TWI506938B - Single - switch - type load - sharing resonator - Google Patents

Description

單開關倍流型負載共振式轉換器

本發明係有關於一種單開關倍流型負載共振式轉換器，特別係設有輸入電壓源、儲能電感、功率開關、分流電容、共振槽之共振電感、共振槽之共振電容、耦合電容、倍流整流器之第一二極體、倍流整流器之第二二極體、倍流整流器之第一電感、倍流整流器之第二電感、濾波電容及負載所連接組成，其中功率開關跨接有寄生反向之開關二極體；如此，利用單一個功率開關在零電壓切換狀態下操作，可降低其切換損失，並具有柔性切換的特性，同時提高轉換器的操作效率，此外，此轉換器具有倍流整流器，不僅可以減少使用二極體，降低導通損失，也可增加轉換器輸出電流。

近年來隨著功率半導體元件、控制元件IC以及計算機等技術的進步，電力電子技術及應用領域越來越廣泛，不僅已成為目前工業界用電、製造業、自動化所需，更逐漸地深入一般人的生活當中，因此電力電子已成為目前國內外電力領域發展的重點；電力電子其目的就是要來控制從輸入電源到一個負載之間的電功率轉換，而控制的型式可以有很多種，在這所有從輸入電源到負載轉換的過程以及控制的型式中，轉換效率是很重要的，假設功率很大，但卻是以不夠好的效率來轉換，則電路會產生大量的損耗，因此要如何減少損失以及提高電路的轉換效率是很重要的；然 而，在許多利用電池供電的電子電路中以及電源電壓的控制，應用在筆記型電腦、手機的電池充放電系統控制、電源供應器、緊急照明燈、不斷電系統(Uninterruptable Power Supply)的電源電壓控制、LED光源的恆定電流驅動等電源電壓控制都是使用直流對直流轉換器，市場的使用率很廣泛，所以需要有效的降低電路元件的損失以及提升轉換器的效率；故，柔性切換的技術已漸漸取代了硬式切換的切換方式，柔性切換已成為現今的主流，所謂的柔性切換是指減少開關在切換的過程當中，開關上的電壓波形和電流波形所交疊的面積，而零電壓切換是指當開關在導通之前開關上的電壓就已降為零，使開關在導通的時候不會與開關上的電流重疊而產生導通的損失，另零電流切換為開關上的導通電流必須在開關截止前下降為零，使開關在截止的時候不會與開關上的電壓重疊而產生截止的損失；緣此，本發明人有鑑於習知存在有如上述之缺失，乃潛心研究、改良，遂得以首先發明本發明。

本發明之主要目的係在：利用單一個功率開關在零電壓切換狀態下操作，可降低其切換損失，並具有柔性切換的特性，同時提高轉換器的操作效率，此外，此轉換器具有倍流整流器，不僅可以減少使用二極體，降低導通損失，也可增加轉換器輸出電流之單開關倍流型負載共振式轉換器。

本發明之主要特徵係在：輸入電壓源正極連接儲能電感一端，儲能電感另一端連接功率開關一端、分流電容一端及共振槽之共振電感一端，功率開關跨接有寄生反向之開關二極體，共振電感另一端連接共 振槽之共振電容一端及耦合電容一端，耦合電容另一端連接倍流整流器之第一二極體陰極及倍流整流器之第一電感一端，第一二極體陽極連接倍流整流器之第二二極體陽極，第二二極體陰極連接共振電容另一端、分流電容另一端、功率開關另一端、輸入電壓源負極及倍流整流器之第二電感一端，第一電感另一端連接第二電感另一端、濾波電容一端及負載一端，負載另一端連接濾波電容另一端、第一二極體陽極及第二二極體陽極。

