TWI613931B - Ｌｅｄ光引擎的電子控制裝置及其應用 - Google Patents

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王志良
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Abstract

本發明揭露一種LED光引擎的電子控制裝置，利用電壓開關控制電路比較電流檢測電阻階梯網絡的抽頭電壓與一基準電壓，對應地調控電流調節開關的操作狀態，以依據並追隨交流電壓源的輸入電壓上升，逐級點亮子LED陣列，並依據且追隨交流電壓源的輸入電壓下降，逐級熄滅子LED陣列，達到高功率因數與低總諧波失真。

Description

LED光引擎的電子控制裝置及其應用
本發明係有關於一種發光二極體(LED)光引擎控制裝置，特別是利用開關控制電路比較電流檢測電阻階梯網絡的抽頭電壓與基準電壓，調控對應之電流調節開關的操作狀態，以逐級點亮或逐級熄滅LED子陣列的LED光引擎電子控制裝置。
相對於傳統燈具，發光二極體具有較高的發光效率(luminous efficacy)，傳統燈泡每瓦提供約15流明(lumens per watt)，而發光二極體(LED)則每瓦高達100流明(lumens per watt)以上，且發光二極體具有相對壽命較長、較不受外界干擾及不易損壞的優點，是照明設備的首選。
一般來說，發光二極體需要直流電驅動，而市電為交流電，必須透過整流器(全波或半波整流)轉成直流電，才可供應給發光二極體作使用。經過轉換之直流脈衝訊號，在每週期之初始及結束區段附近(亦即，空載時間)，尚無法克服發光二極體之順向電壓降(forward voltage drop)以驅動發光二極體，導致導通角(conduction angle)狹小以及功率因數(power factor)低落。空載時間是指LED停止導通的期間，相對地，導通角是指 LED被導通的期間。導通角與空載時間的總和為一整流後之直流脈衝波形。空載時間越長，導通角就越狹小，功率因數就越低落。傳統的LED驅動器(LED driver)通常會面臨以下三種問題。
第一個問題是傳統的LED驅動器須採用濾波器、整流器、以及功率因數修正器(power factor corrector,PFC)等較為複雜的驅動器電路(driver circuit)，造成驅動器的成本高昂。同時，發光二極體的壽命雖長，但功率因數修正器所採用之電解電容器(electrolytic capacitor)卻易於損壞，使得整體壽命相對縮短，無法發揮發光二極體的優點。
第二問題是在空載時間，沒有電流通過發光二極體，造成照明設備的閃爍現象(flicker phenomenon)。於直流脈衝週期中，LED受到正向電流驅動而被點亮，再受到零電流驅動而熄滅。當有空載時間時，LED在點亮與熄滅之間會造成閃爍。一般市用交流電的頻率是60Hz，整流後形成直流電壓脈衝，頻率為兩倍(約為120Hz)，閃爍現象以大約是120Hz的頻率發生在空載時間。空載時間所帶來的閃爍現象雖不易被人眼察覺，但易使人眼疲勞。
第三個問題是功率因數低落。低功率之功率因數修正器，其迴路電流太弱而無法準確地被偵測，而將AC輸入電流修正為正弦波的波形。功率因數的計算方式可以為將輸入功率除以輸入電壓(線電壓)與輸入電流(線電流)之乘積(PF=P/(V×I)，其中PF為功率因數、P表示輸入功率、V及I分別為線電壓及線電流的有效值)，用以度量電力(electricity)的使用效率，當線電壓與線電流的相似度越高，表示電力使用效率越好，功率因數越高。當線電壓與線電流的波形幾乎一致，此時，功率因數有最大值近似 於1。
傳統的功率因數修正器，需要偵測迴路中的電流，藉以修正線電流波形更接近線電壓波形。若迴路中的電流太低而無法正確地被功率因數修正器之電流偵測電路偵測，功率因數修正器將無法適當地將線電流與線電壓之波形與相位對齊，以達到較佳的功率因數。由於AC輸入電流波形之不連續點與跳躍點造成的總諧波失真(Total Harmonic Distortion,THD)與空載時間有關。根據傅立葉分析對於週期訊號的展開，週期波形中任何不連續點或跳躍點，將導致基本成份上高階諧波(higher-order harmonics)，造成總諧波失真的增加。因此，消除不連續點及跳躍點將有助於減少總諧波失真。
有鑒於此，如何簡化電路及製程複雜度，維持良好的功率因數及較低的諧波失真，是目前研發發光二極體光源的主要課題之一。
本發明所提出的LED光引擎的電子控制裝置，利用開關控制電路透過電流檢測電阻階梯網絡(current-sense resistor ladder network)，偵測通過LED子陣列的電流於電流檢測電阻階梯網絡中不同疊加數量之偵測電阻的跨壓(抽頭電壓)，調控對應之電流調節開關的操作狀態，以逐級點亮或逐級熄滅LED子陣列的發光二極體光引擎電子控制裝置。
本發明一實施例所提出之LED光引擎的電子控制裝置，包含一整流器、一電流調節器(current regulator)、複數個電流調節開關(current regulate switch)、複數個開關控制電路及一電流檢測電阻階梯網絡。電流 調節器用以調整輸入電流波以形成類正弦(quasi-sinusoidal)的方波(square wave)或步階波(step wave)波形，有效地提升功率因數。電流調節開關可以是電晶體(例如是金氧半場效電晶體)，各電流調節開關之第一端彼此耦接、各電流調節開關之第三端分別耦接於對應之LED子陣列，且各電流調節開關之第二端分別受控於對應之開關控制電路，以調節通過LED子陣列的電流，複數個LED子陣列串聯而成一LED陣列。電流檢測電阻階梯網絡耦接於外部LED陣列之陰極與接地端之間且具有複數個抽頭，此些抽頭彼此不相同，且分別耦接至此些開關控制電路，此些開關控制電路分別依據對應之抽頭至接地端之間的電壓與一基準電壓作比較，調控對應之電流調節開關為截止或導通，抽頭至接地端之間的電壓與直流脈衝電壓有關，且各抽頭至接地端之間的電壓不相同，以使此些電流調節開關依據直流脈衝電壓，分段點亮此些LED子陣列。於一實施例中，除最後一級LED子陣列外，每一電流調節開關的第三端與對應之LED子陣列耦接。將LED光引擎的電子控制裝置連接外部之LED陣列，而形成發光二極體照明設備。
本發明一實施例所提出之LED光引擎的電子控制裝置，包含一整流器、複數個電流調節開關、複數個開關控制電路及一電流檢測電阻階梯網絡，且不包括電流調節器。各電流調節開關之第一端彼此耦接、各電流調節開關之第三端分別耦接於對應之LED子陣列，且各電流調節開關之第二端分別受控於對應之開關控制電路，電流調節開關用以調節通過LED子陣列的電流。複數個LED子陣列串聯而成一LED陣列。電流檢測電阻階梯網絡耦接於外部LED陣列之陰極與接地端之間且具有複數個抽 頭，分別耦接至此些開關控制電路，此些開關控制電路分別依據對應之抽頭至接地端之間的電壓與一基準電壓作比較，調控對應之電流調節開關為截止或導通，抽頭至接地端之間的電壓與直流脈衝電壓有關，且各抽頭至接地端之間的電壓不相同，以使此些電流調節開關依據直流脈衝電壓，分段點亮此些LED子陣列。於一實施例中，每一個電流調節開關的第三端與對應之LED子陣列耦接，且任一電流調節開關包括一電晶體。將LED光引擎的電子控制裝置連接外部之LED陣列，而形成發光二極體照明設備。
本發明一實施例所提出之電流檢測電阻階梯網絡包括多個偵測電阻彼此串接，並耦接於外部LED陣列之陰極與接地端之間且具有複數個抽頭，此些抽頭分別對應至此些偵測電阻的高準位端。開關控制電路分別依據對應之抽頭至接地端之間的電壓與一基準電壓(或稱參考電壓，reference voltage)作比較，調控對應之電流調節開關為截止或導通，以使此電流調節開關列依據直流脈衝電壓的上升，分段點亮LED子陣列，依據直流脈衝電壓的下降，逐級熄滅LED子陣列。此些抽頭至接地端之間的電壓與直流脈衝電壓有關。
本發明實施例中的電流調節開關例如為空乏型或增強型的電晶體，可受到開關控制電路調控，依據輸入交流電壓，在電壓升高時，逐級驅動LED子陣列，同時逐級提高線電流；在電壓降低時，逐級熄滅LED子陣列，同時逐級降低線電流，簡化電路、提高發光效率、提高功率因數及降低成本等優點。
本發明一實施例的LED光引擎的電子控制裝置，其中電流檢測 電阻階梯網絡更包括一共享電流感測與調變單元，用以規劃點亮之LED子陣列的電流，以調整點亮之LED子陣列的亮度。共享電流感測與調變單元可包括一電位計、一壓控電阻或一電晶體開關。於一實施例中，更包括一脈衝寬度調變單元、一低通濾波器及一電壓追隨器至少一者。使得此LED光引擎的電子控制裝置，可經由共享電流感測與調變單元作手動調光(機械式調光)，或者，利用調光訊號對共享電流感測與調變單元進行調光(電控調光)。
本發明之一實施例中，更包括一電壓調節器陣列，包括複數個電壓調節器，分別耦接於輸入電壓與開關控制電路之間，用以穩定電流調節開關之導通電壓，使得電流調節開關之導通狀態不受直流脈衝之輸入電壓的下降緣(falling edge)影響。
於本發明之一實施例中，更包括一正弦電壓補償器，耦接於輸入電壓與開關控制電路之間，用以汲取直流脈衝之輸入電壓，以補償通過發光二極體之電壓波型，使得電壓波型由步階波修飾為更貼近正弦波的波型，進一步改善功率因數。
於本發明之一實施例中，更包括一線電壓調整率緊縮器(Line regulation tightener)耦接電流調節器。線電壓調整率緊縮器包括一並聯調節器(或一雙載子接面電晶體)作電壓偵測之用，透過一電壓偵測分壓電阻耦接於輸入電壓。當輸入電壓克服所有的LED子陣列之順向電壓降，但尚未克服電壓偵測之並聯調節器或電壓偵測之雙載子接面電晶體之基準電壓時，通過LED子陣列的電流為第一電流，當輸入電壓克服所有的LED子陣列之順向電壓降，且克服電壓偵測之並聯調節器或電壓偵測之雙 載子接面電晶體之基準電壓時，通過LED子陣列的電流為第二電流，且第一電流大於第二電流。
於本發明之一實施例中，更包括複數個閃爍抑制電容(flicker-suppression capacitor)與複數個二極體，各閃爍抑制電容分別並聯於對應之外部LED子陣列，且各個二極體之陰極耦接至對應之外部LED子陣列的陽極。當輸入電壓尚未克服當級與當級以下之外部LED子陣列的順向電壓降時，閃爍抑制電容放電以點亮當級與當級以下之外部LED子陣列。
AC‧‧‧交流電壓源
100‧‧‧整流器
120‧‧‧電流調節器
140、142、144、146‧‧‧電壓調節器
160a、160b、160c、160d‧‧‧共享電流感測與調變單元
180a、180b、180c‧‧‧線電壓調整率緊縮器
C1、C2、C3、C4、Cf、Cg1、Cg2、Cg3、Cg4‧‧‧電容
N1、N2、N3、N4、K1、K2、K3、K4‧‧‧開關控制電路
F‧‧‧電壓追隨器
PWM‧‧‧脈衝寬度調變單元
Rp、R16、Rx、Ra、Ra1、Ra2、Ra3、Ra4、Rb1、Rb2、Rb3、Rb4、Rm1、Rm2、Rs1、Rs2、Rs3、Rs4、Rz1、Rz2、Rz3、Rz4、Rz5、Rz6、R10、R20、R30、R40、Rn1、Rn2、Rn3、Rn4、Re1、Re2、Re3、Re4、Rf1、Rf2、Rf3、Rf4、Rf5、Rf6、Rf7、Rf8、Rt1、Rt2、Rt3、Rt4、Rt5、Rt6、Rt7‧‧‧電阻
