TWI634768B

TWI634768B - 空頻區塊編碼正交分頻多工系統

Info

Publication number: TWI634768B
Application number: TW105132259A
Authority: TW
Inventors: 李志鵬; 楊易洵; 鄭唐文
Original assignee: 國立中山大學
Priority date: 2016-10-05
Filing date: 2016-10-05
Publication date: 2018-09-01
Also published as: TW201815137A

Abstract

本發明揭示一種空頻區塊編碼正交分頻多工系統，主要用於解決習知系統之模糊問題，該系統包含一傳送端耦接一接收端，該接收端接收來自該傳送端的載波，該載波切割成數個子載波，該數個子載波分為數個子組，各子組的第一個子載波具有偶數個星座點，各星座點係經旋轉一角度而移位，相鄰星座點旋轉之角度具有一差值。藉此，可確實解決上述問題。

Description

空頻區塊編碼正交分頻多工系統

本發明係關於一種無線通訊系統；特別是關於一種具完全盲式估測功能的空頻區塊編碼正交分頻多工系統。

在無線通訊技術中，正交分頻多工(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)系統是一種多載波傳送技術(如第1a圖所示)，把傳送訊號的頻寬分成多個相對於同調頻寬(Coherence Bandwidth)小的頻寬，使通道(Channel)環境可視為一個平坦衰落(Flat Fading)的通道，每個子載波(sub-carrier)的中心頻率相互正交(Orthogonal)，頻帶部分重疊，可以提升頻寬使用效益。為了提高系統分集增益(Diversity Gain)，習知OFDM系統逐漸發展出空時區塊編碼(Space Time Block Code，STBC)及空頻區塊編碼(Space Frequency Block Code，SFBC)技術，習知SFBC編碼架構的子載波順序可如第1b圖所示。

如第2圖所示，習知空頻區塊編碼正交分頻多工(SFBC-OFDM)系統9可包含一傳送端91耦接一接收端92，該傳送端91可由一調變器(Modulator)911連接一SFBC編碼器(SFBC Encoder)912，該SFBC編碼器912串接數個串並轉接器(Serial-to-Parallel Converter)913、數個逆快速傅氏轉換器(Inverse Fast Fourier Transformer)914、數個並串轉接器(Parallel-to-Serial Converter)915、數個循環字首添加器(Cyclic Prefix Adder)916及數個天線(antenna)917，用以將一輸入資料經由編碼後調變成複數平面的星座圖(Constellation)上的符元(Symbol)，如：採用正交相位偏移鍵移(QPSK)或正交振幅調變(QAM)等，利用N點逆快速傅氏轉換將頻域訊號轉為時域訊號，再加上循環字首後傳送出去；該接收端92可對應串接一天線921、一循環字首移除器(Cyclic Prefix Remover)922、一串並轉接器923、一快速傅式轉換器(Fast Fourier Transformer)924、一並串轉接器925、一SFBC解碼器(SFBC Decoder)926及一解調器(Demodulator)927，用以接收時域訊號並轉為頻域訊號，進行通道補償及資料偵測。

在通訊過程中，由於接收訊號會受到通道和雜訊的干擾，造成振幅和相位的失真，為了成功解調，一般做法是直接安插領航訊號(Pilot Signal)進行通道估測(Channel Estimation)，但是，採用領航訊號會損失頻寬效益，使得不加領航訊號的盲式估測(Blind Detection)方法受到重視，但盲式估測需累積大量訊號確保統計準確性，且會受限於通道的同調時間(Coherence Time)。因此，逐漸發展出廣義可能性比率測試(Generalized Likelihood Ratio Test，GLRT)，並提出廣義可能性比率測試資料偵測器(GDD)，通過詳盡搜尋所有解空間來找到最佳解，但此方式會造成計算複雜度上升。

繼而，有人提出廣義可能性比率測試資料偵測器分組(Subgroup GDD，SGDD)方法，把原先接收到的載波分成數個子組的子載波，如：交錯(Interleaving)式切割等，再對每個子組分別做資料偵測，讓每個子組的搜尋空間變小而降低計算複雜度，但每個子組的子載波數量並非可無止盡縮小，其前提是每個子組的子載波個數大於通道階數就保證會有唯一解(此處的唯一泛指不考慮相位上的差異)，此外，GDD和其他盲式估測方法同會遭遇最佳解並非唯一的相位模糊(Phase Ambiguity)問題，若將盲式估測使用於SFBC編碼，更會造成編碼模糊(Code Ambiguity)問題。

