TWI499224B - 多模式射頻存取技術裝置中可消除干擾之接收器及其方法 - Google Patents

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TWI499224B
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Description

多模式射頻存取技術裝置中可消除干擾之接收器及其方法
本公開大體上涉及干擾消除。
例如，諸如智能電話的無線裝置現如今在單個裝置上集成多種無線接入技術(RAT)，包括4G(例如，長期演進(LTE))、3G、2G、WiFi、藍芽(BT)、全球定位系統(GPS)等。由於緊靠多個RAT的無線裝置，即使這兩個RAT在單獨的頻帶上進行操作，傳輸第一RAT，也可潛在地干擾第二RAT的接收。例如，在ISM(工業、科學和醫療)頻帶內進行操作的BT/WiFi例如可影響在頻帶7、38、40和41內進行操作的LTE。
可將用於減少協同定位的RAT之間的干擾的現有解决方案分成兩大類。第一類包括在協同定位的RAT的收發器內添加銳截止(sharp，銳化)發送和接收濾波器。第一類解决方案的一個明顯缺點在於，由於必須添加龐大的聲波型濾波器，所以增加了材料清單(BOM)並且增大了平臺的總體面積/尺寸。這種方法的其他缺點包括增大了接收器的噪音係數並且增大了發送器的插入損耗，這都會損害鏈接性能和系統吞吐量。
第二類現有解决方案包括在RAT之間進行調度和協調，以確保傳輸和接收不重疊。第二類的一個主要問題在於，為了減少干擾，犧牲了系統吞吐量。例如，由於需要在用戶設備和基地台之間發送信號，所以調度方法也需要改變空中介面標準。
根據本發明實施方式的一個方面，提供了用於減少接收器內干擾的方法。
(1)一種用於減少接收器內干擾的方法，包括：接收第一信號，其中，所述第一信號包括有用信號和無用信號，所述無用信號由施加至第一路徑的干擾信號產生；生成第二信號，其中，生成所述第二信號包括將所述干擾信號施加至第二路徑；處理所述第二信號以生成第三信號，包括基於所述第一路徑的第一傳遞函數和所述第二路徑的第二傳遞函數之間的差調節所述第二信號；以及從所述第一信號中減去所述第三信號以減少所述第一信號內的所述無用信號。
(2)根據(1)所述的方法，其中，所述無用信號包括由於所述干擾信號所造成的一個或多個帶外發射和互調失真產物。
(3)根據申請專利範圍第1項所述的方法，其中，所述 干擾信號由協同定位的發送器造成。
(4)根據(3)所述的方法，其中，所述第一路徑包括協同定位的發送器和接收器的接收路徑之間的板耦合路徑。
(5)根據(3)所述的方法，其中，所述第一路徑包括在所述協同定位的發送器的天線和所述接收器的天線之間的無線傳播路徑以及接收器的接收路徑。
(6)根據(5)所述的方法，其中，所述第二路徑包括所述接收器的反饋接收路徑，並且其中，將所述干擾信號施加至所述第二路徑包括：將所述反饋接收路徑耦接至所述協同定位的發送器的天線以生成第四信號，其中，所述干擾信號存在於所述協同定位的發送器的天線內；以及 基於所述干擾信號的發送中心頻率將所述第四信號下變頻以生成第二信號。
(7)根據(6)所述的方法，其中，處理所述第二信號進一步包括：將所述第二信號轉換成中心頻率，其中，所述中心頻率等於所述干擾信號的所述發送中心頻率和所述有用信號的接收中心頻率之間的差。
(8)根據(6)所述的方法，其中，處理所述第二信號進一步包括：生成所述第二信號的平方幅度。
(9)根據(5)所述的方法，其中，所述第二路徑包括所述接收器的數位介面，其中，將所述干擾信號施加至所述第二路徑，包括：將所述協同定位的發送器的發送路徑的信號點耦接至所述數位介面以生成所述第二信號，其中，所述干擾信號存在於所述信號點。
(10)根據(9)所述的方法，其中，所述信號點為所述協同定位的發送器的所述發送路徑的成幀器的輸出。
(11)根據(9)所述的方法，其中，處理所述第二信號進一步包括：根據所述有用信號和所述干擾信號之間的採樣率差轉換所述第二信號的採樣率。
(12)根據(11)所述的方法，其中，所述第二信號的採樣率和所述有用信號的採樣率源自公共基準時鐘。
(13)根據(9)所述的方法，其中，處理所述第二信號進一步包括：將所述第二信號轉換至中心頻率，其中，所述中心頻率等於所述干擾信號的發送中心頻率和所述有用信號的接收中心頻率之 間的差。
(14)根據(9)所述的方法，其中，處理所述第二信號進一步包括：生成所述第二信號的平方幅度。
(15)根據(5)所述的方法，其中，所述第二路徑包括所述接收器的反饋接收路徑，其中，將所述干擾信號施加至所述第二路徑包括：將所述反饋接收路徑耦接至功率檢測器，其中，所述功率檢測器與接收器的所述接收路徑的輸入耦接。
(16)一種接收器，包括：接收路徑，被配置為生成第一信號，其中，所述第一信號包括有用信號和無用信號，所述無用信號由施加至第一路徑的干擾信號生成；反饋接收路徑，被配置為由所述干擾信號生成第二信號；處理電路，被配置為處理所述第二信號以生成第三信號，其中，所述處理電路進一步被配置為基於所述第一路徑的第一傳遞函數和所述反饋接收路徑的第二傳遞函數之間的差調節所述第二信號；以及消除模組，被配置為從所述第一信號中減去所述第三信號，以減少所述第一信號內的所述無用信號。
(17)根據(16)所述的接收器，其中，所述干擾信號由協同定位的發送器造成。
