TWM677259U

TWM677259U - 多相電流平衡器

Info

Publication number: TWM677259U
Application number: TW114205238U
Authority: TW
Inventors: 蘇偉全; 楊忠倫; 鄭昇傑; 王星翰
Original assignee: 力智電子股份有限公司
Priority date: 2025-05-22
Filing date: 2025-05-22
Publication date: 2025-11-21

Abstract

一種多相電流平衡器，耦接於多相電源轉換器。多相電源轉換器包含多個電源轉換電路。多個電源轉換電路用以將輸入電壓轉換為輸出電壓。各電源轉換電路用以提供對應於輸出電壓的相電流。多相電流平衡器包含多個電流平衡電路。各電流平衡電路對應於各電源轉換電路。各電流平衡電路用以依據各電源轉換電路的相電流及參考電流得出各電源轉換電路的不匹配電阻值，並依據各電源轉換電路的不匹配電阻值及參考電流得出各電源轉換電路的上橋開關的導通時間修正量。各電源轉換電路的導通時間修正量與各電源轉換電路的不匹配電阻值成正相關。

Description

多相電流平衡器

本案是有關於多相電源轉換器的電流平衡技術，特別是一種多相電流平衡器。

在電壓調節器（Voltage Regulator, VR）的應用中，為提升系統效能，多相電源轉換器（Multi-phase Buck）被廣泛採用，以提供更高的輸出電流。然而，當電流增大時，若各相位（phase）間的PCB走線阻抗不匹配，可能導致電流分配不均，使過多熱量集中於單一相位，進而影響元件可靠性。因此，在大電流應用下，如何精確控制各相位間的電流平衡成為關鍵挑戰。

傳統的多相降壓轉換器通常透過電流感測電路（如類比數位轉換器，ADC）量測各相位電流，再經由控制演算法調整脈衝寬度調變（PWM）的導通時間（on-time），並將修正量回饋至控制迴路，最終調節功率級的輸出。然而，此方法需依賴高速且高精度的電流ADC，不僅增加系統成本，亦提高設計複雜度。

此外，傳統的控制演算法係透過比較各相位電流的相對大小，動態調整PWM負載週期（duty cycle）的增減量。此方式雖能在穩態或低頻負載變動下維持電流平衡，但由於其低頻寬（low bandwidth）特性，對於較高頻操作的負載，控制迴路並無法即時響應，無法達成即時的電流平衡。另一方面，在輕載條件下，由於電流訊號幅值較小，轉換後的電壓感測訊號易受雜訊干擾，使量測誤差增大，進而降低電流平衡控制的準確度。

綜上所述，傳統的多相降壓轉換器在高頻負載變動及輕載操作下，存在電流平衡控制效能不足的問題，極需改進以滿足現代高效能的電壓調節器的需求。

在一些實施例中，一種適用於多相電源轉換器的電流平衡方法。多相電源轉換器包含多個電源轉換電路。電源轉換電路用以將輸入電壓轉換為輸出電壓並提供對應於輸出電壓的相電流。電流平衡方法包含：依據電源轉換電路的相電流及參考電流，得出電源轉換電路的不匹配電阻值；及依據電源轉換電路的不匹配電阻值及參考電流，得出電源轉換電路的上橋開關的導通時間修正量。電源轉換電路的導通時間修正量與電源轉換電路的不匹配電阻值成正相關。

在一些實施例中，參考電流為相電流中的任一個或各相電流的平均值。

在一些實施例中，得出該不匹配電阻值的步驟包含：計算相電流及參考電流的差值；及依據差值得出不匹配電阻值。

在一些實施例中，依據差值得出不匹配電阻值的步驟包含將對差值進行迴授計算。

在一些實施例中，電源轉換電路的導通時間修正量為參考電流乘以電源轉換電路的不匹配電阻值。

在一些實施例中，一種多相電流平衡器，耦接於多相電源轉換器。多相電源轉換器包含多個電源轉換電路。多個電源轉換電路用以將輸入電壓轉換為輸出電壓。各電源轉換電路用以提供對應於輸出電壓的相電流。多相電流平衡電路包含多個電流平衡電路。各電流平衡電路對應於各電源轉換電路。各電流平衡電路用以依據各電源轉換電路的相電流及參考電流得出各電源轉換電路的不匹配電阻值，並依據各電源轉換電路的不匹配電阻值及參考電流得出各電源轉換電路的上橋開關的導通時間修正量。各電源轉換電路的導通時間修正量與各電源轉換電路的不匹配電阻值成正相關。

