TWI549421B - Voltage controlled oscillator - Google Patents

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TWI549421B TW103145257A TW103145257A TWI549421B TW I549421 B TWI549421 B TW I549421B TW 103145257 A TW103145257 A TW 103145257A TW 103145257 A TW103145257 A TW 103145257A TW I549421 B TWI549421 B TW I549421B
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Description

壓控震盪器
本發明是有關於一種壓控震盪器，特別是指一種應用於射頻(Radio Frequency，縮寫為RF)電路中的壓控震盪器(voltage-controlled oscillator，縮寫為VCO)。
在無線通訊技術中，壓控震盪器(voltage-controlled oscillator，縮寫為VCO)扮演著相當重要的角色，可藉由改變壓控震盪器的輸出頻率來選擇不同頻道之訊號作為升降頻之用，近年來，由於資料傳輸量日益增長，如何有效提升操作頻率及調頻範圍即為重要的研究方向。
參閱圖1，為習知一種壓控震盪器，包括二電感L g 、二可變電容C d 、二呈交叉耦合對的電晶體M 1、M 2，及一電流源11。
該等電感L g 之連接點電連接一輸入電壓V DD ，該等可變電容C d 分別電連接該等電感L g 且其連接點電連接一偏壓V tune ，該等電晶體M 1、M 2之汲極(drain)及閘極(gate)分別電連接該等可變電容C d ，該電流源11電連接於該等電晶體之源極(source)與接地端間。
一般使用時，可藉由調整該偏壓V tune 的電壓值以改變該等可變電容C d 的電容值，進而調整壓控震盪器的輸出頻率。
然而，習知壓控震盪器中，因為受到該等電晶體M 1、M 2之等效並聯電容(effective parasitic capacitance)影響，使得操作頻率及調頻範圍皆會受到侷限，再者，為了使該等電晶體M 1、M 2操作在飽和區且同時維持足夠輸出電壓擺幅(output voltage swing)，導致該輸入電壓V DD 的電壓值必須提高，而有較高的功率耗損。
因此，本發明之目的，即在提供一種可提升操作頻率及調頻範圍的壓控震盪器。
於是本發明壓控震盪器，包含一震盪電源端、一第一輸出端、一第二輸出端、二第一電感、二可變電容、一第一電晶體、一第二電晶體、二第二電感，及一反向可調源極退化模組。
該等第一電感分別具有一電連接該震盪電源端的第一端，及一第二端。
該等可變電容分別具有一接收一第一偏壓的第一端，及一第二端，該等可變電容的第二端分別電連接其中一及其中另一第一電感的第二端，且該等可變電容的電容值相關於該第一偏壓的電壓值。
該第一電晶體具有一電連接該第一輸出端及其中一可變電容之第二端的第一端、一第二端，及一電連接 該第二輸出端的控制端。
該第二電晶體具有一電連接該第二輸出端及其中另一可變電容之第二端的第一端、一第二端，及一電連接該第一輸出端的控制端。
該等第二電感分別電連接於該第一輸出端與該第二電晶體之控制端間、該第二輸出端與該第一電晶體之控制端間。
該反向可調源極退化模組電連接於該第一電晶體之第二端與接地端間、該第二電晶體之第二端與接地端間。
本發明之功效在於：藉由設置該反向可調源極退化模組，可降低該第一電晶體、該第二電晶體之等效並聯電容，能大幅增加操作頻率及調頻範圍，而藉由設置該第二電感，可使電路容易起振、降低對該第一電晶體、該第二電晶體的電晶體轉導需求，進而減少功率消耗。
2‧‧‧震盪電源端
3‧‧‧第一輸出端
4‧‧‧第二輸出端
L d ‧‧‧第一電感
C d ‧‧‧可變電容
V T1‧‧‧第一偏壓
M 1‧‧‧第一電晶體
M 2‧‧‧第二電晶體
L g ‧‧‧第二電感
5‧‧‧反向可調源極退化模組
L s ‧‧‧源極退化電感
C s ‧‧‧源極退化可變電容
V T2‧‧‧第二偏壓
6‧‧‧雙推電路
V DD ‧‧‧第一電壓
