TWI439070B - 時-頻跳躍模式之偵測 - Google Patents

Description

時-頻跳躍模式之偵測

本發明係關於一種在OFDM(正交分頻多工)系統中偵測一時－頻跳躍模式之方法。

傳統上，在一單載波發射系統內的一無線通信通道係模型化為具有一時變脈衝響應g(τ,t)，其可能由於多路徑而對於任一給定時間t係頻率選擇性的。該通道之頻率選擇性可藉由觀察在關注時間期間所發射之已知前導信號來加以估測，而時間選擇性係通常藉由觀察該些週期性插入已知信號之若干信號來加以追蹤。

然而，在一陸地行動通信環境中，通道選擇性主要係由於終端運動所引起。只要運動速度保持恆定，該通道便可模型化為一非時變延遲杜卜勒響應h(τ,v )，其表示招致一延遲τ及杜卜勒偏移v至進入信號之散射體之複合值通道增益。出於各種原因，此事實一直主要用作時域內之前導插入頻率之一設計限制以避免頻疊。杜卜勒資訊之略微更複雜用途可見諸於通道追蹤相關的濾波器設計，其需要估測通道之杜卜勒擴展。

一時－頻跳躍模式係一信號，其頻率內容以一特定方式，週期性或非週期性地作為一時間函數而變化。時－頻跳躍信號已用於許多通信及雷達應用。最近，由於流行將正交分頻多工(OFDM)調適成未來無線通信系統中的多路技術，將其用作同步信號之可能已得到了廣泛的研究。由於一OFDM系統本質上將無線電資源分成正交時－頻單元，故自然設計遵守現有時－頻劃分之同步信號。

在一OFDM系統中，前導符號係週期性地放置於時頻平面內以供通道估測用。圖1顯示一規則間隔前導模式(指示＝0)與一科斯塔斯(Costas)陣列模式(＝1)之一範例，如習知此項技術者所熟知，該科斯塔斯陣列模式係以一特定次序偏移該規則間隔前導模式之水平掃描線所產生之許多可能變化之一。科斯塔斯陣列模式係揭示於"聲納設計及效能上的媒介約束"(J.P.Costas，EASCON Conv.Rec.，1975，第68A－68L頁)。

在該陣列內的各小區表示在一OFDM符號內的該等N_fft 子載波之一，其具有一間隔T_S .sec.，包括循環前綴之T_cp sec.。因而，子載波間隔係f_s ＝1/(T_s －T_cp )Hz。對於原始規則間隔模式，在時域內，每隔N個OFDM符號插入一前導符號，即T_p ＝NT_s ，而在頻域內每隔M個子載波插入一前導符號，即f_p ＝Mf_s 。相對於首個子載波，各模式可能具有一子載波偏移指數0 M 。

任一前導模式可由一二維時－頻陣列來指定，其陣列元素C[n,m]係在第n個OFDM符號內的第m個子載波上發射之前導符號之複合值。除非另有申明，在存在一前導符號之情況下C[n,m]係"1"而不存在之情況下係"0"。在Q時域週期上的前導模式之對應連續時間信號可由以下表述為一OFDM符號序列： 其中

係第n個OFDM符號，其進一步由一序列cn[i]所組成，該序列調變發射濾波器脈衝函數μ(t)。忽略循環前綴，該前導模式之時－頻陣列表示C[n,m]係與藉由以下而與離散時間序列cn[i]相關

為了解調變一OFDM系統內的該等資料符號，接收器需要瞭解通道之時－頻響應H(t,f)，其係延遲杜卜勒響應h(τ,v )之二維傅立葉變換。若在時間及頻率上觀察到足夠數目的基底前導信號，則延遲杜卜勒關聯器之輸出係該延遲杜卜勒響應之一較佳近似。

該通道係模型化為具有一延遲杜卜勒響應h(τ,v )，其表示招致一延遲r及杜卜勒偏移至進入信號之散射體之複合值通道增益。假定無線電環境由一連續散射體(或"目標")所組成，各散射體將引入一特定延遲及杜卜勒偏移至透過其傳播之信號，則對應於前導之接收信號係由以下得出：

