TWI463912B

TWI463912B - Ｌｅｄ（發光二極體）串驅動器之同步調節

Info

Publication number: TWI463912B
Application number: TW100139048A
Authority: TW
Inventors: Xiaoping Jin
Original assignee: Microsemi Corp
Priority date: 2011-10-27
Filing date: 2011-10-27
Publication date: 2014-12-01
Also published as: TW201318469A

Description

LED(發光二極體)串驅動器之同步調節

[相關申請案之對照參考資料]

本申請案主張2010年10月24日所提出之發明名稱為“Synchronous Regulation for LED String Driver”的美國臨時專利申請案序號第61/406,136號之優先權，在此以提及方式併入該美國臨時專利申請案之整個內容。

本發明係有關於固態照明之領域，以及特別地，是有關於以一單級電源之輸入開關來同步切換之一或多個LED串的配置。

發光二極體(LEDs)及特別是高強度及中強度LED串正快速廣泛地使用於照明應用中。具有總高亮度之LED在一些包括以液晶顯示器(LCD)(以下，統稱為矩陣顯示器)為基礎之監視器及電視的背光源之應用及一般照明應用中係有用的。

在一大型LCD矩陣顯示器中，以及在大型固態照明應用中(諸如街道照明及招牌)，通常至少部分以複數串串接LED來提供該等LED，以致於在一串故障之情況中，至少仍然可輸出一些光。每一LED串之構成LED因而共用一共同電流。

提供高亮度之LED呈現一個範圍之順向電壓降(以V_f 來表示)，以及它們的亮度主要是電流之函數。例如，適用於可攜式電腦(諸如筆記型電腦)之LED的製造業者指出一特定高亮度白光LED之V_f 在20mA及25℃之LED接面溫度下是在2.95伏特至3.65伏特之範圍內，因而V_f 呈現大於±10%之變化。再者，該等LED之亮度以接面溫度及老化之函數來變動，通常為電流之函數的亮度隨著溫度及老化之增加而減少。為了提供背光照明給具有斜對角線至少25cm之LCD矩陣顯示器的可攜式電腦，需要至少20個LED，通常超過40個LED。為了提供街道照明，在某些應用中需要超過100個LED。

為了提供平衡總亮度，控制各種LED串之電流大致相等是重要的。在一具體例中，供應一電源給每一LED串，以及在一封閉迴路中控制該電源，以確保該電源之電壓輸出與該LED串之電壓降是一致的，然而，每一LED串需要一電源係相當昂貴的。

在另一具體例中，如Korcharz等人之發明名稱“Voltage Controlled Backlight Driver”且在2007年8月23日公開的美國專利申請案公開第2007/0195025號(在此以提及方式併入該美國專利申請案之整個內容)所述，上述可藉由一與每一LED串串聯設置之受控耗能元件來達成。在另一具體例中，需要分級(binning)，其中根據LED之電氣及光學特性，分類或分級它們。因此，為了從一單電源操作複數個LED串，在一共同電流下，需要該等LED分級成在一預定範圍之V_f 內，或者必須提供像前述專利申請案之耗能元件，以降低由該等不同V_f 值所造成之該等串間之電壓差，以便產生一等電流經過該等LED串之每一者。這些解決方法中之任一者增加成本及/或能量浪費。

2007年7月10日頒給Jin之發明名稱“Current Sharing Scheme for Multiple CCF Lamp Operation”的美國專利序號第7,242,147號(在此以提及方式併入該美國專利)提出一平衡器(balancer)，其中每一CCFL經由一一次變壓器繞組連接至一AC電源導線。二次繞組連接成一封閉同相迴路。該平衡器需要一交流電流輸入，以便避免變壓器之DC飽和，以及因而不適合用於LED串，該等LED串只以DC來操作。

LED串呈現顯著不同於白熾燈之負載，以及特別地，電流沒有一致地隨輸入電壓變化。將一交流(AC)電力系統之功率因數定義為實際功率對流經負載之視在功率的比率。實際功率係電路在一特定時間內工作之容量，而視在功率係電路之電流與電壓之乘積。當功率因數明顯低於1時，功率在該系統中損失了。可以有利地使用一功率因數校正器(PFC)，以控制提供電能至該LED串之電源，以便達成接近1之功率因數。一功率因數校正器通常包括一誤差放大器及一多工器，其配置成彼此合作，以便維持一高功率因數，同時控制一電源轉換器，以便使該誤差放大器之輸入朝一參考值收歛。

