TWI751655B - 毫米波基地台天線系統 - Google Patents

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TWI751655B
TWI751655B TW109127978A TW109127978A TWI751655B TW I751655 B TWI751655 B TW I751655B TW 109127978 A TW109127978 A TW 109127978A TW 109127978 A TW109127978 A TW 109127978A TW I751655 B TWI751655 B TW I751655B
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李學智
李啟民
王柏仁
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李學智
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Abstract

本發明主要揭示一種毫米波基地台天線系統，其包括M個天線子陣列以及一信號處理電路；其特徵在於，任兩個彼此相鄰的天線子陣列的天線輻射場型之對準方向具有角度差：

Description

毫米波基地台天線系統
本發明係關於無線通訊之天線架構的有關技術領域，尤指一種毫米波基地台天線系統。
已知，第五代行動通訊技術（5th generation mobile network，簡稱5G）為最新一代的行動通訊技術，其利用工作頻率介於30 GHz至300 GHz之間的毫米波實現高數據傳輸速率的寬頻帶無線通訊。目前，相控陣列天線(Phased array antenna)、採用全數位大規模多輸入/輸出技術(Fully digital massive MIMO)的陣列天線、以及採用混合波束成型技術(Hybrid beamforming)的陣列天線為5G基地台之主要搭配的天線架構。
就單端口相控陣列天線而言，陣列天線內的每個天線元件(Antenna element)皆連接至一信號收發模組(T/R module)，且該信號收發模組包含一收發切換器(T/R switch)、一低噪音放大器(Low-noise amplifier, LNA)、一功率放大器(Power amplifier, PA)、以及一相移器(Phase shifter)。實務經驗顯示，在單端口相控陣列天線正常工作時，相移器會造成額外的插入損失(Insertion loss)及熱損。值得說明的是，在一個新用戶設備(User equipment, UE)出現在使用所述單端口相控陣列天線之5G基地台的毫米波覆蓋範圍之中以後，單端口相控陣列天線必須持續地使用訊號負載(Overhead)去搜尋和追蹤該用戶設備。另一方面，當多個用戶設備透過正交頻分多址(Orthogonal Frequency Division Multiple Access, OFDMA)在同一時間分享相同頻寬資源之時，每個用戶設備要在陣列天線的主波束的覆蓋範圍內，從而提升了系統在規劃調配各個用戶設備的頻寬資源時的複雜度和困難度。舉例而言，若所有用戶設備皆位於不同方位，則單端口相控陣列天線系統便無法讓這些用戶設備透過OFDMA在同一時間分享相同頻寬資源。由此可知，單端口相控陣列天線系統在實務應用上具有許多限制。
另一方面，採用全數位大規模多輸入/輸出技術的陣列天線系統每一天線元素具有一信號處理電路，該信號處理電路包括一信號收發模組、一混頻器(mixer)、一類比數位轉換器、以及一數位類比轉換器。此陣列天線系統的建置成本相當高。並且，當信號傳輸頻寬提升至數百兆赫茲時，巨量的數據傳輸會使得信號處理電路有非常重的運算負載。
再者，採用混合波束成型技術的陣列天線系統具有複數個子陣列以及一信號處理電路。其中，各所述子陣列包含複數個天線元件以及一個信號傳輸端口，且該信號處理電路包括：與該信號傳輸端口電性連接的一混頻器、一類比數位轉換器以及一數位類比轉換器。此外，子陣列中的每個天線元件被連接至一信號收發模組，且該信號收發模組包括一收發切換器、一低噪音放大器、一功率放大器、以及一相移器，從而利用該相移器調整該子陣列的一波束形狀。故而，與全數位大規模多輸入/多輸出的陣列天線相比此種天線系統不僅使用少量的混頻器、類比數位轉換器和數位類比轉換器，同時也減少了信號傳輸端口的設置數量。可惜的是，此種天線系統仍舊必須持續地去搜尋和追蹤用戶設備。因此，當多個用戶設備透過OFDMA在同一時間分享相同頻寬資源之時，採用混合波束成型技術的陣列天線系統在規劃調配各個用戶設備的頻寬資源時的複雜度和困難度仍舊是相當高。
由上述說明可知，本領域亟需一種新式的毫米波基地台天線系統。
本發明之主要目的在於提供一種毫米波基地台天線系統，毫米波基地台天線系統，其包括M個固定場型的天線子陣列以及一信號處理電路；其特徵在於，任兩個彼此相鄰的天線子陣列的天線輻射場型之相鄰對準方向具有角度差：
Figure 02_image001
，其中
Figure 02_image003
代表子陣列的半功率波束寬，χ代表相鄰子陣列場型的重疊指數。χ愈大表示重疊度愈高；並且，在令x≧2而使得任二個相鄰的所述天線輻射場型具高度重疊的情況下，各所述天線子陣列在一用戶設備的方向上具有一方向性增益，藉由最大比例合併信號處理後可使得所述M個天線子陣列之一等效增益為單一所述指向性增益的x倍。依此設計，只要用戶設備進入該毫米波基地台天線系統的角度覆蓋範圍內，系統不需要消耗訊號負載(Overhead)去搜尋和追蹤該用戶設備，即可讓多個用戶設備透過OFDMA分享相同的頻寬資源，故而能夠大幅簡化基地台排程(Scheduling)的複雜度與限制，同時還能減少用戶設備連線的時間延遲。
值得強調的是，本發明之毫米波基地台天線系統不需要搭載任何的相移器，因此，在傳/收毫米波無線信號的過程中，本發明之毫米波基地台天線系統不會有額外的插入損失及熱損產生，故而能夠提供穩定的無線通訊品質。同時，由於本發明之毫米波基地台天線系統沒有使用相移器，因此可以大幅減輕信號處理電路的計算負擔。
為達成上述目的，本發明提出所述毫米波基地台天線系統的一實施例，包括M個天線子陣列以及一信號處理電路，其中各所述天線子陣列具有一天線輻射場型和用以耦接該信號處理電路的一信號傳輸端口，且複數個所述天線輻射場型具有複數個對準方向；其特徵在於：
在所述M個天線子陣列之中，第m個所述天線子陣列的所述天線輻射場型和與其相鄰的第m-1個所述天線子陣列的所述天線輻射場型之間具有一重疊程度，M和m皆為正整數，且m≦M；
