TWI452829B

TWI452829B - 精簡型星狀混頻器

Info

Publication number: TWI452829B
Application number: TW100125691A
Authority: TW
Inventors: Yeong Her Wang; Yu Ann Lai; Chun Nien Chen
Original assignee: Yeong Her Wang; Yu Ann Lai; Chun Nien Chen
Priority date: 2011-07-20
Filing date: 2011-07-20
Publication date: 2014-09-11
Also published as: TW201306471A

Description

精簡型星狀混頻器

本發明係有關於基本電子電路，特別係有關於一種精簡型星狀混頻器。

按，在射頻收發器中，混頻器占有極為重要之地位，而混頻器之主要功能係進行頻率的轉換，其中對於用以升頻之混頻器而言，是將中頻訊號與本地振盪訊號加成，產生新的射頻訊號輸出；對用以降頻之混頻器來說，則是將射頻訊號與本地振盪訊號混頻，降頻為中頻訊號而輸出。一般來說，星狀與環狀混頻器係為雙平衡混頻器中最常使用的兩種架構，其中因星狀混頻器可擁有較大的操作頻寬而較環狀混頻器更為廣泛應用。由於以往的雙平衡混頻器一共需要八組反相訊號(包含四組射頻訊號與四組本地振盪訊號)輸入至四個二極體，故傳統的星狀混頻器在電路架構上必需要利用兩組交錯的雙重巴倫電路(dual balun)或四組巴倫電路(balun)，提高了電路佈局之複雜度，又因需要配合使用較多的跨線(cross over)架構，更增加了整體的電路面積。因此，傳統的星狀混頻器並不易達到電路微小化之目的。此外，高頻元件在大量使用跨線之情況下，所產生之寄生效應將嚴重影響電路特性。

如第1圖所示，一種習知星狀混頻器100係利用兩組交叉且對稱之雙重巴倫，分別連接一射頻訊號端101與一本地振盪訊號端102，並且在四個二極體140之配置上是採用兩組反並聯式配對二極體(anti-parallel diode pair,APDP)之配置方式，故必須使用空橋(air bridge)架構連接一中頻抽取端103，方能抽取中頻訊號。此外，又因配置了多餘的微帶線，造成了電感效應而影響電路特性，更須佔用較大的電路面積。

再如第2圖所示，其為習知星狀混頻器100利用兩組雙重巴倫110之電路架構展開圖。其中，兩組雙重巴倫110係分別配置於該些二極體140之兩側，而由射頻訊號端101發出之射頻訊號與本地振盪訊號端102發出之本地振盪訊號分別經由兩組雙重巴倫110作反相轉換成四組射頻訊號之反相訊號與四組本地振盪訊號之反相訊號，所以兩組雙重巴倫110必須具有八組輸出埠，將上述反相訊號輸入至該些二極體140。中頻抽取端103係利用跨線架構連接至該些二極體140之接點處，以抽取射頻訊號與本地振盪訊號混頻後之中頻訊號。並且，由於是利用兩組雙重巴倫110，使得電路佈局較為複雜，而需要使用大量的跨線架構，導致寄生效應嚴重影響了電路特性。

又，如第3圖所示，其為習知星狀混頻器100利用四組巴倫120取代兩組雙重巴倫110之電路架構展開圖。其中，四組巴倫120係兩兩對稱配置於該些二極體140之兩側，並同樣需要輸入四組射頻訊號之反相訊號與四組本地振盪訊號之反相訊號至該些二極體140。但，因為四組巴倫120必須利用數量更多的微帶線來構成，進而增加了微帶線之配置面積，導致整體的電路面積更加擴大。此外，仍是需要利用跨線架構方可抽取中頻訊號，同樣無法改善寄生效應之負面影響。

有鑒於此，本發明之主要目的係在於提供一種精簡型星狀混頻器，可有效縮減電路面積，並使射頻訊號端與本地振盪訊號端具有良好的隔離度，更具有較佳的混頻特性與操作頻寬。

本發明之次一目的係在於提供一種精簡型星狀混頻器，可簡化中頻抽取電路，使得中頻訊號抽取更簡易。

本發明之再一目的係在於提供一種精簡型星狀混頻器，可減少跨線架構之使用，以避免寄生效應影響電路特性。

本發明的目的及解決其技術問題是採用以下技術方案來實現的。本發明揭示一種精簡型星狀混頻器，用以將一射頻訊號端與一本地振盪訊號端進行混頻，係包含一雙平衡混成電路，係具有一第一馬遜巴倫、一第二馬遜巴倫與一第三馬遜巴倫，該第一馬遜巴倫與該第二馬遜巴倫係為成對地對稱配置並具有與該射頻訊號端並聯連接之射頻訊號微帶耦合線，該第三馬遜巴倫係分離於該第一馬遜巴倫與該第二馬遜巴倫之外，該本地振盪訊號端係連接至該第三馬遜巴倫之本地振盪訊號微帶耦合線，並且該第三馬遜巴倫之兩接地微帶耦合線係經由該第一馬遜巴倫與該第二馬遜巴倫之射頻訊號微帶耦合線而串聯一起。