LED串呈現一特定電壓對電流關係，其中對於低於最小操作電壓之電壓，沒有可察覺電流流動，以及對於超過最小操作電壓之電壓，電流根據一指數曲線來響應電壓。因此，電壓之小變化會導致電流有非常大之變化，此可能因該PFC控制迴路之緩慢響應時間而在校正前造成極大電力突波。

一雙級電源及驅動器提供一具有PFC之第一級及一有利地呈現一快速控制迴路之第二級，該快速控制迴路能防止這樣大的電力突波。不幸地，相較於一單級電源及驅動器，一雙級電源及驅動器增加支出及可能額外呈現效率之降低。此外，在許多習知技藝應用中，實際提供3個級：PFC級、電壓轉換器級及耗能平衡器級，它們皆增加成本及損失。

於是，本發明之一主要目的克服該習知技藝之至少一些缺點。在某些具體例中提供一種配置，其包括至少一LED串，其與一電控開關串接，該至少一LED串從一電源變壓器二次繞組接收電力，該變壓器之一次繞組係配置用以從一切換式電橋(switching bridge)接收電力。較佳地，該切換式電橋配合一全波整流器從一連接至一AC主網路之PFC級接收電力。以該切換式電橋之切換波形同步地控制與該LED串串接之該電控開關。較佳地，進一步提供一與每一LED串並聯之電容器，以便防止響應該切換式電橋之切換而有大電流擺動。任選地，可切換地連接該電容器，以便去除在該電控開關之關閉後之任何尾電流(tail current)。

從下面圖式及敘述將使本發明之額外特徵及優點變得明顯易知。

為了更加了解本發明及顯示如何可以實施本發明，現在將單純藉由範例來參考所附圖式，其中相似符號表示所有對應元件或部分。

現在特別詳細參考圖式，強調特點係經由範例來表示且只是為了本發明之較佳具體例的說明討論用，以及因提供相信是最有用且可輕易了解本發明之原理及概念態樣的敘述而呈現出該等特點。有鑑於此，沒有試圖要比對本發明之基本了解所需更詳細來顯示本發明之結構細節，伴隨該等圖式之敘述使熟習該項技藝者明顯知道如何可以具體實施本發明之數個形式。

在詳細說明本發明之至少一具體例前，了解到本發明之應用並非侷限於下面敘述或該等圖式中所述之組件的構造及配置之細節。本發明可應用至其它具體例或以不同方式來實施。並且，了解到在此所使用之措辭及術語是為了敘述之用及不應被視為限制。術語繞組特別意指一導電線繞組，其構成一電感器。該繞組可以構成一獨立電感器，或者磁耦合至另一繞組，以構成一變壓器。在此描述關於LED串之某些具體例，但是，此不表示限制，而寧願是一LED照明器具之一特定範例。可以使用一單高用電LED或其它LED照明器具來取代一LED串而不超出範圍。

圖1描述該習知技藝之一驅動架構的高層次示意圖，其包括一接收AC主電源；一全波整流器10；一PFC級20，其輸出一PFC電壓；一具有一對單向電子閥DA及DB之隔離切換式電橋級30；一升壓式轉換器40；一濾波電容器CB；以及複數個LED串50，每一LED串與一可控制耗能元件60及一個別感測電阻器RS相連。隔離切換式電橋級30包括一對被描述成但不限於NMOSFET之電控開關(以Q1及Q2來表示)、一阻隔電容器CX及一電源變壓器TX。升壓式轉換器40包括一輸入電容器CD、一電感器L1、一電控開關QB及一單向電子閥DD。

該接收AC主電源連接至全波整流器10，以及全波整流器10之輸出經由PFC級20連接至隔離切換式電橋級30之輸入。隔離切換式電橋級30連接於PFC級20之輸出與一共同點之間，在一具體例中，該共同點係接地。藉由一閘極電壓VG1控制電控開關Q1及藉由一閘極電壓VG2控制電控開關Q2。特別地，電控開關Q1之汲極連接至PFC級20之輸出，以及電控開關Q1之源極連接至電控開關Q2之汲極及阻隔電容器CX之第一端。阻隔電容器CX之第二端連接至電源變壓器TX之一次繞組的第一端及電源變壓器TX之一次繞組的第二端連接至電控開關Q2之源極及該共同點。

