TWI556607B - 數位地解調變一最小頻移鍵控（ｍｓｋ）信號 - Google Patents

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Description

數位地解調變一最小頻移鍵控(MSK)信號
本發明係關於數位通信，且更特定言之，係關於一允許根據經最小頻移鍵控(MSK)調變之波形信號來恢復傳輸資料位元之進階信號處理資料路徑，其相對於類比無線電及傳播介質之損害具有高度穩健性。
本申請案主張2010年12月23日申請，Jzsef G. Nmeth及Pter Sz. Kovcs的，名為「數位地解調變一最小頻移鍵控(MSK)信號之方法(Method For Digitally Demodulating a Minimum-Shift Keying(MSK) Signal)」的共同擁有之美國臨時專利申請案第61/426,900號的優先權，為了所有目的，該案以引用的方式併入本文中。
低功率無線器件正變得較風行及複雜。此等新的無線器件要求在最小化來自一自含電池之耗用電流的同時非常快速地傳送資料。用於傳輸資料之頻寬有效方法對資料相關社區已具有且繼續具有極大的重要性。一社區正經歷指數增長。最小頻移鍵控(MSK)為開發於20世紀50年代晚期及60年代的一種類型之連續相頻移鍵控，參見Doelz等人的名為「最小頻移資料通信系統(Minimum-Shift Data Communication System)」之美國專利第2,977,417號，為了所有目的，該案以引用的方式併入本文中。MSK藉由在正交分量之間交替位元而編碼，其中Q分量延遲半個符號週期。然而，替代如OQPSK使用之方形脈衝，MSK將每一位元編碼為半個正弦曲線。此產生一減小非線性失真所引起之問題的恆模信號。除了被看作與OQPSK相關之外，MSK亦可被看作具有二分之一位元速率之頻率間隔的連續相頻移鍵控(CPFSK)信號。
頻率調變與相位調變為緊密相關的。+1 Hz之靜態頻移意謂該相位相對於不頻移信號之相位以每秒360度之速率(2π弧度/秒)恆定提前。類似地，-1 Hz之靜態頻移意謂該相位相對於不頻移信號之相位以每秒-360度之速率(-2π弧度/秒)恆定推遲。
由於頻移產生一提前或推遲相位，所以可藉由在每一符號週期取樣相位來偵測頻移。藉由I/Q解調變器容易地偵測(2N+1)π/2弧度之相移。在偶數符號處，I頻道之極性傳達所傳輸資料，而在奇數符號處，Q頻道之極性傳達資料。I與Q之間的此正交性簡化了偵測演算法，且因此減小了攜帶型接收器中之功率消耗。產生I與Q之正交性的最小頻移產生每符號±π/2弧度之相移(每符號90度)。偏差必須為準確的以便產生可重複90度相移。+90度相移表示等於「1」之資料位元，而-90度表示「0」。MSK信號之峰間頻移等於二分之一位元速率。
MSK信號產生一恆定包絡載波(無載波振幅變化)，其不會受到經由較高效非線性放大器(例如，C類放大器)之放大的影響。其為頻譜有效之調變方案(參見下文之GMSK)，具有良好位元錯誤率(BER)效能且為自同步的。此等性質為用於改良接收器及傳輸器(尤其彼等藉由電池而操作的器件)之功率效率的所有所要特性。振幅變化可對放大器之振幅傳送函數運用非線性，從而產生頻譜再生(spectral regrowth)，為相鄰頻道功率之分量。因此，較有效放大器(其易於為較少線性的)可供恆定包絡信號使用，藉此減少功率消耗。MSK具有比頻移鍵控(FSK)之較寬偏差形式窄的頻譜。頻譜之寬度亦受引起頻移之波形影響。若彼等波形具有快速轉變或高轉換速率，則傳輸器之頻譜將為寬廣的。實務上，該等波形藉由一高斯(Gaussian)濾波器來過濾，從而產生一狹窄頻譜。另外，高斯濾波器不具有藉由增加峰值偏差而擴寬頻譜之時域超越量。結合高斯濾波器之MSK稱作GMSK(高斯MSK)。
