TWI497939B

TWI497939B - 雙向中繼器、無線裝置及其訊號處理方法

Info

Publication number: TWI497939B
Application number: TW102136962A
Authority: TW
Inventors: I Chou Chung; David W Lin; Shih Jung Lu; Chun Che Chien; Tsung Yu Tsai
Original assignee: Inst Information Industry
Priority date: 2012-10-12
Filing date: 2013-10-14
Publication date: 2015-08-21
Also published as: CN103731192B; CN103731192A; TW201415823A; US20140105253A1; US9077432B2

Description

雙向中繼器、無線裝置及其訊號處理方法

本發明係關於一種雙向中繼器、無線裝置及其訊號處理方法。更具體而言，本發明之雙向中繼器將自二無線裝置所接收的訊號以一映射函式轉換，以產生具較低傳送功率的一中繼訊號，並廣播至此二無線裝置。

因應現今的無線通訊發展，中繼器已是不可或缺的無線通訊裝置。透過中繼器的協助，無線網路的通訊範圍得以延展，進而提供全面性、多元化的無線通訊服務。

目前被考慮的中繼系統主要有單向中繼系統(One-Way Relay System)及雙向中繼系統(Two-Way Relay System)兩種架構。由於雙向中繼系統相較於單向中繼系統具較高的頻譜使用效率，故雙向中繼系統預期將逐漸廣泛被使用。在目前雙向中繼系統中，於廣播階段(broadcast phase)，雙向中繼器係以放大並轉送(Amplify-and-Forward；AF)以及解碼並轉送(Decoded-and-Forward；DF)這兩種較常見的訊號處理方式其中之一來進行中繼傳輸。然而，放大並轉送方式使得雙向中繼器具有高傳送功率的問題，而解碼並轉送方式使得雙向中繼器具有高計算複雜度的問題。

有鑑於此，如何提供一種訊號處理方式，使得雙向中繼台的傳送功率得以降低，或具有低計算複雜度的優點，仍是本領域亟待解決的課題。

本發明之目的在於提供一種雙向中繼器、無線裝置及其訊號處理方法。本發明提供一種具有低計算複雜度的模除並轉送(Modulo-and-Forward；MF)訊號處理方法，以降低雙向中繼器轉送訊號時所需的傳送功率。如此一來，相較於習知AF訊號處理方法，本發明之MF訊號處理方法可使得雙向中繼器具較低傳送功率，同時相較於習知DF訊號處理方法，本發明之MF訊號處理方法具較低的計算複雜度。

為達上述目的，本發明揭露一種用於一無線通訊系統之雙向中繼器，其包含一收發器及一處理器。該收發器用以接收一中繼接收訊號，該中繼接收訊號包含一第一無線裝置所傳送之一第一終端傳送訊號及一第二無線裝置所傳送之一第二終端傳訊號。該處理器與該收發器電性連接，用以使用一映射函式將該中繼接收訊號轉換為一中繼訊號，並致能該收發器廣播該中繼訊號。該映射函式表示為：f _MF (x )=α ．cmod(βx +C ,B )，其中，α 為一傳輸功率比例因子(transmit power scaling factor)、β 為相位旋轉因子(phase rotation factor)、x 為該中繼接收訊號、C 係為一偏移量(offset)、B 係為一模數(modulus)以及cmod(．)為一複數模除(complex modulo)函式且定義為：cmod(x _I +jx _Q ,B )=mod(x _I ,B )+j mod(x _Q ,B )，其中，x _I 為一複數輸入訊號之一實部分量，x _Q 為該複數輸入訊號之一虛部分量，且mod(．)為一模除函式且定義為：mod(A ,B )=[(A +B /2)%B ]-B /2，其中，A 為一輸入訊號，以及%為一具有如下定義的非對稱模除運算子：，其中p 及q 為兩任意實數，表示取小於或等於p /q 的最大整數。

為達上述目的，本發明更揭露一種用於上述無線通訊系統之無線裝置，且當該無線裝置為上述第一無線裝置時，該無線裝置用以自該雙向中繼器接收一第一終端接收訊號，該無線裝置根據一第一分離訊號函式，得到相對於該第二終端傳送訊號之一第二分離訊號，該第一分離訊號函式定義為：r ₀ =cmod(y ₀ /h ₀ /α -C -βh ₀ x ₀ ,B )/β ，其中，r ₀ 為該第二分離訊號，y ₀ 為該第一終端接收訊號，x ₀ 為該第一終端傳送訊號。當該無線裝置為上述第二無線裝置時，該無線裝置用以接收一第二終端接收訊號，該無線裝置根據一第二分離訊號函式，得到相對於該第一終端傳送訊號之一第一分離訊號，該第二分離訊號函式定義為：r ₁ =cmod(y ₁ /h ₁ /α -C -βh ₁ x ₁ ,B )/β ，其中，r ₁ 為該第一分離訊號，y ₁ 為該第二終端接收訊號，x ₁ 為該第二終端傳送訊號。其中，該第一終端傳送訊號係由該第一無線裝置所傳送且欲透過該雙向中繼器傳送至該第二無線裝置，以及該第二終端傳送訊號係由該第二無線裝置所傳送且欲透過該雙向中繼器傳送至該第一無線裝置。