電源變壓器TX之二次繞組的第一端經由單向電子閥DA連接至輸入電容器CD之第一端及電感器L1之第一端。電源變壓器TX之二次繞組的第二端經由單向電子閥DB連接至輸入電容器CD之第一端及電感器L1之第一端。電感器L1之第二端連接至單向電子閥DD之陽極及電控開關QB之汲極。單向電子閥DD之陰極連接至濾波電容器CB之第一端及每一LED串50之陽極端。藉由一閘極電壓VGB控制電控開關QB之閘極，以及電控開關QB之源極連接至電源變壓器TX之二次繞組的中心分接頭接線、輸入電容器CD之第二端及濾波電容器CB之第二端。每一LED串50之陰極端連接至該個別可控制耗能元件60之汲極及每一可控制耗能元件60之源極經由一個別感測電阻器RS連接至電源變壓器TX之二次繞組的中心分接頭接線。

在操作中，由PFC級20將該接收AC主電源轉換成一DC匯流排(在一實施例中，400V之DC匯流排)，以及由隔離切換式電橋級30轉換該PFC電壓，該隔離切換式電橋級30被描述成但不限於一驅動電源變壓器TX之一次繞組的半電橋(half bridge)。藉由單向電子閥DA及DB整流電源變壓器TX之二次繞組的輸出及將該輸出饋送至升壓式轉換器40。從升壓式轉換器40之輸出供電LED串50及藉由做為線性調節器(liner regulators)之該等個別可控制耗能元件60來控制LED串50。特別地，藉由可控制耗能元件60之線性調節來控制流經該等LED串之電流成相等，其中該等可控制耗能元件60調節橫跨該等可控制耗能元件60之每一者的電壓降。升壓式轉換器40始終保持操作，以及將升壓式轉換器40之輸出電壓控制在一可維持具有最高電壓降之LED串50的電流調節之最小位準。

功率消耗及相關熱產生係高的，此在一積體電路上提供可控制耗能元件60之情況中特別是一個問題。從該PFC級至LED串50之功率傳輸包括具有相關功率損失及組件成本之三個級-隔離切換式電橋級30、升壓式轉換器40及該等個別可控制耗能元件60之線性電流調節級。

圖2A描述一同步驅動架構100之一示範性具體例的高層次示意圖，其包括：複數個LED串50、一隔離切換式電橋級30、一平衡器110、一對單向電子閥DA及DB、一電控開關Q3(其被描述成但不限於一NMOSFET)及一同步驅動器140。隔離切換式電橋級30在所有方面係相似於圖1之隔離切換式電橋級30，以及較佳的是，如上面圖1所述，進一步提供一全波整流器10及一PFC級20(未顯示)。平衡器110包括複數個平衡變壓器TB，每一平衡變壓器TB係由一第一繞組及一磁耦合至該第一繞組之第二繞組所構成，每一平衡變壓器TB與一特定電阻分壓器網路及一二極體“或”(Diode-ORing)電路150相連。

電源變壓器TX之二次繞組的第一端經由單向電子閥DA 連接至每一平衡變壓器TB之一次繞組的第一端及電源變壓器TX之二次繞組的第二端經由單向電子閥DB連接至每一平衡變壓器TB之一次繞組的第二端。每一平衡變壓器TB之一次繞組的中心分接頭連接至一相關LED串50之陽極端，以及該等LED串50之每一者的陰極端連接至電控開關Q3之汲極。電控開關Q3之源極經由一感測電阻器RS連接至一共同電位。電控開關Q3之源極(以VRS來表示)，或者，在另一情況中，該等LED串50中之一的陽極端(以VLED來表示)連接至同步驅動器140之輸入。在VLED連接至同步驅動器140之輸入的情況中，較佳的是，在輸入至同步驅動器140前，適當地調節在VLED處的電壓(以VVLED表示)。在另一情況中，可使用具有與電控開關Q1及Q2之切換動作同步或與在VLED處的經整流電壓同步之上升或下降邊緣的其它信號做為同步驅動器140之輸入，以實現電控開關Q3之同步切換操作。