在一些實施例中，多相電源轉換器更包含電流感測電路。電流感測電路用以依據各電源轉換電路的相電流提供參考電流。參考電流為相電流中的任一個或各相電流的平均值。

在一些實施例中，電流平衡電路包含減法器、補償電路及乘法器。減法器用以計算相電流及參考電流的差值。補償電路耦接於減法器。補償電路用以對差值進行迴授計算，以得出不匹配電阻值。乘法器耦接於補償電路。乘法器用以將參考電流乘以不匹配電阻值，以得出導通時間修正量。

在一些實施例中，補償電路包含濾波單元、收斂控制單元及補償單元。收斂控制單元耦接於濾波單元。補償單元耦接於收斂控制單元。濾波單元用以對差值的訊號進行濾波，以減少差值的訊號的誤差量。收斂控制單元用以設定差值的訊號的收斂區間。當差值的訊號超過收斂區間時，收斂控制單元執行不匹配電阻值的更新運算。補償單元用以執行電流平衡電路的補償程序。

在一些實施例中，濾波單元為移動平均濾波器。濾波單元用以計算差值的訊號的移動平均值。收斂控制單元為濾波器。補償單元為補償器。補償程序包含透過補償演算法調整電流平衡電路的補償參數。

以下在實施方式中詳細敘述本案之詳細特徵以及優點，其內容足以使任何熟習相關技藝者瞭解本案之技術內容並據以實施，且根據本說明書所揭露之內容、申請專利範圍及圖式，任何熟習相關技藝者可輕易地理解本案相關之目的及優點。

圖1為電壓調節模組3之一實施例的示意圖。請參閱圖1。電壓調節模組3包含多相電源轉換器C2及多相電流平衡器C1。多相電源轉換器C2耦接於多相電流平衡器C1。多相電源轉換器C2包含3個電源轉換電路。多相電流平衡器C1包含3個電流平衡電路C11、C12、C13。各電流平衡電路對應於各電源轉換電路。

圖2為多相電源轉換器C2之一實施例的示意圖。請參閱圖2。相同於圖1，圖2之多相電源轉換器C2也包含3個相，換言之，圖2之多相電源轉換器C2包含3個電源轉換電路，但本案並不以此為限。在一些實施例中，多相電源轉換器C2所包含的相的數目為任意正整數，即，在一些實施例中，多相電源轉換器C2所包含的電源轉換電路的數目為任意正整數。

在一些實施例中，多相電源轉換器C2用以將輸入電壓V_in轉換為輸出電壓V_out。各電源轉換電路用以提供對應於輸出電壓V_out的相電流I_p。於圖2中，多相電源轉換器C2包含電源轉換電路C21、C22及C23。在一些實施例中，電源轉換電路包含開關電路及輸出電路。開關電路耦接於輸出電路。於圖2中，電源轉換電路C21包含開關電路C211及輸出電路C212，電源轉換電路C22包含開關電路C221及輸出電路C222，電源轉換電路C23包含開關電路C231及輸出電路C232。在一些實施例中，各電源轉換電路的開關電路更共同耦接於輸入端，以自耦接於輸入端的一輸入電壓源（圖未示）取得輸入電壓V_in。各電源轉換電路的輸出電路更共同耦接於輸出端以共同輸出一個輸出電壓V_out。請參閱圖1及圖2。於圖1及圖2中，多相電源轉換器C2的3個電源轉換電路C21、C22及C23的開關電路(即開關電路C211、C221及C231)皆連接於同一個輸入電壓V_in，且多相電源轉換器C2的3個電源轉換電路C21、C22及C23的開關電路的輸出電路亦連接於同一個輸出電壓V_out。在一些實施例中，開關電路可為但不限於Dr.MOS。