V out ‧‧‧倍頻輸出電壓
61‧‧‧電源端
62‧‧‧輸出電壓端
R 1‧‧‧量測儀器的輸出阻抗
Z‧‧‧傳輸阻抗
C 1‧‧‧直流阻絕電容
C p ‧‧‧旁路電容
7‧‧‧輸出緩衝放大電路
71‧‧‧輸入端
72‧‧‧輸出端
C 2‧‧‧第一直流阻絕電容
M 3‧‧‧放大電晶體
L 1‧‧‧高頻阻絕電感
C 3‧‧‧第二直流阻絕電容
R 2‧‧‧量測儀器的輸出阻抗
V DD2‧‧‧第二電壓
V G ‧‧‧第三偏壓
V o1‧‧‧第一輸出電壓
V o2‧‧‧第二輸出電壓
R d ‧‧‧寄生電阻
v i ‧‧‧輸入電壓
v o ‧‧‧輸出電壓
C EQ ‧‧‧等效並聯電容
R EQ ‧‧‧等效並聯電阻
C gs1、C gs2、C gs ‧‧‧電晶體閘極-源極電容
V X ‧‧‧測試電壓
I X ‧‧‧測試電流
Y IN ‧‧‧等效阻抗
V gs1、V gs2‧‧‧電晶體閘極-源極電壓
g m ‧‧‧電晶體轉導
本發明之其他的特徵及功效，將於參照圖式的實施方式中清楚地呈現，其中：圖1是習知一種壓控震盪器的電路示意圖；圖2是本發明壓控震盪器之一實施例的電路示意圖；圖3是該實施例的一電路示意圖，說明一等效小訊號電路模型；圖4是圖3之等效小訊號電路模型的單邊電路示意圖； 圖5是該實施例的另一電路示意圖，說明由一第一電晶體及一第二電晶體之汲極往下看的等效電路模型；及圖6是一示意圖，輔助說明該等效電路模型的等效並聯電容及等效並聯電阻。
參閱圖2，本發明壓控震盪器之實施例包含一震盪電源端2、一第一輸出端3、一第二輸出端4、二第一電感L d 、二可變電容C d 、一第一電晶體M 1、一第二電晶體M 2、二第二電感L g 、一反向可調源極退化模組5(reversely tunable LC source-degeneration)、一雙推電路6(push-push technique)，及二輸出緩衝放大電路7。
該震盪電源端2輸出一震盪電壓，且該震盪電壓具有一載波頻率(carrier frequency)f o ，及呈2f o 、3f o 、4f o ...頻率的諧波訊號。
該第一輸出端3與該第二輸出端4所輸出之電壓互為差動訊號，且相位差為180度。
該等第一電感L d 分別具有一電連接該震盪電源端2的第一端，及一第二端。
該等可變電容C d 分別具有一接收一第一偏壓V T1的第一端，及一第二端，該等可變電容C d 的第二端分別電連接其中一及其中另一第一電感L d 的第二端，且該等可變電容C d 的電容值相關於該第一偏壓V T1的電壓值，藉由調整該第一偏壓V T1的電壓值，即可改變該等可變電容C d 的電容值大小。
該第一電晶體M 1具有一電連接該第一輸出端3及其中一可變電容C d 之第二端的第一端、一第二端，及一電連接該第二輸出端4的控制端。
該第二電晶體M 2具有一電連接該第二輸出端4及其中另一可變電容C d 之第二端的第一端、一第二端，及一電連接該第一輸出端3的控制端。
於本實施例中，該第一電晶體M 1及該第二電晶體M 2的第一端、第二端、控制端分別為電晶體的汲極(drain)、源極(source)、閘極(gate)。
該等第二電感L g 分別電連接於該第一輸出端3與該第二電晶體M 2之控制端間、該第二輸出端4與該第一電晶體M 1之控制端間。
該反向可調源極退化模組5電連接於該第一電晶體M 1之第二端與接地端間、該第二電晶體M 2之第二端與接地端間，並包括二源極退化電感L s ，及二源極可變電容C s 。
該等源極退化電感L s 分別電連接於該第一電晶體M 1之第二端與接地端間、該第二電晶體M 2之第二端與接地端間。
該等源極退化可變電容C s 分別具有一接收一第二偏壓V T2的第一端，及一第二端，該等源極退化可變電容C s 的第二端分別電連接該第一電晶體M 1的第二端、該第二電晶體M 2的第二端，且該等源極退化可變電容C s 的電容值相關於該第二偏壓V T2的電壓值，藉由調整該第二偏壓V T2的電壓 值，即可改變該等源極退化可變電容C s 的電容值大小。
該雙推電路6電連接該震盪電源端2，接收一第一電壓V DD 並輸出至該震盪電源端2，接收該震盪電源端2之震盪電壓以輸出一倍頻輸出電壓V out ，於本實施例中，該倍頻輸出電壓V out 的震盪頻率為該震盪電源端2之震盪電壓的載波頻率f o 之兩倍。