將同步驅動器140之輸入經由一電容器C7饋送至一電控開關Q4(其被描述成但不限於一PMOSFET)之閘極。電控開關Q4之汲極連接至一電壓電位VDD、一電容器C8之第一端、一電阻器R7之第一端及一單向電子閥D7之陰極。電控開關Q4之閘極進一步連接至單向電子閥D7之陽極及電阻器R7之第二端。電控開關Q4之源極連接至一電流源I1之第一端、一比較器COMP1之反相輸入及電容器C8之第二端。電流源I1之第二端連接至該共同電位。一數位調光信號VDM連接至一電控開關Q5(其被描述成但不限於一NMOSFET)之閘極，以及電控開關Q5之汲極連接至一參考電位(以VREF來表示)。電控開關Q5之源極連接至一差動放大器EA之非反相輸入及差動放大器EA之輸出連接至比較器COMP1之非反相輸入成為一信號VMOD。差動放大器EA之反相輸入連接至信號VRS，以及比較器COMP1之輸出連接至電控開關Q3之閘極且以VG3來表示。

該等不同平衡變壓器TB之二次繞組連接成一封閉同相串聯迴路，且在平衡變壓器間之共同節點的電壓係由一個別電阻分壓器網路來取樣及經由該二極體‘或’電路150來實施或閘運算，運算結果經由一電阻器R17傳送至一輸出VOL。

在操作中，關於圖2B之電壓波形，其中y軸表示電壓及x軸表示共同軸之時間，從電源變壓器TX之二次繞組經由單向電子閥DA及DB供電給不同LED串50及藉由平衡器110之動作來平衡流經該等不同LED串50之電流。因此，從電源變壓器TX之輸出直接提供該等不同LED串50之操作，而不需要圖1之升壓式轉換器40及不需要每一LED串50之線性調節。

由與信號VG1及VG2同步方式，藉由PWM控制信號VG3控制電控開關Q3，因而確保只在由電控開關Q1或Q2供應電力時，經由電控開關Q3汲取電流。特別地，關於一在電容器C7處供應調節型電壓VVLED做為一至同步驅動器 140之輸入的具體例，在操作中，電控開關Q3以與被施加至VLED之電壓的同步方式切換，以回應該同步驅動器140，其頻率係電控開關Q1及Q2之切換頻率的兩倍。藉由調節電控開關Q3之工作週期(亦即，脈衝寬度調變(PWM))，達成流經該等不同LED串50之平均電流的控制。電控開關Q3控制流經所有該等LED串50之電流，以及使總電流藉由平衡器110之動作均勻地分配在該等不同LED串50上，該平衡器被描述於上面併入之美國專利序號第7,242,147號中。

電控開關Q3之PWM調變在一具體例中是後緣調變(trailing edge modulation)，其中用以驅動電控開關Q3之PWM控制信號VG3的前緣係與電控開關Q1及Q2之接通(switching on)同步，以及調變PWM控制信號VG3之後緣，以調節脈衡寬度。在另一具體例中，使用前緣調變，其中用以驅動電控開關Q3之PWM控制信號VG3的後緣係與電控開關Q1及Q2之各自切斷(switching off)同步，以及調變PWM控制信號VG3之前緣，以調節脈衡寬度。在不是做為限定用之情況下，在此描述前緣調變，以有利地使電控開關Q3之切斷瞬變現象(switching off transient)最小化。當電控開關Q4切斷時，同步驅動器140之電流源I1充電電容器C8，以產生斜降斜波信號VRMP，以及每當信號VMOD>信號VRMP時，電控開關Q3係接通的。在VLED或VRS之電壓之下降邊緣處(先將它們中之任一者較佳地調整至正確振幅)，導通電控開關Q4，以使電容器C8放電及將信號VRMP拉至電壓電位VDD，因而經由PWM控制信號VG3截止電控開關Q3。因此，在電壓VVLED(或VRS之電壓)之下降邊緣處同步地切斷PWM控制信號VG3。單向電子閥D7之存在在電壓VVLED之上升邊緣處提供電容器C7一放電路徑，以為了重複操作來重置它的電壓。從做為一電流控制誤差放大器之差動放大器EA供應該信號VMOD，以及使它的輸出與用於PWM比較器COMP1之信號VRMP的鋸齒波形做比較，以便調變該PWM控制信號VG3。當信號VMOD之數值增加時，電控開關Q3之工作週期增加，以及當信號VMOD之數值減少時，電控開關Q3之工作週期減少。

如上所述，信號VRS可以同樣地用以做為一同步控制。使用VRS之優點是：在零電流時切斷電控開關Q3，以去除切斷瞬變現象(switching off transient)。