其中z(t)係加成性高斯白雜訊(AWGN)，τ₀ 及v ₀ 分別係初始時序及頻率偏移，以及

係通道之最大延遲及杜卜勒擴展，其小於或等於沒有頻疊情況下前導密度所能支援之該等值。

目前偵測器通常使用匹配假設信號之關聯器，接著找到峰值並將其與一特定限定值進行比較以決定該等前導信號之存在。此相關程序可能計算上過於複雜，尤其在存在大量潛在假設時。

一使用時－頻跳躍模式作為同步信號之已知系統係揭示於Laroia等人之US 6961364 B1中。不同的基地台使用不同的斜率之模式，且偵測演算法係一最大能量偵測器。

本發明之一目的係提供一種用於比較先前技術較少計算複雜性地在一OFDM系統中偵測一前導模式之裝置及方法。

一額外目標係提供一種用於在一通信網路中同步並偵測通信器件之方法。

本發明解決偵測一在一最佳意義上滿足一特定標準之前導信號之時－頻跳躍模式之問題。藉由應用廣義概似比檢定(GLRT)之原理，本發明針對在前導模式及其時－頻偏移上的一給定假設提供一最佳概似測量。基於此概似測量，可獲得一前導模式之偵測及同步。

本發明之一優點在於，本發明可用於一使用不同時頻跳躍模式來識別不同器件之OFDM系統之一初始同步。

另一優點在於，儘管最佳概似度量係在一二維延遲杜卜勒相關器之輸出處之能量積分，但不一定實際上執行該二維延遲杜卜勒關聯。

本發明之一較佳具體實施例之一優點在於，當前導模式供許多共享一共用結構(例如環形偏移模式)之器件使用時，可進一步加以簡化其概似度量之計算。

本發明之目標係偵測一前導信號之存在，隨後藉由估測未知參數(τ₀ ,v ₀ )來獲得一粗略初始時－頻同步。

假定已獲得該初始同步，因而已知(τ₀ ,v ₀ )，針對在一範圍(τ ₀ τ τ ₀ ＋τ _max ,v ₀ v v ₀ ＋v _max )上定義的諸如上述該等前導信號之適當設計前導信號，通道之最大概似(ML)估測(τ,v )係藉由以下與該二維延遲杜卜勒影像I(τ,v )相關：

其中E _s ＝∫|s _p (t )|² dt係在未指定觀察間隔上之前導信號之能量以及

係前導信號s_p (t)之含糊度函數。

在初始同步階段中，初始時－頻偏移(τ₀ ,v ₀ )未知，因而需要來假設。因此，偵測一前導模式之存在並隨後識別發送該模式之器件涉及在前導信號s_p (t)與初始時－頻偏移(τ₀ ,v ₀ )所指定之假設空間上的搜尋。

首先，開始於以一s_p (t)給定假設為條件並其後定義一概似測量用於該假設，即通道之延遲杜卜勒響應開始於延遲杜卜勒平面內的(τ₀ ,v ₀ )並在其最大延遲杜卜勒擴展範圍上延伸。由於通道響應h(τ,v )未知，故其係需要移除的一多餘變數。此點可藉由應用用於廣義概似比測試(GLRT)之相同方法來完成。假定假設(τ₀ ,v ₀ )正確，則第一步驟係估測該多餘變數h(τ,v)。根據等式(6)，此係由以下得出：

其中τ ₀ τ τ ₀ ＋τ _max 且v ₀ v v ₀ ＋v _max 。下一步驟係在該對數概似函數中使用其估測來替換真實通道響應：

在重新配置並移除無關項之後，用於該假設之對數概似函數變成：

在廣義最大概似意義上，用於此假設之最佳概似測量因而由等式(10)得出，其中I(τ,v )係由該假設信號s_p (t)所觀察之延遲杜卜勒影像。

接著偵測前導模式係在s_p (t)及(τ₀ ,v ₀ )之可能假設中估測並比較此對數概似函數之該等值或將其與一特定限定值進行比較。

根據等式(10)直接評估Λ(τ₀ ,v ₀ )係僅執行一延遲杜卜勒關聯，接著在對於所有滿足尼奎斯特標準(並因此可用於通道估測)之模式有效之該等假設者上積分能量，此類直接計算之複雜性可能對於許多器件可能假定之大量可能假設而言係過大。幸運的係，如在下列章節中所能看到的，存在用於計算該對數概似函數而不需明確評估延遲杜卜勒影像I(τ,v )之替代性方法。在該等潛在前導模式共享一特定共用結構之情況下，甚至更大的複雜性降低係可能的。