在一些實施例中，各開關電路皆包含驅動器D、上橋開關Sw1及下橋開關Sw2。上橋開關Sw1耦接於下橋開關Sw2，驅動器D耦接於上橋開關Sw1及下橋開關Sw2。在一些實施例中，驅動器D用以依據脈衝訊號S_P對上橋開關Sw1及下橋開關Sw2做切換，以使多相電源轉換器C2對輸入電壓V_in進行轉換而產生輸出電壓V_out。在一些實施例中，開關電路更包含上橋非理想等效電阻R_H及下橋非理想等效電阻R_L。在一些實施例中，上橋非理想等效電阻R_H並非實際的電阻元件，而是上橋開關Sw1在導通時的所有非理想等效電阻的總和。同理，在一些實施例中，下橋非理想等效電阻R_L並非實際的電阻元件，而是下橋開關Sw2在導通時的所有非理想等效電阻的總和。詳細而言，於理想情況下，實現上橋開關Sw1及下橋開關Sw2的開關元件（例如MOSFET、IGBT等）和其他電路元件（例如電感、PCB佈線等）應該是無損耗的，也就是說，當上橋開關Sw1及下橋開關Sw2導通時，其內阻應為0Ω，導通後不會有額外的電壓降。然而，於實際電路中，每個元件都會有寄生電阻或稱為等效電阻（Equivalent Resistance），這些等效電阻會影響電流流動，導致損耗，並影響整體電路性能。

於此特別說明，於圖2中，將上橋非理想等效電阻R_H及下橋非理想等效電阻R_L繪製成實際的電阻元件的目的僅為方便理解及說明。

在一些實施例中，輸出電路包含輸出電感L及輸出電阻R。在一些實施例中，如圖2所示，相電流I_p即為流經輸出電感L及輸出電阻R的電流。

圖3為多相電流平衡器C1之一實施例的示意圖。請參閱圖3。圖3之多相電流平衡器C1對應於圖2之多相電源轉換器C2而包含3個相，換言之，圖3之多相電流平衡器C1包含3個電流平衡電路C11、C12與C13，但本案並不以此為限。在一些實施例中，多相電流平衡器C1所包含的相的數目為任意正整數，即，在一些實施例中，多相電流平衡器C1所包含的電流平衡電路的數目為任意正整數。在一些實施例中，多相電流平衡器C1所包含的相的數目與其所耦接之多相電源轉換器C2所包含的相的數目是相等的。於圖1中，電流平衡電路C11對應於電源轉換電路C21，電流平衡電路C12對應於電源轉換電路C22，電流平衡電路C13對應於電源轉換電路C23。

為方便說明電流平衡電路的行為，後續以電流平衡電路C11為例進行描述。而由於電流平衡電路C12及電流平衡電路C13的運作方式與電流平衡電路C11相同，於此不再贅述。在一些實施例中，電流平衡電路C11用以依據其所對應之電源轉換電路C21的相電流I_p及參考電流I_ref得出電源轉換電路C21的不匹配電阻值∆R，並依據電源轉換電路C21的不匹配電阻值∆R及參考電流I_ref得出電源轉換電路C21的上橋開關Sw1的導通時間修正量∆T_on。在一些實施例中，電源轉換電路C21的導通時間修正量∆T_on與電源轉換電路C21的不匹配電阻值∆R成正相關。

在一些實施例中，電流平衡電路C11包含減法器11、補償電路12及乘法器13。減法器11用以計算相電流I_p及參考電流I_ref的差值。補償電路12耦接於減法器11。補償電路12用以對差值進行迴授計算，以得出不匹配電阻值∆R。乘法器13耦接於補償電路12。乘法器13用以將參考電流I_ref乘以不匹配電阻值∆R，以得出導通時間修正量∆T_on。在一些實施例中，參考電流I_ref為各電源轉換電路C21、C22與C23的相電流I_p中的任一個，或各電源轉換電路C21、C22與C23的相電流I_p的平均值。於此特別說明如何由相電流I_p及參考電流I_ref推得不匹配電阻值∆R：根據公式V = I × R（其中V為跨壓、I為電流、R為電阻），由於多相電源轉換器C2的各相之間的跨壓相同，因此電流量測值越大，代表電阻越小。由此可知，透過各相電流I_p與參考電流I_ref的差值，能夠反推出各相與參考相之間的不匹配電阻值∆R。