此外，本發明更揭露一種用於一雙向中繼器之訊號處理方法。該雙向中繼器包含一收發器以及一處理器，該訊號處理方法由該處理器所執行且包含下列步驟：透過該收發器接收一中繼接收訊號，該中繼接收訊號包含一第一無線裝置所傳送之一第一終端傳送訊號及一第二無線裝置所傳送之一第二終端傳送訊號；使用一映射函式將該中繼接收訊號轉換為一中繼訊號；以及，致能該收發器廣播該中繼訊號。該映射函式表示為：f _MF (x )=α ．cmod(βx +C ,B )，其中，α 為一傳輸功率比例因子、β 為相位旋轉因子、x 為該中繼接收訊號、C 係為一偏移量、B 係為一模數以及cmod(．)為一複數模除函式且定義為：cmod(x _I +jx _Q ,B )=mod(x _I ,B )+j mod(x _Q ,B )，其中，x _I 為一複數輸入訊號之一實部分量，x _Q 為該複數輸入訊號之一虛部分量，且mod(．)為一模除函式且定義為：mod(A ,B )=[(A +B /2)%B ]-B /2，其中，A 為一輸入訊號，以及%為一具有如下定義的非對稱模除運算子：，其中p 及q 為兩任意實數，表示取小於或等於p /q 的最大整數。

在參閱圖式及隨後描述的實施方式後，所屬技術領域具有通常知識者便可瞭解本發明之其它目的，以及本發明之技術手段及實施態樣。

1‧‧‧無線通訊系統

R‧‧‧雙向中繼器

11‧‧‧收發器

13‧‧‧處理器

102‧‧‧中繼訊號

T0‧‧‧第一無線裝置

21‧‧‧收發器

23‧‧‧處理器

T1‧‧‧第二無線裝置

31‧‧‧收發器

33‧‧‧處理器

x ‧‧‧中繼接收訊號

x ₀ ‧‧‧第一終端傳送訊號

x ₁ ‧‧‧第二終端傳送訊號

第1圖係為本發明第一至第四實施例之無線通訊系統1之示意圖；以及第2圖係為本發明第五實施例之訊號處理方法之流程圖。

以下將透過實施例來解釋本發明之內容。須說明者，本發明的實施例並非用以限制本發明須在如實施例所述之任何特定的環境、應用或特殊方式方能實施。因此，有關實施例之說明僅為闡釋本發明之目的，而非用以限制本發明，且本案所請求之範圍，以申請專利範圍為準。除此之外，於以下實施例及圖式中，與本發明非直接相關之元件已省略而未繪示，且以下圖式中各元件間之尺寸關係僅為求容易瞭解，非用以限制實際比例。

本發明之第一實施例如第1圖所示，其係一無線通訊系統1之示意圖。無線通訊系統1，例如係第三代合作夥伴計劃(3rd Generation Partnership Project；3GPP)通訊系統，包含一雙向中繼器R、一第一無線裝置T0以及一第二無線裝置T1。

第一無線裝置T0包含一收發器21及與其電性連接之一處理器23。第二無線裝置T1包含一收發器31及與其電性連接之一處理器33。第一無線裝置T0以及第二無線裝置T1係透過雙向中繼器R進行通訊。

雙向中繼器R包含一收發器11及與其電性連接之一處理器13。於一多重存取(Multiple Access；MAC)階段，第一無線裝置T0傳送一第一終端傳送訊號x ₀ ，同時第二無線裝置T1傳送一第二終端傳送訊號x ₁ 。

雙向中繼器R因此而接收一中繼接收訊號x 。中繼接收訊號x 可表示為x =x ₀ ．h ₀ +x ₁ ．h ₁ +z _R ，其中h ₀ 為與第一終端傳送訊號x ₀ 相關聯之一第一通道係數，h ₁ 為與第二終端傳送訊號x ₁ 相關聯之一第二通道係數，z _R 為雙向中繼器R之可加性雜訊(additive noise)。

接下來說明本發明之模除並轉送(Modulo-and-Forward；MF)訊號處理方法。處理器13透過收發器11接收中繼接收訊號x 後，處理器13利用一映射函式(mapping function)將中繼接收訊號x 轉換為一中繼訊號102，該映射函式表示如方程式1：f _MF (x )=α ．cmod(βx +C ,B ) (1)