本發明的目的及解決其技術問題還可採用以下技術措施進一步實現。

在前述之精簡型星狀混頻器中，該兩接地微帶耦合線之串聯線係可連接至對應射頻訊號微帶耦合線之導線中間點。

在前述之精簡型星狀混頻器中，該本地振盪訊號微帶耦合線、該兩接地微帶耦合線與該些射頻訊號微帶耦合線係可為等寬。

在前述之精簡型星狀混頻器中，可另包含複數個第一二極體與複數個第二二極體，該些第一二極體係連接至該第一馬遜巴倫之兩接地微帶耦合線之間之二極體連接端，並且該些第二二極體係連接至該第二馬遜巴倫之兩接地微帶耦合線之間之二極體連接端。

在前述之精簡型星狀混頻器中，可另包含一中頻抽取端，係連接至該些第一二極體與該些第二二極體之接點處，並且該接點處為虛接地。

在前述之精簡型星狀混頻器中，該中頻抽取端係可連接有一低通濾波器，該低通濾波器係利用一微帶線與一電容接地所組成。

在前述之精簡型星狀混頻器中，該射頻訊號端發出之射頻訊號與該本地振盪訊號端發出之本地振盪訊號皆可為差動輸入。

在前述之精簡型星狀混頻器中，該第一馬遜巴倫與該第二馬遜巴倫之射頻訊號微帶耦合線與接地微帶耦合線係可為對齊平行並排。

在前述之精簡型星狀混頻器中，該第一馬遜巴倫與該第二馬遜巴倫之射頻訊號微帶耦合線與接地微帶耦合線係可水平對臥排列。

在前述之精簡型星狀混頻器中，該第一馬遜巴倫與該第二馬遜巴倫遠離該射頻訊號端之射頻訊號微帶耦合線與接地微帶耦合線係可與該第三馬遜巴倫之本地振盪訊號微帶耦合線與接地微帶耦合線為對齊平行並排。

由以上技術方案可以看出，本發明之精簡型星狀混頻器，具有以下優點與功效：

一、可藉由雙平衡混成電路作為射頻訊號端與本地振盪訊號端之輸入電路，並將射頻訊號端連接至第一與第二馬遜巴倫，以及本地振盪訊號端連接至第三馬遜巴倫之特定組合關係作為其中之一技術手段，由於第三馬遜巴倫之接地微帶耦合線係串聯至第一與第二馬遜巴倫之射頻訊號微帶耦合線，故可少配置一組巴倫電路。因此，可有效縮減電路面積，並使射頻訊號端與本地振盪訊號端之間具有良好的隔離度，更具有較佳的混頻特性與操作頻寬。

二、可藉由雙平衡混成電路作為射頻訊號端與本地振盪訊號端之輸入電路，並將射頻訊號端連接至第一與第二馬遜巴倫，以及本地振盪訊號端連接至第三馬遜巴倫之特定組合關係作為其中之一技術手段，由於第一二極體係連接至第一馬遜巴倫之二極體連接端，而第二二極體係連接至第二馬遜巴倫之二極體連接端，並且中頻抽取端連接至第一二極體與第二二極體之接點處，故可簡化中頻抽取電路，進而使中頻訊號抽取更簡易。

三、可藉由雙平衡混成電路作為射頻訊號端與本地振盪訊號端之輸入電路，並將射頻訊號端連接至第一與第二馬遜巴倫，以及本地振盪訊號端連接至第三馬遜巴倫之特定組合關係作為其中之一技術手段，由於減少了一組巴倫電路之配置，使得電路佈局更為簡單，故可減少跨線架構之使用，以避免寄生效應影響電路特性。

以下將配合所附圖示詳細說明本發明之實施例，然應注意的是，該些圖示均為簡化之示意圖，僅以示意方法來說明本發明之基本架構或實施方法，故僅顯示與本案有關之元件與組合關係，圖中所顯示之元件並非以實際實施之數目、形狀、尺寸做等比例繪製，某些尺寸比例與其他相關尺寸比例或已誇張或是簡化處理，以提供更清楚的描述。實際實施之數目、形狀及尺寸比例為一種選置性之設計，詳細之元件佈局可能更為複雜。