1‧‧‧共振槽

2‧‧‧倍流整流器

V _dc ‧‧‧輸入電壓源

i _dc ‧‧‧輸入電流

Ls‧‧‧儲能電感

v _LS ‧‧‧儲能電感電壓

i _LS ‧‧‧儲能電感電流

S‧‧‧功率開關

V _GS ‧‧‧驅動電壓

DS‧‧‧開關二極體

v _ds ‧‧‧開關電壓

i _s ‧‧‧開關電流

C₁ ‧‧‧分流電容

v _C1 ‧‧‧分流電容電壓

i _C1 ‧‧‧分流電容電流

Lp‧‧‧共振電感

v _LP ‧‧‧共振電感電壓

i _LP ‧‧‧共振電感電流

C₂ ‧‧‧共振電容

v _C2 ‧‧‧共振電容電壓

i _C2 ‧‧‧共振電容電流

v _a ‧‧‧共振槽輸入電壓

v _b ‧‧‧共振槽輸出電壓

C₃ ‧‧‧耦合電容

v _{C 3} ‧‧‧耦合電容電壓

i _C3 ‧‧‧耦合電容電流

D1‧‧‧第一二極體

v _D1 ‧‧‧第一二極體電壓

i _D1 ‧‧‧第一二極體電流

D2‧‧‧第二二極體

v _D2 ‧‧‧第二二極體電壓

i _D2 ‧‧‧第二二極體電流

L_o1 ‧‧‧第一電感

v _{Lo 1} ‧‧‧第一電感電壓

i _{Lo 1} ‧‧‧第一電感電流

L_o2 ‧‧‧第二電感

v _{Lo 2} ‧‧‧第二電感電壓

i _{Lo 2} ‧‧‧第二電感電流

Co‧‧‧濾波電容

v _CO ‧‧‧濾波電容電壓

i _CO ‧‧‧濾波電容電流

R‧‧‧負載

v _O ‧‧‧輸出電壓

i _O ‧‧‧輸出電流

第一圖所示係為本發明實施例之電路圖。

第二圖所示係為本發明實施例之方塊圖。

第三圖所示係為本發明實施例工作模式一之等效電路圖。

第四圖所示係為本發明實施例工作模式二之等效電路圖。

第五圖所示係為本發明實施例工作模式三之等效電路圖。

第六圖所示係為本發明實施例工作模式四之等效電路圖。

第七圖所示係為本發明實施例工作模式五之等效電路圖。

第八圖所示係為本發明實施例工作模式六之等效電路圖。

第九圖所示係為本發明實施例工作模式七之等效電路圖。

第十圖所示係為本發明實施例工作模式八之等效電路圖。

第十一圖所示係為本發明實施例工作模式九之等效電路圖。

第十二圖所示係為本發明實施例輸入電壓源V _dc 與輸入電流i _dc 之實測波形圖。

第十三圖所示係為本發明實施例儲能電感電壓v _LS 與儲能電感電流i _LS 之 實測波形圖。

第十四圖所示係為本發明實施例驅動電壓V _GS 與分流電容電壓v _C1 之實測波形圖。

第十五圖所示係為本發明實施例開關電壓v _ds 與開關電流i _s 之實測波形圖。

第十六圖所示係為本發明實施例分流電容電壓v _C1 與分流電容電流i _C1 之實測波形圖。

第十七圖所示係為本發明實施例共振電感電壓v _LP 與共振電感電流i _LP 之實測波形圖。

第十八圖所示係為本發明實施例共振電容電壓v _C2 與共振電容電流i _C2 之實測波形圖。

第十九圖所示係為本發明實施例耦合電容電壓v _C3 與耦合電容電流i _C3 之實測波形圖。

第二十圖所示係為本發明實施例共振槽輸出電壓v _b 與耦合電容電流i _C3 之實測波形圖。

第二十一圖所示係為本發明實施例共振槽輸出電壓v _b 與第一二極體電壓v _D1 之實測波形圖。

第二十二圖所示係為本發明實施例共振槽輸出電壓v _b 與第二二極體電壓v _D2 之實測波形圖。

第二十三圖所示係為本發明實施例第一二極體電壓v _D1 與第一二極體電流i _D1 之實測波形圖。

第二十四圖所示係為本發明實施例第二二極體電壓v _D2 與第二二極體電流i _D2 之實測波形圖。

第二十五圖所示係為本發明實施例輸出電壓v _O 與輸出電流i _O 之實測波 形圖。

有關本發明為達上述之使用目的與功效，所採用之技術手段，茲舉出較佳可行之實施例，並配合圖式所示，詳述如下：本發明之實施例，請參閱第一、二圖所示，主要係在輸入電壓源V _dc 正極連接儲能電感Ls一端，儲能電感Ls另一端連接功率開關S一端、分流電容C₁ 一端及共振槽1之共振電感Lp一端，功率開關S跨接有寄生反向之開關二極體DS，共振電感Lp另一端連接共振槽1之共振電容C₂ 一端及耦合電容C₃ 一端，耦合電容C₃ 另一端連接倍流整流器2之第一二極體D1陰極及倍流整流器2之第一電感L_o1 一端，第一二極體D1陽極連接倍流整流器2之第二二極體D2陽極，第二二極體D2陰極連接共振電容C₂ 另一端、分流電容C₁ 另一端、功率開關S另一端、輸入電壓源V _dc 負極及倍流整流器2之第二電感L_o2 一端，第一電感L_o1 另一端連接第二電感L_o2 另一端、濾波電容Co一端及負載R一端，負載R另一端連接濾波電容Co另一端、第一二極體D1陽極及第二二極體D2陽極。