該雙推電路6包括一接收該第一電壓V DD 的電源端61、一輸出該倍頻輸出電壓V out 的輸出電壓端62、一傳輸阻抗Z、一直流阻絕電容C 1，及一旁路電容C p ，其中，圖2中之R 1為量測儀器(圖未示)的輸出阻抗，一般為50歐姆。
該傳輸阻抗Z電連接於該電源端61與該震盪電源端2間，且其阻抗值相關於該震盪電源端2的震盪電壓頻率之二階諧波訊號的四分之一波長(通常表示為λ/4(@ 2f o ))，藉此，該震盪電源端2之震盪電壓頻率的二階諧波訊號2f o 不會往左傳輸，而只能往右端的輸出電壓端62形成該倍頻輸出電壓V out 輸出，而其餘的諧波訊號f o 、3f o 、4f o ...則會往左傳輸。
該旁路電容C p 電連接於該電源端61與接地端間，用以穩定該第一電壓V DD 的電壓輸入。
該直流阻絕電容C 1電連接於該該震盪電源端2與該輸出電壓端62間，用以隔絕直流電壓，僅供交流電壓通過。
每一輸出緩衝放大電路7具有一輸入端71，及一輸出端72，該等輸出緩衝放大電路7的輸入端71分別電 連接該第一輸出端3、該第二輸出端4，用以分別接收該第一輸出端3及該第二輸出端4之電壓並放大處理後由該等輸出端72輸出為第一輸出電壓V o1及第二輸出電壓V o2。
每一輸出緩衝放大電路7包括一放大電晶體M 3、一第一直流阻絕電容C 2、一高頻阻絕電感L 1，及一第二直流阻絕電容C 3，其中，圖2中之R 2為量測儀器的輸出阻抗，一般為50歐姆。
該放大電晶體M 3具有一接收一第二電壓V DD2的第一端，一接地的第二端，及一電連接該輸入端71的控制端，該放大電晶體M 3的控制端接收一第三偏壓V G 而運作於飽和區。
於本實施例中，該放大電晶體M 3的第一端、第二端、控制端分別為電晶體的汲極(drain)、源極(source)、閘極(gate)。
該第一直流阻絕電容C 2電連接於該輸入端71與該放大電晶體M 3的控制端間，用以隔絕直流電壓，僅供交流電壓通過。
該高頻阻絕電感L 1具有一接收該第二電壓V DD2的第一端，及一電連接該放大電晶體M 3的第一端的第二端，用以隔絕交流電壓，僅供直流電壓通過。
該第二直流阻絕電容C 3電連接於該放大電晶體M 3的第一端與該輸出端72間，用以隔絕直流電壓，僅供交流電壓輸出。
原理說明如下： 由於該壓控震盪器的震盪運作方式為此業界所熟悉內容，在此不贅述。
參閱圖2、圖3及圖4，為方便說明及降低計算複雜度起見，圖3及圖4中省略部分電路，圖3所示為該第一電感L d 、該可變電容C d 、該第二電感L g 、該第一電晶體M 1、該第二電晶體M 2的等效小訊號電路模型，圖4為圖3中單邊電路於共振時的等效小訊號電路模型(以該第一電晶體M 1側作為說明)，其中，R d 為該第一電感L d 及該可變電容C d 的寄生電阻，於該等效小訊號電路模型中，該第一電感L d 的第一端、該可變電容C d 的第一端可視為虛擬接地(virtual ground)，於共振時，由於該第一電感L d 及該可變電容C d 會共振開路(jωL d =1/jωC d ，ω為該第一電感L d 與該可變電容C d 之諧振頻率)，因此於圖4中省略。
於圖4中，單邊電路的電壓增益G 1推導如下：
其中，V gs1為該第一電晶體M 1的閘極-源極電壓，C gs1為該第一電晶體M 1的閘極-源極電容，v i 、v o 為假設的等效輸入及輸出電壓，g m 為電晶體轉導(Transconductance)，G 2為圖3中該第二電晶體M 2側的電壓增益，由於兩側電路對稱，因此該第一電晶體M 1側的電壓增益G 1相同於該第二電晶體M 2側的電壓增益G 2，電路的總增益G則為兩側電路的增益 相乘。
由公式4中可以看出，在沒有加入該等第二電感L g 的情況下，電路的總增益G會為g m 2 R d 2，而藉由加入該等第二電感L g ，可以提高迴路的總增益，使震盪器更容易達到起振條件(迴路增益≧1)，而當電路的總增益G固定時，加入該等第二電感L g 則可以降低對該第一電晶體M 1、該第二電晶體M 2的電晶體轉導g m 值之需求，因此可以進一步降低功耗。
參閱圖2、圖5及圖6，圖5所示為由該第一電晶體M 1之汲極、該第二電晶體M 2之汲極往下方看的等效電路模型，其中，為了簡化分析，圖5中省略該等第二電感L g ，該第一電晶體M 1的閘極-源極電容、該第二電晶體M 2的閘極-源極電容則皆標示為C gs 。
