ende an einer Membran 16 befe¬ stigt, die am Rand in einer Halterung 18 eingespannt ist.
Zur Erzeugung der Eigenresonanzschwingungen des mechanischen Schwingsystems 10 ist mit der Membran 16 ein elektromechani¬ sches Wandlersystem 20 verbunden, daß einen Sendewandler 22 und einen Empfangswandler 24 aufweist. Der Sendewandler 22 ist an den Ausgang einer VerstärkerSchaltung 30 angeschlossen und so ausgebildet, daß er eine von der Verstärkerschaltung 30 ge¬ lieferte elektrische WechselSpannung (bzw. einen elektrischen Wechselstrom) in eine mechanische Schwingung umsetzt, die auf die Membran 16 und auf die Schwingstäbe 12, 14 übertragen wird. Der Empfangswandler 24 ist mit dem Eingang der VerstärkerSchal¬ tung 30 verbunden und so ausgebildet, daß er die mechanische Schwingung des Schwingsystems 10 in eine elektrische Wechsel¬ spannung der gleichen Frequenz umsetzt. Diese Eingangswechsel¬ spannung wird von der Verstärkerschaltung verstärkt, und die dadurch erhaltene verstärkte AusgangswechselSpannung der glei¬ chen Frequenz wird an den Sendewandler 22 angelegt. Es ist un¬ mittelbar zu erkennen, daß das mechanische Schwingsystem auf diese Weise in einem selbsterregenden Rückkopplungskreis der Verstärkerschaltung 30 liegt, in welchem es das frequenzbe¬ stimmende Glied bildet, so daß es zu Schwingungen mit seiner Eigenresonanzfrequenz angeregt wird. Die elektromechanischen Wandler 22, 24 können von beliebiger, an sich bekannter Art sein, beispielsweise elektromagnetische oder elektrodynamische Wandler mit Spulen, magnetostriktive Wandler, piezoelektrische Wandler oder dergleichen. Bei dem beschriebenen Ausführungsbeispiel ist angenommen, daß es sich um piezoelektrische Wandler handelt, die in bekannter Weise einen zwischen zwei Elektroden angeordneten Piezokristall en¬ thalten, der eine Formänderung erfährt, wenn eine elektrische Spannung an die beiden Elektroden angelegt wird, und der umge¬ kehrt bei einer mechanisch erzwungenen Formänderung eine elek¬ trische Spannung zwischen, den beiden Elektroden erzeugt. Der Sendewandler 22 und der Empfangswandler 24 können daher von gleicher Bauart sein.
Die Verstärkerschaltung 30 enthält einen Eingangsverstärker 32, dessen Eingangsklemmen mit den beiden Elektroden des Emp¬ f ngswandlers 24 verbunden sind, ein an den Ausgang des Ein¬ gangsverstärkers 32 angeschlossenes Bandfilter 34 und einen Endverstärker 36, an dessen Ausgangsklemmen die beiden Elek¬ troden des Sendewandlers 22 angeschlossen sind. Das Bandfilter 34 ist auf die zu erregende Eigenresonanzfrequenz des elektro¬ mechanischen Schwingsystems 10 abgestimmt, so daß die elektri¬ sche Wechselspannung mit dieser Frequenz selektiv verstärkt wird. Hierbei kann es sich um die Frequenz der Grundschwingung oder auch um die" Frequenz einer Oberschwingung der Eigenreso¬ nanz des mechanischen Schwingsytems 10 handeln.
