TWI430557B - 一種用於混合式多階直流轉交流電源轉換裝置的控制方法 - Google Patents
一種用於混合式多階直流轉交流電源轉換裝置的控制方法 Download PDFInfo
- Publication number
- TWI430557B TWI430557B TW100143911A TW100143911A TWI430557B TW I430557 B TWI430557 B TW I430557B TW 100143911 A TW100143911 A TW 100143911A TW 100143911 A TW100143911 A TW 100143911A TW I430557 B TWI430557 B TW I430557B
- Authority
- TW
- Taiwan
- Prior art keywords
- voltage
- turned
- active switches
- active
- dynamic
- Prior art date
Links
Landscapes
- Inverter Devices (AREA)
Description
本發明係關於混合式多階直流轉交流轉換器的控制技術。
混合式多階直流轉交流轉換器(Hybrid Multilevel DC/AC Inverter)可將輸入之直流電源轉換為可用之交流電源，主要的應用在於分散式能源或是再生能源。該混合式多階直流轉交流轉換器可由三階式中性點箝位轉換反流器(Three-level Neutral Point Clamped Inverter,NPC)串接H-橋式(H-Bridge)直流轉交流轉換器所組成，由於混合式多階直流轉交流轉換器具有寬廣的輸入電壓範圍，使電路在設計應用上更具有彈性，特別適用於中高壓以上的系統。混合式多階直流轉交流轉換器中的主動式開關僅需承受一半輸入電壓，可選用較低耐壓之功率元件以實現高壓輸出；其輸出電壓波形更接近正弦波，且能降低諧波含量，可有效改善總諧波失真(THD)，提升轉換器操作性能表現，進而達成高轉換效率。然而，由於中性點箝位轉換反流器的主動開關進行切換時，仍可能因為系統端交流電壓或頻率的變動而造成非同步現象，進而引發電壓突波導致主動開關的損壞。因此，有必要發展新的主動式開關控制方法，以因應實際上對於轉換性能的需求。
有鑑於此，在本發明的一方面，一實施例提供一種用於直流轉交流電源轉換器的控制方法，該電源轉換裝置將一輸入電壓為V1
的直流電源轉換為一輸出電壓為V2
的交流電源，其包括一三階式的中性點箝位轉換電路、一H-橋式轉換電路及一濾波電路，該中性點箝位轉換電路包含四第一主動式開關SW1(Switch 1，簡稱SW1)、SW2(Switch 2，簡稱SW2)、SW3(Switch 3，簡稱SW3)、SW4(Switch 4，簡稱SW4)、二被動式開關、及上臂及下臂電容器，該H-橋式轉換電路包含四第二主動式開關、一第一電容器及一電壓為V3
的直流電源，該濾波電路包含一電感器及一第二電容器，該控制方法包括下列步驟：(A)設定該電源轉換裝置的目標輸出電壓波形為VAC
，並根據該輸入電壓V1
及該目標輸出電壓波形VAC
，計算一切換角度α；(B)比較該切換角度α與該目標輸出電壓波形VAC
的相位角θ，藉以設定該等第一主動式開關的切換狀態；(C)取得該中性點箝位轉換電路的輸出電壓波形為VNPC
，並設定該H-橋式轉換電路的目標電壓波形VH
；(D)根據該目標電壓波形VH
與該電壓V3
，計算得一調變參數，並根據該調變參數的數值，設定該等第二主動式開關切換的責任週期(duty)；(E)取得該中性點箝位轉換電路的上臂及下臂電容器之電壓，據以計算得一動態角差Δα，藉以調整該切換角度α；(F)比較該切換角度α與該輸出電壓V2
的相位角θ，用以設定該等第一主動式開關的切換狀態，並藉由該符號參數及該上臂及下臂電容器電壓，計算一臂電壓VB