R1、R2‧‧‧正弦電壓補償器
G1、G2、G3、G4‧‧‧LED子陣列
S1、S2、S3、S4、S1’、S2’、S3’、S4’、S10、S20、S30、S15、S25、S35、S45‧‧‧電流調節開關
Z1、Z2、Z3、Zc1、Zc2、Zc3、Zc4、Ze、Zf1、Zf2‧‧‧齊納二極體
Dx、Dg1、Dg2、Dg3、Dg4‧‧‧二極體
Dp‧‧‧光二極體
X1、X2、X3、X、Xe、Xf、Xh‧‧‧並聯調節器
M、Me、M16、Mf1、Mf2、B1、B2、B3、B4、B5、B6、B7、B8、B9、B10、B11、B16、Bf、P1、P2、P3、Bh、Bp‧‧‧電晶體
e、f、g、h‧‧‧抽頭
RT、RT’‧‧‧電流檢測電阻階梯網絡
Pf‧‧‧光電耦合元件
Vcc‧‧‧電壓源
Vin‧‧‧輸入電壓
Iin‧‧‧輸入電流
ILED‧‧‧通過LED子陣列之電流
T、T’‧‧‧週期
t1’、t0、t1、t2、t3、t4、t4’、t5、t5’、t6、t7、t8、t9‧‧‧時間
I0、I1、I2、I3、I4、I4L、I4H‧‧‧電流
Lmax、Lmax’‧‧‧光輸出波形的最大值
Lmin、Lmin’‧‧‧光輸出波形的最小值
Lave、Lave’‧‧‧平均光輸出
A、B、A’、B’‧‧‧面積
圖1A所示為依照本發明的照明裝置之電路架構的示意圖。照明裝置包括LED光引擎的電子控制裝置及外部之LED陣列(分割成複數個發光二極體子陣列)。
圖1B所示為依照本發明的照明裝置之另一種電路架構示意圖。照明裝置包括電流調節器另一種LED光引擎的電子控制裝置及外部之LED陣列。
圖1C~圖1F繪示依照圖1B之LED光引擎的電子控制裝置，電流檢測電阻階梯網絡更包括共享電流感測與調變單元以達調光功能的具體實施方式。
圖2A~2B所示實施例為依照圖1B之LED光引擎的電子控制裝置的具體電路示意圖。其中，電流調節開關為N通道空乏型金氧半場效電晶體(n-channel depletion-mode metal oxide semiconductor field effect transistor,NDMOSFET)，圖2A與圖2B開關控制電路分別包括並聯調節器 及雙載子接面電晶體，用以切換電流調節開關之導通或截止。
圖3A~3B所示為依照圖1B之LED光引擎的電子控制裝置的另一具體電路示意圖。與圖2A~2B的差異在於，開關控制電路透過雙載子接面電晶體，切換電流調節開關之導通或截止。
圖4A~4B所示為依照本發明另一實施例之LED光引擎的電子控制裝置的示意圖。與圖1A~1B的差異在於，電流調節開關對應至N通道增強型金氧半場效電晶體(n-channel enhancement-mode metal oxide semiconductor field effect transistor,NEMOSFET)。
圖5A~5B所示為依照圖1A之LED光引擎的電子控制裝置的一具體電路示意圖。圖5A~5B之開關控制電路分別包括並聯調節器與雙載子接面電晶體，用以切換電流調節開關之導通或截止。
圖6A~6B所示為依照圖1A之LED光引擎的電子控制裝置的一具體電路示意圖。與圖5A~5B的差異在於，LED光引擎的電子控制裝置更包括一電壓調節器陣列，包括複數個電壓調節電路，用以穩定電流調節開關之導通狀態。電壓調節器陣列適用於前述任一實施例之電路結構。
圖7A~7C所示為依照圖1B之LED光引擎的電子控制裝置，更包括不同之線電壓調整率緊縮器的電路示意圖。
圖8所示為於線電壓調整率緊縮器設置前後，其輸入電壓、通過LED子陣列之電流相對於時間軸的波形比較圖。
圖9所示為依照圖1A之LED光引擎的電子控制裝置的另一具體電路示意圖。此LED光引擎的電子控制裝置包括複數個閃爍抑制電容與複數個二極體，各個閃爍抑制電容分別並聯於對應之外部LED子陣列， 且各個二極體之陰極耦接至對應之外部LED子陣列的陽極。
圖10所示為圖9之閃爍抑制電容與二極體設置前後，其輸入電壓、輸入電流、通過LED子陣列之電流及光輸出強度相對於時間軸的波形比較圖。
一般而言，交流電源之輸出電壓為正弦波形，經整流器整流後，以正弦波的前半週為週期的脈衝直流波形(pulsating DC waveform)之脈衝電壓，再應用於LED照明裝置。
每週期前半段之初與後半段之末的低電壓區段，輸入電壓無法克服LED的順向電壓降，無電流通過，形成空載時間。另，LED照明設備通常是由LED子陣列構成。當串聯之LED數量較多時，總順向電壓降提高，使得空載時間(dead time)變大，導通角變得更狹小，降低功率因數。
針對導通角狹小之問題，傳統的解決方式是利用功率因數修正器將整流後交流電壓推升至高於所有LED子陣列順向電壓降的總和的一直流電壓值。但，功率因數修正器所採用的電解電容器容易毀損，使得發光二極體無法發揮預期的效用。
本發明的點燈策略是將LED陣列，切割為數個LED子陣列(sub-array)。藉由電流調節開關與開關控制電路所構成的LED光引擎的電子控制裝置，在一週期之前半週期，隨著輸入電壓升高，逐級點亮LED子陣列，且線電流逐步升高；在一週期之後半週期，隨著輸入電壓的降低，逐級熄滅LED子陣列，藉以提高導通角，並且修飾電流波型。
請參考圖1A，LED光引擎的電子控制裝置包括電流調節器(current regulator)120、複數個電流調節開關S1~S4、複數個開關控制電路N1、N2、N3及N4及一電流檢測電阻階梯網絡(current-sense resistor ladder network)RT。電流檢測電阻階梯網絡RT例如包括偵測電阻R10、R20、R30及R40，開關控制電路N1、N2、N3及N4分別透過防箝位電阻(anti-clamping resistor)Rn1、Rn2、Rn3及、Rn4耦接偵測電阻R10、R20、R30及R40，避免抽頭e、f、g或h之抽頭電壓Ve、Vf、Vg或Vh被箝制在基準電壓Vref。
電流調節器120的有無，會影響開關控制電路與電流檢測電阻階梯網絡中偵測電阻的數量以及電流調節開關的數量，而上述元件的數量係於說明書中為方便說明所作之例示，並不用於限定本發明。
於實施例中，開關控制電路N1、N2、N3及N4可具有相同的基準電壓Vref，而分別比較抽頭e、抽頭f、抽頭g及抽頭h的電壓及其基準電壓Vref，對應地切換電流調節開關S1、S2、S3及S4之操作狀態(導通態、調節態或截止態)。抽頭e的電壓為偵測電阻R10、R20、R30及R40至地端的電壓，抽頭f的電壓為串聯之偵測電阻R20、R30及R40至地端的電壓，抽頭g的電壓為串聯之偵測電阻R30及R40至地端的電壓，且抽頭h的電壓為偵測電阻R40至地端的電壓。
於一實施例中，開關控制電路N1、N2、N3及N4例如是並聯調節器或雙載子接面電晶體。開關控制電路N1、N2、N3及N4的參考極透過防箝位電阻Rn1、Rn2、Rn3或Rn4，分別偵測抽頭e、抽頭f、抽頭g及抽頭h的電壓，使得開關控制電路(例如為並聯調節器或雙載子接面電晶體)對應地導通或截止，藉以控制電流調節開關S1~S4的操作狀態。通過抽頭的電流與通過LED子陣列之電流相同，當電流通過抽頭時，抽頭e的電壓Ve> 抽頭f的電壓Vf>抽頭g的電壓Vg>抽頭h的電壓Vh，使得當級電流調節開關(例如為電流調節開關S2)為調節態時，下級電流調節開關(例如為電流調節開關S1)必為截止態。
以下說明點亮或熄滅LED子陣列的原理。於正半周之輸入電壓的上半週期，輸入電壓(vi)由零逐漸升高。當輸入電壓尚未克服第一級LED子陣列的順向電壓降(vi<VG1)，無電流通過第一級LED子陣列(G1)的迴路，開關控制電路N1未能產生電壓控制信號，電流調節開關S1、S2、S3及S4維持導通態(ON state)。隨著輸入電壓升高至克服第一級LED子陣列G1的順向電壓降(vi>VG1)，但尚未克服第二級以下的LED子陣列G2及G1的順向電壓降(vi<VG1+VG2)，電流調節開關S1原為導通態，電流經電流調節開關S1至第一級LED子陣列G1，隨即開關控制電路N1偵測抽頭e之電壓Ve，產生電壓控制信號而截止電流調節開關S1，隨後，通過抽頭e之電流又減弱，使得開關控制電路N1又截止，電流調節開關S1又導通，使得此階段內，電流調節開關S1快速切換導通與截止狀態，稱為調節態(Regulating state)。此時，其餘電流調節開關S2、S3及S4雖原為導通態，但由於第二級以後的LED子陣列G2、G3及G4之順向電壓降尚未被克服，使得分別對應於電流調節開關S2、S3及S4的迴路仍然無法導通。
電壓繼續升高至克服第二級LED子陣列G2以下之順向電壓降(VG1+VG2)，電流調節開關S2原為導通態，電流經電流調節開關S2至第二級LED子陣列G2並通過第一級LED子陣列G1，隨即開關控制電路N2偵測抽頭f之電壓Vf，產生電壓控制信號而截止電流調節開關S2，此階段內電流調節開關S2保持調節態(快速地切換導通與截止狀態)。此時，電流調節開關S1原為調節態，開關控制電路N1偵測抽頭e之電壓Ve，產生電壓控制信號而截止電流調節開關S1。其餘電流調節開關S3及S4原為導通態，但由 於第三級以後的LED子陣列G3及G4之順向電壓降尚未被克服，使得分別對應於電流調節開關S3及S4的迴路仍然無法導通。
當輸入電壓持續上升至克服第三級LED子陣列G3以下之順向電壓降(VG1+VG2+VG3)，開關控制電路N3偵測抽頭g之電壓Vg(隨著電壓上升，由當級移動至上級開關控制電路作偵測)，開關控制電路N3使第三級電流調節開關S3開始轉態，以此方式逐級點亮LED子陣列。
於正半周之輸入電壓的下半週期，輸入電壓逐漸下降。當輸入電壓仍能克服全部LED子陣列的順向電壓降(vi>VG1+VG2+VG3+VG4)，電流調節開關S4維持在調節態，電流由電流調節開關S4通過LED子陣列G4經每一級LED子陣列G3及G2至第一級LED子陣列G1。
輸入電壓(vi)繼續下降至無法克服LED子陣列G4以下的順向電壓(vi<VG1+VG2+VG3+VG4)，但仍能克服LED子陣列G3以下的順向電壓(vi>VG1+VG2+VG3)時，抽頭h的電壓Vh不足以使開關控制電路N4導通，電流調節開關S4未接收開關控制電路N4的調控訊號而由調節態切換回導通態，但受限於LED子陣列G4的迴路為斷路而無電流通過。隨輸入電流下降，當抽頭g的電壓Vg下降至恰使開關控制電路N3截止時，電流調節開關S3回到導通態，接著，輸入電流微幅上升，開關控制電路N3又導通使電流調節開關S3截止，如此控制電流調節開關S3不斷切換截止與導通狀態，而進入調節態，藉以調控通過LED子陣列G3、G2及G1的迴路電流為I3。同樣地，當輸入電壓繼續下降至無法克服LED子陣列G3以下的順向電壓降，但仍能克服LED子陣列G2以下的順向電壓降時(VG1+VG2<vi<VG1+VG2+VG3)，開關控制電路N3將電流調節開關S3由調節態切換為導通態，但受限於LED子陣列G3的迴路為斷路而無電流通過。此 時，開關控制電路N2控制電流調節開關S2不斷切換截止與導通狀態而進入調節態，藉以調控通過點亮的LED子陣列G2及G1的迴路電流為I2。
以此方式，開關控制電路N4~N1分別偵測抽頭h、抽頭g、抽頭f及抽頭e的電壓，逐級熄滅LED子陣列直至週期結束，然後重新一個週期，如此循環。