Die Besonderheit der Verstärkerschaltung 30 besteht darin, daß ihre Verstärkungskennlinie in Abhängigkeit von der Größe des Eingangssignals derart nichtlinear ist, daß die Verstärkung bei kleinen Amplituden des Eingangssignals größer als bei gro¬ ßen Amplituden ist. Bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel wird diese nichtlineare Verstärkungskennlinie der Verstärker¬ schaltung 30 dadurch erreicht, daß der Eingangsverstärker 32 mit nichtlinearer Verstärkung ausgebildet ist. Fig. 2 zeigt eine Ausführungsform des Eingangsverstärkers 32, die mit besonders einfachen Mitteln die gewünschte nichtlinea¬ re Verstärkungskennlinie ergibt. Der Eingangsverstärker 32 is als Differenzverstärker mit einem Operationsverstärker 40 aus gebildet. Die beiden Eingänge des Operationsverstärkers 40 sind über gleiche Widerstände 41, 42 des Widerstandswerts R mit den beiden Elektroden des Empfangswandlers 24 verbunden, so daß die Spannung zwischen diesen Elektroden die Eingangs spannung ü des Differenzverstärkers bildet. In dem vom Aus gang zum invertierenden Eingang führenden Rückkopplungszwei des Operationsverstärkers 40 liegen zwei Widerstände 43, 4 mit den Widerstandswerten R« bzw. R, in Serie, und zwei weite re Widerstände 45, 46 mit den gleichen Widerstandswerten R bzw. R-j sind in Serie zwischen dem nichtinvertierenden Eingan des Operationsverstärkers 40 und Masse angeschlossen. Dem Wi derstand 44 sind zwei Halbleiterdioden 47, 48 gegensinnig par allelgeschaltet, und in entsprechender Weise sind zwei weiter Halbleiterdioden 49, 50 dem Widerstand 46 gegensinnig paralle geschaltet.
Der in Fig. 2 dargestellte Differenz erstärker ergibt die fol gende Wirkungsweise:
Wenn das mechanische Schwingsystem 10 beim Einschalten des Ge räts in Ruhe ist, gibt der Empfangswandler 24 zunächst nu sehr kleine Spannungen ab, die durch leichte Fremdvibrationen thermisches Rauschen und ähnliche Storeffekte verursacht wer den. Diese kleinen Spannungen werden vom Differenz-Eingangs verstärker 32 verstärkt. Solange wie die dadurch erzeugte Aus gangsspannung U des Differenz-Eingangsverstärkers so klei ist, daß die Spannungsabfälle an den Widerständen 44 und 4 kleiner sind als die Durchlaßspannung der Halbleiterdioden 47 48, 49, 50 (die bei Silicium-Dioden etwa 0,6 V beträgt), sper ren die Halbleiterdioden in beiden Richtungen, und die Wider stände 44 und 46 sind voll wirksam. Für so kleine Eingangssi gnale beträgt der Verstärkungsfaktor V des Differenz-Eingangs verstärkers 32 R„ + R.
V = 1 + ( 1 )
Rl
Diejenigen Komponenten der Ausgangsspannung U , deren Frequen- a zen im Durchlaßbereich des Bandfilters 34 liegen, gelangen zum Endverstärker 36, von dem sie mit linearer Verstärkung weiter verstärkt werden. Die so verstärkten Signalkomponenten werden vom Sendewandler 22 in mechanische Schwingungen umgewandelt, die das mechanische Schwingsystem 10 zu einer Eigenresonanz¬ schwingung anregen. Diese Eigenresonanzschwingung wird vom Empfangswandler 24 in eine elektrische Wechselspannung umge¬ setzt, die dem Eingang des Differenz-Eingangsverstärkers 32 zugeführt und von diesem in der zuvor beschriebenen Weise ver¬ stärkt wird. Auf diese Weise schaukeln sich die Schwingungen des mechanischen Schwingsystems 10 auf.
Wenn bei diesem Einschwingvorgang die Spannung U am Ausgang a des Differenz-Eingangsverstärkers 32 so groß wird, daß die Spannungsabfälle an den Widerständen 44 und 46 größer als die Durchlaßspannung der Halbleiterdioden 47, 48 bzw. 49, 50 wird, werden die Halbleiterdioden durchlässig, so daß sie die Wider¬ stände 44 und 46 kurzschließen. Der Verstärkungsfaktor V des Differenz-Eingangsverstärkers 32 beträgt dann
R2 V, = 1 + — (2)
Rl
Das Diagramm A von Fig. 3 zeigt diese Abhängigkeit des Verstär¬ kungsfaktors V von der Spannung, und das Diagramm B von Fig. 3 zeigt den dadurch erzielten Zusammenhang zwischen der Eingangs¬ spannung Ue und der Ausgangsspannung Ua des Eingangs-Differenz-
Verstärkers 32. Bei Werten der Eingangsspannung U , die klei¬ ner als ein Wert U 1 sind, ist die Ausgangsspannung Ua durch den konstanten Verstärkungsfaktor V. bestimmt, so daß sie mit verhältnismäßig großer Steilheit der Eingangsspannung U pro- portional ist. In diesem Bereich besitzt die Verstärkerschal¬ tung 30 eine große Eingangsempfindlichkeit, so daß selbst bei schwachen Störeffekten sowie bei temperaturbedingten Änderun¬ gen des Übertragungsfaktors und bei Ansatzbildungen an den Schwingstäben 12, 14 ein sicheres Anschwingen gewährleistet ist.