；(G)設定該交流電源的目標電流波形為IAC
，取得流經該電感器的電流IL
，並根據該目標電流波形IAC
及該電流IL
，計算得一動態壓差ΔV；(H)根據該目標輸出電壓波形VAC
、該動態壓差ΔV、及該臂電壓VB
，計算該H-橋式轉換電路的動態輸出電壓為VAC
+ΔV及VAC
+ΔV-VB
的其中一者，並藉由該動態輸出電壓與該電壓V3
的比值，計算該調變參數M；(I)倘若該調變參數M小於一預設的動態上限值，則執行步驟(K)；否則，選擇該H-橋式轉換電路的動態輸出電壓為VAC
+ΔV或VAC
+ΔV-VB
的另一者，並再藉由該動態輸出電壓與該電壓V3
的比值計算該調變參數M之後，執行步驟(J)；(J)倘若該調變參數M小於該預設的動態上限值，則設定該等第一主動式開關的切換狀態，並執行步驟(K)；否則，該調變參數M的數值設定為步驟(I)該調變參數M的初始值，並執行步驟(K)；以及(K)依據該調變參數M的數值，設定該等第二主動式開關切換的責任週期。
為使 貴審查委員能對本發明之特徵、目的及功能有更進一步的認知與瞭解，茲配合圖式詳細說明如後。為了說明上的便利和明確，圖式中各構成要素或信號的尺寸，係以誇張或省略或概略的方式表示，並非為其實際的尺寸。
圖1為一混合式多階直流轉交流的電源轉換器之電路結構圖，作為本發明之電源轉換器控制方法的實施對象。該電源轉換器100可將一輸入電壓為V1
的直流電源轉換為一輸出電壓為V2
的交流電源。該電源轉換器100包括三個主要的電路方塊：輸入級的三階式中性點箝位轉換電路110、中間級的H-橋式轉換電路120、及輸出級的濾波(filter)電路130。
該中性點箝位轉換電路110包含四個第一主動式開關(Switch 1，簡稱SW1)、SW2(Switch 2，簡稱SW2)、SW3(Switch 3，簡稱SW3)、SW4(Switch 4，簡稱SW4)、二個被動式開關D1
及D2
、及上臂及下臂電容器C1
及C2
。該等第一主動式開關SW1、SW2、SW3、SW4依序串接並形成第一、第二及第三連接點；該等被動式開關D1
及D2
串接並形成一第四連接點，且該等被動式開關D1
及D2
的另一端分別連接至該第一與第三連接點；該上臂及下臂電容器C1
及C2
串接並形成一第五連接點，且該上臂及下臂電容器C1
及C2
的另一端分別連接至該等第一主動式開關串接的前後二端，且該第五連接點連接至該第四連接點。在本實施例中，各第一主動式開關皆為內置飛輪二極體的絕緣柵雙極電晶體(IGBT)，且各被動式開關為二極體。
該H-橋式轉換電路120包含一電壓為V3
的直流電源、四個第二主動式開關SW5(Switch 5，簡稱SW5)、SW6(Switch 6，簡稱SW6)、SW7(Switch 7，簡稱SW7)、SW8(Switch 8，簡稱SW8)、及一第一電容器C3
。該第二主動式開關SW5及SW6串接並形成第六連接點，該第二主動式開關SW7及SW8串接並形成第七連接點；兩組串接的該第二主動式開關再與該第一電容器C3
相互並聯。在本實施例中，各第二主動式開關皆為內置飛輪二極體的金氧半場效電晶體(MOSFET)，且採用頻率約10KHz至20KHz的高頻切換。
該濾波電路130包含一電感器L1
及一第二電容器C4
的兩者串接，且該電源轉換器100的輸出電壓V2
係由該第二電容器C4
的兩端取出。
如圖1所示，該電源轉換器100係為該中性點箝位轉換電路110、該H-橋式轉換電路120及該濾波電路130串聯而成，三者相互作用以達成該直流電源V1
的轉換為該交流電源V2
。直流轉交流的電壓轉換必須對該中性點箝位轉換電路110的該等第一主動式開關SW1、SW2、SW3、SW4進行切換狀態的控制，以及對該H-橋式轉換電路120的該等第二主動式開關SW5、SW6、SW7、SW8進行切換狀態與脈波寬度調變(PWM)信號責任週期(duty)的設定。