有鑑於此，上述先前技術在實際使用時確有不便之處，亟需進一步改良，以提升其實用性。

本發明係提供一種空頻區塊編碼正交分頻多工系統，可同時避免相位模糊及編碼模糊問題。

本發明揭示一種空頻區塊編碼正交分頻多工系統，可包含：一傳送端耦接一接收端，該接收端接收來自該傳送端的載波，該載波切割成數個子載波，該數個子載波以QPSK分為數個子組，各子組的第一個子載波具有四個星座點，各星座點係經旋轉一角度而移位，相鄰星座點旋轉之角度具有一差值，其中，該四個星座點之角度分別為45度、135度、225度、315度，位於45度之星座點逆時鐘旋轉角度為θ，位於135度之星座點逆時鐘旋轉角度為iθ，位於225度之星座點順時鐘旋轉角度為θ，位於315度之星座點順時鐘旋轉角度為iθ。

該θ之值可為15°。

所述各子組內的子載波大小可小於通道長度的大小。

上揭空頻區塊編碼正交分頻多工系統，可利用上述至少一子載波旋轉星座點方式，無須額外安插領航訊號，即可達到完全的盲式估測，同時解決相位模糊及編碼模糊等問題，可以達到「提高頻寬使用效率」功效。而且，透過連續的子載波切割方式，每個子組所看到的通道階數可以視為更小，除可藉此消除習知「子載波數量受限於通道階數」技術偏見，更可達到「降低系統的搜尋空間及複雜度」等功效。

〔習知〕

9‧‧‧習知空頻區塊編碼正交分頻多工系統

91‧‧‧傳送端

911‧‧‧調變器

912‧‧‧SFBC編碼器

913‧‧‧串並轉接器

914‧‧‧逆快速傅氏轉換器

915‧‧‧並串轉接器

916‧‧‧循環字首添加器

917‧‧‧天線

92‧‧‧接收端

921‧‧‧天線

922‧‧‧循環字首移除器

923‧‧‧串並轉接器

924‧‧‧快速傅式轉換器

925‧‧‧並串轉接器

926‧‧‧SFBC解碼器

927‧‧‧解調器

〔本發明〕

θ‧‧‧45度、225度之星座點旋轉角度

i θ‧‧‧135度、315度之星座點旋轉角度

第1a圖：係習知正交分頻多工系統架構之方塊圖。

第1b圖：係習知空頻區塊編碼架構之子載波順序示意圖。

第2圖：係習知空頻區塊編碼正交分頻多工系統架構之方塊圖。

第3圖：係本發明之實施例基於SFBC編碼架構的旋轉星座點之子載波順序示意圖。

第4圖：係本發明之實施例基於SFBC編碼架構的旋轉星座點之旋轉星座點示意圖。

第5a圖：係本發明之效能分析示意圖(一)。

第5b圖：係本發明之效能分析示意圖(二)。

第5c圖：係本發明之效能分析示意圖(三)。

第5d圖：係本發明之效能分析示意圖(四)。

第5e圖：係本發明之效能分析示意圖(五)。

第5f圖：係本發明之效能分析示意圖(六)。

第5g圖：係本發明之效能分析示意圖(七)。

為讓本發明之上述及其他目的、特徵及優點能更明顯易懂，下文特舉本發明之較佳實施例，並配合所附圖式，作詳細說明如下：本發明全文所述之「耦接」(coupled)，係指二電子裝置間得以無線通訊技術(如：電磁耦合等)相互傳遞訊號，係本發明所屬技術領域中具有通常知識者可以理解。

本發明空頻區塊編碼正交分頻多工系統實施例可包含一傳送端耦接一接收端。在此實施例中，該傳送端、接收端可為具有空頻區塊編碼正交分頻多工(SFBC-OFDM)系統(如第2圖所示)之傳送、接收功能之裝置，例如：2傳1收的空頻區塊編碼正交分頻多工系統，其硬體架構係所屬技術領域中具有通常知識者可以理解，在此容不贅述。以下舉例說明本發明之系統運作方式，該系統運作方式可用於改良現有 SFBC-OFDM通訊系統，惟不以此為限。