(18)根據(17)所述的接收器，其中，所述第一路徑包括所述協同定位的發送器的天線和所述接收器的天線之間的無線傳播路徑以及所述接收器的所述接收路徑。
(19)根據(18)所述的接收器，其中，所述反饋接收路徑包括：耦合器，被配置為耦接至所述協同定位的發送器的天線以生 成第四信號，其中，所述干擾信號存在於所述協同定位的發送器的天線內；以及下變頻器，被配置為基於所述干擾信號的發送中心頻率將所述第四信號下變頻以生成所述第二信號。
(20)根據(19)所述的接收器，其中，所述處理電路包括：調頻器，被配置為將所述第二信號轉換成中心頻率，其中，所述中心頻率等於所述干擾信號的所述發送中心頻率和所述有用信號的接收中心頻率之間的差。
(21)根據(19)所述的接收器，其中，所述處理電路包括：延遲匹配模組，被配置為基於所述第一路徑和所述反饋接收路徑之間的定時偏移調節所述第二信號。
(22)根據(18)所述的接收器，其中，所述反饋接收路徑包括：功率檢測器，被配置為測量所述接收路徑的輸入處的功率，以生成所述第二信號。
(23)一種接收器，包括：接收路徑，被配置為生成第一信號，其中，所述第一信號包括有用信號和無用信號，所述無用信號由施加至第一路徑的干擾信號生成；數位介面，被配置為由所述干擾信號生成第二信號；處理電路，被配置為處理所述第二信號以生成第三信號，其中，所述處理電路進一步被配置為基於所述第一路徑的第一傳遞函數，調節所述第二信號；以及消除模組，被配置為從所述第一信號中減去所述第三信號，以減少所述第一信號內的所述無用信號。
(24)根據(23)所述的接收器，其中，所述干擾信號由 協同定位的發送器造成。
(25)根據(24)所述的接收器，其中，所述第一路徑包括所述協同定位的發送器的天線和所述接收器的天線之間的無線傳播路徑以及所述接收器的所述接收路徑。
(26)根據(24)所述的接收器，其中，所述數位介面被配置為與所述協同定位的發送器的發送路徑的信號點耦接以生成所述第二信號。
(27)根據(26)所述的接收器，其中，所述信號點為所述協同定位的發送器的所述發送路徑的成幀器的輸出。
(28)根據(23)所述的接收器，其中，所述數位介面包括：採樣率轉換模組，被配置為根據所述有用信號和所述干擾信號之間的採樣率差轉換所述第二信號的採樣率。
(29)根據(23)所述的接收器，其中，所述處理電路包括：調頻器，被配置為將所述第二信號轉換成中心頻率，其中，所述中心頻率等於所述干擾信號的所述發送中心頻率和所述有用信號的接收中心頻率之間的差。
(30)根據(23)所述的接收器，其中，所述處理電路包括：延遲匹配模組，被配置為基於所述第一路徑的延遲調節所述第二信號。
102‧‧‧第一頻譜
104‧‧‧第二頻譜
106‧‧‧帶內噪音
202‧‧‧第二RAT信號
204‧‧‧基頻
302‧‧‧TX路徑
304‧‧‧第二RAT的TX路徑
306‧‧‧第二RAT的接收(RX)路徑
308‧‧‧第二RAT的反饋接收路徑
310‧‧‧天線
312‧‧‧天線
314‧‧‧雙工器
316‧‧‧TX成幀器
318‧‧‧數位類比轉換器(DAC)
320‧‧‧上變頻器
322‧‧‧PA
324‧‧‧下變頻器
326‧‧‧濾波器
328‧‧‧ADC
330‧‧‧LNA
332‧‧‧下變頻器
334‧‧‧濾波器
336‧‧‧ADC
338‧‧‧耦合器
340‧‧‧功率檢測器
342‧‧‧供應模組
344‧‧‧消除模組
346‧‧‧數位介面
348‧‧‧均衡器
350‧‧‧均衡器
352‧‧‧模組
354‧‧‧模組
356‧‧‧OOB/IM2消除模組
358‧‧‧統計測量模組
360‧‧‧第一信號
362‧‧‧輸出信號
364‧‧‧干擾信號生成信號
366‧‧‧產生信號
368‧‧‧信號
370‧‧‧產生信號
372‧‧‧接收信號
374‧‧‧基於信號
376‧‧‧輸出信號
380‧‧‧輸出信號
382‧‧‧生成信號
402‧‧‧選擇信號
408‧‧‧控制多路複用器
412‧‧‧控制多路複用器
414‧‧‧輸出與均衡器模組
416‧‧‧延遲匹配模組
418‧‧‧自適應均衡器
420‧‧‧平方幅度
422‧‧‧加法器
428‧‧‧控制多路複用器
430‧‧‧複數乘法器
434‧‧‧均衡器
436‧‧‧延遲匹配模組
440‧‧‧生成信號
442‧‧‧生成信號
500‧‧‧流程圖
502‧‧‧步驟
504‧‧‧步驟
506‧‧‧步驟
508‧‧‧步驟
包含在本文中並且構成說明書的一部分的附圖示出了本公開，並且與說明書一起進一步用於解釋本公開的原理並且用於能够允許相關領域的技術人員形成和使用本公開。
圖1為示出發送器的帶外發射物對附近的接收器的影響的實例； 圖2為示出所發送的信號所造成的互調失真產物對所接收的信號的影響的實例；圖3示出了根據本公開實施方式的示例性系統；圖4A至圖4B示出了根據本公開實施方式的示例性系統；圖5為根據本公開實施方式的用於在接收器內減少干擾的方法的工藝流程圖。
參照附圖，描述本公開。通常，部件首先出現的視圖通常由相應的參考數字中最左邊的數字表示。
例如，諸如智能電話的無線裝置現如今在單個裝置上集成多個無線接入技術(RAT)，包括4G(例如，長期演進(LTE))、3G、2G、WiFi、藍芽(BT)、全球定位系統(GPS)等。由於緊靠多個RAT的無線裝置，即使這兩個RAT在單獨的頻帶上進行操作，傳輸第一RAT，也可潛在地干擾第二RAT的接收。例如，在ISM(工業、科學和醫療)頻帶內進行操作的BT/WiFi例如通常影響在頻帶7、38、40和41內進行操作的LTE。