IEEE標準802.15.4-2006(第15.4部分：用於低速率無線個人區域網路(WPAN)之無線媒體存取控制(MAC)及實體層(PHY)規範(Wireless Medium Access Control(MAC) and Physical Layer(PHY) Specifications for Low-Rate Wireless Personal Area Networks(WPANs))(為了所有目的而以引用的方式併入本文中)界定了資料通信器件之協定及相容互連，該等資料通信器件在一無線個人區域網路(WPAN)中以高達250千位/秒(kb/s)之資料傳送速率使用低資料速率、低功率及低複雜性短程射頻(RF)傳輸。然而，隨著對富含內容之無線資料傳送之需求增加，250 kb/s不夠快。需要高達每秒二(2)兆位(Mb/s)無線資料速率作為IEEE標準802.15.4相容之無線器件中增加之資料傳送的可選擇選項。由於給定類比無線電之約束，在沒有先進之數位信號處理技術的情況下達成此要求將為不可能的。
因此，需要使用MSK調變及IEEE 802.15.4相容無線電模組來產生一高效能二(2)Mb/s無線無線電鏈路。此接著要求在簡單非相干設計上顯著改良之高效能解調變方法的設計。
根據本發明之教示，該方法：處理一經取樣之I-Q格式MSK調變符號串流；經由三符號寬滑動窗接收輸入；對於每一窗位置，關於成為當前可能受損害之輸入波形區段之來源的可能性而對三個調變符號之所有八個可能組合評分；根據輸入之I-Q波形來計算評分作為一組經匹配濾波器之線性量化輸出；基於該等評分經由連續窗位置之重疊中之共同符號而相關的事實，建構4狀態格子及自該等評分指派分支度量以表示評分序列之間的機率關係；及使用該格子來驅動一維特比解碼器以恢復由經取樣之I-Q格式MSK符號序列表示之資料(尋找該資料之最佳估計)。
根據一實施例，一種用於數位地解調變一最小頻移鍵控(MSK)信號之方法可包含以下步驟：接收經取樣之I-Q格式MSK符號之一序列；同時處理該接收到之經取樣之I-Q格式MSK符號序列中藉由使用一滑動窗選擇的三個符號；關於成為一當前經處理及可能受損害之輸入波形區段之來源的可能性而對三個調變符號之所有八個可能組合評分；藉由一組經匹配濾波器根據該三個輸入符號之I-Q波形來計算評分；界定一格子，該格子基於經由連續窗位置之一重疊中之共同符號而相關的評分來表示一評分序列內的一機率關係；及使用該格子以驅動一維特比解碼器來尋找該等個別調變符號中之每一者的一最佳估計。
根據該方法之另一實施例，該選擇該三個連續MSK符號之步驟藉由一滑動三符號窗進行。根據該方法之另一實施例，該評分該三個連續MSK符號之每一組合之假設的步驟藉由一組經匹配濾波器之線性量化輸出來進行，每一濾波器涵蓋三個連續MSK符號之該八個可能組合中之一者。
根據該方法之另一實施例，該格子係由對應於兩(2)個MSK符號之四(4)個可能組合之四(4)個記憶體狀態建構，且將該等計算出之評分作為分支度量指派至該等記憶體狀態之間的轉變，使得其將其間之機率關係表示為由該三符號滑動窗建立。根據該方法之另一實施例，在維特比演算法中使用該經建構之格子以尋找由經取樣之I-Q格式MSK符號之序列表示的資料之最佳估計。
根據該方法之另一實施例，ADC為一(1)位元ADC。根據該方法之另一實施例，該一(1)位元ADC輸出經由產生四(4)個同相(I)位元及四(4)個正交相(Q)位元之一整數倍降低取樣濾波器而饋入。
根據另一實施例，一種用於數位地解調變一最小頻移鍵控(MSK)信號之裝置可包含：一類比轉數位轉換器(ADC)，其用於取樣該MSK信號及將該經取樣之MSK信號轉換為其之複數個數位表示；一降頻轉換濾波器，其用於整數倍降低取樣經取樣資料信號之該等數位表示，及將該等經取樣資料信號之該等經整數倍降低取樣數位表示轉換為同相(I)及正交相(Q)MSK符號；一個三MSK符號窗，其用於選擇三個連續MSK符號；一經匹配濾波器組，其用於對該等選定之三個連續MSK符號之每一組合之假設評分；及一維特比解碼器，其用於選擇該三個連續MSK符號之該組合之一最高評分之假設且為該等選定之三個連續MSK符號中之每一者提供一最可能之邏輯位準。
根據另一實施例，該MSK信號在該MSK信號經取樣之前於一混頻器中向下頻率變換至一零中頻(IF)。根據另一實施例，該ADC為一(1)位元ADC。根據另一實施例，該降頻轉換濾波器將一(1)位元ADC輸出整數倍降低取樣為四(4)個同相(I)位元及四(4)個正交相(Q)位元。根據另一實施例，該三符號窗為一滑動三符號窗。根據另一實施例，該經匹配濾波器組包含八個線性量化之濾波器，該等濾波器經組態以對該等選定之三個連續MSK符號之每一組合之該等假設評分。