在第m個所述天線子陣列的該對準方向為
Figure 02_image005
、第m-1個所述天線子陣列的該對準方向為
Figure 02_image007
、各所述天線子陣列的一半功率波束寬為
Figure 02_image003
、及第m個所述天線子陣列的該對準方向和第m-1個所述天線子陣列的該對準方向之間具有一角度差為
Figure 02_image009
的情況下，所述角度差
Figure 02_image011
，x為一波束重疊指數；χ愈大，表示波束重疊度愈高。
在令x≧2而使得所述重疊程度為高度重疊的情況下，各所述天線子陣列在一用戶設備的方向上具有一方向性增益(directional gain)，且在對各所述信號傳輸端口的一輸出信號執行一最大比例合併(Maximum Ratio Combining, MRC)信號處理後，所述M個天線子陣列之一等效增益(effective gain)約為單一所述指向性增益的x倍。
在一實施例中，該信號處理電路具有一基頻信號處理單元，且該基頻信號處理單元包括一上行基頻信號處理器；其中，於存在N個所述用戶設備同時共享所述毫米波基地台天線系統的一頻率資源的情況下，各所述用戶設備所傳送的一載波信號表示為用戶設備信號向量
Figure 02_image013
，且所述M個天線子陣列11在接收N個所述用戶設備之所述載波信號後產生一天線信號向量
Figure 02_image015
傳送至該上行基頻信號處理器，該上行基頻信號處理器產生一上行權重矩陣(
Figure 02_image017
)，從而使該天線信號向量
Figure 02_image019
和該上行權重矩陣(
Figure 02_image017
)的乘積為一估測信號向量
Figure 02_image021
，且該估測信號向量
Figure 02_image021
在各所述用戶設備傳送每一所述載波信號的情況下皆趨近於該用戶設備信號向量
Figure 02_image023
。
在一實施例中，該基頻信號處理單元包括一下行基頻信號處理器；其中，於存在N個所述用戶設備同時共享所述毫米波基地台天線系統的一頻率資源的情況下，傳送至N個所述用戶設備的一載波信號表示為一第一用戶設備信號向量
Figure 02_image025
，由所述M個天線子陣列對應於所述載波信號的一輸出信號表示為一天線信號向量
Figure 02_image027
，且N個所述用戶設備在接收所述載波信號後產生一第二用戶設備信號向量
Figure 02_image029
；該下行基頻信號處理器產生一下行權重矩陣(
Figure 02_image031
)，從而使該第一用戶設備信號向量
Figure 02_image033
和該下行權重矩陣(
Figure 02_image031
)的乘積為該天線信號向量
Figure 02_image027
，使得第二用戶設備信號向量
Figure 02_image029
能夠趨近於第一設備所傳送的信號向量
Figure 02_image033
。
在一實施例中，所述最大比例合併信號處理係利用以下數學運算式實現：
Figure 02_image035
；其中，
Figure 02_image037
為由該上行基頻信號處理器所接收的一總和信號，
Figure 02_image039
為由所述用戶設備所傳送的一無線信號，且
Figure 02_image041
為第m個所述天線子陣列與所述無線信號之間的一通道響應。
在一實施例中，所述M個天線子陣列設置在一基板之上，且該基板可為一平面基板或和一曲面基板。
在一實施例中，該信號處理電路更包括：
M個射頻與類比信號處理模組，分別耦接所述M個信號傳輸端口，且各所述射頻與類比信號處理模組包括：耦接該信號傳輸端口的一信號收發單元、耦接該信號收發單元的一類比基頻信號處理單元、以及耦接該類比基頻信號處理單元的一第一信號轉換單元；以及
M個第二信號轉換單元，分別耦接所述第一信號轉換單元；
其中，在一上行傳輸路徑中，該信號收發單元透過所述天線子陣列接收傳送自所述用戶設備的該第一無線信號，從而傳送一第一類比基頻信號至該類比基頻信號處理單元；該類比基頻信號處理單元對該第一類比基頻信號進行一第一信號處理，接著該第一信號轉換單元將該第一類比基頻信號轉換為一第一數位信號，且該第二信號轉換單元將該第一數位信號轉換為複數個第一頻域信號從而並行傳送至該基頻信號處理單元；
其中，在一下行傳輸路徑中，該第二信號轉換單元自該基頻信號處理單元並行接收複數個第二頻域信號，從而在將該第二頻域信號轉換成一第二數位信號之後，將該第二數位信號串行傳送至該第一信號轉換單元；該第一信號轉換單元將串行輸入的該第二數位信號轉換為一第二類比基頻信號，接著該類比基頻信號處理單元對該第二類比基頻信號進行一第二信號處理；該信號收發單元將該第二類比基頻信號轉換成一第二類比信號之後，透過所述天線子陣列送出一第二無線信號。
在一實施例中，該信號收發單元包括：
一收發切換器，具有一第一端、一第二端和一第三端，且以其所述一第一端耦接至該天線子陣列的該信號傳輸端口；
一低噪音放大器，耦接該收發切換器的該第二端，從而透過該收發切換器和該天線子陣列接收由所述用戶設備所發出的該第一無線信號，且對該第一無線信號執行一信號放大處理；
一降頻器，耦接該低噪音放大器、該類比基頻信號處理單元以及由一本地振盪器(Local oscillator, LO)所產生的一同相信號(In-phase signal)和一正交信號(Quadrature signal)，從而依據該同相信號和該正交信號對該第一無線信號執行一降頻處理，接著輸出所述第二類比基頻信號；
一功率放大器，耦接該收發切換器的該第三端；以及
一升頻器，耦接於該功率放大器與該類比基頻信號處理單元之間，且同時耦接由該本地振盪器所產生的該同相信號和該正交信號；其中，該升頻器接收由該類比基頻信號處理單元所傳送的該第二類比基頻信號，從而依據該同相信號和該正交信號對該第二類比基頻信號執行一升頻處理，接著傳送一第二類比信號至該功率放大器，該功率放大器對該第二類比信號執行一功率放大處理後，透過所述天線子陣列送出該第二無線信號。
在一實施例中，該類比基頻信號處理單元包括：
一轉阻放大器，耦接該降頻器以接收所述第一類比基頻信號，從而對該第一類比基頻信號執行一轉阻放大處理；
一第一低通濾波器，耦接該轉阻放大器以接收完成所述轉阻放大處理的該第一類比基頻信號，從而對該第一類比基頻信號執行一低通濾波處理；
一第一可變增益放大器，耦接該第一低通濾波器以接收完成所述低通濾波處理的該第一類比基頻信號，從而對該第一類比基頻信號執行一增益調變處理後將其輸出至該第一信號轉換單元；