其中，x 為函式之輸入訊號(在此即為中繼接收訊號)、α 為一傳輸功率比例因子(transmit power scaling factor)、β 為相位旋轉因子(phase rotation factor)、C 係為一偏移量(offset)、B 係為一模數(modulus)，以及cmod(．)為一複數模除(complex modulo)函式，且該複數模除函式定義如方程式2：cmod(x _I +jx _Q ,B )=mod(x _I ,B )+j mod(x _Q ,B ) (2)

其中，x _I 為一複數輸入訊號(在此即為中繼接收訊號)之一實部分量，x _Q 為該複數輸入訊號之一虛部分量，以及mod(．)為一模除函式並定義如方程式3：mod(A ,B )=[(A +B /2)%B ]-B /2 (3)

其中，A 為一輸入訊號以及%為一模除運算子，以及%為一具有如下定義的非對稱模除運算子：，其中p 及q 為兩任意實數，表示取小於或等於p /q 的最大整數。在處理器13透過該映射函式將中繼接收訊號x 轉換為中繼訊號102後，便致能收發器11於一廣播(Broadcast；BC)階段廣播中繼訊號102至第一無線裝置T0以及第二無線裝置T1。

類似地，中繼訊號102的傳輸過程中亦會受中繼台R與第一無線裝置T0及第二無線裝置T1間通道效應的影響，因此，第一無線裝置T0所接收到之一第一終端接收訊號y ₀ 可表示為y ₀ =h ₀ ．f _MF (x )+z _T
0 ，以及第二無線裝置T1所接收之第二終端接收訊號y ₁ 可表示為y ₁ =h ₁ ．f _MF (x )+z _T
1 ，其中z _T
0 為可加性雜訊，且z _T
1 亦為可加性雜訊。

第一無線裝置T0之收發器21於接收該第一終端接收訊號y ₀ 後，處理器23將第一終端接收訊號y ₀ 以一第一分離訊號函式計算並獲得相對於第二終端傳送訊號之一第二分離訊號，其中第一分離訊號函式定義如方程式4：r ₀ =cmod(y ₀ /h ₀ /α -C -βh ₀ x ₀ ,B )/β (4)

其中，r ₀ 為該第二分離訊號，以及y ₀ 為該第一終端接收訊號。需特別說明的是，所屬技術領域中具有通常知識者可瞭解，當不考慮雜訊的影響，並假設通道效應可完美補償的情況下，第二分離訊號r ₀ 等於第二終端傳送訊號x ₁ 。

類似地，第二無線裝置T1之收發器31於接收第二終端接收訊號y ₁ 後，處理器33將第二終端接收訊號y ₁ 以一第二分離訊號函式計算並獲得相對於第一終端傳送訊號之一第一分離訊號，其中第二分離訊號函式定義如方程式5：r ₁ =cmod(y ₁ /h ₁ /α -C -βh ₁ x ₁ ,B )/β (5)

其中，r ₁ 為第一分離訊號，以及y ₁ 為第二終端接收訊號。需特別說明的是，所屬技術領域中具有通常知識者可瞭解，當不考慮雜訊的影響，並假設通道效應可完美補償的情況下，第一分離訊號r ₁ 等於第一終端傳送訊號x ₀ 。

本發明之第二實施例請同樣參考第1圖。第二實施例係進一步說明在第一終端傳送訊號x ₀ 及第二終端傳送訊號x ₁ 屬一脈衝振幅調變(pulse amplitude modulation；PAM)訊號的情況下之實施態樣。

當第一終端傳送訊號x ₀ 、第二終端傳送訊號x ₁ 以及中繼接收訊號x 屬於一脈衝振幅調變訊號時，相位旋轉因子β 為1，且各訊號之虛部分量x _Q 為0。此時，令模數B 如方程式6所示：B =2．max(a ₀ M ₀ |h ₀ |,a ₁ M ₁ |h ₁ |) (6)

其中，a ₀ 以及a ₁ 為二訊號比例因子(signal scaling factor)，M ₀ 為第一終端傳送訊號x ₀ 之一PAM調變階數，M ₁ 為第二終端傳送訊號x ₁ 之一PAM調變階數。

以下舉例說明本發明能以在從事PAM訊號的中繼時，較現有技術降低中繼器的傳輸功率。為了說明方便，在所舉的例子中使用高峰傳輸功率(peak transmit power)來做比較。具有本領域知識者可以由此知道，在降低高峰傳輸功率以外，本發明也可以降低中繼器的平均傳輸功率。

在此例中，以第一終端傳送訊號x ₀ 及第二終端傳送訊號x ₁ 為4-PAM訊號(第一終端傳送訊號x ₀ 之PAM調變階數M ₀ 及第二終端傳送訊號x ₁ 之PAM調變階數M ₁ 皆為4)、其可能之訊號值分別為-3a 、-1a 、1a 或3a 、並且a ₀ 以及a ₁ 兩者均等於a 的情況下作為說明，當訊號比例因子a 為1、傳輸功率比例因子α 為1、第一通道係數h ₀ 及第二通道係數h ₁ 皆為1的時候，由方程式6所計算出之B 模數為8。