圖1B所示為另一種LED光引擎的電子控制裝置之電路架構的示意圖。與圖1A的差異在於，LED光引擎的電子控制裝置更包括電流調節器(current regulator)120。電流檢測電阻階梯網絡RT’例如包括偵測電阻R10、R20及R30，除最上級LED子陣列G4外，電流調節開關N1~N3分別對應地連接至LED子陣列G1~G3，並偵測抽頭e、抽頭f及抽頭g的電壓值，藉以調控電流調節開關S1~S3的狀態，以提供固定電流。最上級LED子陣列G4則是受到電流調節器120的調控以供應固定電流。
圖1C~1F繪示依據圖1B之LED光引擎的電子控制裝置，其電流檢測電阻階梯網絡中，偵測電阻與接地端之間更包括不同形式之共享電流感測與調變單元160a~160d的示意圖，共享電流感測與調變單元160a~160d可用以調控通過點亮之LED子陣列的電流，據以控制點亮之LED子陣列的亮度。圖1C~1F繪示之實施例，適用於本發明任一實施例之LED光引擎的電子控制裝置。
請先參考圖1C，共享電流感測與調變單元160a例如為含有電晶體之壓控電阻(voltage controlled resistance)，包括脈衝寬度調變(Pulse Width Modulation,PWM)單元PWM、電阻R16、分壓電阻Rm1及Rm2、電容Cf、金氧半場效電晶體(MOSFET)M16及電壓追隨器(Voltage Follower)F。脈衝寬度調變單元PWM可提供脈衝寬度調變訊號，透過遙控裝置(例如手機、遙控器等)的藍牙功能以微波傳輸，例如遙控裝置中設置有天線的發送 器(Transmitter)，且照明裝置之電路架構中設置有天線的接收器(Receiver)，脈波訊號藉由遙控裝置的發射與照明裝置的接收作傳遞。或者，脈衝寬度調變也可為內建之訊號產生器(Signal generator)所產生。
在頻率不變的狀態下，藉由調整脈衝寬度調變訊號的工作週期，可調整訊號的整體平均電壓值上升或下降。然後，透過天線傳遞或內建產生之脈衝寬度調變訊號，通過由電阻R16及電容Cf且成的低通濾波器後，輸出類比訊號至電壓追隨器F，透過電壓追隨器F將此類比訊號轉而傳遞至金氧半場效電晶體M16。電壓追隨器F可以確保類比訊號的傳遞不失真，其本身不汲取電流，可以提供足夠的電流以驅動金氧半場效電晶體M16，且不會對電路造成負載效應。
金氧半場效電晶體M16作為一壓控電阻，其閘源極接收分壓電阻Rm1及Rm2提供的類比訊號而使汲極與源極間的通道形成，產生對應放大的電流，此放大的電流反比於金氧半場效電晶體M16的阻值。也就是說，金氧半場效電晶體M16的阻值是可以被調控的，而通過金氧半場效電晶體M16的電流，即為通過LED子陣列的電流。
藉由調整脈衝寬度調變訊號的工作週期，可調整訊號的整體平均電壓值，藉以控制金氧半場效電晶體M16的阻值，調變通過金氧半場效電晶體M16的電流，此電流近似於通過LED子陣列的電流，可據以調節照明亮度。上述實施例中，也可以使用接面場效電晶體(JFET)等其他壓控電阻取代如金氧半場效電晶體，其工作原理相近，容此不多贅述。
請接著參照圖1D，共享電流感測與調變單元160b含有電晶體作為開關，包括脈衝寬度調變單元PWM、電阻Rp、雙載子接面電晶體(BJT)B16。於此實施例中，脈衝寬度調變單元PWM之訊號經電阻Rp，作為一電流訊號提供雙載子接面電晶體B16之基極，藉以調變雙載子接面電 晶體B16的導通或截止，控制通過LED子陣列之電流的迴路形成與否，以控制通過LED子陣列之平均電流，可調控各段LED子陣列之亮度。
請接著參照圖1E，共享電流感測與調變單元160c含有電晶體作為開關，包括脈衝寬度調變單元PWM、分壓電阻Rm1及Rm2及金氧半場效電晶體(MOSFET)M16。脈衝寬度調變單元PWM之訊號經分壓電阻Rm1及Rm2，作為一電壓訊號提供金氧半場效電晶體M16之閘源極，藉以調變金氧半場效電晶體M16的導通或截止，控制通過LED子陣列之電流的迴路形成與否，藉以控制通過LED子陣列之平均電流，調控各段LED子陣列之亮度。
請參照圖1F，共享電流感測與調變單元160d係電位計(亦即，可變電阻)。藉由調變電位計的阻值，控制通過電位計的電流，據以調控通過LED子陣列的電流，據以調節照明亮度。
綜上，本發明上述實施例之調光機制，假設忽略流至電流調節開關N1~N3的電流，則流經共享電流感測與調變單元160a~160d的電流可近似於流至被點亮之LED子陣列的電流，藉由調變通過共享電流感測與調變單元160a~160d的電流來控制被點亮之LED子陣列的亮度。並且，隨著一周期前半之電壓波型上升緣，線電流隨之上升，LED子陣列逐級點亮，且點亮LED子陣列之電流隨之上升。隨著一周期後半之電壓波型下降緣，線電流隨之下降，LED子陣列逐級熄滅，且點亮LED子陣列之電流隨之下降。
圖2A所示實施例為依照圖1B之LED光引擎的電子控制裝置的一具體電路示意圖。電流調節器120包括電晶體開關M(例如為金氧半場效電晶體)、啟動電阻Ra、並聯調節器X(或雙載子電晶體)與偵測電阻Rx。電流調節器120可用以調整輸入電流波形成類正弦的波或步階波的波形，有效 地提升功率因數。並聯調節器X1、X2及X3對應至圖1B之開關控制電路N1、N2及N3，可以為具有相同的基準電壓之電壓比較器，用以依據其分別之參考端的電壓與基準電壓作比較，切換電流調節開關S10、S20及S30的操作狀態。電流調節開關對應至N通道空乏型金氧半場效電晶體(n-channel depletion-mode metal oxide semiconductor field effect transistor,NDMOSFET)。
電流調節開關S10、S20及S30的第一端(汲極)彼此相連並耦接於電流調節器120所提供之輸入電壓，電流調節開關S10、S20及S30的第三端(源極)分別連接至對應之LED子陣列G1、G2及G3的陽極，電流調節開關S10、S20及S30的第二端(閘極)分別受控於並聯調節器X1、X2及X3，且電流調節開關S10、S20及S30的通道介於第一端(汲極)與第三端(源極)之間。
當有輸入電壓及電流時，每一個電流調節開關(空乏型)的初始狀態為導通(通道已建立)。然，LED子陣列迴路是否形成，仍須視輸入電壓是否克服當級及當級以下之LED子陣列的順向電壓降之和。
當輸入電壓克服第一級LED子陣列G1的順向電壓降時，電流迴路經電流調節開關S10、LED子陣列G1至抽頭e、抽頭f及抽頭g。並聯調節器X1偵測抽頭e的電壓Ve後快速地切換於導通與截止，當並聯調節器X1導通時，電流調節開關S10之閘源極透過電阻Rz4及Rz1經並聯調節器X1被拉低(pull low)。因此，電流調節開關S10由導通被切換為截止，隨即又被切換至導通，定義此狀態為調節態。此時，電流調節開關S20及S30之初始狀態雖為導通態，由於輸入電壓尚無法克服LED子陣列G1及G2或LED子陣列G1、G2及G3的順向電壓降之和，對應之電流調節開關S20或S30仍然無法與LED子陣列G1及G2或LED子陣列G1、G2及G3形成迴路。
當輸入電壓克服倒數二級LED子陣列G1及G2的順向電壓降時，輸入電流迴路經電流調節開關S20、LED子陣列G2、LED子陣列G1及抽頭e、抽頭f及抽頭g。並聯調節器X2偵測抽頭f的電壓Vf後導通，電流調節開關S20之閘源極透過電阻Rz5及Rz2經並聯調節器X2被拉低，使得電流調節開關S20由導通被切換為截止，隨即又切換至導通而處於調節態。此時，並聯調節器X1偵測抽頭e的電壓Ve後恆導通，電流調節開關S10之閘源極透過電阻Rz4及Rz1經並聯調節器X1被拉低而恆截止。另外，電流調節開關S30之初始狀態雖為導通態，由於輸入電壓尚無法克服LED子陣列G1、G2及G3的順向電壓降，對應之電流調節開關S30仍無法與LED子陣列G1、G2及G3形成迴路。
以此類推，當輸入電壓克服當級(含當級以下)之總順向電壓降時，僅有當級之電流調節開關為調節態而有電流通過LED子陣列(已克服順向電壓降)。當級以上之電流調節開關雖為導通態，因迴路為斷路(當級以上之LED子陣列的順向電壓降之和尚未被克服)而無電流通過。並且，當級以下之電流調節開關受到對應之開關控制器的控制訊號而截止。
值得注意，於此實施例中，當輸入電壓克服所有的LED子陣列之順向電壓降，輸入電壓經電流調節器120之啟動電阻Ra而導通金氧半場效電晶體M，並聯調節器X隨即偵測到電阻Rx之端電壓而導通，使得金氧半場效電晶體M截止，隨後並聯調節器X偵測不到電阻Rx之端電壓而截止，使得金氧半場效電晶體M又導通。定義金氧半場效電晶體M快速切換於導通與截止間的狀態為調節態，此時，受到電流調節器120的調控而維持以定電流I4供應至LED子陣列G1~G4。
當輸入電壓達最大值後開始下降，藉由並聯調節器X1、X2或X3偵測抽頭e、抽頭f及抽頭g的電壓而導通或截止。透過分壓電阻Rz4及 Rz1、分壓電阻Rz5及Rz2、分壓電阻Rz6及Rz3，使得當級之電流調節開關為調節態時，下級之電流調節開關必為截止。舉例來說，當輸入電壓下降至無法克服全部LED子陣列G1~G4之順向電壓降之和，但仍可克服LED子陣列G1~G3之順向電壓降之和時，LED子陣列G4之迴路不通，輸入電流瞬間下降使並聯調節器X3截止，電流調節開關S30導通，輸入電流又上升，使並聯調節器X3導通，電流調節開關S30截止，亦即，電流調節開關S30快速地切換於導通與截止間而處於調節態，維持導通LED子陣列G1~G3之電流為I3。此時，電流調節開關S10與S20皆為截止態。
隨輸入電壓繼續下降至無法克服LED子陣列G1~G3之順向電壓降之和，但仍可克服LED子陣列G1~G2之順向電壓降之和時，LED子陣列G3與G4之迴路均不通，輸入電流瞬間下降使並聯調節器X2偵測抽頭f之電壓Vf後截止，電流調節開關S20導通，使輸入電流又上升，並聯調節器X2導通，使電流調節開關S20截止，亦即，電流調節開關S20快速地切換於導通與截止間而處於調節態，維持導通LED子陣列G1~G2之電流為I2。
隨輸入電壓繼續下降至無法克服LED子陣列G1及G2之順向電壓降之和，但仍可克服LED子陣列G1之順向電壓降時，LED子陣列G2、G3與G4之迴路均不通，輸入電流瞬間下降使並聯調節器X1截止，電流調節開關S10導通，使輸入電流又上升，並聯調節器X1又導通，電流調節開關S10又截止，電流調節開關S10快速地切換於導通與截止間而處於調節態，維持導通LED子陣列G1之電流為I1。隨輸入電壓繼續下降至無法克服LED子陣列G1之順向電壓降時，LED子陣列G1~G4之迴路均未形成，並聯調節器X1~X3均截止，電流調節開關S10、S20及S30之閘源極間均無訊號控制而操作於導通態，整體電路處於空載時間(dead time)。
綜上，藉由輸入電壓的改變，使並聯調節器X1~X3偵測抽頭e、抽頭f及抽頭g的電壓後對應地導通或截止，以調控電流調節開關S10、S20或S30的操作狀態(截止或導通)，配合輸入電壓與LED子陣列G1~G4的順向電壓降的關係，使得已克服LED子陣列之當級開關調節電路為調節態而提供定電流供應點亮的LED子陣列。當級以下的開關調節電路為截止態。當級以上的開關調節電路雖為導通態，但受限於其LED子陣列之順向電壓降並未被克服而無法形成電流迴路。如此一來，隨輸入電壓的下降，可以逐級熄滅以定電流點亮之LED子陣列G4、G3、G2及G1。