通常，由於第一RAT發送器所造成的帶外(out-of-band,OOB)發射物和/或互調失真(inter-modulation distortion，IMD)產物，產生由第一發送RAT對第二接收RAT上所造成的干擾。該干擾降低了第二RAT鏈路性能和吞吐量，並且使第二RAT接收器不敏感。
圖1為示出第一RAT發送器的帶外發射對附近的第二RAT接收器的影響的實例100。如圖1中所示，第一RAT發送器通過以第一頻率f1為中心的第一頻譜102發送第一信號。同時，第二RAT接收器試圖通過以第二頻率f2為中心的第二頻譜104接收第二信號。由於第一RAT發送器和第二RAT接收器的相鄰性，所以第一RAT發送器的OOB發射在第二RAT接收器注入帶內噪音106。
帶內噪音106可能高於第二RAT接收器的熱噪音，其嚴重地使第二RAT接收器不敏感。例如，聯邦通信委員會(FCC)要求 免執照頻帶裝置的OOB發射不超過-41.25dBm/MHz。然而，對於具有25dB改進的OOB發射的WiFi發送器，由於WiFi傳輸所造成的在協同定位LTE接收器的集成噪音級為每20MHz具有-85.25dBm。這比在相同頻寬上的LTE接收器的熱噪音高大約12dB。
除了由於OOB發射所造成的帶內噪音以外，在第二RAT接收器可出現由第一RAT信號的互調失真(IMD)產物所造成的帶內干擾。這些IMD產物通常由於在第二RAT接收器內的非線性造成，這就造成第一RAT信號泄露並且在第二RAT接收器處與其本身混合。例如，在圖1中所示的第一RAT信號的頻率分量fa和fb可在第二RAT接收器互相混合，如圖2中所示，所產生的產物可包括基頻(或靠近基頻)產物(例如，fa-fb 204)，這些基頻產物本身在基頻第二RAT信號202內進行顯示。
與在OOB發射的情况中一樣，IMD產物也可能在第二RAT接收器高於熱噪音。例如，對於具有優异的二階交叉點(IIP2)65dBm(IIP2為系統的非線性的尺寸)的LTE接收器，在20MHz頻寬內以+23dBm進行發送的功率等級2 WiFi發送器所造成的帶內二階互調產物(IM2)大約為-74dBm。這個IM2干擾電平比在20MHz頻寬上的LTE接收器的熱噪音高大約26dB。
可將用於減少協同定位的RAT之間的干擾的現有解决方案分成兩大類。第一類包括在協同定位的RAT的收發器內添加銳截止發送和接收濾波器。第一類解决方案的一個明顯缺點在於，由於必須添加龐大的聲波型濾波器，所以增加了材料清單(BOM)並且增大了平臺的總體面積/尺寸。這種方法的其他缺點包括增大了接收器的噪音係數並且增大了發送器的插入損耗，這都會損害鏈接性能和系統吞吐量。第二類現有解决方案包括在RAT之間進行調度和協調，以確保傳輸和接收不重疊。第二類的一個主要問題在於，為了減少干擾，犧牲了系統吞吐量。例如，由於需要在用 戶設備和基地台之間發送信號，所以調度方法也需要改變標準。
如下面進一步進行描述的，本公開的實施方式提供了一種新穎的多模平臺架構，其具有用於減少由於OOB發射和第一RAT發送器產生的IMD產物對協同定位的第二RAT接收器所造成的干擾的裝置。多模平臺架構可用於各種無線裝置內並且供各種協同定位的RAT使用，包括但不限於例如WiFi、LTE、WiMAX、WCDMA、藍芽以及Zigbee。現在描述本公開的實例實施方式。為了闡述的目的，提供這些實例實施方式，並且這些實例實施方式沒有限制性。
圖3示出了根據本公開實施方式的示例性系統300。提供示例性系統300僅僅為了闡述的目的，而沒有限制性。如圖3中所示，示例性系統300包括第一無線接入技術(RAT)的發送(TX)路徑302、第二RAT的TX路徑304、第二RAT的接收(RX)路徑306、第二RAT的反饋接收路徑308、供應模組342以及共存測量和消除模組344。根據本文中的教導內容，本領域的技術人員會理解的是，示例性系統300可包括比在圖3中所示的更多或更少的元件。在一個實施方式中，示例性系統300的一些或所有元件可位於同一個半導體晶片上。
例如，示例性系統300可位於無線裝置內，例如，蜂窩手機。無線裝置可根據第一和/第二RAT進行通信。由於沒有限制性，所以第一和第二RAT可為例如WiFi、LTE、WiMAX、WCDMA、藍芽以及Zigbee中的任意兩個。
在一個實施方式中，無線裝置可同時使用第一和第二RAT進行通信。在發生這種情况時，第一RAT所進行的傳輸可干擾第二RAT所接收的信號，反之亦然。例如，上述干擾可具有OOB發射物和/或IMD產物的形式。如下面進一步所述，示例性系統300的一個或多個元件可用於減小第一RAT所造成的干擾對第二RAT的影響，反之亦然。為了闡述的目的，假設第一RAT的發送器對第 二RAT的接收器造成干擾，從而在本文中描述示例性系統300。根據本文中的教導內容，本領域的技術人員會理解的是，實施方式可同樣地用於可選地或另外地減少第二RAT的傳輸對第一RAT的接收器造成的干擾。
第二RAT的接收路徑306被配置為通過天線312和雙工器314接收射頻(RF)信號。在一個實施方式中，如圖3中所示，接收路徑306可包括低噪音放大器(LNA)330、下變頻器332、一個或多個濾波器(例如，低通濾波器)334以及一個或多個類比數位轉換器(ADC)336。