此時，若不考慮偏移量(即偏移量C 為0)，以第一終端傳送訊號x ₀ 及第二終端傳送訊號x ₁ 所有可能的數值皆為+3、+1、-1、-3。假設各接收訊號中的雜訊皆為0作為說明，則由方程式1所求得之中繼訊號102的最大可能振幅為4，其高峰傳輸功率為16(4的平方)。因此，相對於習知放大並轉送(Amplify-and-Forward；AF)訊號處理方式，中繼台針對中繼訊號102的高峰傳輸功率可由36(中繼接收訊號x 的最大可能振幅的平方，6的平方)降至16。此外，將第一終端接收訊號y ₀ 代入第一分離訊號函式(即方程式4)，則可得到第二分離訊號r ₀ 為等於x ₁ 。類似地，將第二終端接收訊號y ₁ 代入第二分離訊號函式(即方程式5)，則可得到第一分離訊號r ₁ 為等於x ₀ 。

若進一步考慮偏移量C 為1(即偏移量為C =B /2M _i ，其中i =arg max(a _i M _i |h _i |,i =0or 1))，則由方程式1所求得之中繼訊號102的最大可能振幅為3，其高峰傳輸功率為9(3的平方)。因此，相對於習知放大並轉送(Amplify-and-Forward；AF)訊號處理方式，中繼台針對中繼訊號102的高峰傳輸功率更可由36(中繼接收訊號x 的最大可能振幅的平方，即6的平方)降至9。同樣地，將第一終端接收訊號y ₀ 代入第一分離訊號函式(即方程式4)，則亦可得到第二分離訊號r ₀ 等於x ₁ ，以及將第二終端接收訊號y ₁ 代入第二分離訊號函式(即方程式5)，則亦可得到第一分離訊號r ₁ 等於x ₀ 。

本發明之第三實施例請同樣參考第1圖。第三實施例係進一步地說明在第一終端傳送訊號x ₀ 及第二終端傳送訊號x ₁ 屬一正交振幅調變(quadrature amplitude modulation；QAM)訊號的情況下之實施態樣。

令模數B 如方程式7所示：B =2．max{a ₀ M ₀ |h ₀ |sec(mod(θ ₀ +θ ,π /2)),a ₁ M ₁ |h ₁ |sec(mod(θ ₁ +θ ,π /2))} (7)

其中，a ₀ 以及a ₁ 為二訊號比例因子，M ₀ 為第一終端傳送訊號x ₀ 之一QAM調變階數之根號值，θ ₀ 為該第一通道係數之一第一通道相位角度，M ₁ 為第二終端傳送訊號x ₁ 之一QAM調變階數之根號值，以及θ ₁ 為與該第二通道係數之一第二通道相位角度。此外，θ 為一大於或等於-π /4並且小於π /4的相位角度，該相位旋轉因子為e ^jθ 。

以下舉例說明本發明能以在從事QAM訊號的中繼時，較現有技術降低中繼器的傳輸功率。為了說明方便，在所舉的例子中使用高峰傳輸功率來做比較。具有本領域知識者可以由此知道，在降低高峰傳輸功率以外，本發明也可以降低中繼器的平均傳輸功率。

在此例中，以第一終端傳送訊號x ₀ 及該第二終端傳送訊號x ₁ 為16-QAM訊號，且第一終端傳送訊號x ₀ 及該第二終端傳送訊號x ₁ 的一實部分量及一虛部分量可能的訊號值皆為-3a 、-1a 、1a 或3a ，并且a ₀ 以及a ₁ 兩者均等於a 的情況下作為說明，當訊號比例因子a 為1、傳輸功率比例因子α 為1、第一通道參數h ₀ 為1、第二通道參數h ₁ 為1、第一通道相位角度θ ₀ 為0、第二通道相位角度θ ₁ 為0、第一終端傳送訊號x ₀ 的QAM調變階數為16(即M ₀ 等於4)、第二終端傳送訊號x ₁ 的QAM調變階數亦為16(即M ₁ 等於4)、z _R 為0時，中繼接收訊號x 的最大可能振幅為6。

此外，若不考慮偏移量(即偏移量C 為0)以及相位旋轉(即相位旋轉因子β 為1、θ 為0)，則根據方程式7所計算出的模數為8。隨後，將傳輸功率比例因子α 、相位旋轉因子β 、中繼接收訊號x 、偏移量C 以及模數B 代入映射函數(即方程式1)，則得到中繼訊號102的最大可能振幅為4，其高峰傳輸功率即為32。因此，相對於已知放大並轉送(Amplify-and-Forward；AF)訊號處理方式，中繼台針對中繼訊號102的高峰傳輸功率可由72(中繼接收訊號x 的最大可能振幅的平方，即6的平方)降至32。