舉例而言，倘若OFDM系統傳送的子載波長度為N，資料調變方式為M-PSK調變，假設接收機完美同步，故接收訊號無載波間干擾(ICI)及符間干擾(ISI)，在移除循環字首(CP)及做完離散傅氏轉換(DFT)後，接收到的OFDM子載波在頻域可表示如下式(1.1)所示：Y=S _D H+W=S _D Fh+W (1.1)其中，S _D表示一對角矩陣，其對角線上的值為頻域傳送訊號；F表示快速傅氏轉換(FFT)；H表示大小為N×1的通道頻率響應(channel frequency response)；h表示長度為L×1的通道脈衝響應(Channel Impulse Response)；W表示大小為N×1的可加性白高斯雜訊(Additive White Gaussian Noise，AWGN)，平均值為0，變異數為。

習知廣義可能性比率測試(GLRT)資料估測器是一種ML演算法，其搜尋空間會隨著調變階層(Modulation Order)M和子載波數量N的大小呈指數成長，需要搜尋M^N種可能性才能找到最佳解，促使廣義可能性比率測試資料偵測器(GDD)分成數個子組，以降低搜尋空間大小，例如：將原先的N的子載波分成R個子組，每個子組的大小為N_SG=N/R個子載波，把第r個子組編號定義為I_r(r=0,1,...,R-1)，之後，可將上式(1.1)改寫如下式(1.2)所示：Y _r=S _r,D H _r+W _r=S _r,D F _r h+W _r (1.2)其中，(．)_r表示根據I_r對應到的第r個子組，如：Y _r表示第r個子組的子載波；S _r,D表示一對角矩陣，其對角線上的值為第r個子組的頻域訊號；H _r表示第r個子組的通道頻率響應；W _r表示第r個子組的可加性白高斯雜訊；F _r表示第r個子組的快速傅氏轉換。

因此，相對應的次佳資料估測器的訊號可以改寫如下式(1.3)所示：其中，表示表示第r個子組的估測訊號；表示第r個子組的候選訊號；Y _r表示第r個子組的接收訊號子載波；表示一對角矩陣，其對角線上的值為；F _r表示第r個子組的快速傅氏轉換。特別注意的是，每個SGDD的搜尋空間降低為M^N/R，所以，全部的搜尋空間降低為R×M^N/R，由此可知，搜尋空間的大小可隨各子組的大小N_SG而呈指數減少，由於R=N/N_SG，故N_SG越小可使搜尋空間越小。

此外，參酌「T.-H.Chang,W.-K.Ma,and C.-Y.Chi,“Maximum-likelihood detection of orthogonal space-time block coded OFDM in unknown block fading channels,”IEEE Trans.Signal Process.,vol.56,no.4,pp.1637-1649,Apr.2008.」(下稱文獻1)或「Y.-S.Yang,W.-C.Huang,C.-P.Li,and H.-J.Li,“A low complexity blind data detector for OFDM Systems,”inProc.76th IEEE Veh.Technol.Conf.,Quebec,Canada,Sep.2012,vol.1,pp.1-5.」(下稱文獻2)等論文可知，習知子載波分組方式通常採用交錯(interleaving)切割，以平均取得整個頻譜的訊號，惟此切割方式會使得子載波的大小受限於通道長度的大小。

因此，本發明提出一種連續(Sub-block)的子載波切割方法，並說明在同一子組內看到的通道長度可視為較小，如此，該子組內的子載波大小可不再受限於通道長度的大小，藉此，可將各子組的大小切的更小，使得每個廣義可能性比率測試資料偵測器分組(SGDD)的搜尋空間變得更小，以便降低運算複雜度，同時，確保每個SGDD會有唯一解。

倘若傳送訊號的頻寬比同調頻寬還小的話，則通道可視為一個平坦衰落(Flat Fading)通道，在子頻帶內的等效通道數量可視為1或2，該等效通道長度可小於實際通道長度。若接受的訊號如上式(1.2)所示，且各子組的大小N_SG如上所述而連續切割時，各子組的通道可表示如下式(1.4)所示：其中，l=0,1,...,L-1表示通道長度；m表示每個子組內子載波的索引；r=0,1,...,R-1表示子組的索引。由於N_SG是連續的，故頻域的通道H _r內的差距是很小的。

因此，可先定義一個具有N_SG點的DFT矩陣F _new，再創造一個新的模型如下式(1.5)所示：Y _r=S _r,D F _r h+W _r=S _r F _new h _new+W _r (1.5)經過矩陣運算後，可將每個子組內的時域通道表示如下式(1.6)所示：h _new=F _new ^H×F _r×h (1.6)其中，當N_SG為連續切割時，矩陣F _r對應的DFT內的項的差距很小，可以視為相同，如下所示。