偵測器之離散實施方案

如等式(10)中所得出，廣義對數概似函數Λ(τ₀ ,v ₀ )僅係在通道之延遲杜卜勒影像I(τ,v )之假設能量範圍上積分，該影像在範圍(0 τ <τ _max ,0 v <v _max )上的離散近似可加以推導。該延遲杜卜勒影像之時－頻偏移版本可表述成：

其中

係接收信號之一時－頻偏移版本。由於僅在偵測階段上的延遲杜卜勒影像之振幅有關，故在等式(11)內在積分之前的指數項係移動至該等式之另一側並定義一用於該通道延遲杜卜勒影像之新函數：

其中下標τ₀ 、v₀ 指示其對初始時－頻偏移假設之相依性。在等式(13)內的積分可藉由其離散和而表述為：

其中係以一在延遲域內碼片速率1/T Hz及一在杜卜勒域內碼片速率QNT_s sec.下取樣的通道延遲杜卜勒影像，以及

係一接收濾波器之輸出，其具有在碼片速率1/T_c Hz下取樣的一時間偏移τ₀ 及頻率偏移v ₀ ，如圖2所示。還應清楚，延遲假設τ₀ 應較佳地選擇為碼片持續時間T_c 的倍數。

圖2顯示一用於從一接收信號r(t)產生一取樣信號之器件30。該接收信號係輸入至一濾波器31，其具有一濾波函數μ^＊ (－t)。該濾波信號係在一碼片速率1/T_c Hz下，使用一取樣器32來取樣的，並在一延遲器33內添加一負延遲。該取樣並延遲信號在一混合器35內混合一來自一來源34之信號以產生取樣信號。

離散頻域實施方案

如等式(5)中所申明，通道之最大延遲杜卜勒擴展(τ_max ,v _max )不應超出前導密度所能支援之值。對於等式(10)內的積分係於前導密度所支援之最大值上進行之情況下，該積分可近似為其在範圍(0 k <K ＝N _fft /M ,0 l <Q )上之取樣版本之離散和並由以下得出：

在一大於(τ_max ,v _max )之範圍上的積分可能由於引入不必要的雜訊而劣化偵測效能。然而，可明顯地降低偵測複雜性，如下文所述。該偵測器接著可依據操作要求及設備能力而效能與複雜性間折衷。

當適當定於循環前綴窗口內時，在等式(14)最後部分內的捲積變成循環，因而可使用DFT(離散傅立葉變換)在頻域內加以評估。

其中

係對應於第n個OFDM符號之循環取樣接收信號之長度－N_fft DFT以及

係在第n個OFDM符號內前導信號之離散頻域表示。使用圖1視覺說明在該陣列內的該等行對應於針對一給定(τ₀ ,v ₀ )在連續OFDM符號上的該等接收樣本之DFT之情況下，此具體實施例藉由該假設模式之該等位置上的能量和來近似該概似函數。

應注意，C[n,m]也僅在一前導符號係在第n個OFDM符號內的第m個子載波上發射時係非零。還應注意，若|C(n,m)|對於所有(非零)前導符號恆定且若C(n,m)在時－頻平面內形成多個恆定斜率的線，則此具體實施例係降低至在背景章節中所提及之US 6,961,364 B1中提供的先前技術。

此外，應注意，對於初始頻率偏移v ₀ 之所有可能假設，在其係以適當選擇間隔而規則間隔之情況下，可使用墊零DFT來加以計算。例如對於一特定τ₀ 假設，一具有墊零之長度－LN_fft 序列

將產生一長度－LN_fft 序列，其中具有指數,＋L,...,＋L(N_fft －1)之子序列對應於。

對於上述規則間隔前導模式或其跳躍變數，可藉由以下在離散頻域內評估用於一給定初始時－頻偏移假設之對數概似函數：

其僅係在離散時－頻平面上的假設前導模式之該等位置上接收信號能量之和。

離散時域實施方案

在某些情況下，可能在時域內直接計算對數概似度量更加有效。對於結合圖1所述之該等前導模式，其時－頻映射C[n,m]僅在該等子載波指數,＋M,＋2M,...時非零，其中係作為符號指數n之一函數的一跳躍序列且M係在該符號內的前導插入週期(不一定係原始規則間隔模式之前導插入週期)。則等式(21)變成：