一第一緩衝器，耦接該第一信號轉換單元；
一第二低通濾波器，耦接該第一緩衝器，從而透過該第一緩衝器自該第一信號轉換單元接收所述第二類比基頻信號，進而對該第二類比基頻信號執行一低通濾波處理；以及
一第二可變增益放大器，耦接於該第二低通濾波器以接收完成所述低通濾波處理的該第二類比基頻信號，從而對該第二類比基頻信號執行一增益調變處理後將其輸出至該升頻器。
在一實施例中，該第一信號轉換單元包括：
一第二緩衝器1，耦接該第一可變增益放大器；
一類比數位轉換器，耦接於該第二緩衝器和與該第二信號轉換單元之間，從而透過該第二緩衝器自該第一可變增益放大器接收已完成所述增益調變處理的該第一類比基頻信號，進而將該第一類比基頻信號轉換成所述第一數位信號；以及
一數位類比轉換器，耦接於該第二信號轉換單元與該第一緩衝器之間，從而自該第二信號轉換單元接收串行輸入的該第二數位信號，進而將該第二數位信號轉換成所述第二類比基頻信號。
在一實施例中，該第二信號轉換單元包括：
一循環字首移除器，耦接該類比數位轉換器以接收所述第一數位信號，從而對該第一數位信號執行一循環字首移除處理；
一串行-並行轉換器，耦接該循環字首移除器，用以將以完成所述循環字首移除處理的該第一數位信號轉換成複數個第一時域信號；
一快速傅立葉轉換器，耦接該串行-並行轉換器以並行接收所述複數個第一時域信號，從而將其轉換成所述複數個第一頻域信號；
一反快速傅立葉轉換器，耦接該基頻信號處理單元以串行接收所述複數個第二頻域信號，從而將其轉換複數個第二時域信號；
一並行-串行轉換器，耦接該反快速傅立葉轉換器以並行接收所述複數個第二時域信號，從而將所述複數個第二時域信號轉換成串行傳送的該第二數位信號；以及
一循環字首插入器，耦接該並行-串行轉換器以串行接收所述第二數位信號，從而對該第二數位信號執行一循環字首插入處理之後，將該第二數位信號傳送至該數位類比轉換器。
為使  貴審查委員能進一步瞭解本發明之結構、特徵、目的、與其優點，茲附以圖式及較佳具體實施例之詳細說明如後。
圖1顯示本發明之一種毫米波基地台天線系統的方塊圖。如圖1所示，本發明之毫米波基地台天線系統1包括三個主要部分：包含M個天線子陣列11的天線結構1A、包含一信號收發單元121、一類比基頻信號處理單元122及一第一信號轉換單元123的射頻與類比信號處理模組1B、以及包含M個第二信號轉換單元13與一基頻信號處理單元14的一基頻信號處理模組1C。
天線模組1A
繼續地參閱圖1，並請同時參閱圖2A和圖2B。其中，圖2A顯示本發明之毫米波基地台天線系統的天線模組的第一架構圖，且圖2B顯示本發明之毫米波基地台天線系統的天線模組的第二架構圖。依據本發明之設計，如圖1與圖2A所示，所述天線模組1A包含M個天線子陣列(Subarrays)11，且所述M個天線子陣列11設置在一基板11S之上，該基板11S為一平面基板。其中，每個天線子陣列11包含複數個天線元件(Antenna element)，並具有一天線輻射場型(radiation pattern)和一信號傳輸端口11p，且各所述天線輻射場型皆具有對應的一對準方向。實施本發明時，可使該天線元件具有一開口(aperture)，或是以一號角天線(horn antenna)作為所述天線元件。並且，在另一可行實施例中，如圖2B所示，所述M個天線子陣列11設置在一基板11S之上，且該基板11S為一曲面基板。
更詳細地說明，本發明令每個天線子陣列11的天線輻射場型各自對準一方向，亦即，所述天線輻射場型之對準方向(steering angle)為固定的。依此設計，在信號處理電路設置用以調整波束形狀以改變天線輻射場型的對準方向的相移器即顯得沒有意義。簡單地說，本發明之毫米波基地台天線系統1的信號處理電路不需要搭載任何的相移器。因此，在傳/收毫米波無線信號的過程中，本發明之毫米波基地台天線系統1不會有額外的插入損失及熱損產生，故而能夠提供穩定的無線通訊品質。同時，由於信號處理電路沒有搭載相移器，因此其計算負擔也得以大幅減輕。
如圖1與圖2A所示，在所述M個天線子陣列11之中，第m個所述天線子陣列11的所述天線輻射場型和與其相鄰的第m-1個所述天線子陣列11的所述天線輻射場型之間具有一重疊程度，M和m皆為正整數，且m≦M。換句話說，在設計讓每個天線子陣列11的天線輻射場型各自具有一對準方向(Steering angle)時，必須同時使得相鄰的二個所述天線輻射場型之主波束具有一重疊程度。依此設計，在第m個所述天線子陣列11的對準方向為
Figure 02_image005
、第m-1個所述天線子陣列11的對準方向為
Figure 02_image007
、各所述天線子陣列11的一半功率波束寬為
Figure 02_image003
、及第m個所述天線子陣列11的對準方向和第m-1個所述天線子陣列11的該對準方向之間具有一角度差為
Figure 02_image009
的情況下，所述角度差可以下式(1)表示。
Figure 02_image001
………………………(1)
於上式(1)中，x為波束重疊指數，且變化波束重疊指數(即，x)的值可以調整所述重疊程度。更詳細地說明，當x≦1時，所述重疊程度為低度重疊(loosely overlapping)；相反地，當x≧2時，所述重疊程度為高度重疊(highly overlapping)。因此，本發明之技術特徵在於，在令x≧2而使得所述重疊程度為高度重疊的情況下，各所述天線子陣列11會在用戶設備的方向上具有一方向性增益(directional gain)，且在對各所述信號傳輸端口11p的一輸出信號執行一最大比例合併(Maximum Ratio Combining, MRC)信號處理後，所述M個天線子陣列11之一等效增益(effective gain)為單一所述指向性增益的x倍。
射頻與類比信號處理模組1B和基頻信號處理模組1C
繼續地參閱圖1，並請同時參閱圖3，其顯示本發明之毫米波基地台天線系統的射頻與類比信號處理模組的方塊圖。如圖1與圖3所示，所述射頻與類比信號處理模組1B包含一信號收發單元121、一類比基頻信號處理單元122及一第一信號轉換單元123，且所述基頻信號處理模組1C包含M個第二信號轉換單元13及一基頻信號處理單元14。其中，該信號收發單元121耦接該信號傳輸端口11p，該類比基頻信號處理單元122耦接該信號收發單元121，且該第一信號轉換單元123耦接該類比基頻信號處理單元122。並且，該M個第二信號轉換單元13分別耦接所述第一信號轉換單元123，而該基頻信號處理單元14耦接該M個第二信號轉換單元13。