在本實施例的控制方法中，首先針對該電源轉換器100的各主動式開關進行電壓控制流程200，其流程圖如圖2所示，包括下列步驟：步驟210，設定該電源轉換裝置的目標輸出電壓波形為VAC
，並根據該輸入電壓V1
及該目標輸出電壓波形VAC
，計算一切換角度α；步驟220，以同步於該目標輸出電壓波形VAC
的頻率，比較該切換角度α與該目標輸出電壓波形VAC
的相位角θ，藉以設定該等第一主動式開關的切換狀態；步驟230，取得該中性點箝位轉換電路的輸出電壓波形為VNPC
，並設定該H-橋式轉換電路的目標電壓波形VH
；以及步驟240，根據該目標電壓波形VH
與該電壓V3
，計算得一調變參數，並根據該調變參數的數值，設定該等第二主動式開關切換的責任週期(duty)。
在步驟210中，為了達成該中性點箝位轉換電路110的輸出電壓為三階式(V1
,0,-V1
)方波波形輸出，可設定本實施例之電源轉換裝置100的目標輸出電壓波形為VAC
；例如，VAC
=VP
×sin(2πft+θ0
)，其中VP
、f及θ0
分別為該電源轉換裝置100所外接電力系統的電壓峰值(或振幅)、頻率及初始相位角，使得該輸出電壓V2
可同步於該外接電力系統。倘若本實施例之電源轉換裝置100是用於將太陽能電池模組所產生的直流電轉換為欲與台灣市電併聯的交流電，則電力系統的頻率為60Hz，電壓可為110V、220V或其他的市電電壓。此外，本實施例對於該切換角度α的計算式可以是
其主要的參數為該電源轉換裝置110的輸入電壓V1
，以及所外接電力系統的電壓峰值VP
。
在步驟220中，藉由該切換角度α與該目標輸出電壓波形VAC
相位角θ的比較結果，可設定該等第一主動式開關SW1、SW2、SW3、SW4的切換狀態。在本實施例中，該等第一主動式開關SW1、SW2、SW3、SW4的切換狀態設定如下：當0≦θ＜α時，第一主動式開關SW2及SW3被導通(On)，且第一主動式開關SW1及SW4被截止(Off)；當α≦θ＜(π-α)時，第一主動式開關SW1及SW2被導通(On)，且第一主動式開關SW3及SW4被截止(Off)；當(π-α)≦θ＜(π+α)時，第一主動式開關SW2及SW3被導通(On)，且第一主動式開關SW1及SW4被截止(Off)；當(π+α)≦θ＜(2π-α)時，第一主動式開關SW1及SW2被截止(Off)，且第一主動式開關SW3及SW4被導通(On)；或是當(2π-α)≦θ＜2π時，第一主動式開關SW2及SW3被導通(On)，且第一主動式開關SW1及SW4被截止(Off)。圖3(a)為如上所述之該中性點箝位轉換電路110的開關控制信號，其切換頻率與該目標輸出電壓波形VAC
同步，如此可減少因開關切換所產生之切換損失，以減少漣波電流並提高轉換效率。
藉由上述步驟220之第一主動式開關SW1、SW2、SW3、SW4的切換控制，可得到如圖3(b)所示的該中性點箝位轉換電路110的輸出電壓波形VNPC
，而圖中亦顯示該目標輸出電壓波形為VAC
，以便於明暸VNPC
與VAC
之間的關係。此外，在步驟230中，該H-橋式轉換電路120的目標電壓波形VH
可設定為VH
=VAC
-VNPC
的計算式，則該H-橋式轉換電路120的目標輸出電壓波形VH
可如圖4所示，而圖中亦顯示該中性點箝位轉換電路110的輸出電壓波形VNPC
，以便於明暸VNPC
與VH
之間的關係。
步驟240為根據該H-橋式轉換電路120的目標電壓波形VH
與直流電源電壓V3
來計算得一調變參數M，其可以是該目標電壓波形VH
與該電壓V3
的比值：
所算得的調變參數M數值，可據以設定該等第二主動式開關的脈波寬度調變(PWM)切換信號之責任週期(duty)。該調變參數M的數值係介於0與1之間；一般而言，較大的調變參數數值將會相對地導致較大的PWM切換責任週期。
該電源轉換器100在經過上述的電壓控制流程後，由於該中性點箝位轉換電路110的主動開關控制信號之切換頻率與交流電壓同步，使得因開關切換所致的切換損失減少，而降低漣波電流並提高轉換效率。然而，該中性點箝位轉換電路110的主動開關進行切換時，仍可能因為系統端交流電壓或頻率的變動而造成非同步現象，進而引發電壓突波導致主動開關的損壞。因此，本實施例的控制方法接著針對各主動式開關進行電流控制模式；當該電源轉換器100的輸出電壓V2