依據本發明之一具體實施例，一種精簡型星狀混頻器舉例說明於第4圖繪示其雙平衡混成電路之電路架構圖與第5圖繪示其雙平衡混成電路之拆解分析圖。該精簡型星狀混頻器係包含一雙平衡混成電路，用以將一射頻(radio frequency,RF)訊號端201與一本地振盪(local oscillation,LO)訊號端202進行混頻。在本實施例中，該精簡型星狀混頻器之有效操作頻帶範圍係可介於Ku-Ka頻帶而達寬頻特性，並且該雙平衡混成電路係作為該射頻訊號端201與該本地振盪訊號端202之輸入電路。其中，該射頻訊號端201發出之射頻訊號(以下稱RF訊號)與該本地振盪訊號端202發出之本地振盪訊號(以下稱LO訊號)皆可為差動輸入(differential input)，即該射頻訊號端201與該本地振盪訊號端202皆是兩個訊號的輸入，而該兩個訊號之差值即為有效輸入訊號。

請參閱第4圖所示，該雙平衡混成電路係具有一第一馬遜巴倫210、一第二馬遜巴倫220與一第三馬遜巴倫230。詳細而言，所謂的「巴倫(balun)」係為平衡線至非平衡線轉換器的縮寫(balun：balanced line to unbalanced line)。其中，所稱之平衡線係指一種對地完全對稱的傳輸線，可以輸出一對振幅相等相位相反之平衡訊號，例如：槽線(slot line)、共平面帶線(coplanar stripe line)等等。而所稱之不平衡傳輸線則係指單訊號線，例如：微帶線(microstrip)、共平面波導(coplanar waveguide)、同軸線(coaxial)等等。通常巴倫之功能除了平衡跟非平衡訊號轉換之外，亦可作為阻抗轉換之用，其中應用最為廣泛的即為本發明所使用之馬遜巴倫(marchand balun)，其具有較寬的頻寬且易達到較佳的特性。由於在該雙平衡混成電路中，係使用等寬的微帶耦合線，且整體電路呈現對稱的架構，故可使用奇偶模(even mode and odd mode)的電路分析。如第5圖所示，將該雙平衡混成電路拆解為A、B和C三部分之電路，以利於分析動作之進行，其中當一個埠拆解成兩個埠時，阻抗將改變為二倍，各部之理論分析如下：

首先，如第6A至6C圖所示，分析該雙平衡混成電路之A部分，其中兩條四分之波長的平行微帶耦合線無損耗、具對稱性且各埠之特徵阻抗皆為一相同的值Z₀ ，如第6A圖所示，其散射參數矩陣表示為：

C為耦合係數，C=(Z_0e -Z_0o )/(Z_0e +Z_0o )；Z_0e 與Z_0o 為平行耦合線傳輸偶波模(even mode)與奇波模(odd mode)之特性阻抗。並且，如第6A圖所示，定義兩條四分之波長的平行微帶耦合線之兩端為四埠(第1~4埠)。

當第4埠為短路(如第6B圖左方所示)，其散射參數矩陣表示為：

當第3埠為開路，第4埠為短路(如第6B圖右方所示)，其散射參數矩陣表示為：

再將第6B圖中左方平行微帶耦合線的第1埠與右方左方平行微帶耦合線的第1埠連接，使其由原本的五埠減少為三埠，並改寫各埠的代號為A、B、C，即構成如第6C圖之型態，其散射參數矩陣表示為：

將耦合係數C=1/√3代入(4)中，以求出最大等功率輸出與輸入埠最低折返損耗，其散射參數矩陣表示為：

由上述(5)可知，輸入與輸出阻抗皆相等的馬遜巴倫，輸入端係可具有良好的阻抗匹配，並且輸出端具理想的功率分配與反相調變，但輸出端的阻抗匹配與隔離度較差。

接著，如第7A至7D圖所示，分析該雙平衡混成電路之B部分。為利於運算之進行，將第7A圖中各埠之代號改寫為如第7B圖所示。然而，由於在第7B圖中之B部分並非是對稱架構，而尚不能使用奇偶模的電路分析，故先於第3埠對面的開路端設置一與第3埠對稱之第5埠(其阻抗亦為2Z₀ )，以使B部分成為如第7C圖所示之對稱架構。此時，即可從對稱面拆解為奇偶模的分析架構，即如第7D圖上方所示之偶波模電路架構與下方之奇波模電路架構，同樣地由於第1埠會被拆解，所以阻抗值須改變為兩倍(即Z₀ 改變為2Z₀ )。其中，偶波模的電路架構與第6B圖左方的電路架構類似，故可引用其散射參數矩陣(即上述(2))，但由於上述(2)所對應的各埠阻抗值皆為Z₀ (請配合參酌第6B圖)，而如第7D圖上方的第1埠與第3埠之阻抗值均為2Z₀ ，所以必須要對第1埠與第3埠作阻抗轉換，最後方可得到偶波模的散射參數矩陣表示為：