推導公式如下：
其中，C EQ 、R EQ 分別為由該第一電晶體M 1、該第二電晶體M 2的閘極與汲極共接點看入之等效並聯電容及等 效並聯電阻，，，，ω T =g m /C gs ，ω為 該第一電感L d 與該可變電容C d 之諧振頻率、ω 1為該源極退化 電感L s 與電晶體閘極-源極電容C gs 之諧振頻率、ω 2為該源極退化電感L s 與該源極退化可變電容C s 之諧振頻率、ω T 為該第一電晶體M 1、該第二電晶體M 2的電流增益截止頻率(current-gain cut-off frequency)，若ω T >>ω 1，ω T >>ω 2，公式簡化如下：
由上述公式(8)中，可以看出當C s 減少時，C s /C gs 隨之降低，等效並聯電容C EQ 即可大幅被降低。
由於在壓控震盪器中，第一電感L d 、可變電容C d 及等效並聯電容C EQ 一起構成LC共振腔，因此，當等效並聯電容C EQ 降低時，LC共振腔中的總電容C(即可變電容C d 及等效並聯電容C EQ 所並聯之等效電容)也隨之減小，由於壓控震盪器之操作頻率由LC共振腔中的總電感L與總電容C決 定，其公式為，因此，當該等效並聯電 容C EQ 降低，總電容C亦隨之減少，壓控震盪器之操作頻率即可跟著提高。
再者，當等效並聯電容C EQ 降低時，亦表示可變電容C d 在LC共振腔的總電容中所佔的比例變大，如此，調整該可變電容C d 的電容值可對其總電容的影響變大，因此能增加調整頻率的範圍。
使用雷森公式(Lesson’s formula)推導本實施例的相位雜訊(phase noise)如下：
其中，L(Δf)為與載波頻率f o 的頻率偏移量(frequency offset)為Δf時的相位雜訊，且其單位為dBc/Hz，f c 為閃爍雜訊轉折頻率(flicker noise corner frequency)，其單位為Hz，Q是負載品質因數(loaded quality factor)，F是雜訊因數(noise factor)，k是波茲曼常數(Boltzmann constant)，其單位為J/K，T是溫度，其單位為K，P av 是震盪器輸出平均功率(average power at oscillator output)，R是源極退化可變電容C s 的等效雜訊電阻(equivalent noise resistance)，K VCO 是震盪器電壓增益(oscillator voltage gain)，其單位為Hz/V。
由公式(9)中可見，透過減少震盪器電壓增益K VCO ，可以降低相位雜訊L(Δf)，再者，對於已給定電感值的源極退化電感L s 而言，震盪器電壓增益K VCO 為源極退化可變電容C s 之dC/dV的比率，這表示與其將源極退化可變電容C s 偏壓在高K VCO 模式中，不如藉由將源極退化可變電容C s 偏壓在低K VCO 模式中可得到較好的相位雜訊L(Δf)表現，其中，偏壓於K VCO 模式是指偏壓於壓控震盪器的電壓頻率轉增益模式，而低K VCO 模式則指對應於CV曲線之低斜率的連接組態，高K VCO 模式指對應於CV曲線之高斜率的連接組態，其中，CV曲線之斜率是指該源極退化可變電容C s 之dC/dV的比率。
參閱圖2，於本實施例中，該第一電晶體M 1及該 第二電晶體M 2會於該震盪電源端2形成 的載波頻率，而由於該傳輸阻抗Z的 阻抗值為λ/4(@ 2f o )，亦即該傳輸阻抗Z在所傳輸的訊號頻率為2f o 時會形成開路，在其他的高諧波頻率時則會形成較低的阻抗，因此在該輸出電壓端62基本上只會形成震盪頻率為2f o =60GHz的倍頻輸出電壓V out ，如此，藉由設置該雙推電路6，即可同時提供f o 、2f o 兩個頻率的輸出。
經由以上的說明，可將本實施例的優點歸納如下：
一、藉由設置該反向可調源極退化模組5，可降低該第一電晶體M 1、該第二電晶體M 2之等效並聯電容C EQ ，故能大幅增加操作頻率及調頻範圍。
二、藉由於該第一電晶體M 1、該第二電晶體M 2的閘極設置該第二電感L g ，可以提高迴路的總增益，使震盪器更容易達到起振條件(迴路增益≧1)，而當電路的總增益G固定時，加入該等第二電感L g 則可以降低對該第一電晶體M 1、該第二電晶體M 2的電晶體轉導g m 值之需求，因此可以進一步降低功耗。