於實施例中，電流調節開關S10、S20及S30的閘源極與源極間更設置有齊納二極體Z1、Z2及Z3，可以將電流調節開關S10、S20或S30的閘源極電壓控制在齊納二極體Z1、Z2及Z3的崩潰電壓Vz，以保護電流調節開關S10、S20或S30的閘-源極間之絕緣層不被擊穿。
於實施例中，正弦電壓補償器(包含電阻R1與R2)係選擇性地設置。首先，考慮電阻R1的值近似於無限大，且電阻R2的值近似於0，亦即，電阻R1斷路且電阻R2短路的情況。於輸入電壓的上半周期，隨著輸入電壓(線電壓)上升，點亮的LED子陣列的級數也增多。可以設計只有第一級LED子陣列G1被點亮時，通過LED子陣列G1之電流為I1，第一、二級之LED子陣列G1及G2皆被點亮時，通過LED子陣列G1及G2之電流為I2，當第一至三級LED子陣列G1、G2及G3皆被點亮時，通過LED子陣列G1、G2及G3之電流為I3，當第一至四級LED子陣列G1、G2、G3及G4皆被點亮時，通過LED子陣列G1、G2、G3及G4之電流為I4(電流I4>電流I3>電流I2>電流I1)，電流受到電流調節器120與開關調節器的調節而為固定電流輸出，電流I1、電流I2、電流I3及電流I4呈現類正弦(Quasi-sinusoidal)的步階波型。
當輸入電壓僅克服第一級LED子陣列G1之順向電壓降時，流經抽頭e的電流(近似於電流I1)與電阻R10、電阻R20及電阻R30之阻值和的乘積(亦即，抽頭e的電位)經防箝位電阻Rn1至並聯調節器X1之參考極並達到並聯調節器X1之參考電壓，以使並聯調節器X1導通。此時，電流調節開關S10之閘源極電位受到電阻Rz4及電阻Rz1經並聯調節器X1形成的迴路而拉低。如此，電流調節開關S10之閘源極被施加足夠的負電壓而截止。隨即，並聯調節器X1截止使電流調節開關S10導通，電流調節開關S10快速地切換於截止與導通而處於調節態，其他電流調節開關S20、S30及S40的電流迴路尚未形成而無電流通過。
當輸入電壓僅克服第一、二級LED子陣列G1及G2之順向電壓降時，流經抽頭f的電流(近似於電流I2)與電阻R10及電阻R20之阻值和的乘積(抽頭f之抽頭電壓Vf)經防箝位電阻Rn2至並聯調節器X2之參考極並達到並聯調節器X2之參考電壓，以使並聯調節器X2導通。此時，電流調節開關S20操作於調節態。同時，電流I1與電阻R10、電阻R20及電阻R30之阻值和的乘積(抽頭e之抽頭電壓Ve)經防箝位電阻Rn1，達到並聯調節器X1之參考電壓，使並聯調節器X1恆導通，電流調節開關S10恆截止，其他電流調節開關S30及S40的電流迴路尚未形成而無電流通過。並聯調節器X3的操作方式與並聯調節器X1及X2相似，容此不多贅述。以此類推，直到輸入電壓克服所有LED子陣列G1、G2、G3及G4之順向電壓降(VG1+VG2+VG3+VG4)時，電流調節開關S10、S20及S30分別受到並聯調節器X1、X2及X3的控制而截止。直接由電流調節器120調控之定電流點亮LED子陣列G4、G3、G2及G1。
接著，考慮正弦電壓補償器(包含電阻R1與R2)介於0到無窮大(0<R1<∞且0<R2<∞)。當只有第一級LED子陣列G1被點亮，通過之電流 為I1。電流I1與串聯電阻R10、R20及R30之阻值和的乘積(亦即，抽頭e的電壓值Ve)，減去輸入電壓經電阻R1及電阻R2的分壓後，透過防箝位電阻Rn1提供至並聯調節器X1，此值達到並聯調節器X1之參考電壓(Vref)。 假設忽略防箝位電阻Rn1的電位降，則
Figure TWI613931BD00001
。換句話說，並聯調節器X1之參考電壓(Vref)的值受到輸入電壓經正弦電壓補償器(電阻R1及電阻R2)的補償，且此補償值為輸入電壓經過整流器100整流後的直流脈衝(DC Pulse)的一部分。因此，通過抽頭e、抽頭f及抽頭g的線電流之類正弦步階波型會受到補償而更接近正弦波的波型，因而更接近線電壓的波型。如此一來，可進一步改善功率因數(power factor)以及降低諧波失真(harmonic distortion)。同樣地，並聯調節器X2及X3之參考電壓的值也會受到輸入電壓的分壓補償，原理相似而不多贅述。
圖2B所示為依照圖1B之LED光引擎的電子控制裝置的另一具體電路示意圖。與圖2A的差異在於，開關控制電路中以雙載子接面電晶體B1、B2及B3取代圖2A之並聯調節器X1、X2及X3，用以切換電流調節開關之導通或截止。雙載子接面電晶體B1、B2及B3的作用原理相似於並聯調節器X1、X2及X3，皆透過防箝位電阻Rn1、Rn2及Rn3，分別偵測抽頭e、抽頭f及抽頭g兩端的電壓(分別是電壓Ve、電壓Vf及電壓Vg)，藉以控制電流調節開關S10、S20及S30的狀態，且當級之雙載子接面電晶體(例如雙載子接面電晶體B2)為調節態時，下級之雙載子接面電晶體(例如雙載子接面電晶體B1)必為導通。換句話說，當級電流調節開關為調節態時，下級電流調節開關必為截止態。主要差異在於，並聯調節器X1、X2及X3之作用機制係以參考端所接收之電壓與其參考電壓比較，據以控制並聯調節器的導通或截止。相對地，雙載子接面電晶體B1、B2及B3之作用機制係以 基極與射極之間所接收之電壓與其基準電壓(閥值電壓)比較，控制其導通或截止。
圖3A所示為依照圖1B之LED光引擎的電子控制裝置的一具體電路示意圖。與圖2A的差異在於，開關控制電路X1、X2及X3分別透過雙載子接面電晶體P1、P2及P3，控制電流調節開關S10、S20及S30之導通或截止。雙載子接面電晶體P1、P2及P3之集極，分別耦接至LED子陣列G1、G2及G3的陰極。當輸入電壓克服當級(含以下)之LED子陣列的順向電壓降時，當級之電流調節開關S10、S20或S30的閘源極被施加一驅動電壓，此些驅動電壓分別係各段LED子陣列的順向電壓降，於電阻Rz1及電阻Rz4、電阻Rz2及電阻Rz5或電阻Rz3及電阻Rz6所產生的分壓。
當輸入電壓克服第一級LED子陣列G1之順向電壓降，但不足以克服第一、二級LED子陣列G1及G2之順向電壓降時，電流I1經抽頭e的電壓，經防箝位電阻Rn1至並聯調節器X1，使並聯調節器X1迅速地切換於導通與截止態之間，使得pnp雙載子接面電晶體(BJT)P1切換於導通與截止之間，電流調節開關S10則迅速地切換於截止與導通態之間。具體來說，電流調節開關S10的閘源極電壓透過電阻Rz4及電阻Rz1而被雙載子接面電晶體P1拉低，電流調節開關S10之閘源極被施加足夠的負電壓而截止，此負電壓近似於第一級之LED子陣列G1的順向電壓降於電阻Rz4及電阻Rz1的分壓(
Figure TWI613931BD00002
)，接著，輸入電流下降，並聯調節器X1截止，使電流調節開關S10又導通，電流調節開關S10迅速切換於截止與導通(操作於調節態)，以將通過第一級LED子陣列G1之電流維持在電流I1。
當輸入電壓克服第一、二級LED子陣列G1及G2之順向電壓降之和，但不足以克服第一、二及三級LED子陣列G1、G2及G3之順向電壓降之和時，電流I2於抽頭f的電壓，透過防箝位電阻Rn2至並聯調節器X2之參 考極，使得並聯調節器X2迅速地切換於導通與截止態之間，pnp雙載子接面電晶體P2切換於導通與截止之間，當pnp雙載子接面電晶體P2導通時，電流調節開關S20的閘源極電壓透過電阻Rz2及電阻Rz5而被雙載子接面電晶體P2拉低，電流調節開關S20之閘源極被施加足夠的負電壓而截止，此負電壓近似於第二級之LED子陣列G2的順向電壓降於電阻Rz5及Rz2的分壓(
Figure TWI613931BD00003
)，使得電流調節開關S20切換於截止與導通而作用於調節態，以將通過第一、二級LED子陣列G1及G2之電流維持在電流I2。同時，電流I2於抽頭e的電壓Ve，經防箝位電阻Rn1使並聯調節器X1恆導通，電流調節開關S10恆操作於截止態。
以此類推，藉由雙載子接面電晶體P1、P2及P3，可以控制電流調節開關S10、S20或S30之閘源極被施加的負電壓為對應之當級LED子陣列(即G1、G2或G3)的順向電壓降，於電阻Rz4及Rz1、電阻Rz5及Rz2以及電阻Rz6及Rz3的分壓。直到輸入電壓克服所有的LED子陣列之順向電壓降時，輸入電流I4係由電流調節器120所規劃，輸入電流I4經啟動電阻Ra對增強型金氧半場效電晶體M之閘源極的電容充電，使得金氧半場效電晶體M導通，電流經金氧半場效電晶體M至電阻Rx後，通過LED子陣列G4、G3、G2及G1。此時，並聯調節器X偵測到電阻Rx兩端的電壓而將金氧半場效電晶體M之閘源極電位拉低以截止金氧半場效電晶體M，隨即電流又經啟動電阻Ra將金氧半場效電晶體M導通，使得金氧半場效電晶體M操作於調節態，輸入電流被電流調節器120維持在I4。此時，抽頭e、抽頭f及抽頭g的電壓經防箝位電阻Rn1、Rn2及Rn3，分別使並聯調節器X1、X2及X3均導通，使電流調節開關S10、S20及S30均操作於截止態。
綜合以上，圖3A所繪示之LED光引擎的電子控制裝置，是利用當級LED子陣列之順向電壓降，控制當級電流調節開關之閘源極電壓，藉以 調節當級電流調節開關之操作狀態(導通、調節或截止態)，以對應地控制LED子陣列的點亮或熄滅狀態，並穩定通過LED子陣列之電流。點亮或熄滅LED子陣列的機制與圖2A相同，於此不再贅述。此外，利用正弦電壓補償器(電阻R1及電阻R2)汲取輸入電源之線電壓之波型，藉以修飾線電流波型的原理皆已經說明於前，而不再贅述。
圖3B所示為依照圖1B之LED光引擎的電子控制裝置的另一具體電路示意圖。與圖3A的差異在於，以雙載子接面電晶體B1、B2及B3取代圖2A之並聯調節器X1、X2及X3，用以切換電流調節開關之導通或截止，其作用原理相似於圖3A之並聯調節器X1、X2及X3，容此不多贅述。
圖4A所示為依照本發明另一實施例之LED光引擎的電子控制裝置的示意圖。與圖1A的差異在於，電流調節開關S1’、S2’、S3’、S4’的型態例如為增強型金氧半場效電晶體，電流調節開關S1’~S4’的第三端分別連接至LED子陣列G1~G4的陰極，電流調節開關S1’~S4’的第二端分別受控於開關控制電路K1~K4，電流調節開關S1’~S4’的第一端共接於同一點，電流檢測電阻階梯網絡(偵測電阻R10、R20及R30)耦接至此點與地端之間，且具有抽頭e、抽頭f及抽頭g。於此實施例中，電流調節開關與開關控制電路的數量須與LED子陣列對應，以四組LED子陣列、四組電流調節開關與四組開關控制電路為例作說明。開關控制電路K1~K4可以與開關控制電路N1~N4相同，例如為並聯調節器或雙載子接面電晶體，其操作方式已說明於前，於此不再贅述。
輸入電壓克服當級(含以下)之LED子陣列的順向電壓降時，當級之電流調節開關被導通，受到當級開關控制電路的調控而進入調節態，維持供應至當級與當級以下之LED子陣列的輸入電流為定電流。當級以下之電流調節開關受到對應之開關控制電路的調控而進入截止態。由於輸入 電壓尚未克服當級以上之LED子陣列的順向電壓降，當級以上之LED子陣列的迴路未形成，電流調節開關的初始狀態無法建立而截止。
圖4B所示為依照本發明另一實施例之LED光引擎的電子控制裝置的示意圖。與圖4A的差異在於，LED光引擎的電子控制裝置更包括一電流調節器120。電流調節開關S1’~S3’的第二端分別受控於開關控制電路K1~K3。