又，如第7D圖所示，使其下方之奇波模的第1埠為短路，即可得到奇波模的散射參數矩陣為：

接著，利用上述(6)和(7)進行適當的演算之後，可得出B部分對稱形式之散射參數矩陣表示為：

再將第5埠開路，並將各埠代號改寫回如第7A圖之形式，即完成B部分的散射參數矩陣表示為：

之後，如第8A與8B圖所示，分析該雙平衡混成電路之C部分。由於C部分係為對稱架構，所以可從對稱面拆解為奇偶模的架構，即如第8B圖所示，其中第1埠在拆解後阻抗值同樣由Z₀ 改變為2Z₀ 。因為第8B圖左方所示之偶波模電路架構與第7A圖之架構為相同的電路架構，故可沿用上述(9)所推導之結果，即C部分偶波模的散射參數矩陣即為上述(9)：

並且，將第1埠短路，即可得出C部分奇波模的散射參數矩陣表示為：

再利用上述(9)和(10)進行適當的演算之後，可得出C部分之散射參數矩陣表示為：

最後，如第9圖所示，進行分析輸入訊號與輸出訊號之關係，為了簡化分析過程，該雙平衡混成電路之A部分係未與C部分結合，並於接點處僅以入射功率波a 表示。其中，當不考慮各輸出埠之間的關係，僅考慮輸入訊號在輸出埠之表現時，各輸出埠的散射功率波公式可表示為：

先進行分析各輸出埠對入射功率a ₁ 之關係，將上述(12)改寫為：

由上述(13)可知，b ₂ 的相位為-90°、b ₃ 的相位為+90°、b ₅ 的相位為-90°以及b6 的相位為+90°。其中，對稱的兩對輸出埠(即第2、5埠與第3、6埠)為等功率、等相位的輸出；而第2、3埠與第5、6埠之間則為反相，不等功率輸出。由此可知，此架構仍保有馬遜巴倫反相調變之特性，但無法等功率輸出。

再進行分析各輸出埠對入射功率a _A 之關係，將上述(12)改寫為：

其中，入射功率a ₄ 、a ₇ 由馬遜巴倫的入射功率波a _A 提供，即a ₄ =(j/√2)a _A(ports) 、a ₇ =(-j/√2)a _A(ports) 。再代入上述(14)中，並改寫為：

其中，「a _A ₍₂₄₎ 」係代表從第4埠輸入、第2埠輸出之a _A 功率波；「a _A ₍₂₇₎ 」係代表從第7埠輸入、第2埠輸出之a _A 功率波，依此類推。因此，由上述(15)可知，對稱之兩對輸出埠(第2、5埠與第3、6埠)為等功率輸出，而第2、3埠與第5、6埠為不等功率輸出，並且相位的分佈會有以下三種情況：

1、當於理想的情況下，入射功率波a _A 在傳輸過程無耗損，即表示：

a _A ₍₂₄₎ =a _A ₍₂₇₎ =a _A ₍₃₄₎ =a _A ₍₃₇₎ =a _A ₍₅₄₎ =a _A ₍₅₇₎ =a _A ₍₆₄₎ =a _A ₍₆₇₎ =a _A 　(16)

此時，b ₂ 的相位為+90°，b ₅ 的相位為-90°，然而b ₃ 、b ₆ 並無功率波a _A 輸出。

當入射功率波a _A 在傳輸過程中有耗損時，即上述(16)不成立，則相位的分佈會為另外兩種情況。此外，a _A ₍₂₄₎ 、a _A ₍₂₇₎ 、a _A ₍₅₄₎ 以及a _A ₍₅₇₎ 的變化並不會影響相位分佈的改變。

2、當散射功率波b ₃ 的a _A ₍₃₄₎ ＞a _A ₍₃₇₎ ，由對稱架構可知散射功率波b ₆ 的a _A ₍₆₇₎ ＞a _A ₍₆₄₎ ，此時b ₂ 的相位為+90°，b ₃ 的相位為+90。，b ₅ 的相位為-90°以及b ₆ 的相位為-90°。

3、當散射功率波b ₃ 的a _A ₍₃₄₎ ＜a _A ₍₃₇₎ ，由對稱架構可知散射功率波b ₆ 的a _A ₍₆₇₎ ＜a _A ₍₆₄₎ ，此時b ₂ 的相位為+90°，b ₃ 的相位為-90°，b ₅ 的相位為-90°以及b ₆ 的相位為+90°。