使用時，請參閱第一、二圖所示，首先在輸入電壓源V _dc (電源側)輸入一穩定的直流電壓源，經過儲能電感Ls後將直流電壓源轉換成電流源，再驅動功率開關S 切換導通與不導通的模式，功率開關S 係選擇MOSFET電晶體開關，其內寄生反向之開關二極體DS可配合電路工作模式的動作，功率開關S 上並聯分流電容C₁ 及一組共振槽1，共振槽1輸入端形成共振槽輸入電壓v _a ，共振槽1輸出端形成共振槽輸出電壓v _b ，分流電容C₁ 是儲存能量或釋放能量給共振槽1，當功率開關S 切換為導通的狀態時，分流 電容電壓v _C1 被箝制在零，功率開關S 切換為不導通時，分流電容C₁ 先儲存能量，當分流電容電壓v _C1 到達最高點後，分流電容C₁ 再釋放能量給共振槽1，共振槽1係由共振電感L _p 串聯共振電容C ₂ 所組成，由於共振槽1經過共振之後所輸出的是高頻交流電，要將它轉換成直流電給負載R，就得利用輸出端的倍流整流器2將高頻的交流電轉換成直流電，再經過濾波電容Co將高頻的雜訊濾除後，即可得到更穩定的直流電流與電壓給負載R，而輸出端的倍流整流器2的第一二極體D ₁ 、第二二極體D₂ 是選擇使用蕭特基二極體(Schottky Diode)，由於電路是操作在高頻的環境下，所以二極體的逆向恢復時間需要很快的時間恢復，所謂的逆向恢復時間是指二極體由流過正向電流的導通狀態切換到不導通的狀態時所需的時間，因為一般低頻二極體逆向恢復時間較為緩慢，可能會造成整體電路效率降低、使電路上的元件溫度升高、導致元件燒壞毀損等缺點。

本發明之工作模式分別為：

一、工作模式一(t ₀ t <t ₁ )，如第三圖所示：當驅動電壓V _GS 從低電位轉成高電位時，功率開關S 為導通狀態，由於輸入電流-共振電感電流(i _dc -i _LP )小於零，所以電流反向流經功率開關S ，開關電流i _s 從負值開始上升，與功率開關S 並聯的分流電容電流i _C1 為零，分流電容C₁ 上並無電流流過，此時共振電感電流i _LP 小於耦合電容電流i _C3 ，故共振電感電流i _LP 減耦合電容電流i _C3 (等於共振電容電流i _C2 )小於零；當耦合電容電流i _C3 為正值時，倍流整流器2之輸出電流i _LO 流經第二二極體D ₂ ，使得第二二極體D ₂ 形成順向偏壓而導通，第一二極體D ₁ 不導通，當輸入電流-共振電感電流(i _dc -i _LP )上升至零時，進入工作模式二。

二、工作模式二(t ₁ t <t ₂ )，如第四圖所示：當驅動電壓V _GS 為高電位時，功率開關S 為導通狀態，由於輸入電流-共振電感電流(i _dc -i _LP )大於零，所以電流順向流經功率開關S ，開關電流i _s 由零開始上升，輸入電流i _dc 經由功率開關S 流回電源，與功率開關S 並聯的分流電容C₁ 無電流流過，則分流電容電流i _C1 為零，此時共振電感電流i _LP 小於耦合電容電流i _C3 ，故共振電感電流i _LP 減耦合電容電流i _C3 (等於共振電容電流i _C2 )小於零；當耦合電容電流i _C3 為正值時，倍流整流器2之輸出電流i _LO 流經第二二極體D ₂ ，使得第二二極體D ₂ 形成順向偏壓而導通，第一二極體D ₁ 不導通，當共振電感電流i _LP 下降至零時，進入工作模式三。