三、藉由加入該第一電感L d 及該源極退化電感L s ，使得由該震盪電源端2至接地端的直流壓降可以忽略，相較於習知技術，可大幅降低電路所需的供應電壓，進而降低功耗。
四、藉由設置該反向可調源極退化模組5，並藉由改變該第二偏壓V T2來調整所偏壓的K VCO 模式，可以透過減 少震盪器電壓增益K VCO ，而達到降低相位雜訊L(Δf)的功效。
五、藉由設置該雙推電路6，可以同時提供兩種頻率輸出，達成雙頻帶輸出的功效。
綜上所述，本發明不僅可有效提升操作頻率及調頻範圍，還可提高迴路的總增益、容易起振、降低功耗、減少相位雜訊，並達成雙頻帶輸出，故確實能達成本發明之目的。
惟以上所述者，僅為本發明之實施例而已，當不能以此限定本發明實施之範圍，即大凡依本發明申請專利範圍及專利說明書內容所作之簡單的等效變化與修飾，皆仍屬本發明專利涵蓋之範圍內。
2‧‧‧震盪電源端
3‧‧‧第一輸出端
4‧‧‧第二輸出端
L d ‧‧‧第一電感
C d ‧‧‧可變電容
V T1‧‧‧第一偏壓
M 1‧‧‧第一電晶體
M 2‧‧‧第二電晶體
L g ‧‧‧第二電感
5‧‧‧反向可調源極退化模組
L s ‧‧‧源極退化電感
C s ‧‧‧源極退化可變電容
V T2‧‧‧第二偏壓
6‧‧‧雙推電路
V DD ‧‧‧第一電壓
V out ‧‧‧倍頻輸出電壓
61‧‧‧電源端
62‧‧‧輸出電壓端
R 1‧‧‧量測儀器的輸出阻抗
Z‧‧‧傳輸阻抗
C 1‧‧‧直流阻絕電容
C p ‧‧‧旁路電容
7‧‧‧輸出緩衝放大電路
71‧‧‧輸入端
72‧‧‧輸出端
C 2‧‧‧第一直流阻絕電容
M 3‧‧‧放大電晶體
L 1‧‧‧高頻阻絕電感
C 3‧‧‧第二直流阻絕電容
R 2‧‧‧量測儀器的輸出阻抗
V DD2‧‧‧第二電壓
V G ‧‧‧第三偏壓
V o1‧‧‧第一輸出電壓
V o2‧‧‧第二輸出電壓

Claims (8)

  1. 一種壓控震盪器，包含：一震盪電源端；一第一輸出端及一第二輸出端；二第一電感，分別具有一電連接該震盪電源端的第一端，及一第二端；二可變電容，分別具有一接收一第一偏壓的第一端，及一第二端，該等可變電容的第二端分別電連接其中一及其中另一第一電感的第二端，且該等可變電容的電容值相關於該第一偏壓的電壓值；一第一電晶體，具有一電連接該第一輸出端及其中一可變電容之第二端的第一端、一第二端，及一電連接該第二輸出端的控制端；一第二電晶體，具有一電連接該第二輸出端及其中另一可變電容之第二端的第一端、一第二端，及一電連接該第一輸出端的控制端；二第二電感，分別電連接於該第一輸出端與該第二電晶體之控制端間、該第二輸出端與該第一電晶體之控制端間；及一反向可調源極退化模組，電連接於該第一電晶體之第二端與接地端間、該第二電晶體之第二端與接地端間。
  2. 如請求項1所述的壓控震盪器，其中，該反向可調源極退化模組包括： 二源極退化電感，分別電連接於該第一電晶體之第二端與接地端間、該第二電晶體之第二端與接地端間，及二源極退化可變電容，分別具有一接收一第二偏壓的第一端，及一第二端，該等源極退化可變電容的第二端分別電連接該第一電晶體的第二端、該第二電晶體的第二端，且該等源極退化可變電容的電容值相關於該第二偏壓的電壓值。
  3. 如請求項2所述的壓控震盪器，其中，該震盪電源端輸出一震盪電壓，且該壓控震盪器還包含：一雙推電路，電連接該震盪電源端，接收一第一電壓並輸出至該震盪電源端，並接收該震盪電源端之震盪電壓以輸出一倍頻輸出電壓。
  4. 如請求項3所述的壓控震盪器，其中，該雙推電路包括：一電源端，接收該第一電壓，一輸出電壓端，輸出該倍頻輸出電壓，及一傳輸阻抗，電連接於該電源端與該震盪電源端間，且其阻抗值相關於該震盪電源端的震盪電壓頻率之二階諧波訊號的四分之一波長。
  5. 如請求項4所述的壓控震盪器，其中，該雙推電路還包括：一旁路電容，電連接於該電源端與接地端間，及一直流阻絕電容，電連接於該震盪電源端與該輸出 電壓端間。
  6. 如請求項4所述的壓控震盪器，還包含：二輸出緩衝放大電路，每一輸出緩衝放大電路具有一輸入端，及一輸出端，該等輸出緩衝放大電路的輸入端分別電連接該第一輸出端、該第二輸出端，用以分別接收該第一輸出端及該第二輸出端之電壓並於放大後由該等輸出端輸出。