再請參閱圖1。在一些實施例中，電壓調節模組3更包含多個第一電流感測電路。各第一電流感測電路對應於各電源轉換電路。圖1之多個第一電流感測電路的數目對應於圖1之電源轉換電路的數目而為3個，但本案並不以此為限。在一些實施例中，多個第一電流感測電路的數目為任意正整數。在一些實施例中，多個第一電流感測電路的數目對應於電源轉換電路的數目而為相同。

於圖1中，多個第一電流感測電路分別為第一電流感測電路C311、C312及C313。第一電流感測電路C311對應於電源轉換電路C21，第一電流感測電路C312對應於電源轉換電路C22，第一電流感測電路C313對應於電源轉換電路C23。在一些實施例中，各第一電流感測電路耦接於其所對應的電源轉換電路的開關電路。如圖1所示，第一電流感測電路C311耦接於開關電路C211，第一電流感測電路C312耦接於開關電路C221，第一電流感測電路C313耦接於開關電路C231。在一些實施例中，各電流平衡電路C11、C12與C13對應於各第一電流感測電路C311、C312與C313。在一些實施例中，各電流平衡電路是自其對應之第一電流感測電路接收相電流I_p。

在一些實施例中，耦接於電源轉換電路C21的開關電路的第一電流感測電路C311可為但不限於DCR（Direct Current Resistance）電流感測電路。在一些實施例中，第一電流感測電路C311可為但不限於ADC。

再請參閱圖1，在一些實施例中，電壓調節模組3更包含第二電流感測電路C32。在一些實施例中，第二電流感測電路C32用以將各電源轉換電路的相電流I_p中的任一個，或各電源轉換電路的相電流I_p的平均值當成參考電流I_ref輸出。在一些實施例中，各電流平衡電路皆連接於第二電流感測電路C32。在一些實施例中，各電流平衡電路是自第二電流感測電路C32接收參考電流I_ref。

在一些實施例中，各電源轉換電路更包含控制電路。於圖1中，電源轉換電路C21包含控制電路C213，電源轉換電路C22包含控制電路C223，電源轉換電路C23包含控制電路C233。為方便說明電源轉換電路的行為，後續以電源轉換電路C21為例進行描述。而由於電源轉換電路C22及電源轉換電路C23的運作方式與電源轉換電路C21相同，於此不再贅述。

在一些實施例中，控制電路C213用以依據輸出電壓V_out及參考電壓V_ref提供脈衝訊號S_P給開關電路的驅動器D。在一些實施例中，控制電路C213包含比較器41、控制器42、加法器43及脈衝訊號產生電路44。比較器41用以依據輸出電壓V_out及參考電壓V_ref得出一比較結果。控制器42用以依據此比較結果計算出電源轉換電路C21的上橋開關Sw1的導通時間T_on。加法器43用以依據導通時間T_on及電流平衡電路C11所得出之導通時間修正量∆T_on得出一相加結果。脈衝訊號產生電路44用以依據此相加結果產生脈衝訊號S_P給開關電路的驅動器D。即，在一些實施例中，電流平衡電路C11所得出之導通時間修正量∆T_on是傳送至電源轉換電路C21的控制電路C213的加法器43。

於此以電流平衡電路C11為例，說明電流平衡電路的運作方式。由於電流平衡電路C11對應於電源轉換電路C21且第一電流感測電路C311亦對應於電源轉換電路C21。因此，電流平衡電路C11是耦接於第一電流感測電路C311並自第一電流感測電路C311接收相電流I_p。此外，如前所述，電流平衡電路C11亦自第二電流感測電路C32接收參考電流I_ref。首先，電流平衡電路C11的減法器11依據相電流I_p及參考電流I_ref計算兩者的差值。接著，補償電路12對相電流I_p及參考電流I_ref的差值進行迴授計算，以得出不匹配電阻值∆R。最後，乘法器13將參考電流I_ref乘以不匹配電阻值∆R，以得出導通時間修正量∆T_on，並將導通時間修正量∆T_on傳送至電源轉換電路C21的控制電路C213的加法器43。由於電流平衡電路C12及電流平衡電路C13的運作方式與電流平衡電路C11相同，僅在對應的電源轉換電路C21及第一電流感測電路C311有所不同，於此不再贅述。