三、工作模式三(t ₂ t <t ₃ )，如第五圖所示：當驅動電壓V _GS 維持在高電位時，功率開關S 為導通狀態，此時輸入電流-共振電感電流(i _dc -i _LP )大於零，所以開關電流i _s 順向流經功率開關S ，輸入電流i _dc 經由功率開關S 流回輸入電壓源V _dc ，分流電容C₁ 上無電流流過，所以分流電容電流i _C1 仍然為零，此時共振電感電流i _LP 反向經過功率開關S 流回共振電容i _C2 ，當耦合電容電流i _C3 為正值時，倍流整流器2之輸出電流i _LO 流經第二二極體D ₂ ，使得第二二極體D ₂ 形成順向偏壓而導通，第一二極體D ₁ 不導通，當耦合電容電流i _C3 下降至負值時，進入工作模式四。

四、工作模式四(t ₃ t <t ₄ )，如第六圖所示：當驅動電壓V _GS 維持在高電位時，功率開關S 為導通狀態，此時輸入電流-共振電感電流(i _dc -i _LP )大於零，所以開關電流i _s 順向流經功率開關S ，輸入電流i _dc 經由功率開關S 流回輸入電壓源V _dc ，分流電容C₁ 上無電流流過，所以分流電容電流i _C1 仍然為零，此時共振電感電流i _LP 反向經過功率開關S 流回共振電容i _C2 ， 當耦合電容電流i _C3 為負值時，倍流整流器2之輸出電流i _LO 流經第一二極體D ₁ ，使得第一二極體D ₁ 形成順向偏壓而導通，第二二極體D ₂ 不導通，當驅動電壓V _GS 從高電位轉換成低電位時，進入工作模式五。

五、工作模式五(t ₄ t <t ₅ )，如第七圖所示：當驅動電壓V _GS 從高電位轉成低電位時，功率開關S 為截止狀態，開關電流i _s 為零，因功率開關S 截止的時候，使電流流經功率開關S 路徑形成斷路，輸入電流-共振電感電流(i _dc -i _LP )大於零，電流流經分流電容C₁ 開始對分流電容C₁ 充電，分流電容電壓v _C1 從零開始上升，這時共振電感電流i _LP 等於共振電容電流i _C2 加耦合電容電流i _C3 ，當耦合電容電流i _C3 為負值時，倍流整流器2之輸出電流i _LO 流經第一二極體D ₁ ，使得第一二極體D ₁ 形成順向偏壓而導通，第二二極體D ₂ 不導通，當共振電容電流i _C2 由負值上升至零時，進入工作模式六。

六、工作模式六(t ₅ t <t ₆ )，如第八圖所示：當驅動電壓V _GS 維持在低電位時，功率開關S 為截止狀態，開關電流i _s 為零，輸入電流-共振電感電流(i _dc -i _LP )大於零，電流流經分流電容C₁ 繼續對分流電容C₁ 充電，分流電容電壓v _C1 持續上升，這時耦合電容電流i _C3 等於共振電感電流i _LP 減共振電容電流i _C2 ，當耦合電容電流i _C3 為負值時，倍流整流器2之輸出電流i _LO 流經第一二極體D ₁ ，使得第一二極體D ₁ 形成順向偏壓而導通，第二二極體D ₂ 不導通，當共振電感電流i _LP 上升至零時，進入工作模式七。

七、工作模式七(t ₆ t <t ₇ )，如第九圖所示：當驅動電壓V _GS 為低電位時，功率開關S 為截止狀態，開關電流i _s 為零，輸入電流-共振電感電流(i _dc -i _LP )大於零，所以持續對分流電容C₁ 充電，這時共振電容電流i _C2 等於共振電感電流i _LP 減耦合電容電流i _C3 ，電流正向流經共振電容C₂ ，當 耦合電容電流i _C3 為負值時，倍流整流器2之輸出電流i _LO 流經第一二極體D ₁ ，使得第一二極體D ₁ 形成順向偏壓而導通，第二二極體D ₂ 不導通，當分流電容電壓v _C1 上升到最高值時，輸入電流-共振電感電流(i _dc -i _LP )下降至零，進入工作模式八。