除此之外，若不考慮相位旋轉(即相位旋轉因子β 為1，θ 為0)而考慮偏移量且令偏移量為C =(B /2M _i )+j (B /2M _i )，其中i =arg max{a _i M _i |h _i |sec(mod(θ _i +θ ,π /2)),i =0or 1})，此時，所計算出的C 為1+j 。接著，將傳輸功率比例因子α 、相位旋轉因子β 、中繼接收訊號x 、偏移量C 以及模數B 代入映射函數(即方程式1)，則可得到中繼訊號102的最大可能振幅為3，其高峰傳輸功率為18。因此，相對於已知放大並轉送(Amplify-and-Forward；AF)訊號處理方式，中繼台針對中繼訊號102的高峰傳輸功率可由72(中繼接收訊號x 的最大可能振幅的平方，即6的平方)降至18。

隨後，第一無線裝置T0通過第一分離訊號函數(即方程式4)，計算第二分離訊號r ₀ ，以及第二無線裝置T1通過第二分離訊號函數(即方程式5)，計算第一分離訊號r ₁ 。

本發明的第四實施例請同樣參考圖1。第四實施例是進一步地說明在第一終端傳送訊號x ₀ 及第二終端傳送訊號x ₁ 屬一正交振幅調變(quadrature amplitude modulation；QAM)訊號的情況下的實施態樣。

以下舉例說明本發明能以在從事QAM訊號的中繼時，較現有技術降低中繼器的傳輸功率。為了說明方便，在所舉的例子中使用高峰傳輸功率(peak transmit power)來做比較。具有本領域知識者可以由此知道，在降低高峰傳輸功率以外，本發明也可以降低中繼器的平均傳輸功率。

在此例中，以第一終端傳送訊號x ₀ 及該第二終端傳送訊號x ₁ 為16-QAM訊號，且第一終端傳送訊號x ₀ 及該第二終端傳送訊號x ₁ 之一實部分量及一虛部分量可能之訊號值皆為-3a 、-1a 、1a 或3a ，並且a ₀ 以及a ₁ 兩者均等於a 的情況下作為說明，當訊號比例因子a 為1、傳輸功率比例因子α 為1、第一通道係數h ₀ 為e ^jπ
/4 、第二通道係數h ₁ 為e ^-jπ
/4 、第一通道相位角度θ ₀ 為π /4、第二通道相位角度θ ₁ 為-π /4、第一終端傳送訊號x ₀ 之 QAM調變階數為16(即M ₀ 等於4)、第二終端傳送訊號x ₁ 之QAM調變階數亦為16(即M ₁ 等於4)、z _R 為0時，中繼接收訊號x 的最大可能振幅為6。

此外，若不考慮偏移量(即偏移量C 為0)以及相位旋轉(即相位旋轉因子β 為1、θ 為0)，則根據方程式7所計算出之模數為8。隨後，將傳輸功率比例因子α 、相位旋轉因子β 、中繼接收訊號x 、偏移量C 以及模數B 代入映射函式(即方程式1)，則得到中繼訊號102的最大可能振幅為，其高峰傳輸功率即為40。因此，相對於習知放大並轉送(Amplify-and-Forward；AF)訊號處理方式，中繼台針對中繼訊號102的高峰傳輸功率可由72(中繼接收訊號x 的最大可能振幅的平方，即6的平方)降至40。

若進一步考慮相位旋轉(即相位旋轉因子β 為e ^jθ ，其中θ 為一大於或等於-π /4並且小於π /4的相位角度)而不考慮偏移量(即偏移量C 為0)，則根據方程式7所計算出的模數為8，其中令θ =-π /4。接著，將傳輸功率比例因子α 、相位旋轉因子β 、中繼接收訊號x 、偏移量C 以及模數B 代入映射函式(即方程式1)，則得到中繼訊號102的最大可能振幅為4，其高峰傳輸功率為32。因此，相對於習知放大並轉送(Amplify-and-Forward；AF)訊號處理方式，中繼台針對中繼訊號102的高峰傳輸功率可由72(中繼接收訊號x 的最大可能振幅的平方，即6的平方)降至32。

再者，若進一步考慮相位旋轉(即相位旋轉因子β 為e ^jθ ，其中θ 為一大於或等於-π /4並且小於π /4的相位角度)而仍不考慮偏移量(即偏移量C 為0)，且根據方程式8計算相位角度θ ：