達到其額定輸出電壓時，加入動態切換角計算(Dynamic Alpha Calculation)及對應的各主動式開關之動態切換調整功能。該電流控制模式500的流程圖如圖5所示，包括下列步驟：步驟510，取得該中性點箝位轉換電路的上臂及下臂電容器之電壓VC1
及VC2
，據以計算得一動態角差Δα，藉以調整該切換角度α；步驟520，比較該切換角度α與該輸出電壓V2
的相位角θ，用以設定一符號參數及該等第一主動式開關的切換狀態，並藉由該符號參數及該上臂及下臂電容器電壓VC1
及VC2
，計算一臂電壓VB
；步驟530，設定該交流電源的目標電流波形為IAC
，取得流經該電感器的電流IL
，並根據該目標電流波形IAC
及該電流IL
，計算得一動態壓差ΔV；步驟540，根據該目標輸出電壓波形VAC
、該動態壓差ΔV、及該臂電壓VB
，計算該H-橋式轉換電路的動態輸出電壓為VAC
+ΔV及VAC
+ΔV-VB
的其中一者，並藉由該動態輸出電壓與該電壓V3
的比值，計算該調變參數M；步驟550，倘若該調變參數M小於一預設的動態上限值，則執行步驟570；否則，選擇該H-橋式轉換電路的動態輸出電壓為VAC
+ΔV或VAC
+ΔV-VB
的另一者，並再藉由該動態輸出電壓與該電壓V3
的比值計算該調變參數M之後，執行步驟560；步驟560，倘若該調變參數M小於該預設的動態上限值，則設定該等第一主動式開關的切換狀態，並執行步驟570；否則，該調變參數M的數值設定為步驟550該調變參數M的初始值，並執行步驟570；步驟570，依據該調變參數M的數值，設定該等第二主動式開關切換的責任週期。
圖6為一動態角度計算模組之控制方塊圖，藉由角度比例積分控制器(PI controller)來實現動態角差Δα的計算。在步驟510中，可藉由電壓偵測器取得該中性點箝位轉換電路110的上臂及下臂電容器C1
及C2
之電壓VC1
及VC2
，兩者的差值經過如圖6之角度比例積分控制器610的運算而得到動態角差Δα。該動態角差Δα用以調整步驟210所得到的該切換角度α，而得到動態切換角α1
及α2
分別為α1
=α-Δα及α2
=α+Δα，如圖6所示。
在步驟520中，該切換角度α與該輸出電壓V2
的相位角θ的比較，將依據該動態切換角α1
及α2
與該相位角θ的關係而分成以下四個角度區間：0≦θ＜α1
或(π-α1
)≦θ＜π、α1
≦θ＜(π-α1
)、π≦θ＜(π+α2
)或(2π-α2
)≦θ＜2π、及(π+α2
)≦θ＜(2π-α2
)。該符號參數Sign可依不同的角度區間而設定為1、0或-1，並藉以計算該臂電壓為VB
=Sign×VC1
或VB
=Sign×VC2
，以利於本方法後續的步驟。本步驟亦將進行該等第一主動式開關SW1、SW2、SW3、SW4切換狀態的設定，這將整合其他步驟520至570詳述於後。
在步驟530中，將電流控制模式之該電源轉換器100的目標輸出電流波形設定為IAC
，另外再藉由電流感測器量測流經該電感器L1
的電流IL
，並根據該目標電流波形IAC
及該電流IL
，計算得一動態壓差ΔV；其中，該動態壓差ΔV的計算可藉由電流的比例積分控制器來實現，該電流比例積分控制器的輸入為該目標電流波形IAC
及該電流IL
的差值。此時，經過該電流比例積分控制器的運算，可得到該動態壓差ΔV，以利於本方法後續的步驟。
在步驟540中，根據上述步驟之該目標輸出電壓波形VAC
、該動態壓差ΔV、及該臂電壓VB
，該H-橋式轉換電路的動態輸出電壓可依不同的角度區間而先選擇為VH1
=VAC
+ΔV及VH2
=VAC
+ΔV-VB
的其中一者，並藉由該動態輸出電壓VH1
及VH2
與該電壓V3
的比值，計算該調變參數的數值為M1
=VH1