在一上行傳輸路徑(uplink path)中，該信號收發單元121透過所述天線子陣列11接收傳送自所述用戶設備的第一無線信號，接著傳送一第一類比基頻信號(analog baseband signal)至該類比基頻信號處理單元122。繼續地，該類比基頻信號處理單元122對該第一類比基頻信號進行一第一信號處理，而後該第一信號轉換單元123將完成所述第一信號處理的該第一類比基頻信號轉換為一第一數位信號，且該第二信號轉換單元13將該第一數位信號轉換為並行傳送的複數個第一頻域信號(frequency-domain signal)，最終該基頻信號處理單元14並行接收該複數個第一頻域信號。
在一下行傳輸路徑(downlink path)中，該第二信號轉換單元13自該基頻信號處理單元14並行接收複數個第二頻域信號，從而在將該第二頻域信號轉換成串行傳送的一第二數位信號之後，由該第一信號轉換單元123串行接收該第二數位信號。繼續地，該第一信號轉換單元123將串行輸入的該第二數位信號轉換為一第二類比基頻信號。接著，該類比基頻信號處理單元122對該第二類比基頻信號進行一第二信號處理，且該信號收發單元121將該第二類比基頻信號轉換成一第二類比信號之後，最終透過所述天線子陣列11送出一第二無線信號。
更詳細地說明，如圖1與圖3所示，該信號收發單元121包括：一收發切換器1210、一低噪音放大器1211、一降頻器1212、一功率放大器1213、以及一升頻器1214。其中，該收發切換器1210具有一第一端T1、一第二端T2和一第三端T3，且以其所述一第一端T1耦接至該天線子陣列11的該信號傳輸端口11p。另一方面，該低噪音放大器(Low-noise amplifier, LNA)1211耦接該收發切換器1210的該第二端T2，從而透過該收發切換器1210和該天線子陣列11接收由所述用戶設備所發出的該第一無線信號，且對該第一無線信號執行一信號放大處理。並且，該降頻器1212耦接該低噪音放大器(LNA)1211、該類比基頻信號處理單元122以及由一本地振盪器(Local oscillator, LO)所產生的一同相信號(In-phase signal)I和一正交信號(Quadrature signal)Q，從而依據該同相信號I和該正交信號Q對該第一無線信號執行一降頻處理，接著輸出所述第二類比基頻信號至該類比基頻信號處理單元122。
該功率放大器(Power amplifier, PA)1213耦接該收發切換器1210的該第三端T3。並且，該升頻器1214耦接於該功率放大器1213與該類比基頻信號處理單元122之間，且同時耦接由該本地振盪器所產生的該同相信號I和該正交信號Q。就電路功能而言，該升頻器1214接收由該類比基頻信號處理單元122所傳送的該第二類比基頻信號，從而依據該同相信號I和該正交信號Q對該第二類比基頻信號執行一升頻處理，接著產生一第二類比信號從而傳送至該功率放大器1213。最終，該功率放大器1213對該第二類比信號執行一功率放大處理後，透過所述天線子陣列11送出該第二無線信號。
如圖3所示，該類比基頻信號處理單元122包括：一轉阻放大器(Transimpedance amplifier, TIA)1221、一第一低通濾波器1222、一第一可變增益放大器(Variable gain amplifier, VGA)1223、一第一緩衝器1224、一第二低通濾波器1225、以及一第二可變增益放大器(VGA)1226。其中，該轉阻放大器1221耦接該降頻器1212以接收所述第一類比基頻信號，從而對該第一類比基頻信號執行一轉阻放大處理。該第一低通濾波器1222耦接該轉阻放大器1221以接收完成所述轉阻放大處理的該第一類比基頻信號，從而對該第一類比基頻信號執行一低通濾波處理。該第一可變增益放大器1223耦接該第一低通濾波器1222以接收完成所述低通濾波處理的該第一類比基頻信號，從而對該第一類比基頻信號執行一增益調變處理後將其輸出至該第一信號轉換單元123，由該第一信號轉換單元123將該第一類比基頻信號轉換為一第一數位信號。
承上述說明，該第一緩衝器1224耦接該第一信號轉換單元123，且該第二低通濾波器1225耦接該第一緩衝器1224，從而透過該第一緩衝器1224自該第一信號轉換單元123接收所述第二類比基頻信號，進而對該第二類比基頻信號執行一低通濾波處理。並且，該第二可變增益放大器1226耦接於該第二低通濾波器1225以接收完成所述低通濾波處理的該第二類比基頻信號，從而對該第二類比基頻信號執行一增益調變處理後將其輸出至該升頻器1214，由該依據該同相信號I和該正交信號Q對該第二類比基頻信號執行一升頻處理，接著傳送一第二類比信號至該功率放大器1213。
如圖3所示，該第一信號轉換單元123包括一類比數位轉換器1232以及一數位類比轉換器1233。其中，該類比數位轉換器1232耦接於該第二緩衝器1231和與該第二信號轉換單元13之間，從而透過該第二緩衝器1231自該第一可變增益放大器1223接收已完成所述增益調變處理的該第一類比基頻信號，進而將該第一類比基頻信號轉換成所述第一數位信號。並且，該數位類比轉換器1233耦接於該第二信號轉換單元13與該第一緩衝器1224之間，從而自該第二信號轉換單元13接收串行輸入的該第二數位信號，進而將該第二數位信號轉換成所述第二類比基頻信號。
繼續地參閱圖1與圖3，並請同時參閱圖4，其顯示本發明之毫米波基地台天線系統的第二信號轉換單元的方塊圖。依據本發明之設計，該第二信號轉換單元13包括：一循環字首移除器(cyclic prefix removing unit)131、一串行-並行轉換器(serial-to-parallel signal converter)132、一快速傅立葉轉換器(FFT conversion unit)133、一反快速傅立葉轉換器(iFFT conversion unit)134、一並行-串行轉換器(parallel-to-serial signal converter)135、以及一循環字首插入器(cyclic prefix inserting unit)136。更詳細地說明，該循環字首移除器131耦接該類比數位轉換器1232以接收所述第一數位信號，從而對該第一數位信號執行一循環字首移除處理。並且，該串行-並行轉換器132耦接該循環字首移除器131，用以將以完成所述循環字首移除處理的該第一數位信號轉換成複數個第一時域信號。進一步地，該快速傅立葉轉換器133耦接該串行-並行轉換器132以並行接收所述複數個第一時域信號，從而將其轉換成所述複數個第一頻域信號，由該基頻信號處理單元14並行接收該複數個第一頻域信號。