其中，θ _t 為一變數，且函式argmax{a ₀ M ₀ |h ₀ |sec(mod(θ ₀ +θ _t ,π /2)),a ₁ M ₁ |h ₁ |sec(mod(θ ₁ +θ _t ,π /2))}所取得的數值為相位角度θ 並。接下來，根據方程式7計算出模數為8，其中使用根據方程式8算出的相位角度θ =-π /4。接著，將傳輸功率比例因子α 、相位旋轉因子β 、中繼接收訊號x 、偏移量C 以及模數B 代入映射函數(即方程式1)，則得到中繼訊號102的最大可能振幅為4，其高峰傳輸功率為32。因此，相對於已知放大並轉送(Amplify-and-Forward；AF)訊號處理方式，中繼台針對中繼訊號102的高峰傳輸功率可由72(中繼接收訊號x 的最大可能振幅的平方，即6的平方)降至32。

此外，若同時考慮到偏移量(即偏移量為C =(B /2M _i )+j (B /2M _i )，其中θ 為一大於或等於-π /4並且小於π /4的相位角度)以及偏移量，且令偏移量為C =(B /2M _i )+j (B /2M _i )，其中i =arg max{a _i M _i |h _i |sec(mod(θ _i +θ ,π /2)),i =0or 1})，則根據方程式7所計算出之模數B 為8，其中使用根據方程式8算出的相位角度θ =-π /4，並且得到偏移量C 為1+j 。接著，將傳輸功率比例因子α 、該相位旋轉因子β 、該中繼接收訊號x 、該偏移量C 以及該模數B 代入映射函式(即方程式1)，則可得到中繼訊號102的最大可能振幅為3，其高峰傳輸功率為即為18。因此，相對於習知放大並轉送(Amplify-and-Forward；AF)訊號處理方式，中繼台針對中繼訊號102的高峰傳輸功率可由72(中繼接收訊號x 的最大可能振幅的平方，即6的平方)降至18。

隨後，第一無線裝置T0透過第一分離訊號函式(即方程式4)，計算第二分離訊號r ₀ ，以及第二無線裝置T1透過第二分離訊號函式(即方程式5)，計算第一分離訊號r ₁ 。

本發明之第五實施例如第2圖所示，其係為一訊號處理方法之流程圖。本實施例所述之訊號處理方法係用於一雙向中繼器，例如：第一至第四實施例之雙向中繼器R。雙向中繼器R包含一收發器以及與該收發器電性連接之一處理器。該訊號處理方法由該處理器所執行。

首先，於步驟S100中，透過收發器接收一中繼接收訊號，其包含一第一無線裝置所傳送之一第一終端傳送訊號及一第二無線裝置所傳送之一第二終端傳送訊號。之後，於步驟S110中，使用一映射函式將該中繼接收訊號轉換為一中繼訊號。最後，於步驟S120中，致能收發器廣播中繼訊號。

須說明者，映射函式係如方程式1所示，且映射函式中所定義之複數模除函式以及模除函式，如第一實施例中所定義，故在此不再加以贅述。

除了上述步驟，本實施例的訊號處理方法亦能執行第一至第四實施例所描述的所有操作及具備所對應的所有功能，且所屬技術領域具有通常知識者可直接了解本實施例的訊號處理方法如何基於第一至第四實施例的揭露內容執行此等操作及具備此等功能，於此不再贅述。

綜上所述，本發明之雙向中繼器藉由模除並轉送(Modulo-and-Forward；MF)的訊號處理方式，來進行中繼傳輸，以降低雙向中繼器之中繼傳送功率。相較於習知AF訊號處理方法，本發明之MF 訊號處理方法可使得雙向中繼器具較低傳送功率，同時相較於習知DF訊號處理方法，本發明之MF訊號處理方法具較低的計算複雜度。

上述之實施例僅用來例舉本發明之實施態樣，以及闡釋本發明之技術特徵，並非用來限制本發明之保護範疇。任何熟悉此技術者可輕易完成之改變或均等性之安排均屬於本發明所主張之範圍，本發明之權利保護範圍應以申請專利範圍為準。