因此，將上述結果總結整理出輸出埠的相位輸出表現，如下表一與表二所示：

之後，再如第9圖所示，分析兩輸入埠(第1埠與第A埠)之間的關係，在僅分析第1埠與第A埠之間的隔離度之條件下，各輸入埠(A部分與C部分)之散射功率波公式可表示為：

當該雙平衡混成電路之A部分與C部分相互結合時，即令b _B =a ₄ ，b ₄ =a _B ；b _C =a ₇ ，b ₇ =a _C ，此時在上述(17)中的b ₁ 和b _A 皆可消去第一項，即第1埠與第A埠的訊號行進至另一埠皆呈現虛接地之情況，故此架構先天具有良好的輸入埠隔離度。因此，在經過奇偶模分析本發明之雙平衡混成電路之後，由上述所推導出的散射參數矩陣可歸納出該雙平衡混成電路具有以下特點：

1、該雙平衡混成電路在理想與非理想的條件下共具有三組輸出相位之表現，皆能應用於雙平衡電路。

2、兩輸入埠之間具有良好的隔離度。

為了驗證上述雙平衡架構之可行性，將該雙平衡混成電路使用印刷電路板(printed circuit board,PCB)製作操作於低頻帶的驗證電路，並改變為如第10圖所示之驗證電路型態。在本實施例中，該雙平衡混成電路之走線與耦合線係可以一FR-4印刷電路板(介電係數(permittivity)ε=4.4、厚度=0.8公厘(mm))製作微帶線架構。並且，為了降低輸入埠在中心頻帶的折返耗損並使輸出功率平均分配，必須作適當的阻抗匹配，故將第1埠並聯一接地電容C_M ，且輸出埠之走線佈局呈現不對稱之形式。之後，利用安捷倫E8364A網路分析儀(Agilent PNA E8364A network analyzer)對該雙平衡混成電路進行S參數與相位之量測工作，可得出以下結果，並請配合參酌第11A至11E圖：

如第11A圖所示，其係為輸入埠1之折返損耗與輸出埠對輸入埠1之插入損耗量測圖。折返損耗在880MHz至906MHz之間皆小於-13dB；最佳值係應位於893MHz，為-17.1dB。插入損耗在883MHz至896MHz之間皆大於-8.7dB，輸出功率差在1dB以內，而893MHz插入損耗平均為-8.1dB。

如第11B圖所示，其係為輸入埠6之折返損耗與輸出埠對輸入埠6之插入損耗量測圖。折返損耗在845MHz至882MHz之間皆小於-13dB，而849MHz至878MHz之間皆小於-15dB；最佳值係應位於863MHz，為-40.1dB。插入損耗在862MHz至887MHz之間皆大於-9.2dB，輸出功率差在1.5dB以內，而863MHz的插入損耗平均為-8.7dB。

如第11C圖所示，其係為輸出埠對輸入埠1之相位表現與相位不平衡量測圖。第2埠與第4埠等相位，而第3埠與第5埠等相位，與馬遜巴倫之輸出相位表現相同。並且，在830MHz至930MHz之間的相位不平衡係皆在4°以內，故可由輸出相位之分布情況得知由該雙平衡混成電路所製作成之驗證電路的相位表現與表一相同。

如第11D圖所示，其係為輸出埠對輸入埠6之相位表現與相位不平衡量測圖。由輸出相位之分布情況可知由該雙平衡混成電路所製作成之驗證電路屬於表二之情況3之相位表現。

如第11E圖所示，其係為輸入埠1與輸入埠6之間的隔離度量測圖。在830MHz至930MHz之間的隔離度皆在-23dB以下，皆與所預測之結果相符，故可證實該雙平衡混成電路之可行性。