接收路徑306被配置為由所接收的信號生成第一信號360。在實施方式中，所接收的信號包括期望信號(例如，第二RAT的信號，用於第二RAT接收器)以及由於來自第一RAT的TX路徑302的干擾信號所造成的干擾。同樣，第一信號包括有用信號(其源自期望信號)和源自干擾信號的無用信號。要注意的是，在本文中所使用的干擾信號可指來自TX路徑302的任何信號，包括例如TX成幀器316的輸出信號、數位類比轉換器(DAC)318的輸出信號、上變頻器320的輸出信號、功率放大器(PA)322的輸出信號以及天線310的輸出信號，或者可表示來自RX路徑306的任何信號，其在RX路徑306所生成的第一信號360內產生無用信號。
第一信號360的無用信號部分可包括干擾信號所造成的OOB發射和/或IMD產物。在下文中，描述操作系統300的幾個示例性模式。這些模式可用於減少第一信號360內無用信號(無論OOB發射和IMD產物的形式，還是OOB發射或IMD產物的形式)。從干擾信號中產生第一信號360的無用信號部分的副本(或實質上相似的版本)，然後，從第一信號360中減去該無用信號的副本(或實質上相似的版本)，從而這些模式進行操作。根據本文中的教導內容，本領域的技術人員會理解的是，實施方式不受到這些實例操作模式的限制。根據本文中的教導內容，對於本領域的技術人 員而言，操作實例系統300的其他模式以及示例性系統300的其他系統變化顯而易見。根據本文中的教導內容，對於本領域的技術人員而言，顯然可單獨地或彼此相結合地應用在本文中所描述的模式。
在第一操作模式中，使用供應模組342、反饋接收路徑308以及共存測量和消除模組344中的一個或多個元件，生成無用信號副本。具體而言，假設干擾信號為在TX路徑302的PA 322的或者天線310的輸出處的信號。反饋接收路徑308使用供應模組342的耦合器338耦合TX路徑302的PA 322的或者天線310的輸出信號。如圖3中所示，反饋接收路徑308可包括下變頻器324、一個或多個濾波器326(例如，低通濾波器)以及一個或多個ADC 328。反饋接收路徑308被配置為由干擾信號生成信號364。在一個實施方式中，下變頻器324被配置為根據干擾信號的發送中心頻率對來自耦合器338的信號376下變頻，以生成信號364。
隨後，為了確保無用信號副本盡可能地靠近第一信號360的無用信號部分，根據在第一路徑的第一傳遞函數和第二路徑的第二傳遞函數之間的差調節信號364，其中，干擾信號穿過該第一路徑以產生第一信號360的無用信號部分，干擾信號穿過該第二路徑以產生信號364。由於假設干擾信號為在PA 322的或者天線310的輸出處的信號，所以在一個實施方式中，第一路徑包括在天線310和天線312之間的無線傳播路徑以及從天線312到RX路徑306的輸出的路徑。在一個實施方式中，第二路徑包括從天線310到反饋接收路徑308的輸出的路徑。另外，可調節信號364，以補償第一路徑和第二路徑之間的定時偏移，從而確保無用信號副本的樣品與第一信號360的無用信號部分的相應樣品對準。在另一個實施方式中，由於假設干擾信號為在PA 322的輸出處的信號，所以第一路徑包括使PA 322的輸出耦合至雙工器314的板(board)耦接路徑(如圖4A中所示，從A到P的路徑)。
在一個實施方式中，如上所述，由均衡器348和一個或多個模組352和354調節信號364。在一個實施方式中，均衡器348為複雜均衡器，其被配置為調節信號364的增益和/或相位。模組352和354均可包括額外的均衡器、自適應濾波器和/或延遲匹配模組，如上所述，其可用於進一步調節信號364。
在一個實施方式中，模組352被配置為產生信號368，其包括第一信號360的無用信號部分的OOB發射部分的副本(或實質上相似的版本)。模組352因此可包括調頻器，其被配置為將信號364轉換成等於在干擾信號的發送中心頻率和有用信號的接收中心頻率之間的差值的中心頻率。該頻率轉換確保信號368與第一信號360的無用信號部分的OOB發射部分對準。
在同一個或另一個實施方式中，模組354被配置為產生信號366，其包括第一信號360的無用信號部分的IMD產物部分的副本(或實質上相似的版本)。模組354因此可包括乘法器模組，其被配置為產生信號364的平方幅度(例如，通過使信號364與其自身相乘)。信號364的平方產生在信號360中可具有的干擾信號的相似或相同IMD產物。
OOB/IM2消除模組356被配置為接收信號366和/或信號368，並且從第一信號360中減去信號366和/或信號368，以產生信號370。可轉發已經減少了干擾信號所造成的IMD產物和OOB發射的信號370，用於進行進一步的接收器處理。
在第二操作模式中，使用供應模組342、反饋接收路徑308以及共存測量和消除模組344中的一個或多個元件，生成無用信號副本的IMD產物部分。具體而言，假設干擾信號為RX路徑306的LNA 330的輸出信號380。輸出信號380通過(自動配置模組342的)功率檢測器340耦合至反饋接收路徑308。功率檢測器340的輸出信號378包括信號380的所有或基本上所有功率譜，包括干擾信號和所期望的第二RAT信號的有用信號。反饋接收路徑308 被配置為由功率檢測器340的輸出信號378生成信號364。在實施方式中，在這種操作模式中，下變頻器324在反饋接收路徑308內旁路。
然後，如上所述，根據在第一路徑的第一傳遞函數和第二路徑的第二傳遞函數之間的差調節信號364，其中，干擾信號穿過該第一路徑以產生第一信號360的無用信號部分，干擾信號穿過該第二路徑以產生信號364。假設干擾信號為LNA 330的輸出信號380的一部分，在實施方式中，第一路徑包括從LNA 330的輸出到RX路徑306的輸出的路徑。在實施方式中，第二路徑為從LNA 330的輸出到反饋接收路徑308的輸出的路徑。另外，可調節信號364以補償第一路徑和第二路徑之間的定時偏移，從而確保無用信號副本的樣品與第一信號360的無用信號部分的相應樣品對準。