承上述說明，該反快速傅立葉轉換器134耦接該基頻信號處理單元14以串行接收複數個第二頻域信號，從而將其轉換複數個第二時域信號。並且，該並行-串行轉換器135耦接該反快速傅立葉轉換器134以並行接收所述複數個第二時域信號，從而將所述複數個第二時域信號轉換成串行傳送的該第二數位信號。進一步地，該循環字首插入器136耦接該並行-串行轉換器135以串行接收所述第二數位信號，從而對該第二數位信號執行一循環字首插入處理之後，將該第二數位信號傳送至該數位類比轉換器1233，由該數位類比轉換器1233將該第二數位信號轉換成一第二類比基頻信號。最終，該信號收發單元121將該第二類比基頻信號進行升頻處理後，傳送一第二類比信號至該天線子陣列11，由該天線子陣列11發送一第二無線信號出去。
依據本發明之設計，該基頻信號處理單元14包括一上行基頻信號處理器。圖5A顯示本發明之基頻信號處理單元的上行基頻信號處理器的方塊圖。如圖1與圖5A所示，於存在N個所述用戶設備同時共享所述毫米波基地台天線系統1的一頻寬資源的情況下，第m個天線子陣列11接收N個所述用戶設備所傳送的第一無線信號，該第一無線信號經過信號收發單元121、類比基頻信號處理單元122、第一信號轉換單元123、以及第二信號轉換單元13的相關信號處理之後，由該基頻信號處理單元14的上行基頻信號處理器14U接收複數個第一頻域信號。基於一載波頻率，該複數個第一頻域信號表示為一用戶設備信號向量
Figure 02_image013
。同時，令所述M個天線子陣列11在接收N個所述用戶設備所傳送的第一無線信號之後，以其所述信號傳輸端口11p傳送一天線信號向量
Figure 02_image015
至該上行基頻信號處理器。依此，必須設計讓所述上行基頻信號處理器14U能夠自適應地產生一上行權重矩陣
Figure 02_image017
，從而使該天線信號向量
Figure 02_image019
和該上行權重矩陣
Figure 02_image017
的乘積為一估測信號向量
Figure 02_image021
，亦即，滿足下式(2)。
Figure 02_image043
………………………(2)
在自適應生成所述上行權重矩陣(
Figure 02_image017
)之後，即使各所述用戶設備所傳送的無線信號的載波頻率改變(即，q值改變)，該估測信號向量
Figure 02_image021
皆會趨近於該用戶設備信號向量
Figure 02_image023
。
依據本發明之設計，該基頻信號處理單元14還包括一下行基頻信號處理器。圖5B顯示本發明之基頻信號處理單元的下行基頻信號處理器的方塊圖。如圖1與圖5B所示，於存在N個所述用戶設備同時共享所述毫米波基地台天線系統1的一頻寬資源的情況下，在該基頻信號處理單元14的一下行基頻信號處理器14D之中，準備用以傳送至N個所述用戶設備的一載波信號表示為一第一用戶設備信號向量
Figure 02_image025
，所述M個天線子陣列11對應於所述載波信號的一輸出信號表示為一天線信號向量
Figure 02_image027
，且所述載波信號由N個所述用戶設備接收後表示為一第二用戶設備信號向量
Figure 02_image029
。依此，必須設計讓所述下行基頻信號處理器14D能夠自適應地產生一下行權重矩陣
Figure 02_image031
，從而使該第一用戶設備信號向量
Figure 02_image033
和該下行權重矩陣
Figure 02_image031
的乘積為該天線信號向量
Figure 02_image027
，亦即，滿足下式(3)。
Figure 02_image045
………………………(3)
在自適應生成所述下行權重矩陣
Figure 02_image031
之後，該第一用戶設備信號向量
Figure 02_image033
在各個載波頻率下皆會趨近於該第二用戶設備信號向量
Figure 02_image029
。
最大比例合併(Maximum Ratio Combining, MRC)信號處理
由前述說明可知，本發明之技術特徵在於，在令x≧2而使得所述重疊程度為高度重疊的情況下，各所述天線子陣列11在用戶設備的方向上具有一方向性增益(directional gain)，且在對各所述信號傳輸端口11p的一輸出信號執行一最大比例合併(MRC)信號處理後，所述M個天線子陣列11之一等效增益(effective gain)為單一所述指向性增益的x倍。如圖1所示，該第二信號轉換單元13將由該第一信號轉換單元123所傳送的第一數位信號轉換為複數個第一頻域信號從而並行傳送至該基頻信號處理單元14。因此，可將所述第一頻域信號表示為
Figure 02_image047
，其中m表示「第m個」天線子陣列11。故而，第m個天線子陣列11接收由用戶設備所傳送的一領航信號(Pilot signal)之後，所述第一頻域信號表示為
Figure 02_image047
即由下式(4)所表示。
Figure 02_image049
………………………(4)
於上式(4)中，
Figure 02_image041
為第m個所述天線子陣列11與用戶設備所傳送的領航信號之間的一通道響應矩陣。由於
Figure 02_image051
為已知，且
Figure 02_image047
為可量(估)測，故而利用式(4)可以獲得通道響應
Figure 02_image041
。之後，用戶設備傳送一未知無線信號
Figure 02_image039
，基頻信號處理單元14自第m個天線子陣列11的信號傳輸端口11p所接收的一輸出信號可以由下式(5)表示。
Figure 02_image053
………………………(5)
進一步地，可以將由該基頻信號處理單元14所接收的一總和信號
Figure 02_image037
以下式(6)表示。
Figure 02_image055
………………………(6)
進一步地，以下式(7)代入上式(6)之後，即可獲得下式(8)。
Figure 02_image057
………………………(7)
Figure 02_image035
………………………(8)
故此，所述最大比例合併信號處理可利用上式(8)實現；其中，
Figure 02_image037
為由該基頻信號處理單元14所接收的一總和信號，
Figure 02_image039
為由所述用戶設備所傳送的一無線信號(經轉換成頻域信號後表示為
Figure 02_image039
)，且
Figure 02_image041