如圖2A及2B所述，任選地另外使用電控開關Q3之切換控制於數位調光控制。數位調光信號VDM表示一數位調光控制信號，其較佳地呈現一約100至250Hz之低頻率。當數位調光信號VDM處於一高位準狀態時，參考電位VREF出現在差動放大器EA之非反相輸入，其中參考電位VREF表示流經電控開關Q3之目標電流(target current)。數位調光信號VDM因而調變電控開關Q3之工作週期，以回應信號VRS與參考電位VREF間之差異。當數位調光信號VDM處於一低位準狀態時，截止電控開關Q5，以及差動放大器EA之非反相輸入朝該共同電位下降，因而將信號VMOD拉至負電位及切斷電控開關Q3。較佳地，提供一下拉電阻器給差動放大器EA之非反相輸入，以確保適當操作(未顯示)。因此，一用於電控開關Q3之單同步驅動器140以低損失實施LED電流調節及數位調光控制功能。

在LED串50中之任何一者呈現一開路故障之情況中，該個別平衡變壓器TB之二次繞組的電壓顯著地上升，以及這樣的電壓上升用以偵測一開路LED狀態。如所述，較佳地由二極體對來自該二次迴路之節點的信號實施邏輯或閘運算，以及將該偵測信號VOL饋送至一控制器或控制電路，以做為一開路LED故障信號。

圖3描述用於複數個LED串之一同步驅動架構的一示範性具體例之高層次示意圖，其包括一與每一LED串50並聯之濾波電容器CF及進一步包括一平衡器110。除了提供與每一LED串50並聯之濾波電容器CF之外，圖3之架構在各方面相同於圖2之架構。濾波電容器CF減少任何漣波電流，因為藉由濾波電容器CF之動作防止橫跨每一LED串50之電壓的快速變化。

不幸地，當切斷電控開關Q3時，由於在該濾波電容器上之殘留電壓，在數位調光信號VDM變成一低位準狀態後，該濾波電容器CF可能產生一尾電流流經該等不同LED串50。在一些應用(特別是用於監視器及電視之背光應用)中，在數位調暗(digital dimming off)期間LED電流最佳地是完全關掉。

圖4描述用於複數個LED串之一同步驅動架構的一示範性具體例之高層次示意圖，其包括一與每一LED串50並聯之切換濾波電容器CF及進一步包括一平衡器110，因而解決上述尾電流。除了藉由電控開關Q6(其被描述但不限於一NMOSFET)之動作來切換濾波電容器CF成與每一LED串50並聯之外，圖4之架構在所有方面相同於圖3之架構。更詳而言之，每一濾波電容器CF之第一端連接至一個別LED串50之陽極端及該等濾波電容器CF之每一者的第二端連接至電控開關Q6之汲極。數位調光信號VDM經由一單向電子閥D6連接至電控開關Q6之閘極及一電阻器R6之第一端，以及電阻器R6之第二端連接至電控開關Q6之源極及電控開關Q3之汲極。

在操作中，當數位調光信號VDM係打開(亦即，處於高位準狀態)時，使電控開關Q6導通，以及當該數位調光信號VDM係關閉(亦即，處於低位準狀態)時，使電控開關Q6截止。可藉由一與數位調光信號VDM相連之驅動電路(未顯示)來實現電控開關Q6之閘極控制。更詳細地說，當使電控開關Q3導通，以回應處於打開狀態之數位調光信號VDM及信號VRMP小於信號VMOD時，使電控開關Q6之閘極電容(C6)經由單向電子閥D6充電至電壓電位VDD。電控開關Q3之切換係處於一相對高頻率(通常>200KHz)，以及將 R6*C6之時間常數設定成大於電控開關Q3之切換週期(較佳的是5-10倍大)，因而電控開關Q6在電控開關Q3之截止期間保持導通。在該數位調暗期間，亦即，當數位調光信號VDM係關閉(亦即，處於一低位準狀態)時，使電控開關Q3截止有一比R6*C6之時間常數長之期間，以及當數位調光信號關閉時，電控開關Q6之閘極電容經由電阻器R6放電，因而切斷電控開關Q6。在一非限制範例中，其中電控開關Q3之切換頻率係200KHz及數位調光信號VDM之頻率係200Hz且R6*C6之時間常數為約30μs，電控開關Q6在電控開關Q3之每一週期始終保持導通，以及在數位調光信號VDM關閉後之電控開關Q3的6個切換週期(約0.6%數位調光工作)後變成截止。