八、工作模式八(t ₇ t <t ₈ )，如第十圖所示：當驅動電壓V _GS 為低電位時，功率開關S 為截止狀態，開關電流i _s 為零，輸入電流-共振電感電流(i _dc -i _LP )下降至負值，電流反向流經分流電容C₁ ，分流電容電流i _C1 為零，分流電容電壓v _C1 開始下降，對共振槽1放電，這時共振電容電流i _C2 等於共振電感電流i _LP 減耦合電容電流i _C3 ，電流正向流經共振電容C₂ ，當耦合電容電流i _C3 為負值時，倍流整流器2之輸出電流i _LO 流經第一二極體D ₁ ，使得第一二極體D ₁ 形成順向偏壓而導通，第二二極體D ₂ 不導通，當耦合電容電流i _C3 上升至正值時，進入工作模式九。

九、工作模式九(t ₈ t <t ₉ )，如第十一圖所示：當驅動電壓V _GS 為低電位時，功率開關S 為截止狀態，開關電流i _s 為零，輸入電流-共振電感電流(i _dc -i _LP )為負值，電流反向流經分流電容C₁ ，分流電容電流i _C1 為負值，分流電容電壓v _C1 維持在下降的狀態，這時共振電感電流i _LP 等於共振電容電流i _C2 加上耦合電容電流i _C3 ，當耦合電容電流i _C3 為正值時，倍流整流器2之輸出電流i _LO 流經第二二極體D ₂ ，使得第二二極體D ₂ 形成順向偏壓而導通，第一二極體D ₁ 不導通，當分流電容電壓v _C1 下降至零時，驅動電壓V _GS 從低電位轉成高電位，功率開關S 切換導通後回到工作模式一，完成一週的工作週期循環。

本發明輸入電壓源V _dc 與輸入電流i _dc 之實測波形圖，如第十 二圖所示，其CH1：X軸：2.5μs/div、Y軸：100V/div；CH2：X軸：2.5μs/div、Y軸：2A/div。

本發明儲能電感電壓v _LS 與儲能電感電流i _LS 之實測波形圖，如第十三圖所示，其CH1：X軸：2.5μs/div、Y軸：100V/div；CH2：X軸：2.5μs/div、Y軸：2A/div。

本發明驅動電壓V _GS 與分流電容電壓v _C1 之實測波形圖，如第十四圖所示，其CH1：X軸：2.5μs/div、Y軸：10V/div；CH2：X軸：2.5μs/div、Y軸：100V/div。

本發明開關電壓v _ds 與開關電流i _s 之實測波形圖，如第十五圖所示，其CH1：X軸：2.5μs/div、Y軸：100V/div；CH2：X軸：2.5μs/div、Y軸：2A/div。

本發明分流電容電壓v _C1 與分流電容電流i _C1 之實測波形圖，如第十六圖所示，其CH1：X軸：2.5μs/div、Y軸：100V/div；CH2：X軸：2.5μs/div、Y軸：2A/div。

本發明共振電感電壓v _LP 與共振電感電流i _LP 之實測波形圖，如第十七圖所示，其CH1：X軸：2.5μs/div、Y軸：100V/div；CH2：X軸：2.5μs/div、Y軸：2A/div。

本發明共振電容電壓v _C2 與共振電容電流i _C2 之實測波形圖，如第十八圖所示，其CH1：X軸：2.5μs/div、Y軸：50V/div；CH2：X軸：2.5μs/div、Y軸：2A/div。

本發明耦合電容電壓v _C3 與耦合電容電流i _C3 之實測波形圖，如第十九圖所示，其CH1：X軸：2.5μs/div、Y軸：100V/div；CH2： X軸：2.5μs/div、Y軸：2A/div。

本發明共振槽輸出電壓v _b 與耦合電容電流i _C3 之實測波形圖，如第二十圖所示，其CH1：X軸：2.5μs/div、Y軸：50V/div；CH2：X軸：2.5μs/div、Y軸：2A/div。

本發明共振槽輸出電壓v _b 與第一二極體電壓v _D1 之實測波形圖，如第二十一圖所示，其CH1：X軸：2.5μs/div、Y軸：50V/div；CH2：X軸：2.5μs/div、Y軸：50V/div。

本發明共振槽輸出電壓v _b 與第二二極體電壓v _D2 之實測波形圖，如第二十二圖所示，其CH1：X軸：2.5μs/div、Y軸：50V/div；CH2：X軸：2.5μs/div、Y軸：50V/div。