除了最上級之LED子陣列G4，當輸入電壓克服當級(含以下)之LED子陣列的順向電壓降時，當級之電流調節開關被導通，受到當級開關控制電路的調控而進入調節態，維持供應至當級與當級以下之LED子陣列的輸入電流為定電流。當級以下之電流調節開關則受到對應之開關控制電路的調控而進入截止態。當級以上之LED子陣列的迴路未形成，電流調節開關的初始狀態無法建立而截止。當輸入電壓克服全部之LED子陣列G4、G3、G2及G1的順向電壓降和時，輸入電壓則受到電流調節器120的調控。
圖5A~5B所示為依照圖4A之LED光引擎的電子控制裝置的不同電路示意圖。請先參考圖5A，電流調節開關S15、S25、S35及S45的第一端(源極)彼此相連並耦接於電流檢測電阻階梯網絡(電阻R10、R20、R30及R40)，電流調節開關S15、S25、S35及S45的第三端(汲極)分別連接至對應之LED子陣列G1、G2、G3及G4的陰極，電流調節開關S15~S45的第二端分別受控於開關控制電路K1~K4，且電流調節開關S15、S25、S35及S45的通道介於第一端(源極)與第三端(汲極)之間。並聯調節器X4、X5、X6及X7對應至圖4A的開關控制電路K1、K2、K3及K4。
當輸入電壓克服第一級LED子陣列G1之順向電壓降，輸入電流經啟動電阻Ra1對增強型電流調節開關S15之閘源極間的電容充電，以導通電 流調節開關S15(建立初始狀態)，輸入電流經電流調節開關S15至電流檢測電阻階梯網絡(電阻R10、R20、R30及R40)，輸入電流經各個抽頭e、抽頭f、抽頭g及抽頭h，產生抽頭電壓Ve、抽頭電壓Vf、抽頭電壓Vg及抽頭電壓Vh。並聯調節器X4透過防箝位電阻Rs1偵測抽頭e之抽頭電壓Ve而導通，將電流調節開關S15之閘源極間電壓拉低以截止電流調節開關S15，隨後並聯調節器X4截止，啟動電阻Ra1又將電流調節開關S15導通，使得電流調節開關S15切換於截止與導通間(維持在調節態)，輸入電流被鎖定在定電流I1，以定電流I1點亮LED子陣列G1。
當輸入電壓繼續上升至克服第一、二級LED子陣列G1及G2之順向電壓降之和時，輸入電流經LED子陣列G1及G2至啟動電阻Ra2至增強型電流調節開關S25之閘源極以導通電流調節開關S25，輸入電流經電流調節開關S25至電流檢測電阻階梯網絡(電阻R10、R20、R30及R40)，輸入電流經各個抽頭e、抽頭f、抽頭g及抽頭h，產生抽頭電壓Ve、抽頭電壓Vf、抽頭電壓Vg及抽頭電壓Vh。並聯調節器X5透過防箝位電阻Rs3偵測抽頭f之抽頭電壓Vf而導通，隨即並聯調節器X5切換於導通與截止之間，電流調節開關S25切換於截止與導通間(維持在調節態)，輸入電流被鎖定在定電流I2，以點亮LED子陣列G1及G2。此時，並聯調節器X4的參考端透過防箝位電阻Rs1偵測抽頭e之抽頭電壓Ve而恆導通，電流調節開關S15恆截止。以此類推，逐級點亮LED子陣列，直到所有的LED子陣列均點亮。
隨著輸入電壓的下降，當輸入電壓足以克服第一至三級LED子陣列的順向電壓降之和，但不足以克服所有LED子陣列之順向電壓降(VG1+VG2+VG3<vi<VG1+VG2+VG3+VG4)時，輸入電流經過LED子陣列G1、G2及G3至啟動電阻Ra3，以將電流調節開關S35導通，並通過電流檢測電阻階梯網絡(電阻R10、R20、R30及R40)。同時，抽頭g之電壓Vg透過防箝位 電阻Rs5將並聯調節器X6導通以截止電流調節開關S35，隨即電流調節開關S35進入調節態。此時，輸入電壓尚無法克服所有LED子陣列之順向電壓降，故電流調節開關S45迴路無法形成。此時，抽頭f之電壓Vf及抽頭e之電壓Ve的電壓，透過防箝位電阻Rs3及防箝位電阻Rs1，分別使並聯調節器X5及X4恆導通，以恆截止電流調節開關S25及電流調節開關S15。
以此類推，當輸入電壓持續下降至克服當級(含以下)之LED子陣列的順向電壓降之和，但不足以克服上級(含以下)之LED子陣列的順向電壓降之和時，當級開關控制電路調控當級之電流調節開關為調節態，下級之開關控制電路調控對應之電流調節開關為截止態，直到所有LED子陣列熄滅。
圖5B所示為依照圖4B之LED光引擎的電子控制裝置的一具體電路示意圖。與圖5A的差異在於，以雙載子接面電晶體B4、B5、B6及B7取代並聯調節器X4、X5、X6及X7，來切換電流調節開關之操作狀態，兩者作用相似，容此不多贅述。
圖6A所示為依照圖4A之LED光引擎的電子控制裝置的另一具體電路示意圖。與圖5A的差異在於，LED光引擎的電子控制裝置更包括複數個電壓調節器140、電壓調節器142、電壓調節器144及電壓調節器146，適用於本發明任一實施例之電路結構，用以穩定電流調節開關S15、S25、S35及S45之導通狀態。
以電壓調節器140為例作說明，其包括電阻Rb1、齊納二極體Zc1、雙載子接面電晶體B8及電容C1。當輸入電壓克服第一級之LED子陣列的順向電壓降且由整流器100整流後，供應至雙載子接面電晶體B8之集極，並透過電阻Rb1導通雙載子接面電晶體B8。齊納二極體Zc1可將其兩端之電壓維持在齊納電壓VZc1。
此時，耦接於雙載子接面電晶體B8之射極的電容C1兩端的電壓VC，等於齊納電壓VZc1與雙載子接面電晶體B8之基射極間電位差VBE,8的差值(即VC=VZc1-VBE,8)。電壓調節器142、144及146與電壓調節器140的原理相似，不再贅述。藉由電壓調節器140、142、144及146，可以提供定電壓VC經電阻Ra1~Ra4對增強型電流調節開關S15、S25、S35及S45的閘源極間的電容充電，以對閘源極間的電容(未繪示)充電，建立電流調節開關S15、S25、S35及S45之通道形成的初始狀態。如此一來，即便於輸入電壓之週期的下降緣，仍可以穩定地維持電流調節開關S15、S25、S35及S45的操作狀態。圖6A之LED光引擎的電子控制裝置的照明模式的切換原理或逐級點亮與熄滅LED子陣列的方式，相似於圖5A，容此不多贅述。
圖6B所示為依照圖4A之LED光引擎的電子控制裝置的另一具體電路示意圖。與圖5B的差異在於，LED光引擎的電子控制裝置更包括複數個電壓調節器140、142、144及146，用以穩定電流調節開關S15、S25、S35及S45之導通狀態。電壓調節器140、142、144及146的操作方式已說明於圖6A，容此不多贅述。
圖7A~7C所示為依照圖1B之LED光引擎的電子控制裝置，更包括不同之線電壓調整率緊縮器(line regulation tightener)的電路示意圖。圖8所示為依照圖1B之LED光引擎的電子控制裝置，於線電壓調整率緊縮器設置前後，其輸入電壓(vIN)的有效值、通過LED子陣列之電流(ILED)相對於時間軸(t)的波形比較圖。圖8之(a)、(b)及(c)部份分別表示線電壓調整率緊縮器設置前，輸入電壓的有效值於105V、120V及135V時的波形比較圖，圖8之(d)、(e)及(f)部份分別表示線電壓調整率緊縮器設置後，輸入電壓的有效值於105V、120V及135V時的波形比較圖。
一般來說，輸入電壓經過整流後的有效值可設計為120伏特(V)±15V，其中15V為可容許的誤差範圍。於一週期內，將通過LED子陣列之電流ILED對時間(t 0~t T )的積分除以一週期時間(t T -t 0)為平均電流Iave(t 0為週期起點，t T 為週期終點)，此平均電流Iave會與輸入電壓的有效值正相關(positively correlated)。請先參考圖8，於線電壓調整率緊縮器設置前，若以(b)部份之輸入電壓的有效值為120V為基準，則(a)部份中，輸入電壓的有效值較小(105V)，ILED與時間的積分面積較小，平均電流也較小，點亮之LED子陣列較暗，(c)部份中，輸入電壓的有效值較大(135V)，ILED與時間的積分面積較大，平均電流也較大，點亮之LED子陣列較亮。如此一來，於輸入電壓的有效值之誤差範圍內，通過LED子陣列之平均電流Iave會隨之變動，使得點亮之LED子陣列的亮度也會隨誤差值作變動而變得不穩定。
圖7A~7C的實施例提出線電壓調整率緊縮器180a~180c，用以穩定通過LED子陣列之平均電流ILED落在可允許的範圍內，確保點亮之LED子陣列的亮度不隨輸入電壓的有效值變異而有大幅度的變動。舉例來說，若交流輸入電壓有效值落在可允許的範圍VIN,NOM±15V內(VIN,NOM為標稱電壓，±15V為電壓容差)，且線電壓調整率緊縮器設置後，使得通過LED子陣列之平均電流落在可允許的範圍ILED,NOM±5%內(ILED,NOM為標稱電流，±5%為電流容差)，則可稱LED光引擎在可允許的交流輸入電壓有效值範圍為VIN,NOM±15V的前提下，具有之線電壓調整率為±5%。換句話說，在此種線電壓調整率緊縮器的作用下，只要交流輸入電壓有效值落在可允許的範圍VIN,NOM±15V內，通過LED子陣列之平均電流將會被調整在可允許的ILED,NOM±5%的範圍內。
請先參考圖7A，電流調節器120耦接於一線電壓調整率緊縮器180a，包括金氧半場效電晶體Me、電阻Re1、電阻Re2、電阻Re3、電阻Re4(電阻Re3與電阻Re4為電壓偵測分壓電阻)、齊納二極體Ze與作為電壓偵測之並聯調節器Xe(或雙載子電晶體)。金氧半場效電晶體Me之汲極透過一電阻Re1耦接於電流調節器120，金氧半場效電晶體Me之閘極透過電阻Re2耦接於電流調節器120，齊納二極體Ze與並聯調節器Xe耦接於金氧半場效電晶體Me的閘極與源極間，並聯調節器Xe之參考極與陽極間設置一電阻Re4。
請同時參考圖7A及圖8，假設忽略正弦電壓補償器(R1及R2)。當輸入電壓vi克服所有LED子陣列的順向電壓降(vi>V G1+V G2+V G3+V G4=V G )，且
Figure TWI613931BD00004
時(定義Vth Xe 為並聯調節器Xe的閥值電壓)，並聯調節器Xe截止，啟動電阻Re2對金氧半場效電晶體Me之閘源極間的電容充電而使之導通，此時，電阻Rx與Re1並聯(阻值為Rx∥Re1)，通過LED子陣列的電流由I3上升至
Figure TWI613931BD00005
(對應至圖8(d)、(e)及(f)部份的時間t4)，定義Vth X 為電流調節器120中並聯調節器X的閥值電壓，並聯調節器X偵測並聯電阻Rx與Re1的阻值而操作於調節態，使金氧半場效電晶體M對應地操作於調節態，以將電流穩定在I4H。隨輸入電壓vi繼續上升至克服所有LED子陣列的順向電壓降(vi>V G1+V G2+V G3+V G4=V G )，且
Figure TWI613931BD00006
時，並聯調節器Xe導通，金氧半場效電晶體Me之閘源極間電位被拉低而截止，此時，電阻Rx的阻值較阻值Rx∥Re1更高，通過LED子陣列的電流由I4H降至I4L(對應至圖8(d)、(e)及(f)部份的時間t4’)。此時，並聯調節器X操作於調節態，且金氧半場效電晶體M對應地操作於調節態，通過LED子陣列的電流穩定維持在
Figure TWI613931BD00007
，當輸入電壓開始下降至
Figure TWI613931BD00008
時，並 聯調節器Xe又截止，金氧半場效電晶體Me導通，電阻Rx與Re1並聯(Rx∥Re1的阻值小於Rx)，通過LED子陣列的電流由I4L上升至I4H(時間t5’)，通過LED子陣列的電流穩定在I4H，直到輸入電壓vi繼續下降無法克服所有LED子陣列的順向電壓降(vi<V G1+V G2+V G3+V G4=V G )，通過LED子陣列的電流由I4H下降至I3(時間t5)。