依據上述理論分析與驗證電路之結果，將該射頻訊號端201與該本地振盪訊號端202連接至該雙平衡混成電路之該第一馬遜巴倫210、該第二馬遜巴倫220與該第三馬遜巴倫230。如第4圖所示，該第一馬遜巴倫210與該第二馬遜巴倫220係為成對地對稱配置，並且具有與該射頻訊號端201並聯連接之射頻訊號微帶耦合線211、221。該第三馬遜巴倫230係分離於該第一馬遜巴倫210與該第二馬遜巴倫220之外。此外，該第三馬遜巴倫230與該第一馬遜巴倫210以及該第二馬遜巴倫220之間均未形成有交錯配置的關係。該本地振盪訊號端202係連接至該第三馬遜巴倫230之本地振盪訊號微帶耦合線231，並且該第三馬遜巴倫230之兩接地微帶耦合線232係經由該第一馬遜巴倫210與該第二馬遜巴倫220之射頻訊號微帶耦合線211、221而串聯一起。在一較佳實施例中，該第三馬遜巴倫230之該兩接地微帶耦合線232之串聯線233係可連接至對應射頻訊號微帶耦合線211之導線213、223的中間點。請參閱第4圖所示，並配合參酌第12圖之相位分佈圖，該射頻訊號端201發出RF訊號而經由該第一馬遜巴倫210與該第二馬遜巴倫220之射頻訊號微帶耦合線211、221作反相轉換成四組RF訊號之反相訊號後輸出，而該本地振盪訊號端202發出LO訊號則經由該第三馬遜巴倫230之本地振盪訊號微帶耦合線231作反相轉換，並使LO訊號之反相訊號兩兩各自從該第一馬遜巴倫210與該第二馬遜巴倫220之射頻訊號微帶耦合線211、221之導線213、223進入，再作相位轉換後輸出，即上述LO訊號之反相訊號係由輸入RF訊號之射頻訊號微帶耦合線211、221插入。因此，本發明僅需使用三組巴倫電路，可減少一組巴倫電路之使用，並且由於RF訊號之反相訊號與LO訊號之反相訊號皆使用相同之輸出埠P1～P4輸出(如第4與12圖所示)，使得該些輸出埠P1～P4之數量簡化為四組(習知輸出埠數量為八組)，並可分別連接至四個二極體(圖中未繪出)。所以，更可減少跨線(cross over)架構之使用，以避免寄生效應影響電路特性。此外，由於LO訊號之反相訊號經相同路徑至該射頻訊號端201可相互抵消，反之亦然，故該射頻訊號端201與該本地振盪訊號端202之間先天即具有相當好的隔離度。在一較佳型態中，該本地振盪訊號微帶耦合線231、該些接地微帶耦合線212、222、232與該些射頻訊號微帶耦合線211、221係可為等寬，進而使該雙平衡混成電路呈現對稱的架構，例如：該第一馬遜巴倫210與該第二馬遜巴倫220之射頻訊號微帶耦合線211、221與接地微帶耦合線212、222係可為對齊平行並排。或者，在一變化型態中，如第10圖所示，該第一馬遜巴倫210與該第二馬遜巴倫220遠離該射頻訊號端201之射頻訊號微帶耦合線211、221與接地微帶耦合線212、222係可與該第三馬遜巴倫230之本地振盪訊號微帶耦合線231與接地微帶耦合線232為對齊平行並排，此變化型態亦可作為該雙平衡混成電路之驗證電路。

請參閱第13圖所示，當該雙平衡混成電路具體應用於一精簡型星狀混頻器300時，可另包含複數個第一二極體341與複數個第二二極體342，該些第一二極體341係連接至該第一馬遜巴倫210之兩接地微帶耦合線212之間之二極體連接端214，並且該些第二二極體342係連接至該第二馬遜巴倫220之兩接地微帶耦合線222之間之二極體連接端224，其中複數個電容C1～C4(capacitance)係接地且連接於該第一馬遜巴倫210之射頻訊號微帶耦合線211與相鄰之接地微帶耦合線212之間以及該第二馬遜巴倫220之射頻訊號微帶耦合線221與相鄰之接地微帶耦合線222之間。詳細而言，由於該射頻訊號端201所發出之RF訊號較小，不致影響該本地振盪訊號端202所發出之LO訊號對該些第一二極體341與該些第二二極體342之開關動作，即該些二極體341、342之開關動作係完全由LO訊號所決定。在本實施例中，該精簡型星狀混頻器300係可另包含一中頻(intermediate frequency,IF)抽取端303，係連接至該些第一二極體341與該些第二二極體342之接點處343，並且該接點處343為虛接地(virtual ground)，而該中頻抽取端303係用以抽取中頻訊號(以下稱IF訊號)。其中，所稱之「虛接地」係指該接點處343之電壓等於0伏特，但並非真正接地。此外，該中頻抽取端303係可連接有一低通濾波器350(low-pass filter,LPF)，該低通濾波器350係利用一微帶線351與一電容C5接地所組成，用以濾除溢漏之RF訊號與LO訊號，進而提高該射頻訊號端201與該中頻抽取端303(RF-to-IF)之隔離度以及該本地振盪訊號端202與該中頻抽取端303(LO-to-IF)之隔離度。在一較佳應用實施例中，如第13圖所示，該第一馬遜巴倫210與該第二馬遜巴倫220之射頻訊號微帶耦合線211、221與接地微帶耦合線212、222係可水平對臥排列，使得該些二極體連接端214、224可集中配置於該第一馬遜巴倫210與該第二馬遜巴倫220之間。因此，可簡化該中頻抽取端303之電路，進而使IF訊號抽取更為簡易，並且該中頻抽取端303毋須跨線即可抽取IF訊號，更可控制該雙平衡混成電路之面積在0.64×0.83平方公厘(mm² )以內，進而達到微小化之目的。此外，本發明係利用電磁模擬軟體(EM)模擬該精簡型星狀混頻器之佈局(layout)的耦合線、走線特性以及其寄生效應，進而得出以下結果，並請配合參酌第14A至14E圖：