為第m個所述天線子陣列11與所述無線信號之間的一通道響應。並且，經過MRC處理後所述M個天線子陣列11之一等效增益(effective gain)可由下式(9)表示。
Figure 02_image059
………………………(9)
於上式(9)中，G T為所述等效增益，且Gm為所述天線子陣列11在用戶設備方向上所具有的一方向性增益(directional gain)。應可理解，想要讓相鄰的二個所述(天線輻射場型)主波束的重疊程度越高，子陣列的個數就更多，整個天線的開口(aperture size)就更大。在一實驗例中，係令天線子陣列11包含六個天線元件，且所有天線元件之間具有一間距，該間距為
Figure 02_image061
。依此，可以將第m個天線子陣列11的天線輻射場型以下式(10)表示。
Figure 02_image063
………………………(10)
令
Figure 02_image065
，則可以計算零零波束寬(null-to-null beamwidth)為
Figure 02_image067
，且半功率波束寬(亦稱為3dB波束寬)為
Figure 02_image069
。
故此，在令x=3而使得所述重疊程度為高度重疊(Highly overlapping)的情況下，可以計算出第m個天線子陣列11的對準方向和第m-1個天線子陣列11的該對準方向之間的角度差為
Figure 02_image071
=
Figure 02_image073
。相反地，在令x=1而使得所述重疊程度為低度重疊(loosely overlapping)的情況下，可以計算出第m個天線子陣列11的對準方向和第m-1個天線子陣列11的該對準方向之間的角度差為
Figure 02_image075
=
Figure 02_image077
。
進一步地，在令方位覆蓋角度
Figure 02_image079
的情況下，可以計算出本發明之毫米波基地台天線系統1所包含的天線子陣列11之組數
Figure 02_image081
(組)。簡單地說，當本發明之毫米波基地台天線系統1包含10組天線子陣列11時，任二個相鄰的所述天線輻射場型即具高度重疊。同時，亦可計算各所述天線子陣列11的天線輻射場型的對準方向(Steering angle)為
Figure 02_image083
。請參閱圖6A，其顯示在高度重疊的情況下各所述天線子陣列11在用戶設備的方向上所具有的方向性增益(directional gain)以及M個天線子陣列11經MRC結合後之一等效增益(effective gain)的量測數據圖。從圖3A的實驗數據可以發現，在令x=3而使得任二個相鄰的所述天線輻射場型具高度重疊的情況下，各所述天線子陣列11在用戶設備的方向上具有一方向性增益，且藉由最大比例合併信號處理可使得所述M個天線子陣列11之一等效增益為單一所述指向性增益的3倍。
同樣地，在令方位覆蓋角度
Figure 02_image079
的情況下，可以計算出低重疊度毫米波基地台天線系統1所包含的天線子陣列11之數量
Figure 02_image085
。簡單地說，當毫米波基地台天線系統1包含4組天線子陣列11時，任二個相鄰的所述天線輻射場型具低度重疊。同時，還可計算出各所述天線子陣列11的天線輻射場型的對準方向(Steering angle)為
Figure 02_image087
。請參閱圖6B，其顯示在低度重疊的情況下各所述天線子陣列11在用戶設備的方向上所具有的方向性增益(directional gain)以及M個天線子陣列11之一等效增益(effective gain)的量測數據圖。
從圖6B的實驗數據可以發現，在令x=1而使得所述重疊程度為低度重疊(loosely overlapping)的情況下，所述M個天線子陣列11之一等效增益約為各所述天線子陣列11的指向性增益的1倍。換句話說，在令所述重疊程度為低度重疊的情況下，所述M個天線子陣列11的等效增益並沒有增加。即使如此，還是可以透過增設天線子陣列11之數量以及每個天線子陣列11所包含之天線元件的數量之方式，提升各個天線子陣列11指向性增益以及M個天線子陣列11之等效增益(effective gain)。圖6C即顯示各所述天線子陣列11在用戶設備的方向上所具有的方向性增益以及M個天線子陣列11之一等效增益的量測數據圖。如圖6C所示，在所述重疊程度為低度重疊的情況下將天線子陣列11以及天線元件的數量分別提升至10組及18個之後，該指向性增益和該等效增益皆獲得顯著提升。然而，應可理解，將天線子陣列11以及天線元件的數量分別提升至10組及18個會使得毫米波基地台天線系統的整體的尺寸及建置成本增加許多。
如此，上述係已完整且清楚地說明本發明之一種毫米波基地台天線系統；並且，經由上述可得知本發明係具有下列之優點：
(1)本發明揭示一種毫米波基地台天線系統，其包括M個天線子陣列以及一信號處理電路；其特徵在於，任兩個彼此相鄰的天線子陣列的天線輻射場型之對準方向具有角度差：
Figure 02_image001
；並且，在令x≧2而使得任二個相鄰的所述主波束具高度重疊的情況下，各所述天線子陣列在用戶設備的方向上具有一方向性增益，且藉由最大比例合併信號處理可使得所述M個天線子陣列之一等效增益為單一所述指向性增益的x倍。依此設計概念，只要用戶設備進入該毫米波基地台天線系統的毫米波覆蓋範圍內，系統不需要消耗訊號負載(Overhead)去搜尋和追蹤該用戶設備，即可讓多個用戶設備透過OFDMA分享相同的頻寬資源，故而能夠大幅簡化基地台排程(Scheduling)的複雜度與限制，同時還能減少用戶設備連線的時間延遲。亦即，本發明的毫米波基地台天線系統在M個天線子陣列的主波束高度重疊的情況下，可讓位在一通信覆蓋角度θ範圍內之多個隨機分布的用戶獲得良好的通信服務。
(2)值得強調的是，本發明之毫米波基地台天線系統不需要搭載任何的相移器，因此，在傳/收毫米波無線信號的過程中，本發明之毫米波基地台天線系統不會有額外的插入損失及熱損產生，故而能夠提供穩定的無線通訊品質。同時，由於本發明之毫米波基地台天線系統沒有使用相移器，因此可以大幅減輕信號處理電路的計算負擔及硬體建置成本。
必須加以強調的是，前述本案所揭示者乃為較佳實施例，舉凡局部之變更或修飾而源於本案之技術思想而為熟習該項技藝之人所易於推知者，俱不脫本案之專利權範疇。
綜上所陳，本案無論目的、手段與功效，皆顯示其迥異於習知技術，且其首先發明合於實用，確實符合發明之專利要件，懇請  貴審查委員明察，並早日賜予專利俾嘉惠社會，是為至禱。