圖5描述用於複數個LED串50之一同步驅動架構的一示範性具體例之高層次示意圖，其包括一用於每一LED串50之個別整流器配置及進一步包括一與每一LED串50及一平衡器110並聯之切換濾波電容器CF。除了以與LED串50串聯方式，取代以與濾波電容器CF串聯方式，設置電控開關Q6，以及濾波電容器CF連接至電控開關Q3之汲極之外(然而，保持相同的控制效果)，圖5之架構在所有方面相同於圖4之架構。

當電控開關Q1及Q2以最大工作切換時，亦即，當每一電控開關Q1、Q2之工作週期為約50%時，被施加至平衡變壓器TB之電壓波形及磁場激磁實質上係持續的，以及實質持續地保持平衡效果。然而，當電控開關Q1及Q2以較小工作來操作時，該等平衡變壓器TB之磁場激磁可能不是持續的。在這樣的情況下，可能經由平衡器繞組在濾波電容器間洩漏能量。要防止這樣的情況，如圖5所示，針對每一個別平衡變壓器，提供個別整流器二極體DA及DB。

圖6描述用於複數個LED串50之一同步驅動架構的一示範性具體例之高層次示意圖，其包括一配置成用以提供一阻抗平衡器之多繞組電源變壓器TXM。藉由一PFC級將一接收AC主電源轉換成一DC匯流排(在一具體例中，一約400V之DC匯流排)，以及如圖1及2所述，藉由隔離切換電橋級30(其被描述成但不限於一驅動多繞組電源變壓器TXM之一次繞組的半電橋)轉換該PFC電壓。多繞組電源變壓器TXM呈現複數個二次繞組，每一二次繞組與複數個LED串50相連。多繞組電源變壓器TXM之每一二次繞組的第一端經由一個別單向電子閥DA連接至該相關LED串50之陽極端，以及多繞組電源變壓器TXM之每一二次繞組的第二端經由一個別單向電子閥DB連接至該相關LED串50之陽極端。該等二次繞組之中心分接頭通常連接至一共同電位。如圖2所述，該等不同LED串50之陰極端連接至電控開關Q3之汲極，以及電控開關Q3之源極經由感測電阻器RS連接至該共同電位。如上所述，同步驅動器140配置成用以提供信號VG3至電控開關Q3之閘極。

在操作中，使用多繞組電源變壓器TXM之漏電感來平衡該等不同LED串50之電流。特別地，多繞組電源變壓器TXM對於每一二次繞組較佳地具有大的相等漏電感。當該等二次繞組之漏電感阻抗係明顯足夠(例如，在操作期間之漏電感的電壓降比該等不同LED串50在操作頻率下之操作電壓的差異高至少10倍)時，在可接受誤差下保持流經該等不同LED串50之電流幾乎相等。特別地，多繞組電源變壓器TXM通常具有大的漏電感，以便達成一次側切換網路之軟切換操作，以及這樣的特徵因而符合上述漏阻抗之需求。

圖7描述用於複數個LED串50之一同步驅動架構的一示範性具體例之高層次示意圖，其包括複數個電控開關Q3，每一電控開關Q3與一特定LED串50相連及每一電控開關Q3係以一相關同步驅動器140來驅動；以及一多繞組電源變壓器TXM，其配置成用以提供一阻抗平衡器。除了針對每一LED串50提供一具有一相關同步驅動器之電控開關Q3之外，圖7之架構在所有方面相同於圖6之架構。

除了因上述阻抗效應所造成之較小的交互調節(cross regulation)之外，多繞組電源變壓器TXM之每一二次繞組的負載電流沒有在彼此間呈現一磁耦合效應，因而可獨立地打開及關閉裝至每一二次繞組之LED串50，而不影響其它LED串50之操作。因此，在圖7之配置中，每一LED串50具有一與相關同步驅動器140串接之專屬電控開關Q3。以這樣的配置，可個別控制每一LED串50之電流及數位調亮及調暗。有利的是，由該等電控開關Q3之個別同步驅動器140的PWM控制可輕易地補償該等LED串50間之較小的交互調節效應。

圖8描述用於複數個LED串50之一同步驅動架構的一示範性具體例之高層次示意圖，其包括一可切換地與每一LED串並接之濾波電容器CF、一與每一LED串50相連之電控開關Q3及一配置成用以提供一阻抗平衡器之多繞組電源變壓器TXM。