其中K＝N_fft /M。

使用m＝＋mM 替換來自等式(18)之於等式(22)內得到：

其涉及該等落後接收信號之循環自我關聯，其係K數倍及若干更短長度DFT。

循環偏移模式之特殊情況

偵測多個跳躍模式可在其具有一特定共用結構之情況下得到較大程度的簡化。例如，藉由將循環偏移模式指派給不同器件。該偵測接著可藉由使用一匹配至基底模式之時－頻映射之二維循環相關器來實現。圖3顯示一科斯塔斯陣列之循環偏移模式。一第二模式係由η OFDM符號與(μM＋)子載波所循環偏移之原始模式。如在規格間隔情況下，具有不同子載波偏移之模式係完全正交。對於一特定類別的科斯塔斯陣列，具有相同但不同m之二模式每週期最多具有一重合，參見圖6中範例。應注意，對於長度L的一科斯塔斯序列，總計存在L x M x N個不同循環偏移用於識別不同的小區，假如其係時間同步的話。另一方面，對於不同步網路，存在L x M個不同循環頻率偏移。

除了人為引入的循環偏移外，相對於諸如來自一不同基地台或一特定終端之取樣點之模式的其他參考，由於各種原因，一前導模式還可具有一本地尺度的時－頻偏移。此初始偏移本質上與上述(τ₀ ,v ₀ )相同並由其表示，除了其在範圍0 τ ₀ <T _S 且0 v ₀ <f _S 內的約束外。任何在此範圍外的偏移將被折疊成指數η、μ及。偵測一循環偏移前導模式接著決定其在一假設時－頻座標內的存在：

如圖3中以放大尺度顯示。

為了演示如何可實施二維相關器，吾人考量一範例，其係藉由設定頻域前導插入週期M至1而從圖3所示者簡化而來。對於該初始時－頻偏移(τ₀ ,v ₀ )之各假設，一L x N(6 x 7)輸入陣列係藉由在符號持續時間上執行N長度－L DFT並以N連續行來放置頻域樣本來形成，如圖4中第一矩陣51所示。該初始時－頻偏移假設應較佳地選擇為符號持續時間與子載波寬度之部分以避免雙重計算。

一旦設定該輸入陣列，模式搜尋便開始。首先，該科斯塔斯陣列係表述為符號索引之一頻率跳躍序列{0,2,1,4,5,3,x)，其中"x"指示一不具有任何前導子載波之符號。此序列係放置於該輸入陣列下面以便視覺說明。在一第一步驟，該陣列之該等行係以列(子載波)索引循環旋轉一對應此跳躍序列之數量，如圖4中第二矩陣52所示，並橫跨該等行(符號)指示而相加，除了標注"x"者外，從而產生一大小L＝6之行向量。接著將此向量放置於圖5中一輸出陣列50之一第一行55內。在一第二步驟，該科思塔思序列係循環向右偏移一單元並循環旋轉輸入陣列51之該等行，如圖4中第三矩陣53所示，並如在第一步驟中相加。接著將該產生向量放置於圖5內輸出陣列之第二行56內。此程序繼續直至耗盡所有N個可能科思塔思序列循環偏移。L x N輸出陣列50將接著包含針對一給定(τ₀ ,v ₀ )該科思塔思陣列之循環偏移之所有L x N可能假設之廣義對數概似。接著可進行概似測試及定限以決定是否存在任何目標。圖5所示之輸出陣列50清楚揭示兩個突出峰值，一個位於(η＝0,μ＝0)，表示為輸出陣列50之第一行55內的58，而另一個位於(η＝2,μ＝2)，表示為輸出陣列50之一第三行57內的59。放置於行57內的向量係推導自圖4中的第四矩陣54，如上所述。

圖4及5所示之相關程序在一包含先前捕捉資料之記憶體緩衝器內離線發生。可在一滑動窗口中即時地替代性實施相同程序，其中新資料繼續到達並填滿陣列，同時溢出舊資料。在任一情況下，該記憶體緩衝器之載入及向量之循環旋轉可全部藉由修改位址指標而不實體移動緩衝器內容來完成。最後，即便該範例顯示該科思塔思陣列之一單一週期，至多個週期之延伸係較直接的。一具計算效率之實施方案係在多個週期中相加能量以在關聯進行之前形成該輸入陣列。