在實施方式中，如上所述，由均衡器348和模組354調節信號364。具體而言，模組354被配置為產生信號366，在這種操作模式中，其包括由干擾信號和期望信號造成的信號360的IMD產物部分的副本(或實質上相似的版本)。OOB/IM2消除模組356被配置為接收信號366，並且從第一信號360中減去信號366以產生信號370。
在第三操作模式中，通過從TX路徑302內獲得信號並且使用共存測量和消除模組344中的一個或多個元件，生成無用信號副本。具體而言，在這種模式中，假設干擾信號為TX路徑302的非射頻信號(其可位於可傳感的TX路徑302的任何信號點處)。
在實施方式中，如圖3中所示，假設干擾信號為TX路徑302的TX成幀器316的輸出信號362。將信號362路由到模組344的數位介面346。數位介面346生成信號382，該信號可與信號362相同。在實施方式中，數位介面346根據在有用信號(其具有根據第一RAT的採樣率)和干擾信號(其具有根據第二RAT的採樣率)之間的採樣率差值調節信號382的採樣率。在實施方式中， 信號382的採樣率和有用信號的採樣器源自提供給TX路徑302和模組344的公共基準時鐘。
然後，如上所述，基於在第一路徑的第一傳遞函數和第二路徑的第二傳遞函數之間的差調節信號382，其中，干擾信號穿過該第一路徑以產生第一信號360的無用信號部分，干擾信號穿過該第二路徑以產生信號382。假設干擾信號為TX成幀器316的輸出信號，在一個實施方式中，第一路徑包括從TX成幀器316的輸出到天線310的路徑、在天線310和天線312之間的無線傳播路徑以及從天線312到接收路徑306的輸出的路徑。第二路徑包括從TX成幀器316的輸出到數位介面346的路徑。另外，可調節信號382以補償第一路徑和第二路徑之間的定時偏移，從而確保無用信號副本的樣品與第一信號360的無用信號部分的相應樣品對準。在實施方式中，第二路徑具有可忽略的傳遞函數和/或延遲。因此，僅僅基於第一路徑的延遲和傳遞函數調節信號382。
在實施方式中，如上所述，由均衡器350和一個或多個模組352和354調節信號382。在實施方式中，均衡器350為複雜均衡器，其被配置為調節信號382的增益和/或相位。模組352和354均可包括額外的均衡器、自適應濾波器和/或延遲匹配模組，如上所述，其可用於進一步調節信號382。可通過上面相對於第一操作模式所描述的方式相似的方式，操作模組352和354，以分別產生信號368和366。OOB/IM2消除模組356從第一信號360中減去信號368和366以產生信號370。
統計測量模組358被配置為分別從模組352和366接收信號372和374。模組358基於信號372和374產生各種測量和統計，例如，OOB/IM2消除模組356可使用這些測量和統計。
圖4A至圖4B示出了根據本公開實施方式的示例性系統400。提供示例性系統400僅僅為了闡述的目的，並不限制本公開的實施方式。示例性系統400可為示例性系統300或其部分的實 施方式，因此，可通過上面相對於實例系統300所描述的方式相似的方式，操作該實例系統。為了闡述的目的，現在相對於示例性系統400描述上面相對於實例系統300所描述的實例操作模式。
在第一操作模式中，反饋接收路徑308使用耦合器338耦接至TX路徑302的PA 322或天線310的輸出。下變頻器324使耦合器338的輸出信號376下變頻為基頻，該下變頻器可為同相(I)/正交(Q)下變頻器。選擇信號402(在這個模式中，被設為0)適當地控制多路複用器404，以使下變頻器324的輸出和濾波器326耦合。下變頻器輸出由濾波器326過濾，然後由ADC 328轉換成數位形式。可將隨後的時域處理和IQ補償用於ADC 328的輸出中，以生成第二信號364。
在相同或不同的時間，接收路徑306由通過天線312和雙工器314接收的射頻信號生成第一信號360。所接收的射頻信號由LNA 330處理，由下變頻器332下變頻為基頻，由濾波器334過濾，然後由ADC 336轉換成數位形式。ADC 336的輸出隨後可酌情經受時域處理、IQ補償和/或延遲匹配以生成第一信號360。
將第一信號360和信號364饋送給共存測量和消除模組344。將第一信號360轉發給OOB/IM2消除模組356。首先由均衡器348處理信號364，以生成信號440。在實施方式中，均衡器348為複雜均衡器，其被配置為補償在信號傳播路徑A到M和A到S之間的任何差值(例如，傳遞函數、延遲等)，如圖4A中所示。同樣，均衡器348可根據這些差值調節信號364。
然後，轉發信號440，用於與減少由於干擾信號所造成的IMD產物和OOB發射物一起進一步進行處理。具體而言，將信號440提供給模組420，然後，提供給加法器422，以產生信號440的平方幅度(squared magnitude)。信號440的平方產生在第一信號360中可具有的干擾信號的相似或相同IMD產物。由各個選擇信號406和410(在該模式中，將選擇信號406設為0並且將選擇信號410 設為1)適當地控制多路複用器408和412，以使加法器422的輸出與均衡器模組414耦合。均衡器414、延遲匹配模組416以及自適應均衡器418處理加法器422的輸出，以生成信號366。在實施方式中，均衡器414、延遲匹配模組416以及自適應均衡器418模仿濾波器334和接收路徑306的延遲。在實施方式中，根據先前的校準步驟，通過半靜態的方式，將均衡器348、均衡器414以及延遲匹配模組416編程。自適應均衡器418可同樣地進行編程，但是也可基於從統計測量模組358中接收的信息跟踪即時變化。