/V3
及M2
=VH2
/V3
。
為了使該電源轉換器100的電流控制模式達到最佳的動態操作性能，本實施例對該調變參數M設定一可動態調整的上限值，且較佳的上限值約介於0.9至1之間，例如，0.95。因此，在接下來的步驟550至570中，將進行該調變參數數值與該上限值之比較，以控制該調變參數的動態調整之上限。
倘若該調變參數數值小於該上限值，則設定該調變參數等於該調變參數數值M1
，並據以設定該等第二主動式開關切換的責任週期，而完成本方法的操作；否則，若在步驟540中所選擇的該動態輸出電壓為VH1
，則接著以VH2
為該動態輸出電壓，計算該調變參數的數值為M2
=VH2
/V3
；另一方面，若步驟540選擇的該動態輸出電壓為VH2
，則接著以VH1
為該動態輸出電壓，計算該調變參數的數值為M1
=VH1
/V3
。接著再次比較此調變參數與該上限值，以決定最後的調變參數數值，並藉以設定該等第一主動式開關SW1、SW2、SW3、SW4的切換狀態及該等第二主動式開關SW5、SW6、SW7、SW8切換的責任週期。
為了明確且詳細地描述以上控制方法的電流控制流程，圖7為本實施例電流控制模式的動態操作流程圖。
首先，判斷該電源轉換器100輸出電壓V2
的相位角θ所處的範圍，再進一步分析動態切換角α1
及α2
與該相位角θ的關係。
在0≦θ＜π的情況下，倘若0≦θ＜α1
或(π-α1
)≦θ＜π，則先將該等第一主動式開關SW1至SW4的切換狀態設定為：SW2及SW3導通(On)，且SW1及SW4截止(Off)。接著設定該符號參數為Sign=0，且該臂電壓為VB
=Sign×VC1
。接著先設定該動態輸出電壓為VH1
=VAC
+ΔV，並計算該調變參數的數值為M1
=VH1
/V3
。接著比較該調變參數數值M1
是否小於其所設定的上限值Mlim
(例如，0.95)，倘若是，則設定該調變參數等於該調變參數數值M1
，也就是M=M1
；否則，再設定該動態輸出電壓為VH2
=VAC
+ΔV-VB
，並計算該調變參數的數值為M2
=VH2
/V3
。接著比較該調變參數數值M2
是否小於其所設定的上限值Mlim
，倘若是，則設定該調變參數等於該調變參數數值M2
，也就是M=M2
，並設定該等第一主動式開關SW1至SW4的切換狀態為：SW1及SW2導通(On)，且SW3及SW4截止(Off)，並設定Sign=1及該臂電壓為VB
=Sign×VC1
，以利本方法動態切換調整的下一週期的循環程序；否則，設定該調變參數等於該調變參數數值M1
，也就是M=M1
。最後，依據上述判斷條件得到的調變參數數值設定該等第二主動式開關SW5、SW6、SW7、SW8的PWM切換信號之責任週期。
在0≦θ＜π的另一種情況，倘若α1
≦θ＜(π-α1
)，則先將該等第一主動式開關SW1、SW2、SW3、SW4的切換狀態設定為：SW1及SW2導通(On)，且SW3及SW4截止(Off)。接著設定該符號參數為Sign=1，且該臂電壓為VB
=Sign×VC1
。接著先設定該動態輸出電壓為VH2
=VAC
+ΔV-VB
，並計算該調變參數的數值為M2
=VH2
/V3
。接著比較該調變參數數值M2
是否小於其所設定的上限值Mlim
，倘若是，則設定該調變參數等於該調變參數數值M2
，也就是M=M2
；否則，再設定該動態輸出電壓為VH1
=VAC
+ΔV，並計算該調變參數的數值為M1
=VH1
/V3
。接著比較該調變參數數值M1
是否小於其所設定的上限值Mlim
，倘若是，則設定該調變參數等於該調變參數數值M1
，也就是M=M1
，並設定該等第一主動式開關SW1、SW2、SW3、SW4的切換狀態為：SW2及SW3導通(On)，且SW1及SW4截止(Off)，並設定Sign=0及該臂電壓為VB
=Sign×VC1
，以利本方法動態切換調整的下一週期的循環程序；否則，設定該調變參數等於該調變參數數值M2
，也就是M=M2