下面簡略說明用於此特殊情況之滑動窗口具體實施例之流程。上述離線具體實施例不變，除了資料已載入該緩衝器內，因此可省略資料獲取步驟。

1.在一符號持續時間上在接收樣本上執行適當長度的(墊零)DFT。該DFT之長度取決於在初始頻率偏移v ₀ 上的假設。

2.將該DFT輸出之絕對平方放置於該輸入陣列之第一行內。

3.以一列(子載波)索引將該輸入陣列內的該等行之各行循環旋轉(實體內容或一指標)一對應於該科斯塔斯序列之數量。

4.橫跨該等行(符號)索引相加該輸入陣列並將該產生行向量放置於該輸出陣列之第一行內。

5.重置由於步驟3而位移之該等輸入陣列指標並將該等輸入/輸出(向右循環旋轉該等行)一位置。

6.獲得在一符號持續時間上的接收樣本之下一片斷。此片斷可重疊先前者，視τ₀ 的假設而定。

7.前進至步驟1。

模擬結果

為了評估該偵測器之效能，考量圖6中所述之科斯塔斯陣列前導模式60。其係藉由循環偏移一規則間隔前導模式之水平掃描線來產生。一第一存取點具有一具有一零偏移基底信號之前導模式61而一第二存取點具有一基底信號在頻率上循環偏移nf_p 且在時間上循環偏移mT之前導模式62，如對於(m,n)＝(2,1)圖7所示。在該等兩個模式之間各週期63內的重合數目在此範例中係一，由於具有N＝6 GF(7)之一理想週期性科斯塔斯序列係同時用於科斯塔斯前導模式61、62。

表1顯示所模擬之兩個特定陣列之該等參數。為了進行一公平比較，二者均具有一大約1/256的前導密度。用於長度－16陣列之OFDM符號FFT大小係1024。由於在此情況下M＝16，可支援之最大延遲擴展係1024/16＝64個碼片，其係設定在循環前綴之長度上。用於長度－30陣列之OFDM符號FFT大小係512，即OFDM符號間隔係在第一陣列內者的一半。然而，前綴循環長度仍保持相同，故可容納相同的最大延遲擴展。

對於在模擬中各通道實現，引入一初始隨機時－頻偏移(τ₀ ,v ₀ )，其係均勻地分佈於間隔[0,T_s ]與[0,f_s /2]內。相關器在形成該輸入陣列時作一單一假設(τ₀ ,v₀ )＝(0,0)。此點對應於以一在時域內T_s sec.與頻域內f_s Hz之間隔粗略搜尋該等前導模式。若真實目標係在偵測位置之任一側上的一符號及一子載波內，則宣佈一成功偵測。在獲得小區識別與粗略同步化之後，可執行進一步精細搜尋以建立通道之延遲杜卜勒響應之邊界。在較佳SNR(訊號雜訊比)或另外連貫DFT之情況下，此點可涉及某些簡單內插。

表2列舉所有模擬共用的一些其他參數。模擬二功率延遲杜卜勒輪廓。該"平直"通道僅係一零均值高斯變數之一隨機實現而該"充滿"通道具有一"Case3×Bessel"輪廓，其係散佈於整個最大延遲杜卜勒區域上。其表示該通道之分集次序之兩個極端。實務中的實際效能應大致位於之間。除非另有申請，在時間上觀察到的週期數目係1。

圖7顯示一單一小區誤偵測機率之一模擬之一圖式。帶星號之實線71係陣列1(Costas 16)，"充滿"通道，而帶圓圈之實線72係陣列2(Costas 30)，"充滿"通道。帶星號之虛線73係陣列1(Costas 16)，"平直"通道，而帶圓圈之虛線係陣列2(Costas 30)，"平直"通道。儘管受到通道內分集次序之嚴重影響，但在該等兩個極端情況下效能仍極為健固。該第二陣列(Costas 30)之更大側瓣峰值能量比不會產生更多增益，直到在該"充滿"範圍內的更高SNR範圍。此點主要由於事實，即其具有更多可能的假設(7440)及因此更多機會犯錯。

該第二組模擬涉及具有相同子載波＝0之二小區。第一小區位於(η,μ)＝(0,0)，一平均SNR為0 dB，而第二小區位於(η,μ)＝(6,7)，相對於該第一小區具有可變信號功率。除了在更早提及接收器處的偏移，該等二小區具有一類似分佈的隨機相對時－頻偏移。僅在成功偵測到二小區時，才在該雙小區模擬中宣佈一成功偵測。此點在關聯輸出陣列內的該等兩個最大度量之位置對應於該等兩個目標之該等位置時發生。一用於二等強度小區之典型陣列如圖8所示以供參考。