  7. 如請求項6所述的壓控震盪器，其中，每一輸出緩衝放大電路包括：一放大電晶體，具有一接收一第二電壓的第一端，一接地的第二端，及一電連接該輸入端的控制端，該放大電晶體的控制端接收一第三偏壓而運作於飽和區。
  8. 如請求項7所述的壓控震盪器，其中，每一輸出緩衝放大電路還包括：一第一直流阻絕電容，電連接於該輸入端與該放大電晶體的控制端間，一高頻阻絕電感，具有一接收該第二電壓的第一端，及一電連接該放大電晶體的第一端的第二端，及一第二直流阻絕電容，電連接於該放大電晶體的第一端與該輸出端間。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI628913B (zh) * 2017-04-20 2018-07-01 國立暨南國際大學 Voltage controlled oscillator

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9742352B2 (en) * 2014-12-24 2017-08-22 National Chi Nan University Voltage-controlled oscillator
TWI628914B (zh) * 2017-04-07 2018-07-01 國立暨南國際大學 Multi-order wave voltage controlled oscillator
JP2020039102A (ja) * 2018-09-06 2020-03-12 セイコーエプソン株式会社 回路装置、発振器、電子機器及び移動体
KR102459225B1 (ko) * 2018-10-15 2022-10-27 한국전자통신연구원 푸쉬 풀 동작을 수행하는 전자 회로 및 그것을 포함하는 발진기

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20090184774A1 (en) * 2008-01-17 2009-07-23 National Taiwan University Transistor voltage-controlled oscillator
US8169269B2 (en) * 2007-09-25 2012-05-01 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Hartley voltage controlled oscillator
US20140159825A1 (en) * 2012-12-10 2014-06-12 Texas Instruments Incorporated Voltage controlled oscillator with low phase noise and high q inductive degeneration

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8169269B2 (en) * 2007-09-25 2012-05-01 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Hartley voltage controlled oscillator
US20090184774A1 (en) * 2008-01-17 2009-07-23 National Taiwan University Transistor voltage-controlled oscillator
US20140159825A1 (en) * 2012-12-10 2014-06-12 Texas Instruments Incorporated Voltage controlled oscillator with low phase noise and high q inductive degeneration

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI628913B (zh) * 2017-04-20 2018-07-01 國立暨南國際大學 Voltage controlled oscillator

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