請接著參考圖7B，電流調節器120之金氧半場效電晶體M的閘源極間耦接二極體Dx，且金氧半場效電晶體M的閘極耦接線電壓調整率緊縮器180b。線電壓調整率緊縮器180b包括金氧半場效電晶體Mf1(作為電壓偵測旁通開關)、金氧半場效電晶體Mf2、雙載子接面電晶體Bf、電阻Rf1、電阻Rf2、電阻Rf3、電阻Rf4、電阻Rf5、電阻Rf6、電阻Rf7(電阻Rf6與電阻Rf7為電壓偵測分壓電阻)、電阻Rf8、齊納二極體Zf1、齊納二極體Zf2與作電壓偵測之用的並聯調節器Xf(或雙載子電晶體)。
請同時參考圖7B及圖8，假設忽略正弦電壓補償器(R1及R2)。當輸入電壓vi克服所有LED子陣列的順向電壓降(vi>V G1+V G2+V G3+V G4=V G )，且
Figure TWI613931BD00009
時(定義Vth Xf 為並聯調節器Xf的閥值電壓)，並聯調節器Xf截止，啟動電阻Rf5提供金氧半場效電晶體Mf2之閘源極電位而使之導通，此時，金氧半場效電晶體Mf1截止，雙載子接面電晶體Bf之基極與射極間所接收的電壓Vbe1, Bf 為抽頭e之電壓Ve經過串聯之電阻Rf1及Rf2與電阻Rf3的分壓，設計此分壓不足以使雙載子接面電晶體Bf導通。因此，二極體Dx的迴路無法形成，通過LED子陣列的電流由電流調節器120作調節(電流受到電阻Rx規劃)，通過LED子陣列的電流由I3上升至
Figure TWI613931BD00010
(對應至圖8(d)、(e)及(f)部份的時間t4)。
隨輸入電壓vi繼續上升至克服所有LED子陣列的順向電壓降(vi>V G1+V G2+V G3+V G4=V G )時，
Figure TWI613931BD00011
，並聯調節器Xf導通，金 氧半場效電晶體Mf2之閘源極電位被拉低而截止，金氧半場效電晶體Mf1導通而將電阻Rf2旁通(bypass)，此時，雙載子接面電晶體Bf之基極與射極間所接收的電壓Vbe2, Bf 為抽頭e之電壓Ve經過串聯之電阻Rf1與電阻Rf3的分壓，此分壓可使雙載子接面電晶體Bf導通，使得金氧半場效電晶體M截止，輸入電流往下降，又使雙載子接面電晶體Bf截止。雙載子接面電晶體Bf如此快速地切換於導通與截止間而操作於調節態，使金氧半場效電晶體M切換於截止與導通間而操作於調節態，通過LED子陣列的電流由I4H降至
Figure TWI613931BD00012
(對應至圖8(d)、(e)及(f)部份的時間t4’)，定義Vbe, Bf 為雙載子接面電晶體Bf的閥值電壓。通過LED子陣列的電流穩定維持在I4L，使得電阻Rx兩端的電壓不足以導通並聯調節器X，電流受到線電壓調整率緊縮器180b的調節(電流受到電阻Rf3規劃)，直到輸入電壓開始下降至
Figure TWI613931BD00013
時，並聯調節器Xf又截止，金氧半場效電晶體Mf2導通，金氧半場效電晶體Mf1截止，通過LED子陣列的電流由I4L上升至I4H(時間t5’)，通過LED子陣列的電流穩定在I4H，直到輸入電壓vi繼續下降無法克服所有LED子陣列的順向電壓降(vi<V G1+V G2+V G3+V G4=V G )，通過LED子陣列的電流由I4H下降至I3(時間t5)。
請接著參考圖7C，電流調節器120之金氧半場效電晶體M的閘源極間耦接二極體Dx，且金氧半場效電晶體M的閘極耦接線電壓調整率緊縮器180c。線電壓調整率緊縮器180c包括光電耦合元件Pf、雙載子接面電晶體Bh、電阻Rt1、電阻Rt2、電阻Rt3、電阻Rt4、電阻Rt5、電阻Rt6(電阻Rt5與電阻Rt6為電壓偵測分壓電阻)、電阻Rt7與作為電壓偵測的並聯調節器Xh(或雙載子電晶體)。光電耦合元件Pf包含光二極體Dp與光電晶體Bp， 光二極體Dp之陽極耦接電壓源Vcc。當光二極體Dp導通時發光，可使光電晶體Bp對應導通。
請同時參考圖7C及圖8，假設忽略正弦電壓補償器(R1及R2)。當輸入電壓vi克服所有LED子陣列的順向電壓降(vi>V G1+V G2+V G3+V G4=V G )，且
Figure TWI613931BD00014
時(定義Vth Xh 並聯調節器Xh的閥值電壓)，並聯調節器Xh截止，光二極體Dp無迴路，光電晶體Bp截止，雙載子接面電晶體Bh之基極與射極間所接收的電壓Vbe1, Bh 為抽頭e之電壓Ve，經過串聯之電阻Rt1及Rt2與電阻Rt3的分壓，設計此分壓不足以使雙載子接面電晶體Bh導通。因此，二極體Dx的迴路無法形成，通過LED子陣列的電流由電流調節器120作調節(電流受到電阻Rx規劃)，通過LED子陣列的電流由I3上升至
Figure TWI613931BD00015
(對應至圖8(d)、(e)及(f)部份的時間t4)。
隨輸入電壓vi繼續上升至克服所有LED子陣列的順向電壓降(vi>VG1+VG2+VG3+VG4=VG)時，
Figure TWI613931BD00016
，並聯調節器Xh導通，光二極體Dp導通，光電晶體Bp導通而將電阻Rt2旁通。此時，雙載子接面電晶體Bh之基極與射極間所接收的電壓Vbe2, Bh 為抽頭e之電壓Ve經過串聯之電阻Rt1與電阻Rt3的分壓，此分壓可使雙載子接面電晶體Bh導通，使得金氧半場效電晶體M截止，輸入電流往下降，又使雙載子接面電晶體Bh截止。雙載子接面電晶體Bh如此操作於調節態，使金氧半場效電晶體M對應地操作於調節態，電流由I4H降至
Figure TWI613931BD00017
(對應至圖8(d)、(e)及(f)部份的時間t4’)，定義Vbe, Bh 為雙載子接面電晶體Bh的閥值電壓。通過LED子陣列的電流穩定維持在I4L(其中電流I4H>I4L>I3)，使電阻Rx兩端的電壓不足以導通並聯調節器X，電流主要受到線電壓調整率緊 縮器180c的調節(電流受到電阻Rt3規劃)。當輸入電壓下降至
Figure TWI613931BD00018
時，並聯調節器Xh又截止，光電晶體Bp截止，雙載子接面電晶體Bh截止，通過LED子陣列的電流由I4L上升至I4H(時間t5’)，通過LED子陣列的電流由電流調節器120穩定在I4H，直到輸入電壓vi繼續下降無法克服所有LED子陣列的順向電壓降(vi<V G1+V G2+V G3+V G4=V G )，通過LED子陣列的電流由I4H下降至I3(時間t5)。
綜上所述，於圖7A~7C與圖8之實施例中，通過LED子陣列的電流I0~I3在線電壓調整率緊縮器180a、180b或180c設置後(圖8之(d)、(e)及(f)部份的波形)與線電壓調整率緊縮器180a、180b或180c設置前(圖8之(a)、(b)及(c)部份的波形)實質上相同。線電壓調整率緊縮器180a、180b或180c的設置主要係改變輸入電壓克服所有LED子陣列的順向電壓降時，將通過LED子陣列的電流I4劃分為I4L與I4H，且I4=I4H>I4L>I4>I3>I2>I1。輸入電壓vi的有效值越高時，輸入電壓vi的波形於上升緣(rising edge)及下降緣(falling edge)斜率越大，表示通過LED子陣列的電流I4H經過的時間t4至t4’間隔越短，故通過LED子陣列的電流I4L的時間t4’至t5’間隔越長。因此，可以調整通過LED子陣列的電流ILED與時間的積分面積，穩定平均電流而不受輸入電壓vi的有效值影響。
圖9所示為依照圖1A之LED光引擎的電子控制裝置的另一具體電路示意圖。此LED光引擎的電子控制裝置包括複數個閃爍抑制電容Cg1、Cg2、Cg3及Cg4，與複數個二極體Dg1、Dg2、Dg3及Dg4，各個閃爍抑制電容Cg1、Cg2、Cg3及Cg4分別並聯於對應之外部LED子陣列G1、G2、G3及G4，且各個二極體Dg1、Dg2、Dg3及Dg4之陰極耦接至對應之外部LED子陣列G1、G2、G3及G4的陽極。於一實施例中，可以由非電解電容所組成M×N陣列來實施閃爍抑制電容的實施態樣。舉例來說，可選擇使用非電 解電容例如係陶瓷電容(ceramic capacitors)、鉭電容(tantalum capacitors)及固態電容(solid-state capacitors)等非電解電容，透過建立M行(row)的非電解電容來建立電壓額定(voltage rating)，並透過N列(column)的非電解電容來建立電流額定(current rating)，如此，可以避免使用短壽命的電解電容(electrolytic capacitor)。
以下先說明於輸入電壓的第一次週期期間，閃爍抑制電容Cg1、Cg2、Cg3及Cg4在零初始狀態(即完全放電)下，LED子陣列的點亮與熄滅的方式。
於一週期之前半，輸入電壓vi小於第一級LED子陣列G1之順向電壓降(VG1)時，LED子陣列G1、G2、G3及G4因分別被閃爍抑制電容Cg1、Cg2、Cg3及Cg4旁路(bypassed)皆無法導通，輸入電壓vi透過二極體Dg1對閃爍抑制電容Cg1充電，經二極體Dg2對閃爍抑制電容Cg2充電，經二極體Dg3對閃爍抑制電容Cg3充電，並經二極體Dg4對閃爍抑制電容Cg4充電，最後經由啟動電阻Ra4對電流調節開關S45的閘源極充電，以導通電流調節開關S45，使得輸入電流透過電流調節開關S45通過電流檢測電阻階梯網絡(電阻R10、R20、R30及R40)。於此階段，閃爍抑制電容Cg1~Cg4係串聯充電。
當輸入電壓vi上升至克服第一級LED子陣列G1之順向電壓降(VG1)，且介於第一級LED子陣列G1之順向電壓降(VG1)與第一、二級LED子陣列G1及G2之順向電壓降(VG1+VG2)之間時，二極體Dg1順偏，閃爍抑制電容Cg1充電至電壓VG1後維持於電壓VG1，並且，二極體Dg2、Dg3及Dg4順偏，使得閃爍抑制電容Cg2、Cg3及Cg4持續進行充電。同時，輸入電流點亮第一級LED子陣列G1。
當輸入電壓vi上升至克服第一、二級LED子陣列G1及G2之順向電壓降(VG1+VG2)，且介於第一、二級LED子陣列G1及G2之順向電壓降(VG1+VG2)與第一至三級LED子陣列G1、G2及G3之順向電壓降(VG1+VG2+VG3)之間時，二極體Dg1及Dg2順偏，輸入電流經LED子陣列G1至LED子陣列G2以點亮LED子陣列G1及G2，閃爍抑制電容Cg2充電至電壓VG2後維持於電壓VG2，二極體Dg3及Dg4順偏，閃爍抑制電容Cg3及Cg4持續進行充電。
當輸入電壓vi上升至克服第一至三級LED子陣列G1、G2及G3之順向電壓降(VG1+VG2+VG3)，且介於第一至三級LED子陣列G1、G2及G3之順向電壓降(VG1+VG2+VG3)與第一至四級LED子陣列G1、G2、G3及G4之順向電壓降(VG1+VG2+VG3+VG4)之間時，二極體Dg1、Dg2及Dg3順偏，輸入電流經LED子陣列G1、G2至LED子陣列G3以點亮LED子陣列G1、G2及G3，閃爍抑制電容Cg3充電至電壓VG3後維持於電壓VG3，二極體Dg4順偏，閃爍抑制電容Cg4持續進行充電。
直到輸入電壓vi上升至克服所有的LED子陣列G1、G2、G3及G4之順向電壓降(VG1+VG2+VG3+VG4)時，二極體Dg1、Dg2、Dg3及Dg4順偏，輸入電流經LED子陣列G1、G2及G3至LED子陣列G4，閃爍抑制電容Cg4充電至電壓VG4後維持於電壓VG4，輸入電流點亮第一至四級LED子陣列G1、G2、G3及G4，經第四級LED子陣列G4由啟動電阻Ra4至電流調節開關S45之閘源極以導通電流調節開關S45，並通過抽頭e、抽頭f、抽頭g及抽頭h。雙載子接面電晶體B7透過防箝位電阻Rs7偵測抽頭h之電壓後導通，拉低電流調節開關S45之閘源極間電壓而截止電流調節開關S45，流經抽頭h之電流下降，使雙載子接面電晶體B7截止，電流調節開關S45又導通而進入調節態，將通過LED子陣列G1、G2、G3至G4的電流維持在I4。此時， 電流調節開關S15~S35均截止，因雙載子接面電晶體B4、B5及B6均導通。