⋮ 經過整理後，可將上列函式轉換如下式(1.6)所示：其中，通道長度l=0,1,...,L-1；每個子組內子載波的索引m=0,1,...,N _SG-1；α表示任意值。當m=0時，如下式(1.7)所示，最內層括號內的加總不為0。

當m≠0時，如下式(1.8)所示，

因此，透過連續切割的方式，在每個子組看到的通道只有在m=0處有值，在m≠0的加總值皆為0，所以通道長度可以視為更小。此外，由上可知，所有的矩陣F _r皆可用F _new取代，如下式(1.9)所示：Y _r =S _r F _new h _new +W _r (1.9)如此，新的SGDD就可改寫如下式(1.10)所示：

此外，為了解決不加領航訊號即可同時解決相位模糊(Phase Ambiguity)及編碼模糊(Code Ambiguity)問題，本發明提出一種能夠達到完全盲式(Totally Blind)估測的方法，以下說明本發明之SFBC-OFDM的盲式估測方法。首先，SFBC-OFDM系統傳送的子載波長度可為N，有著N_t根傳送天線和1根接收天線，每個SFBC區塊由K個子載波所組成，SFBC區塊的數量Q=N/K。接收到的SFBC區塊如下式(2.1)所示：Y=[Y ₁ ,Y ₂ ,…,Y _Q ] ^T (2.1)

Y=C(S)H+W (2.2)其中，Y表示接收到的SFBC區塊，Y ₁ ,Y ₂ ,…,Y _Q表示陸續收到的SFBC區塊，C(．)表示編碼矩陣，H表示頻域上的通道模型，W表示該通道接收到的雜訊。又，接收訊號模型可以定義如下式(2.3)所示：Y _q =C _q (S _q )H _q +W _q (2.3)其中，q表示SFBC區塊的索引值(q=1,2,...,Q)，H _q表示頻域的第q個通道模型，W _q表示第q個通道接收到的雜訊，C _q (S _q )表示第q個傳送的編碼矩陣，如下式(2.4)所示：其中，X _q,k 表示第q個SFBC區塊的編碼基底矩陣，S _q,k表示第q個SFBC區塊傳送的資料，N _t表示傳送天線的數量，K表示單一SFBC區塊包含的子載波數量。

接著，利用有限脈衝響應(Finite Impulse Response，FIR)通道參數化特性，令：用以表示第n個離散傅氏轉換(DFT)向量。此外，令：其中，h表示時域的通道向量，之後，每個子組的通道H _q可以定義如下式(2.7)所示：其中，H _q表示第q個SFBC區塊的通道，I_N表示N維的單位矩陣，表示克羅內克積(Kronecker Product)，f _n表示第q個SFBC區塊的DFT向量，n=qK，q=1,...,N/K。

特別注意的是，若定義如下式(2.8)所示：其中，n=qK，q=1,...,N/K，則接收訊號模型可以改寫如下式(2.9)所示：其中，q=1,2,...,Q。在此，考慮一個子組的訊號模型如下式(2.10)所示：其中，其中，B表示每個子組包含的SFBC區塊數量。且如此，相對應的最大似然法估測器可改寫如下式(2.13)所示：其中， Kb是一個子組總共的子載波數，上式(2.13)中的最小化，若給定S，則為一個最小平方(Least Square)問題，而有一個唯一解如下式(2.14)所示：因此，可以設定一目標函式如下式(2.15)所示：其中，r表示子組的索引(r=1,...,R)，每個子組由B個SFBC區塊組成，N_SG表示每個子組包含的子載波總數。

利用前述的切割方式，可將重新改寫為，上述目標函式可重新改寫如下式(2.16)所示：其中，

特別注意的是，本發明提出一個星座點旋轉方法，在原先的子組中的某些子載波上的M-PSK的星座點上做角度的旋轉，如此，子組的子載波就不會提出共同相位，使得做盲式估測時可以找到唯一解，特別注意的是，欲找到唯一解，僅能在每個子組的某些子載波做星座點旋轉，以下舉例說明旋轉後的星座點映射在有限星座點Ψ上，原先的星座點與旋轉後的星座點之相位差距基本單位為θ。

首先，給定SFBC函式如下式(2.19)所示：其中，K表示編碼塊包含的載波數，S _k表示第k個SFBC區塊傳送的資料，X _k表示第k個SFBC編碼基底矩陣，N_t表示傳送天線數量。