圖9顯示在0 dB SNR下在"充滿"通道內一雙小區誤偵測機率之一模擬之一圖式，而圖10顯示在0 dB SNR下在"平直"通道內一雙小區誤偵測機率之一模擬之一圖式。在圖9及10內的該等實線表示一操作週期而在圖9及10內的該等虛線表示二觀察週期。在圖9及10中帶星號之該等線表示陣列1(Costas 16)而在圖9及10中帶圓圈之線表示陣列2(Costas 30)。

在圖9及10中的P₁ 及P₂ 係接收自各別前導信號之功率。

考慮到隱藏事實，即即便錯過最弱者，大多數時間仍偵測到該等兩個小區之最強者，在"充滿"通道(圖9)中的效能由於僅一(Q＝1)觀察週期理應較佳。在一具有某些時間選擇性之通道內，效能可藉由增加累積前導週期數目來改良至一所需位準，如在Q＝2，10%錯誤率下增益3 dB所證明。另一方面，對於該"平直"通道情況，對於Q＝2所觀察到的增益主要係雜訊抑制而非分集，由於該等曲線之斜率保持不變。

除了觀察到更多前導週期，可藉由一些其他測量或在特定條件下來進一步改良偵測效能。例如，可增加初始時－頻偏移(τ₀ ,v ₀ )之假設數目。此有效地增加搜尋密度及因此以計算複雜性為代價找到對數概似函數之峰值之機會。一網路計劃者還可約束識別指數(η,μ,)以降低錯誤警報速率。最後，在該等小區及終端內的初始時－頻偏移最可能多於模擬中假定的該等偏移。在該等小區中的符號對齊(特別係在一OFDM系統內的一基本假定)將會相當明顯地降低干擾。

一執行所述用於偵測一前導模式之方法之偵測器可自然實施於一通信系統之一節點內，諸如一基地台、行動電話或任一其他類型的無線通信器件。該方法較佳的係實施為儲存於一記憶體單元內並由一處理器件所執行之軟體碼來實施。

上面設計原理一直遵守一OFDM系統內固有的正交時－頻劃分格式，藉此引起主要涉及時間與頻率(或延遲與杜卜勒)域之間轉換(較佳的係使用DFT)之接收器演算法。由於資料符號之解調變還使用DFT來完成，但一專用且彈性硬體DFT加速器可處理從一數據機接收資料位元時的幾乎所有計算。

30．．．器件

31．．．濾波器

32．．．取樣器

33．．．延遲器

34．．．來源

35．．．混合器

50．．．輸出陣列

51．．．第一矩陣

52．．．第二矩陣

53．．．第三矩陣

54．．．第四矩陣

55．．．輸出陣列50之第一行

56．．．輸出陣列50之第二行

57．．．峰值

58．．．峰值

60．．．科斯塔斯陣列前導模式

61．．．前導模式

62．．．前導模式

63．．．週期

71．．．實線

72．．．實線

73．．．虛線

74．．．虛線

圖1顯示結合本發明使用之一前導模式之一範例。

圖2顯示一用於從一接收信號r(t)產生一取樣信號之裝置。

圖3顯示一科斯塔斯陣列之循環偏移模式。

圖4顯示依據本發明之一二維相關器之一具體實施例。

圖5顯示結合圖5之一相關器輸出陣列。

圖6顯示一二循環偏移科斯塔斯陣列範例。

圖7顯示具有一觀察週期之單小區偵測之一圖式。

圖8顯示一典型偵測度量。

圖9顯示在充滿通道內雙小區偵測之一圖式。

圖10顯示在平直通道內雙小區偵測之一圖式。

(無元件符號說明)

Claims (14)