除了以與每一LED串50實質上如上述圖4並聯方式提供一可切換連接濾波電容器CF及以與每一濾波電容器CF串聯方式提供一個別電控開關Q6之外，圖8之架構在所有方面相同於圖7之架構。在操作中，濾波電容器CF減少流經每一LED串50之電流的漣波含量。當該等電控開關Q1及Q2之切換操作沒有處於最大工作(亦即，每一電控開關Q1、Q2之工作週期實質上小於50%)時，控制與該等個別濾波電容器CF串聯或在另一情況中如圖5所述之與該等LED串串聯之電控開關Q6，以在該個別調節電控開關Q3在一數位調暗期間截止時切斷洩漏路徑(leaking path)。

圖9描述用於複數個LED串50之一同步驅動架構的一示範性具體例之高層次示意圖，其包括多繞組電源變壓器TXM，其呈現複數個二次繞組；複數個LED串50，其與該複數個二次繞組中之一特定二次繞組(表示成二次繞組200)相連；複數個濾波電容器CF，每一濾波電容器CF與一個別LED串50以並聯方式連接；以及複數個電控開關Q3，每一電控開關Q3與一個別LED串50及該相關濾波電容器CF以串聯方式連接。如上面圖1及2所述，藉由一PFC級將一接收AC主電源轉換成一DC匯流排(在一具體例中，一400V之DC匯流排)，以及藉由隔離切換電橋級30(其被描述成但不限於一驅動多繞組電源變壓器TXM之一次繞組的半電橋)轉換該PFC電壓。使用多繞組電源變壓器TXM之二次繞組200來驅動LED串50，其中多繞組電源變壓器TXM之其它二次繞組使用於其它負載(未顯示)。二次繞組200之第一端藉由一個別單向電子閥DA連接至每一LED串50之陽極端，以及二次繞組200之第二端藉由一個別單向電子閥DB連接至每一LED串50之陽極端。該繞組200之中心分接頭連接至一共同電位。該等LED串50之每一者連接至一個別電控開關Q3之汲極，藉由一相關個別同步驅動器140控制每一電控開關Q3之閘極，以及每一電控開關Q3之源極經由一個別感測電阻器RS連接至該共同電位。

在此所述之同步調節架構的優點係明顯易知的，特別是LED電源與其它輸出電壓共用同一電源轉換器。通常以DC輸出中之一取代LED電流調節迴路，來控制一次側電控開關Q1及Q2之切換動作。該習知技藝(如上面圖1所述)教示一DC至DC轉換級(諸如升壓式轉換器40)之使用，來準確地控制LED串50之DC供應電壓，以便最小化線性調節級之功率消耗。相較下，圖9之架構由與電控開關Q1及Q2之切換動作同步之該等個別電控開關Q3的脈衝寬度調變來提供流經該等不同LED串50之電流的調節。電控開關Q3之切換調節操作(回應該等個別相關同步驅動器140)以非常低功率消耗容許寬大的供應電壓變化，以及因此，可完全移除該DC至DC轉換級，節省該系統成本及功率損失。再者，因為可獨立地控制該等不同電控開關Q3之操作，所以這樣的電路配置可使用於背光系統中之調光控制，其中可能需要依據視訊顯示內容獨立地控制每一LED串50之打開及關閉時間。濾波電容器CF有效地過濾流經該個別LED串50之電流，因而減少漣波。多繞組電源變壓器TXM之二次繞組200的漏電感(其如上所述通常是顯著的)進一步配合該等個別濾波電容器CF來過濾LED電流，以構成一進一步減少漣波之LC濾波器，察覺到，在單一具體例中亦可以以組合方式提供在個別具體例之上下文中所清楚描述之本發明的某些特徵。相反地，亦可以分別或以任何合適次組合方式提供在單一具體例之上下文中所簡潔描述之本發明的各種特徵。

除非另外界定，在此所使用之所有技術及科學術語具有相同於本發明所屬技藝之一般人士所通常了解之意思。雖然可在本發明之實施或測試中使用相似或同等於在此所述之方法，但是在此只描述合適方法。

以提及方式併入在此所述之所有刊物、專利申請案、專利及其它參考資料之全部。在衝突之情況中，將以本專利說明書(包含定義)為主。此外，材料、方法及範例只是描述用而不是想要作為限制用。