Bei dem Wert U 1 der EingangsSpannung U erreicht die Ausgangs spannung Ua infolge der Verstärkung mit dem Verstärkungsfaktor
Vm einen Wert U . , der gleich der Durchlaßspannung der Halb¬ leiterdioden 47, 48, 49, 50 ist. Bei Werten der Eingangsspan¬ nung U , die größer als der Wert U _. sind, hat daher der Ver¬ stärkungsfaktor V den kleineren Wert V?, so daß die Ausgangs¬ spannung Ua in Abhängigkeit von der Eingangsspannung Ue weni- ger steil ansteigt. In diesem Bereich, in welchem keine An¬ schwingprobleme bestehen, ist daher die Eingangsempfindlich¬ keit der Verstärkerschaltung herabgesetzt, so daß Spannungen, die durch Stδrvibrationen erzeugt werden, nicht Werte errei¬ chen können, die eine Resonanzschwingung des mechanischen Schwingsystems 10 vortäuschen.
Wenn schließlich die EingangsSpannung U einen Wert U ~ er¬ reicht, bei welchem die AusgangsSpannung Ua den durch die
Stromversorgungsspannung bedingten Höchstwert U_, hat, geht der Eingangsverstärker 32 in die Sättigung, so daß ein weiterer Anstieg der EingangsSpannung U keine Erhöhung der Ausgangs- spannung U mehr zur Folge hat.
Die geschilderten Wirkungen werden mit einem sehr geringen zu¬ sätzlichen Schaltungsaufwand erreicht. Gegenüber einem Diffe¬ renz-Eingangsverstärker mit linearer Verstärkung beschränkt sich der Mehraufwand auf die beiden Widerstände 44, 46 und die vier Halbleiterdioden 47, 48, 49, 50.
Fig. 4 zeigt eine andere Ausfuhrungsform des Eingangsverstär¬ kers 32, die ebenfalls die gewünschte nichtlineare Verstär¬ kungskennlinie ergibt. Bei dieser Ausfuhrungsform besteht der Eingangsverstärker 32 aus zwei Verstärkerstufen. Die erste Verstärkerstufe entspricht dem Eingangsverstärker von Fig. 2 mit dem einzigen Unterschied, daß die Widerstände 44 und 46 mit den dazu gegensinnig parallelgeschalteten Halbleiterdioden 47, 48 bzw. 49, 50 fortgelassen sind. Die übrigen Bestandteile dieser Verstärkerstufe, die denjenigen des Eingangsverstärkers von Fig. 2 entsprechen, sind mit den gleichen Bezugszeichen wie in Fig. 2 bezeichnet. Wie in Fig. 2 sind die beiden Elek¬ troden des Empfangswandlers 24 über gleiche Widerstände 41, 42 des Widerstandswerts R. mit den beiden Eingängen des Opera¬ tionsverstärkers 40 verbunden, so daß die Spannung zwischen diesen Elektroden die Eingangsspannung U des Differenzverstär kers bildet. Da nunmehr im Rückkopplungskreis des Operations¬ verstärkers 40 sowie in dem vom nichtinvertierenden Eingang nach Masse führenden Schaltungszweig nur noch die unveränder¬ lichen Widerstände 43 bzw. 45 des Widerstandswert R« liegen, hat diese Verstärkerstufe den konstanten Verstärkungsfaktor
V = 1 + - R2≤- (3)
Rl
Somit wird am Ausgang des Operationsverstärkers 40 die Span¬ nung
V = Vvι (4) abgegeben.