可藉由參考結合附圖所作之以下描述來獲取本發明之較完整理解。
雖然本發明允許具有各種修改及替代形式，但已在圖式中展示本發明之特定實例實施例且在本文中加以詳細描述。然而，應理解，特定實例實施例之本文描述並不意欲將本發明限於本文所揭示之特定形式，而相反，本發明將涵蓋如由隨附申請專利範圍所界定之所有修改及均等物。
本發明呈現一種用於根據一MSK信號串流之經取樣及數位化I-Q表示來解調變及解碼該MSK信號串流之方法及裝置，該I-Q表示在傳輸期間由雜訊污染及由於在無線收發器之初始階段在內部進行處理的同時所積累之損害而失真。該方法及裝置一般可適用，然而，若需要，則數字資料可與圖1所呈現之實例實施例有關。
如圖1所示，類比無線電並未將I-Q樣本直接提供至MSK接收鏈(本發明之標的)。相反，其使其內部可用之經濾波低IF信號經受高增益、硬限幅放大，將結果傳經1位元ADC(臨限比較器)，且在輸出處呈現一經取樣之位元串流。因此需要一數位信號處理前端來恢復I-Q表示。該配置藉由消除多位元I-Q AD轉換器而減少功率消耗(其為行動無線收發器中之重要考慮因素)，但即使在理想、無雜訊情況下亦引入信號損害，如圖2之實例波形所表示。另外，接收頻道不再為線性，因此標準雜訊降低演算法、濾波不可在進一步處理中有效使用。
經MSK調變之序列之相位曲線由符號邊界之間的線性區段組成。每一區段自在先前符號末端達到之值連續開始，且取決於當前調變符號而改變±90°(必要時繞回至180°頻帶中)。若吾人考慮三個連續符號上之相位曲線之一部分，如圖3中所進行，則顯然中間區段及因此相應調變符號完全由另兩者來判定。
當此等計算出之相位區段中之任一者或全部可能錯誤時，相位曲線之三個連續區段中之上述確定性關係變為機率關係。在此情況下，必須求助於假設測試。吾人具有三個符號之八個可能調變序列(自+++至---)以及相應的理想I、Q及相位波形。假設測試與所討論組合可能已產生當前但至此已受損害之三符號輸入區段的可能性成比例地將得分指派至該等組合中之每一者。一種實現方式係藉由「比較該理想波形與實際接收到之波形」。獲勝之假設可接著選擇序列中之任一或全部經調變符號之值。
如圖4上之實例所示，I及Q波形上之經匹配濾波器組藉由並行執行匹配且獲得結果之量值來產生得分。相反，亦可使用經由一潛在不同函數由輸入信號計算的相位曲線。兩種途徑為同一方法之不同實施例，因此兩者均由本發明所涵蓋。
圖4上亦明顯可見，若三符號寬之窗在接收到之波形上滑動，則逐步驟之假設測試並非獨立的：所有調變符號有助於三個連續假設測試。反過來，此又建立一較長期之相依，該相依可藉由以個別假設測試之輸出來驅動一維特比決策過程而經採用。
圖5呈現實現此可能性之配置。產生之問題為順序之經匹配濾波器組之輸出(y i )之線性量化量值是否可直接用於該維特比演算法之格子中。作為模擬結果，如圖6所呈現，其展示模擬結果相對於相關訊雜比(SNR)區域中之對數似然比(LLR i )近似線性。
因此，可將濾波器之輸出之線性量化量值y i 隨分支度量直接饋給維特比解碼器，使得所積累之路徑度量近似於假設序列中之每一者的對數似然比。
圖7及圖8上呈現驅動維特比演算法之格子的構造。圖7界定用調變符號之有序對來標記之存儲器狀態，且展示在三符號窗滑動至下一位置中時發生的狀態轉變之一般構造。圖8藉由指定所有可能狀態、狀態轉變以及經量化之經匹配濾波器組輸出至狀態轉變的指派而完成構造。(亦展示根據該構造得出之相加-比較-選擇規則)。剩下未界定的為維特比演算法之回溯長度(trace-back)。在圖1所例示的情況下將其設定為4。
圖9描繪在圖1之接收器內實施之方法的效能，PER對Eb/No。在1% PER下，其相對於直接非相干設計得到6 dB，且靠近理論邊界~2.5 dB。若吾人考慮實施損耗：無線電中為~1.5 dB(來自濾波器之ISI、硬限幅)，及數位部分中為~1dB(AFC不準確性、有限的定點精度)，則該方法達成實用最佳。
雖然已描繪、描述且藉由參考本發明之實例實施例來界定本發明之實施例，但此類參考並不暗示對本發明之限制，且將不會推斷出此類限制。所揭示之標的能夠在形式及功能上具有相當大的修改、更改及均等物，如熟習相關技術且受益於本發明者所將理解。本發明之所描繪及描述實施例僅為實例，且並非本發明之範疇之詳盡表示。