以下說明其編碼架構：當b=1時，傳送編碼矩陣C(U₁)，其中U ₁=[S₁',S₂,…,S_K]^T,S₁'Ψ,S₂,...,S_K Φ當b=2,...,B時，傳送編碼矩陣C(V_b)，其中V _b=[S_bK+1,…,S_(b+1)K]^T,S_bK+1,...,S_(b+1)K Φ亦即，在每個子組的第一個SFBC區塊的第一個子載波旋轉其對應的星座點角度，如此，即可傳送新的SFBC編碼矩陣如下式(2.20)所示：

請參閱第3、4圖所示，其係本發明之實施例基於SFBC編碼架構的旋轉星座點之子載波順序示意圖及旋轉星座點示意圖。在此實施例中，以QPSK為例，在各子組的第一個SFBC編碼塊的第一個傳送符元(symbol)的星座點角度為45°(degree，度)時的逆時鐘旋轉角度為θ(如：15度、30度等)，在135°時的逆時鐘旋轉角度為i θ(如2*θ，惟不以此為限)，在225°時的順時鐘旋轉角度為θ，在315°時的順時鐘旋轉角度為i θ，雖然此方式會稍微影響錯誤率，惟若在單一子組內僅旋轉一個符元，則對系統的影響很小且可被接受。

以下說明上述編碼矩陣可避免編碼模糊的理由，由於習知技術已證實NIS-OSTBC(即子空間不相交的正交空時區塊編碼)的編碼方式不會有編碼模糊問題，其詳細內容可參閱「W.-K.Ma,B.-N.Vo,T.N.Davidson,and P.-C.Ching,“Blind ML detection of orthogonal space-time block codes：efficient high-performance implementations,”IEEE Trans.Signal Process.,vol.54,no.2,pp.738-751,Feb.2006.」論文。因此，若可證明本發明之編碼亦為子空間不相交的編碼，即可說明上述編碼矩陣可避免編碼模糊問題，詳述如後。

首先，可假設C _new(．)係非子空間不相交的編碼，使得下式(2.21)成立：從上述編碼架構中，可將上式(21)分解如下式(2.22)、(2.23)所示：

其中，上式(2.22)及(2.23)進行矩陣運算後，可得其結果如下式(2.24)所示：其中，參酌上式(2.24)可知：由此觀之，似已隱含Q ₁-Q ₂是奇異(singular)的。

接著，可進一步證明Q ₁-Q ₂不是奇異的，矩陣Q ₁、Q ₂可分別表示如下式(2.27)所示：其中，上式(2.28)中的E ₁、E ₂是斜埃爾米特(Skew Hermitian)矩陣，且因此，Q ₁-Q ₂可改寫如下式(2.30)所示：Q ₁-Q ₂=γI+(E ₁+E ₂) (2.30)其中，Q ₁-Q ₂若是奇異的，則至少要有一個特徵值(Eigenvalue)為0，參酌上式(2.30)可知，Q ₁-Q ₂的特徵值為λ _i(Q ₁-Q ₂)=γ+λ _i(E ₁-E ₂),i=1,...,N _t。

其中，由於E ₁-E ₂是斜埃爾米特矩陣，該矩陣的特徵值是純虛數或0，亦即，要當γ=0時才會成立，惟參酌上式(2.29)可知，由於星座點已旋轉的緣故，會使得γ≠0，亦即，如下式(2.31)所示，α ₁與α ₂的集合內之值相減後不會等於0。

由此可知，本發明上述旋轉星座點的方法可使得子空間不相交，藉此解決使用SFBC之編碼模糊問題，若於每個子組內使用多個旋轉星座點，則可進一步提升效能。惟須注意的是，各子組內的全部符元不得全部旋轉，否則整個子組會提出共同角度，因資料序列具有共同角度，導致資料相位模糊問題無法解決。

以下說明本發明之效能分析結果，採用兩種模擬系統，其一為正交分頻多工系統，另一為空頻區塊編碼之正交分頻多工系統，在接收端假設完美同步，通道則是無線通訊環境中常見的多重路徑雷利衰減通道(Rayleigh Fading Channel)，通道的實部與虛部皆為高斯獨立同分佈(Independent and Identically Distributed，i.i.d.)，平均值為0，變異數正規化後為。