於一週期後半，輸入電壓vi開始下降至克服第一至三級LED子陣列G1、G2及G3之順向電壓降(VG1+VG2+VG3)，且介於第一至三級LED子陣列G1、G2及G3之順向電壓降(VG1+VG2+VG3)與第一至四級LED子陣列G1、G2、G3及G4之順向電壓降(VG1+VG2+VG3+VG4)之間，二極體Dg4逆偏，閃爍抑制電容Cg4放電以點亮LED子陣列G4。此時，抽頭h之電壓Vh不足以導通雙載子接面電晶體B7，電流調節開關S45轉為導通態。同時，二極體Dg1、Dg2及Dg3順偏，輸入電流點亮第一至三級LED子陣列G1、G2及G3，並通過抽頭e、抽頭f、抽頭g及抽頭h。同時，輸入電流透過啟動電阻Ra3導通電流調節開關S35，同時，雙載子接面電晶體B6透過防箝位電阻Rs5偵測抽頭g之電壓後導通，拉低電流調節開關S35之閘源極間電壓而截止電流調節開關S35，流經抽頭g之電流下降，使雙載子接面電晶體B6截止，電流調節開關S35又導通而進入調節態，以將導通過LED子陣列G1、G2及G3的電流維持在I3。此時，電流調節開關S15~S25未導通，因雙載子接面電晶體B4及B5仍處於導通狀態。
隨輸入電壓vi繼續下降至克服第一至二級LED子陣列G1及G2之順向電壓降(VG1+VG2)，且介於第一至二級LED子陣列G1及G2之順向電壓降(VG1+VG2)與第一至三級LED子陣列G1、G2及G3之順向電壓降(VG1+VG2+VG3)之間，二極體Dg4及Dg3逆偏。閃爍抑制電容Cg4及Cg3分別放電，以點亮LED子陣列G4及G3。此時，抽頭h之電壓Vh及抽頭g之電壓Vg不足以導通雙載子接面電晶體B7及B6，電流調節開關S45及S35分別轉為導通態。二極體Dg1及Dg2順偏，輸入電流點亮第一、二級LED子陣列G1及G2，輸入電流透過啟動電阻Ra2導通電流調節開關S25，輸入電流通 過LED子陣列G1及G2，經電流調節開關S25通過抽頭e、抽頭f、抽頭g及抽頭h。同時，雙載子接面電晶體B5透過防箝位電阻Rs3偵測抽頭f之電壓後導通，拉低電流調節開關S25之閘源極間電壓而截止電流調節開關S25，流經抽頭f之電流下降，使雙載子接面電晶體B5截止，電流調節開關S25又導通而進入調節態，以將通過LED子陣列G1及G2的電流維持在I2。
隨輸入電壓vi繼續下降至克服第一級LED子陣列G1之順向電壓降(VG1)，且介於第一級LED子陣列G1之順向電壓降(VG1)與第一、二級LED子陣列G1及G2之順向電壓降(VG1+VG2)間，二極體Dg4、Dg3及Dg2逆偏，閃爍抑制電容Cg4、Cg3及Cg2分別放電，以點亮LED子陣列G4、G3及G2。此時，抽頭h之電壓Vh、抽頭g之電壓Vg及抽頭f之電壓Vf不足以導通雙載子接面電晶體B7、B6及B5，電流調節開關S45、S35及S25分別轉為導通態。二極體Dg1順偏，輸入電流點亮第一級LED子陣列G1，經由啟動電阻Ra1導通電流調節開關S15，並通過抽頭e、抽頭f、抽頭g及抽頭h，雙載子接面電晶體B4透過防箝位電阻Rs1偵測抽頭e之電壓後快速地切換於導通態與截止態，使得電流調節開關S15對應地進入調節態，以將通過LED子陣列G1的電流維持在I1。
於輸入電壓的第一次週期以後，閃爍抑制電容Cg1、Cg2、Cg3及Cg4的初始狀態建立並達到穩態(充電完成)，以下說明於穩態期間，LED子陣列的點亮與熄滅的方式。於一週期之前半，輸入電壓vi小於第一級LED子陣列G1之順向電壓降(VG1)時，二極體Dg1、Dg2、Dg3及Dg4逆偏，閃爍抑制電容Cg1、Cg2、Cg3及Cg4放電以分別點亮LED子陣列G1、G2、G3及G4，避免空載時間(dead time)發生。
當輸入電壓vi上升至克服第一級LED子陣列G1之順向電壓降(VG1)，且介於第一級LED子陣列G1之順向電壓降(VG1)與第一、二級LED 子陣列G1及G2之順向電壓降(VG1+VG2)之間，二極體Dg2、Dg3及Dg4逆偏，閃爍抑制電容Cg2、Cg3及Cg4放電，以分別點亮LED子陣列G2、G3及G4。二極體Dg1順偏，輸入電流點亮第一級LED子陣列G1，並由啟動電阻Ra1至電流調節開關S15之閘源極以導通電流調節開關S15，並對閃爍抑制電容Cg1重新充電(Recharge)至電壓VG1，且通過抽頭e、抽頭f、抽頭g及抽頭h。雙載子接面電晶體B4透過防箝位電阻Rs1偵測抽頭e之電壓後切換於導通與截止之間，使電流調節開關S15快速切換於截止與導通之間而進入調節態，以將通過LED子陣列G1的電流維持在I1。
當輸入電壓vi上升至克服第一、二級LED子陣列G1及G2之順向電壓降(VG1+VG2)，且介於第一、二級LED子陣列G1及G2之順向電壓降(VG1+VG2)與第一至三級LED子陣列G1、G2及G3之順向電壓降(VG1+VG2+VG3)之間時，二極體Dg3及Dg4逆偏，閃爍抑制電容Cg3及Cg4放電以分別點亮LED子陣列G3及G4。同時，二極體Dg1及Dg2順偏，輸入電流經LED子陣列G1至LED子陣列G2以點亮LED子陣列G1及G2，由啟動電阻Ra2至電流調節開關S25之閘源極以導通電流調節開關S25，並對閃爍抑制電容Cg2重新充電至電壓VG2。此時，輸入電流通過抽頭e、抽頭f、抽頭g及抽頭h，雙載子接面電晶體B5透過防箝位電阻Rs3偵測抽頭f之電壓後快速地切換於導通與截止之間，使電流調節開關S25對應切換於截止與導通之間而進入調節態。雙載子接面電晶體B4透過防箝位電阻Rs1偵測抽頭e之電壓後恆導通，使電流調節開關S15恆截止。
當輸入電壓vi上升至克服第一至三級LED子陣列G1、G2及G3之順向電壓降(VG1+VG2+VG3)，且介於第一至三級LED子陣列G1、G2及G3之順向電壓降(VG1+VG2+VG3)與第一至四級LED子陣列G1、G2、G3及G4之順向電壓降(VG1+VG2+VG3+VG4)之間時，二極體Dg4逆偏，閃爍抑制電容Cg4 放電以點亮LED子陣列G4。同時，輸入電流經LED子陣列G1、G2至LED子陣列G3，並對閃爍抑制電容Cg3重新充電至電壓VG3。二極體Dg1~Dg3順偏，輸入電流點亮第一至三級LED子陣列G1、G2及G3，經由啟動電阻Ra3至電流調節開關S35之閘源極以導通電流調節開關S35，並通過抽頭e、抽頭f、抽頭g及抽頭h。雙載子接面電晶體B6透過防箝位電阻Rs5偵測抽頭g之電壓後切換於導通與截止之間，電流調節開關S35對應地切換於截止與導通之間而進入調節態。此時，雙載子接面電晶體B4及B5分別透過防箝位電阻Rs1及Rs3偵測抽頭e及f之電壓後恆導通，使電流調節開關S15及S25恆截止。
當輸入電壓vi上升至克服所有的LED子陣列G1、G2、G3及G4之順向電壓降(VG1+VG2+VG3+VG4)時，二極體Dg1~Dg4順偏，輸入電流經LED子陣列G1、G2及G3至LED子陣列G4以點亮全部之LED子陣列G1、G2、G3及G4，並經由啟動電阻Ra4至電流調節開關S45之閘源極以導通電流調節開關S45，並通過抽頭e、抽頭f、抽頭g及抽頭h。輸入電壓vi對閃爍抑制電容Cg4重新充電至電壓VG4。雙載子接面電晶體B7透過防箝位電阻Rs7偵測抽頭h之電壓後快速地切換於導通與截止，使電流調節開關S45對應地進入調節態。此時，雙載子接面電晶體B4、B5及B6分別透過防箝位電阻Rs1、Rs3及Rs5偵測抽頭e、f及g之電壓後恆導通，使電流調節開關S15、S25及S35恆截止。
於一週期後半，輸入電壓vi開始下降後，LED子陣列的點亮與熄滅的方式相似於前述之初始狀態時的LED子陣列的點亮與熄滅的方式，容此不再贅述。
圖10所示為圖9之LED光引擎的電子控制裝置，於閃爍抑制電容與二極體設置前後，其輸入電壓、輸入電流及通過LED子陣列之電流相對 於時間軸的波形比較圖，其中圖10之(a)、(b)部份分別繪示如圖9之閃爍抑制電容與二極體設置前後，輸入電壓Vin、輸入電流Iin相對於時間t的波形比較圖，(c)、(d)部份分別繪示如圖9之閃爍抑制電容與二極體設置前後，輸入電壓Vin、通過LED子陣列之電流ILED相對於時間t的波形比較圖，圖10之(e)、(f)部份分別繪示如圖9之閃爍抑制電容與二極體設置前後，光輸出強度(Light Intensity)相對於時間t的波形比較圖。依照LED光源特性，通過LED子陣列之電流ILED與其光輸出強度呈現線性關係，故圖10之(e)、(f)的波形圖分別與圖10之(c)、(d)的波形圖相近似。
請先參考圖9及圖10之(a)、(b)部份，於閃爍抑制電容與二極體設置前後，輸入電流Iin的波形幾乎沒有改變，表示閃爍抑制電容與二極體設置後，功率因數與諧波失真相近於閃爍抑制電容與二極體設置前。換句話說，不會因為閃爍抑制電容與二極體設置後，造成功率因數降低或諧波失真增加。
請接著參考圖9及圖10之(c)、(d)部份，於閃爍抑制電容與二極體設置前後，通過LED子陣列G1之電流ILED的波形有明顯的改變。請先參考圖10之(c)部份，於閃爍抑制電容與二極體設置前，通過LED子陣列G1之電流ILED類似於靶型，於此波形之輸入電壓Vin較低的部份，輸入電壓Vin尚無法克服LED子陣列G1的順向電壓降，無電流通過LED子陣列G1，定義此段期間為空載時間(dead time)t1。
請參考圖10之(d)部份，於閃爍抑制電容與二極體設置後，通過LED子陣列G1之電流ILED類似於疊加於直流電流上的漣波(a ripple superimposed on a DC current)。值得注意的是，於此波形之輸入電壓Vin較低的部份，輸入電壓Vin雖無法克服LED子陣列G1的順向電壓降，但閃爍抑制電容(繪示於圖9)可以提供電流以點亮LED子陣列G1。因此，於圖 10之(d)部份中，輸入電壓Vin小於LED子陣列G1的順向電壓降(VG1)的區間，所對應之通過LED子陣列G1之電流ILED波形圖上的時間t1’內，通過LED子陣列G1之電流ILED仍大於0(由閃爍抑制電容提供電流)。換句話說，閃爍抑制電容與二極體的設置，可避免空載時間(dead time)t1的發生。
請參考圖10之(e)部份，圖中標示出於一週期T之間，光輸出(Light output)L波形的最大值Lmax與最小值Lmin，並定義平均光輸出(Average Light Output)Lave以上的面積為A，定義平均光輸出Lave以下的面積為B。根據照明協會修訂之照明手冊(Modified from IES Lighting Handbook)所定義，百分比閃爍(percent flicker)常用以衡量日光燈的品質，公式為
Figure TWI613931BD00019
，閃爍指數(flicker index)則可用以衡量LED的品質，公式為
Figure TWI613931BD00020
，一般來說，閃爍指數的值低於LED電流波形頻率(例如120Hz)的千分之一(12%)為佳。