圖1說明根據本發明之特定實例實施例的耦接至數位處理器之無線MSK接收器的示意方塊圖；
圖2說明理想MSK I-Q信號及其作為圖1所示之無線接收器中之MSK接收鏈的輸入的樣本之示意波形圖；
圖3說明根據本發明之教示的在複數個MSK符號中之三者上具有一滑動窗的MSK符號之示意波形圖；
圖4說明根據本發明之教示的將接收到之樣本與三個順序MSK符號之所有可能組合匹配之經匹配濾波器組的示意波形及方塊圖；
圖5說明數位MSK接收鏈之一概念配置；
圖6說明驗證經匹配濾波器組之輸出在維特比(Viterbi)決策過程中用作對數似然比的實驗結果；
圖7說明根據本發明之教示的包含複數個順序MSK符號中之三者的滑動窗及其格子圖之構塊；
圖8說明根據本發明之教示的在判定所接收之MSK符號中使用之維特比決策過程之格子圖之一片段的圖形細節；及
圖9說明根據本發明之教示的效能特性之圖形曲線。
(無元件符號說明)

Claims (11)

  1. 一種用於數位地解調變一最小頻移鍵控(MSK)信號之方法，該方法包含以下步驟：接收經取樣之I-Q格式MSK符號之一序列；同時處理該接收到之經取樣之I-Q格式MSK符號序列中藉由使用一滑動窗選擇的三個符號；關於成為一當前經處理及可能受損害之輸入波形區段之一來源的可能性而對三個調變符號之所有八個可能組合評分；藉由一組經匹配濾波器(a bank of matched filter)根據該三個輸入符號之I-Q波形以該組經匹配濾波器之線性量化輸出來計算評分，其中每一濾波器涵蓋三個連續MSK符號之八個可能組合中之一者；界定一接收該等線性量化輸出之格子，該格子基於經由連續窗位置之一重疊中之共同符號而相關的評分來表示一評分序列內的一機率關係；及使用該格子以驅動一維特比解碼器來尋找該等個別調變符號中之每一者的一最佳估計。
  2. 如請求項1之方法，其中該選擇該三個連續MSK符號之步驟藉由一滑動三符號窗進行。
  3. 如請求項1之方法，其中該格子係由對應於兩(2)個MSK符號之四(4)個可能組合之四(4)個記憶體狀態建構，且將該等計算出之評分作為分支度量指派至該等記憶體狀態之間的轉變，使得其將其間之該機率關係表示為由該 三符號滑動窗建立。
  4. 如請求項3之方法，其中在該維特比演算法中使用該經建構之格子以尋找由該經取樣之I-Q格式MSK符號序列表示的資料之最佳估計。
  5. 如請求項1-4之一者之方法，其中藉由一個一(1)位元ADC取樣該等MSK符號。
  6. 如請求項5之方法，其中該一(1)位元ADC輸出經由產生四(4)個同相(I)位元及四(4)個正交相(Q)位元之一整數倍降低取樣濾波器而饋入。
  7. 一種用於數位地解調變一最小頻移鍵控(MSK)信號之裝置，包含：一類比轉數位轉換器(ADC)，其用於取樣該MSK信號及將該經取樣之MSK信號轉換為其之複數個數位表示；一降頻轉換濾波器，其用於整數倍降低取樣該等經取樣資料信號之該等數位表示，及將該等經取樣資料信號之該等經整數倍降低取樣數位表示轉換為同相(I)及正交相(Q)MSK符號；一個三MSK符號窗，其用於選擇三個連續MSK符號；一經匹配濾波器組，其用於對該選定之三個連續MSK符號之每一組合之評分，其中該經匹配濾波器組產生八個線性量化輸出，該等線性量化輸出經組態以評分該等選定之三個連續MSK符號之每一組合；及一維特比解碼器，其接收來自該經匹配濾波器組之線性量化輸出及用於選擇該三個連續MSK符號之該組合之 一最高評分且為該選定之三個連續MSK符號中之每一者提供一最可能之邏輯位準。
  8. 如請求項7之裝置，其中該MSK信號在該MSK信號經取樣之前於一混頻器中經向下頻率變換至一零中頻(IF)。
  9. 如請求項7或8之裝置，其中該ADC為一個一(1)位元ADC。
  10. 如請求項9之裝置，其中該降頻轉換濾波器將該一(1)位元ADC輸出整數倍降低取樣為四(4)個同相(I)位元及四(4)個正交相(Q)位元。
  11. 如請求項7或8之裝置，其中該三符號窗為一滑動三符號窗。
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