。最後，依據上述判斷條件得到的調變參數數值設定該等第二主動式開關SW5、SW6、SW7、SW8的PWM切換信號之責任週期。
在π≦θ＜2π的情況下，倘若π≦θ＜(π+α2
)或(2π-α2
)≦θ＜2π，則先將該等第一主動式開關SW1、SW2、SW3、SW4的切換狀態設定為：SW2及SW3導通(On)，且SW1及SW4截止(Off)。接著設定該符號參數為Sign=0，且該臂電壓為VB
=Sign×VC2
。接著先設定該動態輸出電壓為VH1
=VAC
+ΔV，並計算該調變參數的數值為M1
=VH1
/V3
。接著比較該調變參數數值M1
是否小於其所設定的上限值Mlim
，倘若是，則設定該調變參數等於該調變參數數值M1
，也就是M=M1
；否則，再設定該動態輸出電壓為VH2
=VAC
+ΔV-VB
，並計算該調變參數的數值為M2
=VH2
/V3
。接著比較該調變參數數值M2
是否小於其所設定的上限值Mlim
，倘若是，則設定該調變參數等於該調變參數數值M2
，也就是M=M2
，並設定該等第一主動式開關SW1、SW2、SW3、SW4的切換狀態為：SW3及SW4導通(On)，且SW1及SW2截止(Off)，並設定Sign=-1及該臂電壓為VB
=Sign×VC2
，以利本方法動態切換調整的下一週期的循環程序。最後，依據上述判斷條件得到的調變參數數值設定該等第二主動式開關SW5、SW6、SW7、SW8的PWM切換信號之責任週期。
在π≦θ＜2π的另一種情況，倘若(π+α2
)≦θ＜(2π-α2
)，則先將該等第一主動式開關SW1、SW2、SW3、SW4的切換狀態設定為：SW3及SW4導通(On)，且SW1及SW2截止(Off)。接著設定該符號參數為Sign=-1，且該臂電壓為VB
=Sign×VC2
。接著先設定該動態輸出電壓為VH2
=VAC
+ΔV-VB
，並計算該調變參數的數值為M2
=VH2
/V3
。接著比較該調變參數數值M2
是否小於其所設定的上限值Mlim
，倘若是，則設定該調變參數等於該調變參數數值M2
，也就是M=M2
；否則，再設定該動態輸出電壓為VH1
=VAC
+ΔV，並計算該調變參數的數值為M1
=VH1
/V3
。接著比較該調變參數數值M1
是否小於其所設定的上限值Mlim
，倘若是，則設定該調變參數等於該調變參數數值M1
，也就是M=M1
，並設定該等第一主動式開關SW1、SW2、SW3、SW4的切換狀態為：SW2及SW3導通(On)，且SW1及SW4截止(Off)，並設定Sign=0及該臂電壓為VB
=Sign×VC2
，以利本方法動態切換調整的下一週期的循環程序；否則，設定該調變參數等於該調變參數數值M2
，也就是M=M2
。最後，依據上述判斷條件得到的調變參數數值設定該等第二主動式開關SW5、SW6、SW7、SW8的PWM切換信號之責任週期。
在上述的實施例中，係以單相的混合式多階直流轉交流轉換器為例進行操作的說明。但本發明並不以此為限，其亦適用於三相的系統，例如，串接一組三相的三階式中性點箝位轉換電路、三組H-橋式轉換電路及一組濾波電路的三相混合式多階直流轉交流轉換器。
唯以上所述者，僅為本發明之較佳實施例，當不能以之限制本發明的範圍。即大凡依本發明申請專利範圍所做之均等變化及修飾，仍將不失本發明之要義所在，亦不脫離本發明之精神和範圍，故都應視為本發明的進一步實施狀況。
100．．．電源轉換器
110．．．中性點箝位轉換電路
120．．．H-橋式轉換電路
130．．．濾波電路
200．．．電壓控制流程
210/220/230/240/．．．步驟
500．．．電流控制模式
510/520/530/540/550/560/570．．．步驟
610．．．角度比例積分控制器
圖1為混合式多階直流轉交流的電源轉換器之電路結構圖。
圖2為本實施例的混合式多階直流轉交流電源轉換器之電壓控制流程圖。
圖3(a)為該中性點箝位轉換電路的開關控制信號。
圖3(b)為該中性點箝位轉換電路的輸出電壓波形VNPC