其中，系統的子載波大小N=512，每個子組的子載波大小有兩種N_SG=8和N_SG=4。如第5a圖所示，假設通道長度L=4，連續切割時的等效通道長度L_eff=1，可以發現上述文獻1、2的切割方式在N_SG=4時，會因為子組的子載波不大於通道長度而無法找到唯一解，但本發明之子載波連續切割方式的等效通道長度可視為較小，故於N_SG=4仍可找到唯一解，除可降低搜尋複雜度，更可消除習知「子組的子載波小於通道長度即無法找到唯一解」的技術偏見。

如第5b圖所示，本發明無須額外安插領航訊號估測通道，而是在每個子組的第一個子載波上採用旋轉後的調變技術(如第4圖所示)，來解決相位模糊問題，在N_SG=4時的效能優於N_SG=8時的效能；習知額外安插領航訊號估測通道的方法，在N_SG=4、N_SG=8時分別佔用8、16個領航訊號估測通道，於估測完後使用強制歸零(Zero Forcing，ZF)補償通道。由圖可知，若相位模糊問題可完美解決，本發明不僅與習知安插領航訊號的系統具有接近的效能，更能省下領航訊號的頻寬，提高系統傳輸速率。

如第5c圖所示，以習知額外安插領航訊號的方法作為性能界限，本發明之每個子組的第一個子載波使用星座點旋轉，當使用相位偏移調變(BPSK)時，若旋轉角度為30°，則可得到最佳效能，確實可用於改善相位模糊問題。另，如第5d圖所示，若採用QPSK調變，則最佳效能的旋轉角度為15°，相較於習知採用8、16個領航訊號估測通道及強制歸零之方法，本發明旋轉星座點時分別於子組間隔1、3個子載波，由圖可知，在越多個子載波上使用星座點旋轉，可讓更多子載波不具共同角度，而使效能更好。

如第5e圖所示，若將本發明用於BPSK調變之SFBC-OFDM系統，相較於習知使用8、16個領航訊號之方法，估測出通道後採用習知SFBC解碼方法，且使用等間隔切割。由圖可知，本發明採用星座點旋轉之效能優於習知等間隔切割採用SFBC解碼方法之效能。另，如第5f圖所示，若將本發明用於QPSK調變之SFBC-OFDM系統，相較於習知使用8、16個領航訊號且估測出通道後採用習知SFBC解碼之方法，由於單一子組的子載波越多可包含越多估測所需的資料，故本發明採用星座點旋轉之效能在N_SG=8優於N_SG=4。又，如第5g圖所示，若將本發明用於QPSK調變之SFBC-OFDM系統，於N_SG=8時採用兩種子載波間隔方式進行星座點旋轉，第一種於第1、5個子載波旋轉星座點，第二種於第1、3、5、7個子載波旋轉星座點，第二種旋轉星座點的子載波數量較多，在高信噪比(SNR)時約有3db的性能提升。

藉此，本發明上述實施例基於廣義可能性比率測試資料偵測器分組的子組切割方式，透過連續的子載波切割方式，當每個子組所看到的通道階數可以視為更小，除可藉此消除習知「子載波數量受限於通道階數」技術偏見，更可達到「降低系統的搜尋空間及複雜度」等功效。

又，本發明上述實施例可適用於空頻區塊編碼之正交分頻多工系統，利用上述至少一子載波旋轉星座點方式，無須額外安插領航訊號，即可達到完全的盲式估測，同時解決相位模糊及編碼模糊等問題，可以達到「使通訊效能可有效的提升」功效。

雖然本發明已利用上述較佳實施例揭示，然其並非用以限定本發明，任何熟習此技藝者在不脫離本發明之精神和範圍之內，相對上述實施例進行各種更動與修改仍屬本發明所保護之技術範疇，因此本發明之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。

Claims

一種空頻區塊編碼正交分頻多工系統，包含：一傳送端耦接一接收端，該接收端接收來自該傳送端的載波，該載波切割成數個子載波，該數個子載波以QPSK分為數個子組，各子組的第一個子載波具有四個星座點，各星座點係經旋轉一角度而移位，相鄰星座點旋轉之角度具有一差值，其中，該四個星座點之角度分別為45度、135度、225度、315度，位於45度之星座點逆時鐘旋轉角度為θ，位於135度之星座點逆時鐘旋轉角度為iθ，位於225度之星座點順時鐘旋轉角度為θ，位於315度之星座點順時鐘旋轉角度為iθ。
根據申請專利範圍第1項所述之空頻區塊編碼正交分頻多工系統，其中該θ之值為15°。
根據申請專利範圍第1項所述之空頻區塊編碼正交分頻多工系統，其中各子組內的子載波大小係小於通道長度的大小。