圖4為脈衝訊號S_p的波形之一實施例的示意圖。請參閱圖4。於圖4中，T_sw為脈衝訊號S_p的週期，T_on即為如前所述的電源轉換電路C21的上橋開關Sw1的導通時間，∆T_on即為如前所述的電流平衡電路C11所得出之電源轉換電路C21的上橋開關Sw1的導通時間修正量。在一些實施例中，電源轉換電路C21的上橋開關Sw1的導通時間T_on根據伏秒平衡定理可得如下列式一。

（式一）

在一些實施例中，多相電源轉換器C2的各電源轉換電路的相電流I_p不平衡，是因為各電源轉換電路之間存在不同值的不匹配電阻。因此，為使各相電流I_p達到平衡，各電源轉換電路的上橋開關Sw1的導通時間T_on需如圖4所示額外加入透過各電流平衡電路得出之導通時間修正量∆T_on，且導通時間修正量∆T_on需考慮到各電源轉換電路之間的相對不匹配電阻。在一些實施例中，導通時間修正量∆T_on依據式一及各電源轉換電路之間的相對不匹配電阻而如下列式二。

（式二）

於式二中，∆R_A為上橋開關Sw1在導通時的各電源轉換電路之間的相對不匹配電阻，∆R_B為下橋開關Sw2在導通時的各電源轉換電路之間的相對不匹配電阻。式二之導通時間修正量∆T_on經展開後如下列式三。

（式三）

在一些實施例中，由於上橋非理想等效電阻R_H、下橋非理想等效電阻R_L、上橋開關Sw1在導通時的各電源轉換電路之間的相對不匹配電阻∆R_A，及下橋開關Sw2在導通時的各電源轉換電路之間的相對不匹配電阻∆R_B為小量，使得式三中分母之I_pR_H、I_pR_L及I_p∆R_B相對於V_in 較小，而使式三之分母可近似為，並使式三之分子近似為I_p∆R_AV_in+I_p∆R_BV_out，進而使式三之導通時間修正量∆T_on經近似展開後而如下列式四。

（式四）

在一些實施例中，由於脈衝訊號S_p的週期T_sw在不同相之間是一致的，因此可以將脈衝訊號S_p的週期T_sw吸收進總體修正因子，進而使式四之導通時間修正量∆T_on如下列式五。

（式五）

於式五中，D為脈衝訊號S_p的佔空比。在一些實施例中，脈衝訊號S_p的佔空比D的值為V_out/V_in。在一些實施例中，由於輸入電壓V_in在不同相之間是一致的，因此可以將輸入電壓V_in吸收進總體修正因子，進而使式五之導通時間修正量∆T_on如下列式六。

（式六）

於式六中，I_ref即為如前所述，為各電源轉換電路的相電流I_p中的任一個，或各電源轉換電路的相電流I_p的平均值的參考電流。∆R即為如前所述之電源轉換電路C21的不匹配電阻值。不匹配電阻值∆R可視為電源轉換電路C21的總體的不匹配電阻，並對應於式五之∆R_A+D×∆R_B，且可由補償電路12對相電流I_p及參考電流I_ref的差值進行迴授計算而得。

於式五及式六中，相電流I_p及參考電流I_ref被視為變數，而佔空比D、輸入電壓V_in及不匹配電阻值∆R被視為固定參數。而由於不匹配電阻值∆R的變化不大，因此電壓調節模組3不需要使用高取樣率的第一電流感測電路C311及第二電流感測電路C32來即時追蹤不匹配電阻值∆R的變化。電壓調節模組3只需要使用低取樣率的第一電流感測電路C311及第二電流感測電路C32來量測電流變化，然後透過補償電路12進行迴授計算來逐步逼近正確的不匹配電阻值∆R。