在相同或不同的時間，由選擇信號426(在該模式中，將選擇信號426設為1)適當地控制多路複用器428，以使均衡器348的信號440與複數乘法器430耦合。複數乘法器430由數位控制振蕩器(NCO)432驅動並且被配置為將信號440調製為中心頻率，該頻率等於在干擾信號的發送中心頻率和有用信號的接收中心頻率之間的差值。通過調製信號440，干擾信號所造成的OOB發射物在頻率上轉化的量與由接收路徑306轉化所接收的信號的量相同。然後，將複數乘法器430的輸出提供給複雜均衡器434。均衡器434、延遲匹配模組436以及自適應均衡器438處理複數乘法器430的輸出，以生成信號368。在實施方式中，均衡器434、延遲匹配模組436以及自適應均衡器438仿真信號傳播路徑P到C，如圖4A中所示。在實施方式中，基於先前的校準步驟，通過半靜態的方式，將均衡器348、均衡器434以及延遲匹配模組436編程。自適應均衡器438可同樣地進行編程，但是也可基於從統計測量模組358中接收的信息跟踪即時變化。
然後，將信號366和368輸入到OOB/IM2消除模組356中。OOB/IM2消除模組356從第一信號360中減去信號366和368以產生信號370。可轉發已經減少了干擾信號所造成的IMD產物和OOB發射的信號370用於進行進一步的接收器處理。在實施方式 中，在從第一信號360中減去信號366和368之前，在OOB/IM2消除模組356內部，這些信號乘以各個權重。各個權重可由統計測量模組358提供，並且可基於與信號366和368相關聯的置信水平。
在第二操作模式中，反饋接收路徑308使用功率檢測器340耦接至LNA 330的輸出信號380。通過選擇信號402(在這個模式中，被設為1)適當地控制多路複用器404，以使功率檢測器340的輸出信號378和濾波器326耦合，旁路下變頻器324。輸出信號378由濾波器326過濾，然後由ADC 328轉換成數位形式。可將隨後的時域處理和IQ補償用於ADC 328的輸出中，以生成第二信號364。在相同或不同的時間，接收路徑306生成第一信號360，如上面第一操作模式中所述。
將第一信號360和信號364饋送給共存測量和消除模組344。將第一信號360轉發給OOB/IM2消除模組356。信號364穿過均衡器348(在該模式中，該均衡器無源)或者可旁路均衡器348以生成信號440。由各個選擇信號406和410(在該模式中，將選擇信號406設為1並且將選擇信號410設為1)適當地控制多路複用器408和412，以使信號440與均衡器模組414耦合。要注意的是，由於在該模式中，信號364源自功率檢測器340，所以在信號364內已經具有由干擾信號和期望信號造成的IMD產物。為此，在該模式中，旁路信號440的平方。均衡器414、延遲匹配模組416以及自適應均衡器418處理信號440以生成信號366。在實施方式中，均衡器414、延遲匹配模組416以及自適應均衡器418被配置為補償在接收路徑306的濾波器334和反饋接收路徑308的濾波器326之間的傳遞函數的任何差。在實施方式中，基於先前的校準步驟，通過半靜態的方式，將均衡器414和延遲匹配模組416編程。自適應均衡器418可同樣地進行編程，但是也可基於從統計測量模組358中接收的信息跟踪即時變化。
在該模式中，僅僅從信號364中生成信號366。然後，OOB/IM2消除模組356從第一信號360中減去信號366以生成信號370。
在第三操作模式中，TX路徑302的TX成幀器316的輸出信號362耦合至共存測量和消除模組344的數位介面346。數位介面346生成信號382，該信號可與信號362相同。在實施方式中，數位介面346根據在有用信號(其具有根據第一RAT的採樣率)和干擾信號(其具有根據第二RAT的採樣率)之間的採樣率差值調節信號382的採樣率。在相同或不同的時間，接收路徑306生成第一信號360，如上面第一操作模式中所述。
將第一信號360轉發給OOB/IM2消除模組356。首先由均衡器350處理信號382，以生成信號442。在實施方式中，均衡器350為複雜均衡器，被配置為塑造信號傳播路徑D到M，如圖4A中所示。
然後，轉發信號442，用於與減少由於干擾信號所造成的IMD產物和OOB發射一起，進一步進行處理。具體而言，將信號442提供給模組424以產生信號442的平方幅度。信號442的平方產生與可在第一信號360中存在的相似或相同的干擾信號的IMD產物。由選擇信號410(在該模式中，將選擇信號410設為0)適當地控制多路複用器412以使模組424的輸出耦合至均衡器模組414。均衡器414、延遲匹配模組416以及自適應均衡器418處理加法器422的輸出，以生成信號366。在實施方式中，均衡器414、延遲匹配模組416以及自適應均衡器418仿真濾波器334和接收路徑306的延遲。在實施方式中，根據先前的校準步驟，通過半靜態的方式，將均衡器350、均衡器414以及延遲匹配模組416編程。自適應均衡器418可同樣地進行編程，但是也可基於從統計測量模組358中接收的信息跟踪即時變化。