1:毫米波基地台天線系統 11:天線子陣列 11p:信號傳輸端口 1A:天線結構 1B:射頻與類比信號處理模組 121:信號收發單元 1210:收發切換器 1211:低噪音放大器 1212:降頻器 1213:功率放大器 1214:升頻器 122:類比基頻信號處理單元 1221:轉阻放大器 1222:第一低通濾波器 1223:第一可變增益放大器 1224:第一緩衝器 1225:第二低通濾波器 1226:第二可變增益放大器 123:第一信號轉換單元 1231:第二緩衝器 1232:類比數位轉換器 1233:數位類比轉換器 1C:基頻信號處理單元 13:第二信號轉換單元 131:循環字首移除器 132:串行-並行轉換器 133:快速傅立葉轉換器 134:反快速傅立葉轉換器 135:並行-串行轉換器 136:循環字首插入器 14:基頻信號處理單元 14D:下行基頻信號處理器 14U:上行基頻信號處理器 11S:基板 T1:第一端 T2:第二端 T3:第三端
圖1顯示本發明之一種毫米波基地台天線系統的方塊圖； 圖2A顯示本發明之毫米波基地台天線系統的天線模組的第一架構圖，且圖2B顯示本發明之毫米波基地台天線系統的天線模組的第二架構圖； 圖3顯示本發明之毫米波基地台天線系統的射頻與類比信號處理模組的方塊圖； 圖4顯示本發明之毫米波基地台天線系統的第二信號轉換單元的方塊圖； 圖5A顯示本發明之基頻信號處理單元的上行基頻信號處理器的方塊圖； 圖5B顯示本發明之基頻信號處理單元的下行基頻信號處理器的方塊圖； 圖6A顯示在高度重疊的情況下各所述天線子陣列在一用戶設備的方向上所具有的方向性增益(directional gain)以及M個天線子陣列之一等效增益(effective gain)的量測數據圖； 圖6B其顯示在低度重疊的情況下各所述天線子陣列在一用戶設備的方向上所具有的方向性增益(directional gain)以及M個天線子陣列之一等效增益(effective gain)的量測數據圖；以及 圖6C顯示當M=18，低度重疊時，各所述天線子陣列在一用戶設備的方向上所具有的方向性增益以及M個天線子陣列之一等效增益的量測數據圖。
1:毫米波基地台天線系統
11:天線子陣列
11p:信號傳輸端口
1A:天線結構
1B:射頻與類比信號處理模組
121:信號收發單元
122:類比基頻信號處理單元
123:第一信號轉換單元
1C:基頻信號處理單元
13:第二信號轉換單元
14:基頻信號處理單元

Claims (10)

  1. 一種毫米波基地台天線系統1，包括M個天線子陣列11以及一信號處理電路，其中各所述天線子陣列11具有一天線輻射場型和用以耦接該信號處理電路的一信號傳輸端口11p，且複數個所述天線輻射場型具有複數個對準方向；其特徵在於： 在所述M個天線子陣列11之中，第m個所述天線子陣列11的所述天線輻射場型和與其相鄰的第m-1個所述天線子陣列11的所述天線輻射場型之間具有一重疊程度，M和m皆為正整數，且m≦M； 在第m個所述天線子陣列11的該對準方向為
    Figure 03_image005
    、第m-1個所述天線子陣列11的該對準方向為
    Figure 03_image007
    、各所述天線子陣列11的一半功率波束寬為
    Figure 03_image003
    、及第m個所述天線子陣列11的該對準方向和第m-1個所述天線子陣列11的該對準方向之間具有一角度差為
    Figure 03_image009
    的情況下，所述角度差
    Figure 03_image011
    ，x為一波束重疊指數； 在令x≧2而使得所述重疊程度為高度重疊的情況下，各所述天線子陣列11在用戶設備的方向上具有一方向性增益(directional gain)，且在對各所述信號傳輸端口11p的一輸出信號執行一最大比例合併(Maximum Ratio Combining, MRC)信號處理後，所述M個天線子陣列11之一等效增益(effective gain)為單一所述指向性增益的x倍。
  2. 如請求項1所述之毫米波基地台天線系統，其中，該信號處理電路具有一基頻信號處理單元14，且該基頻信號處理單元包括一上行基頻信號處理器；其中，於存在N個所述用戶設備同時共享所述毫米波基地台天線系統的一頻寬資源的情況下，各所述用戶設備所傳送的一載波信號表示為一用戶設備信號向量
    Figure 03_image089
    ，且所述M個天線子陣列11在接收N個所述用戶設備之所述載波信號後產生一天線信號向量
    Figure 03_image091
    至該上行基頻信號處理器，該上行基頻信號處理器產生一上行權重矩陣(
    Figure 03_image093
    )，從而使該天線信號向量和該上行權重矩陣(
    Figure 03_image093
    )的乘積為一估測信號向量
    Figure 03_image095
    ，且該估測信號向量
    Figure 03_image095
    在各所述用戶設備傳送每一所述載波信號的情況下皆趨近於該用戶設備信號向量
    Figure 03_image097
    。
  3. 如請求項1所述之毫米波基地台天線系統，其中，該基頻信號處理單元14包括一下行基頻信號處理器；其中，於存在N個所述用戶設備同時共享所述毫米波基地台天線系統的一頻寬資源的情況下，傳送至N個所述用戶設備的一載波信號表示為一第一用戶設備信號向量
    Figure 03_image099
    ，所述M個天線子陣列11對應於所述載波信號的一輸出信號表示為一天線信號向量
    Figure 03_image101
    ，且令所述載波信號由N個所述用戶設備接收之後表示為一第二用戶設備信號向量
    Figure 03_image103
    ；該下行基頻信號處理器產生一下行權重矩陣(
    Figure 03_image105
    )，從而使該第一用戶設備信號向量
    Figure 03_image107
    和該下行權重矩陣(
    Figure 03_image105
    )的乘積為該天線信號向量
    Figure 03_image101
    ，使得該第二用戶設備的接收信號向量
    Figure 03_image103
    趨近於該第一用戶設備信號向量
    Figure 03_image107
    。
  4. 如請求項2所述之毫米波基地台天線系統，其中，所述最大比例合併信號處理係利用以下數學運算式實現：
    Figure 03_image109