如第14A圖所示，其係為輸出轉換損耗與RF頻率之關係圖。RF輸入功率為-15dBm，LO輸入功率為14dBm，IF頻率為1GHz。RF頻率從16GHz至36GHz之間的轉換損耗皆小於14.6dB；19GHz至32GHz之間的轉換損耗皆小於11dB。

如第14B圖所示，其係為輸出轉換損耗與LO輸入功率之關係圖。RF輸入頻率為25GHz，LO輸入頻率為24GHz，RF輸入功率為-15dBm。當LO輸入功率達9dBm時，該些二極體開始進行開關動作，轉換損耗為12.2dB；功率達18dBm時的輸出轉換損耗趨於飽和。

如第14C圖所示，其係為各埠(包含該射頻訊號端、該本地振盪訊號端與該中頻抽取端)之間的隔離度與RF頻率之關係圖。當RF輸入功率為-15dBm，LO輸入功率為14dBm。RF操作頻率由16GHz至36GHz之間的各埠隔離度分別為：該本地振盪訊號端與該中頻抽取端之間的隔離度(即LO to IF)係介於33dB～42.2dB；該本地振盪訊號端與該射頻訊號端之間的隔離度(即LO to RF)係介於29dB～42.2dB；該射頻訊號端與該中頻抽取端之間的隔離度(即RF to IF)係介於15dB～48.5dB。

如第14D圖所示，其係為轉換損耗與IF頻率之關係圖，LO輸入頻率為27GHz，RF輸入功率為-15dBm，LO輸入功率為14dBm，IF頻寬係可由0.1GHz至10GHz。

如第14E圖所示，其係為轉換損耗與RF功率之關係圖，RF輸入頻率為26GHz，LO輸入頻率為25GHz，LO輸入功率為14dBm的1dB壓縮點係約在RF輸入功率為13dBm時。

經過上述電路模擬之後，再對本發明之精簡型星狀混頻器進行高頻量測。主要係使用高頻高精密探針量測機台(CASCADE RF-1)進行直接晶圓(on wafer)之高頻探針量測，以安捷倫訊號產生器(Agilent E8257C)輸入LO/RF訊號，並且在該射頻訊號端、該本地振盪訊號端與該中頻抽取端使用三組GSG(ground-signal-ground)高頻量測探針，其中接地部分與訊號端之間距係為150微米(μm)。其中，測試儀器係可為安捷倫頻譜分析儀(Agilent E4446A)，再以安捷倫功率計(Agilent E4419B power meter)進行校正，並且量測時所使用的高頻探針與電纜線(cable)皆係使用安捷倫向量網路分析儀(Agilent E8364A)校正。最後，可得出以下結果，並請配合參酌第15A至15E圖：

如第15A圖所示，其係為輸出轉換損耗與RF頻率之關係圖。RF輸入功率為-15dBm，LO輸入功率為14dBm，IF頻率為1GHz。RF頻率從16GHz至38GHz之間的轉換損耗皆小於15dB；最佳值係位於RF頻率28GHz，轉換損耗為6.2dB。

如第15B圖所示，其係為輸出轉換損耗與LO輸入功率之關係圖。RF輸入頻率為25GHz，LO輸入頻率為24GHz，RF輸入功率為-15dBm。當LO輸入功率達13dBm時該些二極體開始進行開關動作，轉換損耗為14.5dB；功率達18dBm時的輸出轉換損耗趨於飽和。

如第15C圖所示，其係為各埠(包含該射頻訊號端、該本地振盪訊號端與該中頻抽取端)之間的隔離度與RF頻率之關係圖。當RF輸入功率為-15dBm，LO輸入功率為14dBm。RF操作頻率由16GHz至38GHz之間的各埠隔離度分別為：該本地振盪訊號端與該中頻抽取端之間的隔離度(即LO to IF)係介於19dB～32.1dB；該本地振盪訊號端與該射頻訊號端之間的隔離度(即LO to RF)係介於22.2dB～35.8dB；該射頻訊號端與該中頻抽取端之間的隔離度(即RF to IF)係介於17.8dB～39.6dB。