1. 一種用於在一實施於一正交分頻多工(OFDM)系統中之接收信號r(t)中偵測一包含一前導信號s_p (t)之前導模式(pilot pattern)之方法，其中t為時間，該方法包含：針對該前導信號s_p (t)與一初始時-頻偏移(τ₀ ,v ₀ )所指定之一假設空間來計算一對數概似函數Λ(τ₀ ,v ₀ )值，其中τ為延遲及v 為杜卜勒偏移，且其中該對數概似函數係定義為： 其中 其中I(τ,v )係一延遲杜卜勒影像，r(t)係包括該前導模式之接收信號，而係一假設前導信號，及使該計算值與一參考值相關以偵測該前導模式。
2. 如請求項1之方法，其中該參考值係一臨界值，且使該計算值相關之步驟包含比較該計算值與該臨界值。
3. 如請求項1之方法，其中使該計算值相關之步驟包含該等在該前導信號s_p (t)與初始時-頻偏移(τ₀ ,v ₀ )之可能假定之中評估並比較該計算值之步驟。
4. 如請求項1之方法，其中計算一值之步驟係直接評估該對數概似函數Λ(τ₀ ,v ₀ )，該評估包含：- 執行一延遲杜卜勒相關，以及- 在該假設空間上積分一能量。
5. 如請求項1之方法，其中該方法進一步包含取樣該接收 信號r(t)以獲得樣本來計算該對數概似函數，該樣本具有一以碼片速率1/T_c 取樣的時間偏移τ₀ 與頻率偏移v ₀ ，且該方法進一步包含選擇該延遲假設τ₀ 以成為碼片時段T_c 之倍數之步驟，其中T_c 為碼片持續時間。
6. 如請求項1之方法，其中該對數概似函數Λ(τ ₀ ,v ₀ )係藉由其取樣形式之離散和而近似為： 其中 其中Q為在時間上累積的週期數目，K為N_fft /M，N_fft 為一OFDM符號中之子載波數目，M為前導插入週期，及係以一以在延遲域內1/T_c Hz與杜卜勒域內QNTs sec.碼片速率取樣的一取樣延遲杜卜勒影像。
7. 如請求項5之方法，其中該對數概似函數Λ(τ₀ ,v ₀ )之計算值係使用離散傅立葉變換(DFT)在頻域內來評估。
8. 如請求項7之方法，其中該對數概似函數係藉由以下在頻域內評估： 其係在一離散時-頻平面上的假設前導模式之位置上的接收信號能量和，其中 係對應於第n個OFDM符號與一時-頻映射之取樣接收信號之一長度-N_fft DFT：,m =0,1,...,N _fft -1係在第n個OFDM符號內前導信號之一離散頻域表示。
9. 如請求項5之方法，其中該對數概似函數Λ(τ₀ ,v ₀ )之計算值係使用離散傅立葉變換(DFT)在時域內來評估。
10. 如請求項9之方法，其中該對數概似函數係藉由以下在時域內來評估： 其中Q為在時間上累積的週期數目，K為N_fft /M，N_fft 為一OFDM符號中之子載波數目及M為前導插入週期。
11. 如請求項1之方法，其中用於偵測一前導模式之該方法係用於在一通信網路中同步及/或識別多個器件。
12. 如請求項11之方法，其中各器件發射一時-頻跳躍前導信號，該信號具有一循環偏移模式指派給各器件。
13. 一種實施於一OFDM系統內之偵測器，其接收該OFDM系統內所產生之至少一前導信號，其中該偵測器包含一記憶體單元及一處理器件，且該偵測器經組態用以執行針對該前導信號s_p (t)與一初始時-頻偏移(τ₀ ,v ₀ )所指定之一假設空間來計算一對數概似函數Λ(τ₀ ,v ₀ )值，其中τ為延遲及v 為杜卜勒偏移，且其中該對數概似函數係定義為： 其中 其中I(τ,v )係一延遲杜卜勒影像，r(t)係包括該前導模式之接收信號，而係一假設前導信號，及使該計算值與一參考值相關以偵測該前導模式。
14. 一種OFDM系統，其包含至少一基地台與至少一行動通信器件一第一節點，其位於該系統內並係調適成用於發射一前導信號，及一第二節點，其位於該系統內並係調適成用於接收該前導信號，該第二節點進一步包含一偵測器，其係調適成用以執行針對該前導信號s_p (t)與一初始時-頻偏移(τ₀ ,v ₀ )所指定之一假設空間來計算一對數概似函數Λ(τ₀ ,v ₀ )值，其中τ為延遲及v 為杜卜勒偏移，且其中該對數概似函數係定義為： 其中 其中I(τ,v )係一延遲杜卜勒影像，r(t)係包括該前導模式之接收信號，而係一假設前導信號，及使該計算值與一參考值相關以偵測該前導模式。