Claims

一種用於一無線通訊系統之雙向中繼器，包含：一收發器，用以接收一中繼接收訊號，其中該中繼接收訊號包含一第一無線裝置所傳送之一第一終端傳送訊號及一第二無線裝置所傳送之一第二終端傳送訊號；以及一處理器，與該收發器電性連接，用以使用一映射函式(mapping function)將該中繼接收訊號轉換為一中繼訊號，並致能該收發器廣播該中繼訊號；其中，該映射函式為：f _MF (x )=α ．cmod(βx +C ,B )其中，α 為一傳輸功率比例因子(transmit power scaling factor)、β 為相位旋轉因子(phase rotation factor)、x 為該中繼接收訊號、C 係為一偏移量(offset)、B 係為一模數(modulus)以及cmod(．)為一複數模除(complex modulo)函式且定義如下：cmod(x _I +jx _Q ,B )=mod(x _I ,B )+j mod(x _Q ,B )其中，x _I 為一複數輸入訊號之一實部分量，x _Q 為該複數輸入訊號之一虛部分量，且mod(．)為一模除函式且定義如下：mod(A ,B )=[(A +B /2)%B ]-B /2其中，A 為一輸入訊號，以及%為一具有如下定義的非對稱模除運算子：，其中p 及q 為兩任意實數，表示取小於或等於p /q 的最大整數。
如請求項1所述之雙向中繼器，其中當該第一終端傳送訊號及該第二終端傳送訊號屬一脈衝振幅調變(pulse amplitude modulation；PAM)訊號時，該相位旋轉因子為1，該模數為 2．max(a ₀ M ₀ |h ₀ |,a ₁ M ₁ |h ₁ |)，其中，a ₀ 以及a ₁ 為二訊號比例因子(signal scaling factor)，M ₀ 為該第一終端傳送訊號之一PAM調變階數，h ₀ 為與該第一終端傳送訊號相關聯之一第一通道係數，M ₁ 為該第二終端傳送訊號之一PAM調變階數，h ₁ 為與該第二終端傳送訊號相關聯之一第二通道係數。
如請求項2所述之雙向中繼器，其中該偏移量為B /2M _i ，且i =arg max(a _i M _i |h _i |,i =0or 1)。
如請求項1所述之雙向中繼器，其中當該第一終端傳送訊號及該第二終端傳送訊號屬一正交振幅調變(quadrature amplitude modulation；QAM)訊號時，該模數為2．max{a ₀ M ₀ |h ₀ |sec(mod(θ ₀ +θ ,π /2)),a ₁ M ₁ |h ₁ |sec(mod(θ ₁ +θ ,π /2))}，其中，a ₀ 以及a ₁ 為二訊號比例因子，M ₀ 為該第一終端傳送訊號之一QAM調變階數之根號值，h ₀ 為與該第一終端傳送訊號相關聯之一第一通道係數，θ ₀ 為該第一通道係數之一第一通道相位角度，M ₁ 為該第二終端傳送訊號之一QAM調變階數之根號值，h ₁ 為與該第二終端傳送訊號相關聯之一第二通道係數，以及θ ₁ 為與該第二通道係數之一第二通道相位角度，並且，θ 為一大於或等於-π /4並且小於π /4的相位角度，該相位旋轉因子為e ^jθ 。
如請求項4所述之雙向中繼器，其中該相位角度更為；其中，θ _t 為一變數。
如請求項4所述之雙向中繼器，其中該偏移量為 (B /2M _i )+j (B /2M _i )，且i =arg max{a _i M _i |h _i |sec(mod(θ _i +θ ,π /2)),i =0or 1}。
一種用於一雙向中繼器之訊號處理方法，該雙向中繼器包含一收發器以及一處理器，該訊號處理方法由該處理器所執行且包含下列步驟：(a)透過該收發器接收一中繼接收訊號，該中繼接收訊號包含一第一無線裝置所傳送之一第一終端傳送訊號及一第二無線裝置所傳送之一第二終端傳送訊號；(b)使用一映射函式將該中繼接收訊號轉換為一中繼訊號；以及(c)致能該收發器廣播該中繼訊號；其中，該映射函式為：f _MF (x )=α ．cmod(βx +C ,B )其中，α 為一傳輸功率比例因子、β 為相位旋轉因子、x 為該中繼接收訊號、C 係為一偏移量、B 係為一模數以及cmod(．)為一複數模除函式且定義如下：cmod(x _I +jx _Q ,B )=mod(x _I ,B )+j mod(x _Q ,B )其中，x _I 為一複數輸入訊號之一實部分量，x _Q 為該複數輸入訊號之一虛部分量，且mod(．)為一模除函式且定義如下：mod(A ,B )=[(A +B /2)%B ]-B /2其中，A 為一輸入訊號，以及%為一具有如下定義的非對稱模除運算子：，其中p 及q 為兩任意實數，表示取小於或等於p /q 的最大整數。