如第15D圖所示，其係為轉換損耗與IF頻率之關係圖，LO輸入頻率為27GHz，RF輸入功率為-15dBm，LO輸入功率為14dBm，IF頻寬係可由0.1GHz至10GHz。

如第15E圖所示，其係為轉換損耗與RF功率之關係圖，RF輸入頻率為26GHz，LO輸入頻率為25GHz，LO輸入功率為14dBm的1dB壓縮點係約在RF輸入功率為14dBm時。之後，將上述電路模擬與高頻量測進行比較，如下表三所示：

綜上可知，本發明可藉由該雙平衡混成電路作為該射頻訊號端201與該本地振盪訊號端202之輸入電路，並將該射頻訊號端201連接至該第一馬遜巴倫210與該第二馬遜巴倫220，以及該本地振盪訊號端202連接至該第三馬遜巴倫230之特定組合關係作為其中之一技術手段，由於該第三馬遜巴倫230之接地微帶耦合線232係串聯至該第一馬遜巴倫210之射頻訊號微帶耦合線211與該第二馬遜巴倫220之射頻訊號微帶耦合線221，所以可較習知星狀混頻器更減少使用一組巴倫電路。因此，可有效縮減電路面積，並使該射頻訊號端201與該本地振盪訊號端202之間具有良好的隔離度，更具有較佳的混頻特性與操作頻寬。

以上所述，僅是本發明的較佳實施例而已，並非對本發明作任何形式上的限制，雖然本發明已以較佳實施例揭露如上，然而並非用以限定本發明，任何熟悉本項技術者，在不脫離本發明之技術範圍內，所作的任何簡單修改、等效性變化與修飾，均仍屬於本發明的技術範圍內。

100．．．星狀混頻器

101．．．射頻訊號端

102．．．本地振盪訊號端

103．．．中頻抽取端

110．．．雙重巴倫

120．．．巴倫

140．．．二極體

201．．．射頻訊號端

202．．．本地振盪訊號端

210．．．第一馬遜巴倫

211．．．射頻訊號微帶耦合線

212．．．接地微帶耦合線

213．．．導線

214．．．二極體連接端

220．．．第二馬遜巴倫

221．．．射頻訊號微帶耦合線

222．．．接地微帶耦合線

223．．．導線

224．．．二極體連接端

230．．．第三馬遜巴倫

231．．．本地振盪訊號微帶耦合線

232．．．接地微帶耦合線

233．．．串聯線

300．．．精簡型星狀混頻器

303．．．中頻抽取端

341．．．第一二極體

342．．．第二二極體

343．．．接點處

350．．．低通濾波器

351．．．微帶線

P1～P4．．．輸出埠

C1～C5．．．電容

第1圖：一種習知星狀混頻器之電路架構圖。

第2圖：習知星狀混頻器利用兩組雙重巴倫之電路架構展開圖。

第3圖：習知星狀混頻器利用四組巴倫之電路架構展開圖。

第4圖：依據本發明之一具體實施例的一種精簡型星狀混頻器之雙平衡混成電路之電路架構圖。

第5圖：依據本發明之一具體實施例的精簡型星狀混頻器之雙平衡混成電路之拆解分析圖。

第6A至6C圖：依據本發明之一具體實施例的精簡型星狀混頻器之雙平衡混成電路之A部分拆解分析圖。

第7A至7D圖：依據本發明之一具體實施例的精簡型星狀混頻器之雙平衡混成電路之B部分拆解分析圖。

第8A與8B圖：依據本發明之一具體實施例的精簡型星狀混頻器之雙平衡混成電路之C部分拆解分析圖。

第9圖：依據本發明之一具體實施例的精簡型星狀混頻器之雙平衡混成電路之整體分析圖。

第10圖：依據本發明之一具體實施例的精簡型星狀混頻器之雙平衡混成電路之驗證電路型態之電路架構圖。

第11A至11E圖：依據本發明之一具體實施例的精簡型星狀混頻器之雙平衡混成電路之驗證電路型態在使用安捷倫E8364A網路分析儀進行S參數與相位之量測圖。

第12圖：依據本發明之一具體實施例的精簡型星狀混頻器之雙平衡混成電路之相位分佈圖。

第13圖：依據本發明之一具體實施例的精簡型星狀混頻器之電路架構圖。

第14A至14E圖：依據本發明之一具體實施例的精簡型星狀混頻器在進行電路模擬之關係圖。

第15A至15E圖：依據本發明之一具體實施例的精簡型星狀混頻器在進行高頻量測之關係圖。