    ；其中，
    Figure 03_image111
    為由該基頻信號處理單元14所接收的一總和信號，
    Figure 03_image113
    為由所述用戶設備所傳送的一無線信號，且
    Figure 03_image115
    為第m個所述天線子陣列11與所述無線信號之間的一通道響應。
  5. 如請求項1所述之毫米波基地台天線系統，其中，所述M個天線子陣列11設置在一基板11S之上，且該基板11S選自於由一平面基板和一曲面基板所組成群組之任一者。
  6. 如請求項2所述之毫米波基地台天線系統，其中，該信號處理電路更包括： M個射頻與類比信號處理模組1B，分別耦接所述M個信號傳輸端口11p，且各所述射頻與類比信號處理模組1B包括：耦接該信號傳輸端口11p的一信號收發單元121、耦接該信號收發單元121的一類比基頻信號處理單元122、以及耦接該類比基頻信號處理單元122的一第一信號轉換單元123；以及 M個第二信號轉換單元13，分別耦接所述第一信號轉換單元123； 其中，在一上行傳輸路徑中，該信號收發單元121透過所述天線子陣列11接收傳送自所述用戶設備的該第一無線信號，從而傳送一第一類比基頻信號至該類比基頻信號處理單元122；該類比基頻信號處理單元122對該第一類比基頻信號進行一第一信號處理，接著該第一信號轉換單元123將該第一類比基頻信號轉換為一第一數位信號，且該第二信號轉換單元13將該第一數位信號轉換為複數個第一頻域信號從而並行傳送至該基頻信號處理單元14； 其中，在一下行傳輸路徑中，該第二信號轉換單元13自該基頻信號處理單元14並行接收複數個第二頻域信號，從而在將該第二頻域信號轉換成一第二數位信號之後，將該第二數位信號串行傳送至該第一信號轉換單元123；該第一信號轉換單元123將串行輸入的該第二數位信號轉換為一第二類比基頻信號，接著該類比基頻信號處理單元122對該第二類比基頻信號進行一第二信號處理；該信號收發單元121將該第二類比基頻信號轉換成一第二類比信號之後，透過所述天線子陣列11送出一第二無線信號。
  7. 如請求項6所述之毫米波基地台天線系統，其中，該信號收發單元121包括： 一收發切換器1210，具有一第一端T1、一第二端T2和一第三端T3，且以其所述一第一端T1耦接至該天線子陣列11的該信號傳輸端口11p； 一低噪音放大器1211，耦接該收發切換器1210的該第二端T2，從而透過該收發切換器1210和該天線子陣列11接收由所述用戶設備所發出的該第一無線信號，且對該第一無線信號執行一信號放大處理； 一降頻器1212，耦接該低噪音放大器1211、該類比基頻信號處理單元122以及由一本地振盪器(Local oscillator, LO)所產生的一同相信號(In-phase signal)I和一正交信號(Quadrature signal)Q，從而依據該同相信號I和該正交信號Q對該第一無線信號執行一降頻處理，接著輸出所述第二類比基頻信號； 一功率放大器1213，耦接該收發切換器1210的該第三端T3；以及 一升頻器1214，耦接於該功率放大器1213與該類比基頻信號處理單元122之間，且同時耦接由該本地振盪器所產生的該同相信號I和該正交信號Q；其中，該升頻器1214接收由該類比基頻信號處理單元122所傳送的該第二類比基頻信號，從而依據該同相信號I和該正交信號Q對該第二類比基頻信號執行一升頻處理，接著傳送一第二類比信號至該功率放大器1213，該功率放大器1213對該第二類比信號執行一功率放大處理後，透過所述天線子陣列11送出該第二無線信號。
  8. 如請求項7所述之毫米波基地台天線系統，其中，該類比基頻信號處理單元122包括： 一轉阻放大器1221，耦接該降頻器1212以接收所述第一類比基頻信號，從而對該第一類比基頻信號執行一轉阻放大處理； 一第一低通濾波器1222，耦接該轉阻放大器1221以接收完成所述轉阻放大處理的該第一類比基頻信號，從而對該第一類比基頻信號執行一低通濾波處理； 一第一可變增益放大器1223，耦接該第一低通濾波器1222以接收完成所述低通濾波處理的該第一類比基頻信號，從而對該第一類比基頻信號執行一增益調變處理後將其輸出至該第一信號轉換單元123； 一第一緩衝器1224，耦接該第一信號轉換單元123； 一第二低通濾波器1225，耦接該第一緩衝器1224，從而透過該第一緩衝器1224自該第一信號轉換單元123接收所述第二類比基頻信號，進而對該第二類比基頻信號執行一低通濾波處理；以及 一第二可變增益放大器1226，耦接於該第二低通濾波器1225以接收完成所述低通濾波處理的該第二類比基頻信號，從而對該第二類比基頻信號執行一增益調變處理後將其輸出至該升頻器1214。
  9. 如請求項8所述之毫米波基地台天線系統，其中，該第一信號轉換單元123包括： 一第二緩衝器1231，耦接該第一可變增益放大器1223； 一類比數位轉換器1232，耦接於該第二緩衝器1231和與該第二信號轉換單元13之間，從而透過該第二緩衝器1231自該第一可變增益放大器1223接收已完成所述增益調變處理的該第一類比基頻信號，進而將該第一類比基頻信號轉換成所述第一數位信號；以及 一數位類比轉換器1233，耦接於該第二信號轉換單元13與該第一緩衝器1224之間，從而自該第二信號轉換單元13接收串行輸入的該第二數位信號，進而將該第二數位信號轉換成所述第二類比基頻信號。
  10. 如請求項9所述之毫米波基地台天線系統，其中，該第二信號轉換單元13包括： 一循環字首移除器131，耦接該類比數位轉換器1232以接收所述第一數位信號，從而對該第一數位信號執行一循環字首移除處理； 一串行-並行轉換器132，耦接該循環字首移除器131，用以將以完成所述循環字首移除處理的該第一數位信號轉換成複數個第一時域信號； 一快速傅立葉轉換器133，耦接該串行-並行轉換器132以並行接收所述複數個第一時域信號，從而將其轉換成所述複數個第一頻域信號； 一反快速傅立葉轉換器134，耦接該基頻信號處理單元14以串行接收所述複數個第二頻域信號，從而將其轉換複數個第二時域信號； 一並行-串行轉換器135，耦接該反快速傅立葉轉換器134以並行接收所述複數個第二時域信號，從而將所述複數個第二時域信號轉換成串行傳送的該第二數位信號；以及 一循環字首插入器136，耦接該並行-串行轉換器135以串行接收所述第二數位信號，從而對該第二數位信號執行一循環字首插入處理之後，將該第二數位信號傳送至該數位類比轉換器1233。
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