於此特別說明，所謂不匹配電阻值∆R，係指式四及式五中等號右側除相電流I_p外之所有運算式及參數，因此其單位並非單純為歐姆(Ω)。於此將週期T_sw、輸入電壓V_in、佔空比D及非理想電阻等值以不匹配電阻值∆R表示，主要目的有二：第一，明確說明迴授計算中欲反推之對象；其中，與電流平衡控制最為相關者為「相對非理想電阻」，故將∆R統稱為「不匹配電阻值」。第二，因不匹配電阻值∆R內含週期T_sw、輸入電壓V_in、佔空比D等系統操作參數，故迴授控制亦能將系統操作參數納入考量，從而使本創作之電流平衡控制方法不僅適用於穩態操作系統，亦能適用於進行「動態切換」不同操作系統時，迴授系統自動完成調整，以維持良好之電流平衡效果。圖5為多相電流平衡器C1之另一實施例的示意圖。請參閱圖5。在一些實施例中，補償電路12包含濾波單元121、收斂控制單元122及補償單元123。收斂控制單元122耦接於濾波單元121及補償單元123之間。濾波單元121用以對差值的訊號進行濾波，以減少雜訊的干擾，進而使不匹配電阻值∆R的計算更準確。收斂控制單元122用以設定差值的訊號的收斂區間。在一些實施例中，當差值的訊號超過收斂區間時，收斂控制單元122才執行不匹配電阻值∆R的更新運算，以避免因差值的訊號的小範圍抖動而頻繁更新不匹配電阻值∆R，導致電壓調節模組3不穩定，並排除輕載時的不匹配電阻值∆R的計算，因為在輕載時，電流感測電路的偵測是不穩定的。補償單元123用以執行電流平衡電路C11的補償程序。

在一些實施例中，濾波單元121可為但不限於移動平均濾波器。在一些實施例中，濾波單元121用以計算差值的訊號的移動平均值。在一些實施例中，收斂控制單元122可為但不限於濾波器。在一些實施例中，補償單元123可為但不限於補償器。在一些實施例中，補償程序包含透過補償演算法動態調整電流平衡電路C11的補償參數，以平衡電流平衡電路C11的各電流路徑的電流，進而提升電流平衡電路C11的電流穩定性。在一些實施例中，補償電路12為PID控制器。

在一些實施例中，電流平衡電路C11更包含修正電路14及加法器15。在一些實施例中，修正電路14用以於電源轉換電路C21存在額外增益需求時，依據修正係數修正導通時間修正量∆Ton，以符合增益需求。在一些實施例中，加法器15用以於計算不匹配電阻值∆R的初始值R_INI（設計者會在多相電流平衡器C1運作前會預設一個初始的不匹配電阻值∆R）及不匹配電阻值∆R的和值，以加速不匹配電阻值∆R的計算。

圖6為電壓調節模組3之另一實施例的示意圖。請參閱圖6。在一些實施例中，各第一電流感測電路耦接於其所對應的電源轉換電路的輸出電路。如圖6所示，第一電流感測電路C311耦接於輸出電路C212，第一電流感測電路C312耦接於輸出電路C222，第一電流感測電路C313耦接於輸出電路C232。在一些實施例中，耦接於電源轉換電路C21的輸出電路的第一電流感測電路C311可為但不限於SPS（Smart Power Stage）電流感測電路。

綜上所述，在一些實施例中，電壓調節模組3透過多相電源轉換器C2中的多個第一電流感測電路與第二電流感測電路C32即時偵測各相電流I_p，並利用多相電流平衡器C1中的多個補償電路計算各電源轉換電路的不匹配電阻值∆R，以即時調整任一相電源轉換電路中，上橋開關Sw1的導通時間修正量∆Ton，來達成電流平衡控制。

在一些實施例中，電壓調節模組3不僅可提升變載與輕載狀態下的電流平衡收斂度，還能降低對電流偵測取樣率的需求，進而簡化第一電流感測電路及第二電流感測電路C32的架構，以減少晶片面積並降低成本。此外，在一些實施例中，電壓調節模組3適用於任何相數的多相電源轉換器C2，且計算出的電源轉換電路中上橋開關Sw1的導通時間修正量∆Ton能直接提供給電源轉換電路中的控制電路，而無須額外的補償電路。因此，電壓調節模組3能顯著改善多相電流的均衡度，有效降低系統的功率損耗，且同時提升整體轉換效率與操作穩定性，使其能廣泛適用於各類負載條件與應用場景。