在相同或不同的時間，由選擇信號426(在該模式中，將選擇信號426設為0)適當地控制多路複用器428以使信號442與複數 乘法器430耦合。在實施方式中，如圖4A中所示，通過將均衡器350編程為塑造信號傳播路徑D到P，生成信號442。
複數乘法器430由數位控制振蕩器(NCO)432驅動並且被配置為將信號442調製到等於干擾信號的發送中心頻率和有用信號的接收中心頻率之間的差的中心頻率。通過調製信號442，由於干擾信號所造成的OOB發射在頻率上轉化的量與由接收路徑306轉化所接收的信號的量相同。然後，將複數乘法器430的輸出提供給複雜均衡器434。均衡器434、延遲匹配模組436以及自適應均衡器438處理複數乘法器430的輸出以生成信號368。在實施方式中，均衡器434、延遲匹配模組436以及自適應均衡器438仿真信號傳播路徑P到C，如圖4A中所示。在實施方式中，基於先前的校準步驟，通過半靜態的方式，將均衡器350、均衡器434以及延遲匹配模組436編程。自適應均衡器438可同樣地進行編程，但是也可基於從統計測量模組358中接收的信息跟踪即時變化。
然後，將信號366和368輸入到OOB/IM2消除模組356中。OOB/IM2消除模組356從第一信號360中減去信號366和368以產生信號370。可轉發已經減少了由於干擾信號所造成的OOB發射和IMD產物的信號370，用於進行進一步的接收器處理。在實施方式中，在從第一信號360中減去信號366和368之前，在OOB/IM2消除模組356內部，這些信號乘以各個權重。各個權重可由統計測量模組358提供，並且可基於與信號366和368相關聯的置信水平。
圖5為根據本公開實施方式的用於在接收器內減少干擾的方法的過程流程圖500。第一RAT的接收器可使用過程500，以從第二RAT的協同定位的發送器中減少干擾。如圖5中所示，過程500包括步驟502、504、506以及508。
在步驟502中，過程500開始，其包括接收第一信號，其中，第一信號包括有用信號和源自被應用於第一路徑的干擾信號的無 用信號。例如，可由諸如OOB/IM2消除模組356的消除模組執行步驟502。因此，例如，第一信號可為諸如接收路徑306的接收路徑的輸出。在實施方式中，有用信號為第一RAT的信號，干擾信號為第二RAT的信號。無用信號可包括由於干擾信號所造成的OOB發射和/或IMD產物。
干擾信號可為第二RAT的協同定位的發送器的發送路徑的信號(其可源自協同定位的發送器的發送路徑的任一點)，或者接收器的接收路徑的信號分量。例如，在實施方式中，干擾信號為協同定位的發送器的發送路徑的射頻(RF)信號(例如，PA或天線輸出信號)，並且第一路徑包括在協同定位的發送器的天線和接收器的天線之間的無線傳播路徑以及接收器的接收路徑。在另一個實施方式中，干擾信號為協同定位的發送器的發送路徑的非射頻信號(例如，發送路徑的發送成幀器的輸出)，並且第一路徑進一步包括協同定位的發送器的發送路徑的一部分(例如，從成幀器輸出到協同定位的發送器的天線)。在又一個實施方式中，干擾信號為接收器的接收路徑的射頻信號的分量，並且第一路徑包括接收器的接收路徑的一部分。
返回過程500，在與步驟502相同或不同的時間，在步驟504內，過程500包括通過將干擾信號施加於第二路徑，生成第二信號。例如，與可用於將信號耦合至電路路徑的其他元件(例如，多路複用器、開關、選擇信號等)一起，可由反饋接收路徑或接收器的介面(例如，數位介面)執行步驟504。
在實施方式中，干擾信號為協同定位的發送器的發送路徑的射頻信號(例如，天線輸出信號)，並且第二路徑包括接收器的反饋接收路徑。因此，在實施方式中，步驟504進一步包括將反饋接收路徑耦接至協同定位的接收器的天線。步驟504可進一步包括基於干擾信號的發送中心頻率，使由反饋接收路徑接收的信號下變頻，以生成第二信號。在實施方式中，下變頻使由反饋接收 路徑接收的信號轉換成基頻。
在另一個實施方式中，干擾信號為接收器的接收路徑的射頻信號的分量，所以步驟504進一步包括將反饋接收路徑耦接至功率檢測器，該功率檢測器耦合接收路徑的射頻信號。在實施方式中，射頻信號為接收路徑的低噪音放大器(LNA)的輸出信號。要注意的是，在該實施方式中，由反饋接收路徑接收的信號包括期望信號(其在接收路徑的輸出處產生有用信號)和干擾信號。
在另一個實施方式中，干擾信號為協同定位的發送器的發送路徑的非射頻信號(例如，可傳感的發送路徑的任一信號點)，並且第二路徑包括用於接收干擾信號的介面。在實施方式中，干擾信號為協同定位的發送器的發送路徑的發送成幀器的輸出信號，並且第二路徑包括被配置為接收發送成幀器的輸出信號的數位介面。
在步驟504之後，過程500在步驟506中包括處理第二信號以生成第三信號，包括基於第一路徑的第一傳遞函數和第二路徑的第二傳遞函數之間的差調節第二信號。步驟504可由一個或多個均衡器(例如，均衡器348、350、414、418、434以及438)或濾波器執行。在實施方式中，步驟506進一步包括基於第一路徑和第二路徑之間的延遲差調節第二信號以生成第三信號。
在另一個實施方式中，由協同定位的發送器的發送路徑的非射頻信號生成第二信號(例如，通過接收器的數位介面，由協同定位的發送器的發送成幀器的輸出生成第二信號)，步驟506可進一步包括根據在有用信號(其具有根據第一RAT的採樣率)和干擾信號(其具有根據第二RAT的採樣率)之間的採樣率差值，轉換第二信號的採樣率。