請接著參考圖10之(f)部份，圖中標示出光輸出L’波形的最大值Lmax’與最小值Lmin’，並定義平均光輸出Lave’以上的面積為A’，定義平均光輸出Lave’以下的面積為B’。根據定義，此時的百分比閃爍為
Figure TWI613931BD00021
，閃爍指數為
Figure TWI613931BD00022
。比較圖10之(e)部份與(f)部份 的波形，可明顯發現
Figure TWI613931BD00023
，且
Figure TWI613931BD00024
。也就是說，於閃爍抑制電容與二極體設置後，百分比閃爍與閃爍指數均明顯地下降。
綜上所述，於一實施例中，當輸入電壓克服當級(例如為LED子陣列G3)至第一級之外部LED子陣列(例如為LED子陣列G1)的順向電壓降之和，但未克服當級以上(例如為LED子陣列G4)至第一級之外部LED子陣列(例如為LED子陣列G1)的順向電壓降之和時，輸入電流點亮當級 至第一級之外部LED子陣列(例如為LED子陣列G1)，且閃爍抑制電容(例如為Cg4)放電以點亮當級以上之外部LED子陣列(例如為LED子陣列G4)。換句話說，藉由設置閃爍抑制電容與二極體，可以避免輸入電壓未克服LED子陣列的順向電壓降時造成的空載時間。並且，可進一步改善百分比閃爍與閃爍指數，且不會造成功率因數降低或諧波失真增加的問題，可使LED陣列的照明品質更好。上述設置閃爍抑制電容與二極體的實施例可適用於本發明任何實施例中。
本發明LED光引擎的電子控制裝置，可以實作於一積體電路上，或以模組區分實作於多個積體電路，再整合於一電路板上。
本發明LED光引擎的電子控制裝置，可以與一外部的LED陣列整合，作為一種LED陣列之照明設備。
綜上所述，本發明之實施例所提出的LED光引擎的電子控制裝置，利用開關控制電路透過電流檢測電阻階梯網絡(current-sense resistor ladder network)，偵測通過LED子陣列的電流於不同疊加數量之偵測電阻階梯的跨壓，調控對應之電流調節開關的操作狀態，以逐級點亮或逐級熄滅LED子陣列的發光二極體光引擎電子控制裝置，具有簡化電路，改善功率因數與降低諧波失真之功效。本發明一實施例所提出之LED光引擎的電子控制裝置可連接LED陣列，而形成發光二極體照明設備。
依上述內容已描述了本發明的原理、較佳實施例以及操作模式。然而，本發明不應被理解成受限於討論過的特定實施例。相反地，以上所描述的實施例應該被視為例示而非限制，並且應該要體認為在不脫離以下申請專利範圍所定義的本發明範圍的情況之下，所屬技術領域中具有通常知識者可對這些實施例做出變化。
AC‧‧‧交流電壓源
100‧‧‧整流器
N1、N2、N3、N4‧‧‧開關控制電路
R10、R20、R30、R40、Rn1、Rn2、Rn3、Rn4‧‧‧電阻
R1、R2‧‧‧正弦電壓補償器
G1、G2、G3、G4‧‧‧LED子陣列
S1、S2、S3、S4‧‧‧電流調節開關
e、f、g、h‧‧‧抽頭
RT‧‧‧電流檢測電阻階梯網絡

Claims (20)

  1. 一種LED光引擎電子控制裝置，包含：一整流器，用以連接一外部交流電壓源，提供一直流脈衝電壓；複數個電流調節開關，耦接該整流器，且每該電流調節開關具有第一端、第二端與第三端，該些電流調節開關之第一端共端點，該些電流調節開關之第三端分別耦接於複數個外部LED子陣列，其中每該電流調節開關包括一空乏型金氧半場效電晶體，藉由該些外部LED子陣列中對應的外部LED子陣列之順向電壓降的一部分提供該空乏型金氧半場效電晶體的截止訊號，或者，每該電流調節開關包括一增強型金氧半場效電晶體及一啟動電阻耦接於該電流調節開關之第二端及第三端之間以擷取該直流脈衝電壓的一部分提供該增強型金氧半場效電晶體的導通訊號，用以建立通道的初始狀態，該些電流調節開關用以依據該直流脈衝電壓，分段點亮該些外部LED子陣列；複數個開關控制電路，該些電流調節開關之第二端分別受控於對應之開關控制電路，其中任一該開關控制電路係一並聯調節器或一雙載子接面電晶體；以及一電流檢測電阻階梯網絡，耦接於該些外部LED子陣列之陰極與接地端之間且具有複數個抽頭，該些抽頭彼此不相同，且每該開關控制電路透過一防箝位電阻耦接至對應之抽頭，該些開關控制電路分別依據對應之抽頭至接地端之間的電壓與一基準電壓作比較，調控對應之電流調節開關為截止或導通，該些抽頭至接地端之間的電壓 與該直流脈衝電壓有關，且各該抽頭至接地端之間的電壓不相同，以使該些電流調節開關依據該直流脈衝電壓，分段點亮該些外部LED子陣列。
  2. 如申請專利範圍第1項所述的LED光引擎電子控制裝置，其中該電流檢測電阻階梯網絡包括串聯之一第一偵測電阻、一第二偵測電阻及一第三偵測電阻，該些抽頭包括一第一抽頭、一第二抽頭及一第三抽頭，該些開關控制電路至少包括一第一級開關控制電路、一第二級開關控制電路與一第三級開關控制電路，該第一偵測電阻耦接該些外部LED子陣列之陰極與該第一級開關控制電路之參考端為該第一抽頭，該第一偵測電阻與該第二偵測電阻間具有第二抽頭，耦接於該第二級開關控制電路之參考端，該第二偵測電阻與該第三偵測電阻間具有第三抽頭，耦接於該第三級開關控制電路之參考端，其中該第一級開關控制電路比較該第一抽頭至接地端的電壓與該基準電壓，該第二級開關控制電路比較該第二抽頭至接地端的電壓與該基準電壓，該第三級開關控制電路比較該第三抽頭至接地端的電壓與該基準電壓。
  3. 如申請專利範圍第1項所述的LED光引擎電子控制裝置，其中該電流檢測電阻階梯網絡包括串聯之複數個偵測電阻，串聯之該些偵測電阻具有一第一端及一第二端，該些開關控制電路至少包括一第一級開關控制電路，該第一端耦接該些外部LED子陣列之陰極及該第一級開關控制電路之參考端，該第二端為接地端，除該第一端及該第二端外，該些偵測電阻中相鄰兩偵測電阻間具有各該抽頭，各該抽頭耦接於該第一級開關控制電路以外之該些開關控制電路的參考端。
  4. 如申請專利範圍第3項所述的LED光引擎電子控制裝置，其中該電流檢測電阻階梯網絡中該些偵測電阻的數目與該些外部LED子陣列之數目相同，或該些偵測電阻的數目少於該些外部LED子陣列之數目，且該些偵測電阻的數目與該些開關控制電路之數目相同。
  5. 如申請專利範圍第3項所述的LED光引擎電子控制裝置，其中該些偵測電阻中耦接該第二端之偵測電阻包括一共享電流感測與調變單元，耦接該外部LED陣列，用以規劃點亮之外部LED子陣列的電流，以調整該點亮之外部LED子陣列的亮度，其中該共享電流感測與調變單元，包括一電位計、一壓控電阻或一電晶體開關。
  6. 如申請專利範圍第5項所述的LED光引擎電子控制裝置，其中該共享電流感測與調變單元更包括一脈衝寬度調變單元、一低通濾波器及一電壓追隨器至少一者。
  7. 如申請專利範圍第1項所述的LED光引擎電子控制裝置，其中任一該電流調節開關是一N通道金氧半場效電晶體或一N通道接面場效電晶體。
  8. 如申請專利範圍第1項所述的LED光引擎電子控制裝置，更包括一電流調節器，以調整輸入電流波形成類正弦的方波(square wave)或步階波之波形，其中，除最後一級外部LED子陣列外，每該外部LED子陣列與對應之電流調節開關連接，且任一該電流調節開關包括一電晶體。
  9. 如申請專利範圍第8項所述的LED光引擎電子控制裝置，更包括一線電壓調整率緊縮器，耦接於該電流調節器，該線電壓調整率緊縮器包 括一電壓偵測並聯調節器或一電壓偵測雙載子接面電晶體，透過一電壓偵測分壓電阻，耦接於輸入電壓，其中，當輸入電壓克服所有的該些外部LED子陣列之順向電壓降，但尚未克服該電壓偵測並聯調節器或該電壓偵測雙載子接面電晶體之基準電壓時，通過點亮之外部LED子陣列的電流為一第一電流，當輸入電壓克服所有的該些外部LED子陣列之順向電壓降，且克服該電壓偵測並聯調節器或該電壓偵測雙載子接面電晶體之基準電壓時，通過點亮之外部LED子陣列的電流為一第二電流，該第一電流大於該第二電流。
  10. 如申請專利範圍第9項所述的LED光引擎電子控制裝置，其中該線電壓調整率緊縮器更包括一電壓偵測旁通開關，該電壓偵測旁通開關受控於該電壓偵測並聯調節器或該電壓偵測雙載子接面電晶體，且該電壓偵測旁通開關的通道係與一分壓電阻並聯耦接，該分壓電阻更耦接於該些抽頭之其中一抽頭，當該電壓偵測並聯調節器或該電壓偵測雙載子接面電晶體導通時，該電壓偵測旁通開關導通而旁通該分壓電阻，使該線電壓調整率緊縮器調控該通過LED子陣列的電流為該第二電流。
  11. 如申請專利範圍第10項所述的LED光引擎電子控制裝置，其中該電壓偵測旁通開關為金氧半場效電晶體或光電晶體。
  12. 如申請專利範圍第1項所述的LED光引擎電子控制裝置，更包括一正弦電壓補償器，該正弦電壓補償器之第一端耦接該整流器，該正弦電壓補償器之第二端接地，該正弦電壓補償器之分壓節點耦接該些開關控制電路，該直流脈衝電壓於該正弦電壓補償器之分壓節點具有一分 壓，其中，該基準電壓受到該分壓的補償。
  13. 如申請專利範圍第1項所述的LED光引擎電子控制裝置，其中每該電流調節開關包括該空乏型金氧半場效電晶體，耦接一齊納二極體、一第一電阻及一第二電阻，該齊納二極體之陽極耦接該空乏型金氧半場效電晶體之閘極，該齊納二極體之陰極耦接該空乏型金氧半場效電晶體之源極，該第一電阻與該齊納二極體並聯，該第二電阻耦接該金氧半場效電晶體之閘極與對應之開關控制電路。
  14. 如申請專利範圍第13項所述的LED光引擎電子控制裝置，更包括一另一雙載子接面電晶體，該第二電阻係透過該另一雙載子接面電晶體耦接該開關控制電路。
  15. 如申請專利範圍第1項所述的LED光引擎電子控制裝置，其中每該電流調節開關包括該增強型金氧半場效電晶體及該啟動電阻，該啟動電阻耦接於該增強型金氧半場效電晶體之閘極與汲極間，該增強型金氧半場效電晶體之閘極與源極間的電容透過該啟動電阻充電。
  16. 如申請專利範圍第15項所述的LED光引擎電子控制裝置，更包括一電壓調節器，其中該電壓調節器包括一第四雙載子接面電晶體、一電容、一另一齊納二極體及一第三電阻，該電容耦接於該雙載子接面電晶體之射極與該另一齊納二極體之陽極，該啟動電阻係透過該第四雙載子接面電晶體耦接於該整流器，且該第三電阻係跨接於該第四雙載子接面電晶體之基極與集極之間。
  17. 如申請專利範圍第1項所述的LED光引擎電子控制裝置，其中該些電流調節開關之第一端係汲極，該些電流調節開關之第二端係閘極，該 些電流調節開關之第三端係源極。
  18. 如申請專利範圍第1項所述的LED光引擎電子控制裝置，其中該些電流調節開關之第一端係源極，該些電流調節開關之第二端係閘極，該些電流調節開關之第三端係汲極。
  19. 如申請專利範圍第1項所述的LED光引擎電子控制裝置，其中更包括複數個閃爍抑制電容與複數個二極體，每該閃爍抑制電容分別並聯於對應之外部LED子陣列，且每該二極體之陰極耦接至對應之外部LED子陣列的陽極，使得當輸入電壓克服當級至第一級之外部LED子陣列的順向電壓降之和，但未克服當級以上至第一級之外部LED子陣列的順向電壓降之和時，輸入電流點亮當級至第一級之外部LED子陣列，且該些閃爍抑制電容放電以點亮當級以上之外部LED子陣列。
  20. 如申請專利範圍第1項所述的LED光引擎電子控制裝置，其中該LED光引擎電子控制裝置係實作於一積體電路上，或以模組區分實作於多個積體電路，再整合於一電路板上。
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