Die zweite Verstärkerstufe enthält einen Operationsverstärker 60, dessen nichtinvertierender Eingang an den Ausgang der er¬ sten Verstärkerstufe angeschlossen ist, so daß die Ausgangs¬ spannung Ua' der ersten Verstärkerstufe die Eingangsspannung der zweiten Verstärkerstufe bildet, deren Ausgangsspannung Ua zugleich die Ausgangsspannung des Eingangsverstärkers 32 dar¬ stellt. In dem zum invertierenden Eingang führenden Rückkopp¬ lungskreis des Operationsverstärkers 60 liegt ein Widerstand 61 mit dem Widerstandswert R.. Ferner liegt zwischen dem inver- tierenden Eingang des Operationsverstärkers 60 und Masse ein Schal ungszweig, der einen Widerstand 62 mit dem Widerstands¬ wert R- in Serie mit dem Strompfad eines Feldeffekttransistors 63 enthält. Der Widerstand R-.^ des Feldeffekttransistors 63 hängt von der an dessen Gate-Elektrode angelegten Steuerspan¬ nung ab. Diese S euerSpannung wird aus der AusgangsSpannung U a durch Gleichrichtung mittels einer Gleichrichterschaltung ge¬ wonnen, die zwei Halbleiterdioden 64, 65 und eine Glättungs- schaltung mit einem Kondensator 66 parallel zu einem Wider¬ stand 67 enthält. Somit ist der Strompfad-Widerstand R^^m des
Feldeffekttransistors 63 von der Amplitude der Ausgangsspan¬ nnuunngg UUaa aabbhhäännggiigg.. DDaadduurrcchh eerrggiibbt sich für die zweite Verstär- kerstufe der Verstärkungsfaktor
R4 I∑ = 1 + — , (5)
R5 + RFET
der in Abhängigkeit von dem Widerstand R- t.^ k,,l-. und somit in Ab- hängigkeit von der AusgangsSpannung üa veränderlich ist.
Der Verstärkungsfaktor Vττ bestimmt den Zusammenhang zwischen ddeerr EEiinnggaannggsssSppaannnnuunncg U ' und der AusgangsSpannung U der zwei- a a ten Verstärkerstufe
Figure imgf000012_0001
Der aus den beiden Verstärkerstufen bestehende Eingangsver¬ stärker 32 hat den Gesamtverstärkungsfaktor V
V = v -V G I VII (7)
so daß zwischen der Eingangsspannung U und der Ausgangsspan¬ nung Ua des Eingangsverstärkers 32 die folgende Beziehung be- steht:
Ua = VVG (8) Die Zusammenhänge zwischen den Verstärkungsfaktoren Vτ, V , uunndd ddeenn SSppaannnnuunncgen Ue, Ua' , Ua sind in den Diagrammen von Fig. 5 dargestellt.
In Fig. 5 zeigt das Diagramm A den spannungsabhängigen Verlauf des Verstärkungsfaktors V_ und das Diagramm B den dadurch er¬ zielten Zusammenhang zwischen der Eingangsspannung U und der
Ausgangsspannung Ua' der ersten Verstärkerstufe. Bis zu einem
Wert U 2 der Eingangsspannung, bei welchem die Ausgangsspan¬ nung Ua' den Sättigungswert UD i_ erreicht, ist der Verstärkungs- faktor V. konstant, so daß die Spannung Ua* der Eingangsspan- nung U proportional ist.