在另一個實施方式中，步驟506可進一步包括將第二信號轉換為中心頻率，其中，該中心頻率等於干擾信號的發送中心頻率和有用信號的接收中心頻率之間的差。在接收器的接收路徑使所 接收的信號下變頻為基頻，從而產生第一信號時，需要該頻率轉換。通過如上所述轉換第二信號，干擾信號所造成的OOB發射在頻率上轉化的量與所接收的信號相同。
在另一個實施方式中，步驟506可進一步包括通過使第二信號乘以其自身，生成第二信號的平方幅度。第二信號的平方產生與可在第一信號中存在的相似或相同的干擾信號的IMD產物。
然後，過程500繼續進入步驟508中，該步驟包括從第一信號中減去第三信號，以減少第一信號中的無用信號。例如，可由諸如OOB/IM2消除模組356的消除模組執行步驟508。在實施方式中，在從第一信號中減去第三信號之前，第三信號與權重相乘。該權重可取决於在第一信號內減少干擾信號所造成的OOB發射還是IMD產物。在一個實施方式中，例如，由諸如統計測量模組358的統計測量模組提供該權重。
在上文中已經借助於闡述特定功能及其關係的實現方式的功能性構件，描述了實施方式。為了便於描述，已經在本文中任意地限定這些功能性構件的界限。只要適當地執行特定功能及其關係，就可限定交替的界限。
具體實施方式的上述描述完整地顯示了本公開的一般性，所以在不背離本公開的一般概念的情况下，通過應用技術領域的知識，人們可容易地修改和/或調整這種具體實施方式，用於各種應用中，無需過度進行實驗。因此，根據在本文中提出的教導和指導，這種調整和修改旨在在所公開的實施方式的等效意義和範圍內。要理解的是，本文中的措辭或術語用於進行描述，而非具有限制性，所以根據本文中的教導和指導，該說明書的措辭或術語要由技術人員解釋。
本公開的實施方式的廣度和範圍不應受到任何上述示例性實施方式的限制，而應僅僅由以下申請專利範圍和其等同物限定。
500‧‧‧流程圖
502‧‧‧步驟
504‧‧‧步驟
506‧‧‧步驟
508‧‧‧步驟

Claims (10)

  1. 一種用於減少接收器內干擾的方法，包括：接收第一信號，其中，所述第一信號包括有用信號和無用信號，所述無用信號由施加至第一路徑的干擾信號產生；生成第二信號，其中，生成所述第二信號包括將所述干擾信號施加至第二路徑；處理所述第二信號以生成第三信號，包括基於所述第一路徑的第一傳遞函數和所述第二路徑的第二傳遞函數之間的差調節所述第二信號；從所述第一信號中減去所述第三信號以減少所述第一信號內的所述無用信號；收集與所述第一信號與所述第三信號相關之測量與統計；以及在從所述第一信號中減去所述第三信號之前，所述第三信號與一權重相乘，其中，所述權重係根據和所述第一信號與所述第三信號相關之所述測量與統計計算而來。
  2. 根據申請專利範圍第1項所述的方法，其中，所述干擾信號由協同定位的發送器造成。
  3. 根據申請專利範圍第2項所述的方法，其中，所述第一路徑包括在所述協同定位的發送器的天線和所述接收器的天線之間的無線傳播路徑以及所述接收器的接收路徑。
  4. 根據申請專利範圍第3項所述的方法，其中，所述第二路徑包括所述接收器的反饋接收路徑，並且其中，將所述干擾信號施加至所述第二路徑包括：將所述反饋接收路徑耦接至所述協同定位的發送器的天線以生成第四信號，其中，所述干擾信號存在於所述協同定位的發送器的天線內；以及基於所述干擾信號的發送中心頻率將所述第四信號下變頻以 生成所述第二信號。
  5. 一種可消除干擾之接收器，包括：接收路徑，被配置為生成第一信號，其中，所述第一信號包括有用信號和無用信號，所述無用信號由施加至第一路徑的干擾信號生成；反饋接收路徑，被配置為由所述干擾信號生成第二信號；處理電路，被配置為處理所述第二信號以生成第三信號，其中，所述處理電路進一步被配置為基於所述第一路徑的第一傳遞函數和所述反饋接收路徑的第二傳遞函數之間的差調節所述第二信號；消除模組，被配置為從所述第一信號中減去所述第三信號，以減少所述第一信號內的所述無用信號；以及統計測量模組，被配置為收集與所述第一信號與所述第三信號相關之測量與統計；其中，所述統計測量模組更被配置為在從所述第一信號中減去所述第三信號之前，將所述第三信號與一權重相乘，其中，所述權重係根據和所述第一信號與所述第三信號相關之所述測量與統計計算而來。
  6. 根據申請專利範圍第5項所述的接收器，其中，所述干擾信號由協同定位的發送器造成。
  7. 根據申請專利範圍第6項所述的接收器，其中，所述第一路徑包括所述協同定位的發送器的天線和所述接收器的天線之間的無線傳播路徑以及所述接收器的所述接收路徑。
  8. 一種可消除干擾之接收器，包括：接收路徑，被配置為生成第一信號，其中，所述第一信號包括有用信號和無用信號，所述無用信號由施加至第一路徑的干擾信號生成；數位介面，被配置為由所述干擾信號生成第二信號，以及被 配置為根據所述有用信號和所述干擾信號之間的一採樣率差轉換所述第二信號之一採樣率；處理電路，被配置為處理所述第二信號以生成第三信號，其中，所述處理電路進一步被配置為基於所述第一路徑的第一傳遞函數，調節所述第二信號；以及消除模組，被配置為從所述第一信號中減去所述第三信號，以減少所述第一信號內的所述無用信號。
  9. 根據申請專利範圍第8項所述的接收器，其中，所述干擾信號由協同定位的發送器造成。
  10. 根據申請專利範圍第9項所述的接收器，其中，所述第一路徑包括所述協同定位的發送器的天線和所述接收器的天線之間的無線傳播路徑以及所述接收器的所述接收路徑。
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