雖然本案的技術內容已經以較佳實施例揭露如上，然其並非用以限定本案，任何熟習此技藝者，在不脫離本案之精神所作些許之更動與潤飾，皆應涵蓋於本案的範疇內，因此本案之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。

C1:多相電流平衡器 C2:多相電源轉換器 3:電壓調節模組 C11,C12,C13:電流平衡電路 C21,C22,C23:電源轉換電路 C211,C221,C231:開關電路 C212,C222,C232:輸出電路 C213,C223,C233:控制電路 C311,C312,C313:第一電流感測電路 C32:第二電流感測電路 11:減法器 12:補償電路 13:乘法器 ∆R:不匹配電阻值 ∆T_on:導通時間修正量 Sw1:上橋開關 Sw2:下橋開關 V_in:輸入電壓 V_out:輸出電壓 I_p:相電流 S_p:脈衝訊號 R_H:上橋非理想等效電阻 R_L:下橋非理想等效電阻 L:輸出電感 R:輸出電阻 D:驅動器 I_ref:參考電流 V_ref:參考電壓 41:比較器 42:控制器 43:加法器 44:脈衝訊號產生電路 T_on:導通時間 T_sw:週期 121:濾波單元 122:收斂控制單元 123:補償單元 14:修正電路 15:加法器 R_INI:電阻初始值

圖1為電壓調節模組之一實施例的示意圖。圖2為多相電源轉換器之一實施例的示意圖。圖3為多相電流平衡電路之一實施例的示意圖。圖4為脈衝訊號的波形之一實施例的示意圖。圖5為多相電流平衡電路之另一實施例的示意圖。圖6為電壓調節模組之另一實施例的示意圖。

C1:多相電流平衡器

C11,C12,C13:電流平衡電路

11:減法器

12:補償電路

13:乘法器

ΔR:不匹配電阻值

ΔTon:導通時間修正量

Ip:相電流

Iref:參考電流

Claims

一種多相電流平衡器，耦接於一多相電源轉換器，該多相電源轉換器包含多個電源轉換電路，該些電源轉換電路用以將一輸入電壓轉換為一輸出電壓，各該電源轉換電路用以提供對應於該輸出電壓的一相電流，該多相電流平衡器包含：多個電流平衡電路，各該電流平衡電路對應於各該電源轉換電路，各該電流平衡電路耦接於各該電源轉換電路，各該電流平衡電路用以依據各該電源轉換電路的該相電流及一參考電流，得出各該電源轉換電路的一不匹配電阻值，並依據各該電源轉換電路的該不匹配電阻值及該參考電流，得出各該電源轉換電路的一上橋開關的一導通時間修正量；其中，各該電源轉換電路的該導通時間修正量與各該電源轉換電路的該不匹配電阻值成正相關。
如請求項1所述的多相電流平衡器，其中該多相電源轉換器更包含一電流感測電路，該電流感測電路用以依據各該電源轉換電路的相電流，或各該電源轉換電路的相電流的平均值提供該參考電流。
如請求項1所述的多相電流平衡器，其中該電流平衡電路包含：一減法器，用以計算該相電流及該參考電流的一差值；一補償電路，耦接於該減法器，用以對該差值進行一迴授計算，以得出該不匹配電阻值；及一乘法器，耦接於該補償電路，用以將該參考電流乘以該不匹配電阻值，以得出該導通時間修正量。
如請求項3所述的多相電流平衡器，其中該補償電路包含：一濾波單元，用以對該差值的一訊號進行濾波，以減少該差值的一誤差量；一收斂控制單元，耦接於該濾波單元，用以設定該差值的一收斂區間，當該差值不在該收斂區間時，該收斂控制單元執行該不匹配電阻值的一更新運算；及一補償單元，耦接於該收斂控制單元，用以執行該電流平衡電路的一補償程序。
如請求項4所述的多相電流平衡器，其中該濾波單元為一移動平均濾波器，該濾波單元用以計算該差值的該訊號的一移動平均值，該收斂控制單元為一濾波器，該補償單元為一補償器，該補償程序包含透過一補償演算法調整該電流平衡電路的一補償參數。