本發明第一二極體電壓v _D1 與第一二極體電流i _D1 之實測波形圖，如第二十三圖所示，其CH1：X軸：2.5μs/div、Y軸：50V/div；CH2：X軸：2.5μs/div、Y軸：2A/div。

本發明第二二極體電壓v _D2 與第二二極體電流i _D2 之實測波形圖，如第二十四圖所示，其CH1：X軸：2.5μs/div、Y軸：50V/div；CH2：X軸：2.5μs/div、Y軸：2A/div。

本發明輸出電壓v _O 與輸出電流i _O 之實測波形圖，如第二十五圖所示，其CH1：X軸：2.5μs/div、Y軸：20V/div；CH2：X軸：2.5μs/div、Y軸：2A/div。

本發明操作在高頻的環境下，具有電路體積小、重量輕以及低成本的優點，而共振槽特性阻抗以及切換頻率具有可調性，藉由調整不同的元件參數以及頻率可達到不同的效果，另輸出端設有一組倍流整流 器，而成為直流對直流的轉換器，所以利用單一個功率開關在零電壓切換狀態下操作，可降低其切換損失，並具有柔性切換的特性，同時提高轉換器的操作效率，此外，此轉換器具有倍流整流器，不僅可以減少使用二極體，降低導通損失，也可增加轉換器輸出電流。

綜上所述，本發明實施例確實已能達到所預期之目的及使用功效，且未見有相同結構特徵公知、公用在先者，故本發明當能符合發明專利之申請要件，爰依法提出申請，懇請早日審結，並核賜專利，實深任感荷。

1‧‧‧共振槽

2‧‧‧倍流整流器

V _dc ‧‧‧輸入電壓源

i _dc ‧‧‧輸入電流

Ls‧‧‧儲能電感

v _LS ‧‧‧儲能電感電壓

i _LS ‧‧‧儲能電感電流

S‧‧‧功率開關

V _GS ‧‧‧驅動電壓

DS‧‧‧開關二極體

v _ds ‧‧‧開關電壓

i _s ‧‧‧開關電流

C₁ ‧‧‧分流電容

v _C1 ‧‧‧分流電容電壓

i _C1 ‧‧‧分流電容電流

Lp‧‧‧共振電感

v _LP ‧‧‧共振電感電壓

i _LP ‧‧‧共振電感電流

C₂ ‧‧‧共振電容

v _C2 ‧‧‧共振電容電壓

i _C2 ‧‧‧共振電容電流

v _a ‧‧‧共振槽輸入電壓

v _b ‧‧‧共振槽輸出電壓

C₃ ‧‧‧耦合電容

v _{C 3} ‧‧‧耦合電容電壓

i _C3 ‧‧‧耦合電容電流

D1‧‧‧第一二極體

v _D1 ‧‧‧第一二極體電壓

i _D1 ‧‧‧第一二極體電流

D2‧‧‧第二二極體

v _D2 ‧‧‧第二二極體電壓

i _D2 ‧‧‧第二二極體電流

L_o1 ‧‧‧第一電感

v _{Lo 1} ‧‧‧第一電感電壓

i _{Lo 1} ‧‧‧第一電感電流

L_o2 ‧‧‧第二電感

v _{Lo 2} ‧‧‧第二電感電壓

i _{Lo 2} ‧‧‧第二電感電流

Co‧‧‧濾波電容

v _CO ‧‧‧濾波電容電壓

i _CO ‧‧‧濾波電容電流

R‧‧‧負載

v _O ‧‧‧輸出電壓

i _O ‧‧‧輸出電流

Claims (1)

1. 一種單開關倍流型負載共振式轉換器，主要係在輸入電壓源正極連接儲能電感一端，儲能電感另一端連接功率開關一端、分流電容一端及共振槽之共振電感一端，功率開關跨接有寄生反向之開關二極體，共振電感另一端連接共振槽之共振電容一端及耦合電容一端，耦合電容另一端連接倍流整流器之第一二極體陰極及倍流整流器之第一電感一端，第一二極體陽極連接倍流整流器之第二二極體陽極，第二二極體陰極連接共振電容另一端、分流電容另一端、功率開關另一端、輸入電壓源負極及倍流整流器之第二電感一端，第一電感另一端連接第二電感另一端、濾波電容一端及負載一端，負載另一端連接濾波電容另一端、第一二極體陽極及第二二極體陽極。