熟習該項技藝者將察覺到，本發明並非侷限於上面所特別顯示及描述者。更確切地說，本發明之範圍以所附申請專利範圍來界定及包括上面所述之各種特徵的組合及次組合以及熟習該項技藝者在讀取先前敘述時會想到且不在該習知技藝中之變更及修改。

10．．．全波整流器

20．．．PFC級

30．．．隔離切換式電橋級

40．．．升壓式轉換器

50．．．LED串

60．．．可控制耗能元件

100．．．同步驅動架構

110．．．平衡器

140．．．同步驅動器

150．．．二極體“或”(Diode-ORing)電路

200．．．二次繞組

C7．．．電容器

C8．．．電容器

COMP1．．．比較器

CX．．．阻隔電容器

CD．．．輸入電容器

CF．．．濾波電容器

D6．．．單向電子閥

D7．．．單向電子閥

DA．．．單向電子閥

DB．．．單向電子閥

DD．．．單向電子閥

EA‧‧‧差動放大器

I1‧‧‧電流源

L1‧‧‧電感器

Q1‧‧‧電控開關

Q2‧‧‧電控開關

Q3‧‧‧電控開關

Q4‧‧‧電控開關

Q5‧‧‧電控開關

Q6‧‧‧電控開關

QB‧‧‧電控開關

R6‧‧‧電阻器

R7‧‧‧電阻器

R17‧‧‧電阻器

RS‧‧‧感測電阻器

TB‧‧‧平衡變壓器

TX‧‧‧電源變壓器

TXM‧‧‧多繞組電源變壓器

VDD‧‧‧電壓電位

VDM‧‧‧數位調光信號

VG1‧‧‧閘極電壓

VG2‧‧‧閘極電壓

VG3‧‧‧PWM控制信號(該比較器COMP1之輸出)

VLED‧‧‧該等LED串50中之一的陽極端

VMOD‧‧‧信號

VOL‧‧‧輸出

VREF‧‧‧參考電位

VRMP‧‧‧(斜降斜波)信號

VRS‧‧‧電控開關Q3之源極

VVLED‧‧‧(在VLED處之)電壓

圖1描述該習知技藝之一驅動架構的高層次示意圖，其包括一PFC級、一切換式電橋、一升壓式轉換器及一與複數個並接LED串之每一者串聯的可控制耗能元件；

圖2A描述用於複數個LED串之一同步驅動架構的一示範性具體例之高層次示意圖，其包括一平衡器；

圖2B描述圖2A之同步驅動架構的某些信號；

圖3描述用於複數個LED串之一同步驅動架構的一示範性具體例之高層次示意圖，其包括一與每一LED串並聯之電容器及進一步包括一平衡器；

圖4描述用於複數個LED串之一同步驅動架構的一示範性具體例之高層次示意圖，其包括一與每一LED串並聯之切換電容器及進一步包括一平衡器；

圖5描述用於複數個LED串之一同步驅動架構的一示範性具體例之高層次示意圖，其包括一用於每一LED串之個別整流器配置及進一步包括一與每一LED串及一平衡器並聯之切換電容器；

圖6描述用於複數個LED串之一同步驅動架構的一示範性具體例之高層次示意圖，其包括一配置成用以提供一阻抗平衡器之多繞組電源變壓器；

圖7描述用於複數個LED串之一同步驅動架構的一示範性具體例之高層次示意圖，其包括一與每一LED串相連之電控開關及一配置成用以提供一阻抗平衡器之多繞組電源變壓器；

圖8描述用於複數個LED串之一同步驅動架構的一示範性具體例之高層次示意圖，其包括一與每一LED串並聯之切換電容器、一與每一LED串相連之電控開關及一配置成用以提供一阻抗平衡器之多繞組電源變壓器；以及

圖9描述用於複數個LED串之一同步驅動架構的一示範性具體例之高層次示意圖，其包括一呈現複數個負載之電源變壓器、一與每一LED串相連之電控開關及一針對每一LED串所提供之並聯電容器。

30‧‧‧隔離切換式電橋級

50‧‧‧LED串

100‧‧‧同步驅動架構

110‧‧‧平衡器

140‧‧‧同步驅動器

150‧‧‧二極體“或”(Diode-ORing)電路

C7‧‧‧電容器

C8‧‧‧電容器

COMP1‧‧‧比較器

CX‧‧‧阻隔電容器

D7‧‧‧單向電子閥

DA‧‧‧單向電子閥

DB‧‧‧單向電子閥