如請求項7所述之訊號處理方法，其中當該第一終端傳送訊號及該第二終端傳送訊號屬一脈衝振幅調變訊號時，該相位旋轉因子為1，該模數為2．max(a ₀ M ₀ |h ₀ |,a ₁ M ₁ |h ₁ |)，其中，a ₀ 以及a ₁ 為二訊號比例因子，M ₀ 為該第一終端傳送訊號之一PAM調變階數，h ₀ 為與該第一終端傳送訊號相關聯之一第一通道係數，M ₁ 為該第二終端傳送訊號之一PAM調變階數，h ₁ 為與該第二終端傳送訊號相關聯之一第二通道係數。
如請求項8所述之訊號處理方法，其中該偏移量為B /2M _i ，且i =argmax(a _i M _i |h _i |,i =0or 1)。
如請求項7所述之訊號處理方法，其中當該第一終端傳送訊號及該第二終端傳送訊號屬一正交振幅調(quadrature amplitude modulation；QAM)變訊號時，該模數為2．max{a ₀ M ₀ |h ₀ |sec(mod(θ ₀ +θ ,π /2)),a ₁ M ₁ |h ₁ |sec(mod(θ ₁ +θ ,π /2))}，其中，a ₀ 以及a ₁ 為二訊號比例因子，M ₀ 為該第一終端傳送訊號之一QAM調變階數之根號值，h ₀ 為與該第一終端傳送訊號相關聯之一第一通道係數，θ ₀ 為該第一通道係數之一第一通道相位角度，M ₁ 為該第二終端傳送訊號之一QAM調變階數之根號值，h ₁ 為與該第二終端傳送訊號相關聯之一第二通道係數，以及θ ₁ 為與該第二通道係數之一第二通道相位角度，並且，θ 為一大於或等於-π /4並且小於π /4的相位角度，該相位旋轉因子為e ^jθ 。
如請求項10所述之訊號處理方法，其中該相位角度更為；其中，θ _t 為一變數。
如請求項10所述之訊號處理方法，其中該偏移量為(B /2M _i )+j (B /2M _i )，且i =argmax{a _i M _i |h _i |sec(mod(θ _i +θ ,π /2)),i =0or 1}。
一種與如請求項1之雙向中繼器通訊之無線裝置，且當該無線裝置為該第一無線裝置時，該無線裝置用以自該雙向中繼器接收相應於該中繼訊號之一第一終端接收訊號，該無線裝置根據一第一分離訊號函式，得到相對於該第二終端傳送訊號之一第二分離訊號，該第一分離訊號函式定義如下：r ₀ =cmod(y ₀ /h ₀ /α -C -βh ₀ x ₀ ,B )/β 其中，r ₀ 為該第二分離訊號，y ₀ 為該第一終端接收訊號，x ₀ 為該第一終端傳送訊號；以及當該無線裝置為該第二無線裝置時，該無線裝置用以接收相應於該中繼訊號之一第二終端接收訊號，該無線裝置根據一第二分離訊號函式，得到相對於該第一終端傳送訊號之一第一分離訊號，該第二分離訊號函式定義如下：r ₁ =cmod(y ₁ /h ₁ /α -C -βh ₁ x ₁ ,B )/β 其中，r ₁ 為該第一分離訊號，y ₁ 為該第二終端接收訊號，x ₁ 為該第二終端傳送訊號；其中，該第一終端傳送訊號係由該第一無線裝置所傳送且欲透過該雙向中繼器傳送至該第二無線裝置，以及該第二終端傳送訊號係由該第二無線裝置所傳送且欲透過該雙向中繼器傳送至該第一無線裝置。
如請求項13所述之無線裝置，其中當該第一終端傳送訊號及該第二終端傳送訊號屬一脈衝振幅調變(pulse amplitude modulation；PAM)訊號時，該相位旋轉因子為1，該模數為2．max(a ₀ M ₀ |h ₀ |,a ₁ M ₁ |h ₁ |)，其中，a ₀ 以及a ₁ 為二訊號比例因子，M ₀ 為該第一終端傳送訊號之一PAM調變階數及M ₁ 為該第二終端傳送訊號之一PAM調變階數。
如請求項14所述之無線裝置，其中該偏移量為B /2M _i ，且i =arg max(a _i M _i |h _i |,i =0or 1)。
如請求項13所述之無線裝置，其中當該第一終端傳送訊號及該第二終端傳送訊號屬一正交振幅調變(quadrature amplitude modulation；QAM)訊號時，該模數為2．max{a ₀ M ₀ |h ₀ |sec(mod(θ ₀ +θ ,π /2)),a ₁ M ₁ |h ₁ |sec(mod(θ ₁ +θ ,π /2))}，其中，a ₀ 以及a ₁ 為二訊號比例因子，M ₀ 為該第一終端傳送訊號之一QAM調變階數之根號值，h ₀ 為與該第一終端傳送訊號相關聯之一第一通道係數，θ ₀ 為該第一通道係數之一第一通道相位角度，M ₁ 為該第二終端傳送訊號之一QAM調變階數之根號值，h ₁ 為與該第二終端傳送訊號相關聯之一第二通道係數，以及θ ₁ 為與該第二通道係數之一第二通道相位角度，並且，θ 為一大於或等於-π /4並且小於π /4的相位角度，該相位旋轉因子為e ^jθ 。
如請求項16所述之無線裝置，其中該相位角度更為；其中，θ _t 為一變數。
如請求項16所述之無線裝置，其中該偏移量為(B /2M _i )+j (B /2M _i )，且i =arg max{M _i |h _i |sec(θ _i ),i =0or 1}。