Die Diagramme C und D zeigen in entsprechender Weise die Ver¬ hältnisse für die zweite Verstärkerstufe. Bis zu einem Wert U 1 ' der Spannung U ' hat der Verstärkungsfaktor V einen verhältnismäßig großen konstanten Wert Vττ1 , so daß die Aus- gangsspannung Ua der Spannung Ua' mit verhältnismäßig großer
Steilheit proportional ist. Zwischen den Werten U ' und U ' der Eingangsspannung Ua' bzw. den entsprechenden Werten Ua und U _ der Ausgangsspannung Ua liegt der Änderungsbereich des
Widerstands R_ FlτE,mT; demzufolg •■e fällt der Verstärkungsfaktor VIττI in diesem Bereich vom Wert Vττ1 auf einen niedrigeren Wert
V „ ab/ wodurch sich in diesem Bereich der im Diagramm D dar¬ gestellte nichtlineare Zusammenhang zwischen den Spannungen
Ua* und Ua ergibt. Zwischen dem Spannungswert Ua ' und einem
Spannungswert U , ' , bei welchem die Ausgangsspannung U den Sättigungswert U_ B. erreicht, ändert sich der Widerstand R„FτE-,m1 nicht mehr, so daß in diesem Bereich der Verstärkungsfaktor
V den konstanten niedrigeren Wert V „ beibehält und die
Spannung Ua wieder der Spannung Ua' proportional ist, jedoch mit wesentlich geringerer Steilheit.
Schließlich zeigt das Diagramm E den Gesamtverstärkungsfaktor V^, des Eingangsverstärkers 32, der sich aus dem Produkt der beiden Verstärkungsfaktoren V und Vχτ ergibt, und das Dia¬ gramm F zeigt den entsprechenden Zusammenhang zwischen der EingangsSpannung Ue und der AusgangsSpannung Ua. Es ist unmit- telbar zu erkennen, daß das Diagramm F von Fig. 5 dem Diagramm B von Fig. 3 sehr ähnlich ist. Insbesondere hat auch bei der Ausfuhrungsform von Fig. 4 der Eingangsverstärker bei kleinen Werten der EingangsSpannung U einen großen Verstärkungsfaktor und demzufolge eine große Eingangsempfindlichkeit, während bei höheren Werten der EingangsSpannung der Verstärkungsfaktor kleiner und demzufolge die Eingangsempfindlichkeit herabge¬ setzt ist. Die Ausfuhrungsform von Fig. 4 ergibt daher die gleichen vorteilhaften Wirkungen, wie sie zuvor für die Aus¬ führungsform von Fig. 2 erläutert worden sind.

Claims

P a t e n t a n s p r ü c h e
1. Schaltungsanordnung zur Selbsterregung eines mechanischen Schwingsystems zu Eigenresonanzschwingungen, mit einem elektro¬ mechanischen Wandlersystem, das im Rückkopplungskreis einer elektronischen Verstärkerschaltung angeordnet ist, so daß es durch die Ausgangswechselspannung der Verstärkerschaltung zu mechanischen Schwingungen angeregt wird und zum Eingang der Verstärkerschaltung eine Wechselspannung mit der Frequenz der mechanischen Schwingungen liefert, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärkerschaltung eine nichtlineare Verstärkungskennli¬ nie aufweist, die bei kleinen Werten des Eingangssignals eine größere Verstärkung als bei größeren Werten des Eingangssi¬ gnals ergibt.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeich¬ net, daß die Verstärkerschaltung eine Verstärkerstufe aufweist, die durch einen Operationsverstärker mit in Abhängigkeit von der Signalamplitude veränderlichem Rückkopplungswiderstand ge¬ bildet ist.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2 , dadurch gekennzeich¬ net, daß der Rückkopplungskreis des Operationsverstärkers zwei in Serie geschaltete Widerstände enthält, und daß einem der beiden Widerstände zwei Halbleiterdioden gegensinnig parallel¬ geschaltet sind.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeich¬ net, daß der Operationsverstärker als Differenzverstärker mit zwei in Serie zwischen dem nichtinvertierenden Eingang und Masse angeschlossenen zusätzlichen Widerständen ausgebildet ist, und daß einem der zusätzlichen Widerstände zwei Halblei¬ terdioden gegensinnig parallelgeschaltet sind.
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeich¬ net, daß der invertierende Eingang des Operationsverstärkers durch einen Schaltungszweig, der einen Feldeffekttransistor enthält, mit Masse verbunden ist, und daß der Strompfadwider¬ stand des Feldeffekttransistors durch eine an dessen Gate-Elek¬ trode angelegte Steuerspannung veränderlich ist, die von der Ausgangsspannung des Operationsverstärkers abhängt.
6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeich¬ net, daß die SteuerSpannung durch Gleichrichtung aus der Aus¬ gangsspannung gebildet wird.
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