與該電源轉換器之目標輸出電壓波形VAC
。
圖4為該中性點箝位轉換電路的輸出電壓波形VNPC
與該H-橋式轉換電路的目標輸出電壓波形VH
。
圖5為本實施例的混合式多階直流轉交流電源轉換器之電流控制模式流程圖。
圖6為本實施例的動態角度計算模組之控制方塊圖。
圖7為本實施例電流控制模式的主動式開關動態切換操作流程圖。
500．．．電流控制模式
510/520/530/540/550/560/570．．．步驟
Claims (13)
- 一種用於直流轉交流電源轉換器的控制方法，該電源轉換裝置將一輸入電壓為V1 的直流電源轉換為一輸出電壓為V2 的交流電源，其包括一三階式的中性點箝位轉換(Neutral Point Clamped Inverter)電路、一H-橋式轉換電路及一濾波電路，該中性點箝位轉換電路包含四第一主動式開關SW1、SW2、SW3、SW4、二被動式開關、及上臂及下臂電容器，該H-橋式轉換電路包含四第二主動式開關、一第一電容器及一電壓為V3 的直流電源，該濾波電路包含一電感器及一第二電容器，該控制方法包括下列步驟：(A)設定該電源轉換裝置的目標輸出電壓波形為VAC ，並根據該輸入電壓V1 及該目標輸出電壓波形VAC ，計算一切換角度α；(B)比較該切換角度α與該目標輸出電壓波形VAC 的相位角θ，藉以設定該等第一主動式開關的切換狀態；(C)取得該中性點箝位轉換電路的輸出電壓波形為VNPC ，並設定該H-橋式轉換電路的目標電壓波形VH ；(D)根據該目標電壓波形VH 與該電壓V3 ，計算得一調變參數，並根據該調變參數的數值，設定該等第二主動式開關切換的責任週期(duty)；(E)取得該中性點箝位轉換電路的上臂及下臂電容器之電壓，據以計算得一動態角差Δα，藉以調整該切換角度α；(F)比較該切換角度α與該輸出電壓V2 的相位角θ，用以設定該等第一主動式開關的切換狀態，並藉由該符號參數及該上臂及下臂電容器電壓，計算一臂電壓VB ；(G)設定該交流電源的目標電流波形為IAC ，取得流經該電感器的電流IL ，並根據該目標電流波形IAC 及該電流IL ，計算得一動態壓差ΔV；(H)根據該目標輸出電壓波形VAC 、該動態壓差ΔV、及該臂電壓VB ，計算該H-橋式轉換電路的動態輸出電壓為VAC +ΔV及VAC +ΔV-VB 的其中一者，並藉由該動態輸出電壓與該電壓V3 的比值，計算該調變參數M；(I)倘若該調變參數M小於一預設的動態上限值，則執行步驟(K)；否則，選擇該H-橋式轉換電路的動態輸出電壓為VAC +ΔV或VAC +ΔV-VB 的另一者，並再藉由該動態輸出電壓與該電壓V3 的比值計算該調變參數M之後，執行步驟(J)；(J)倘若該調變參數M小於該預設的動態上限值，則設定該等第一主動式開關的切換狀態，並執行步驟(K)；否則，該調變參數M的數值設定為步驟(I)該調變參數M的初始值，並執行步驟(K)；以及(K)依據該調變參數M的數值，設定該等第二主動式開關切換的責任週期。
- 如申請專利範圍第1項所述之控制方法，其在該步驟(A)中，該目標電壓波形VAC 被設定為VAC =VP ×sin(2πft+θ0 )，其中VP 、f及θ0 分別為該電源轉換裝置所接電力系統的電壓峰值、頻率及初始相位角。
- 如申請專利範圍第1項所述之控制方法，其在該步驟(A)中，該切換角度α的計算式為，其中VP 為該電源轉換裝置所外接電力系統的電壓峰值。
- 如申請專利範圍第1項所述之控制方法，其在該步驟(B)中，該等第一主動式開關的切換狀態設定為：當α≦θ＜(π-α)時，第一主動式開關SW1及SW2被導通(On)，且第一主動式開關SW3及SW4被截止(Off)；當(π+α)≦θ＜(2π-α)時，第一主動式開關SW1及SW2被截止(Off)，且第一主動式開關SW3及SW4被導通(On)；否則，第一主動式開關SW2及SW3被導通(On)，且第一主動式開關SW1及SW4被截止(Off)。
- 如申請專利範圍第1項所述之控制方法，其在該步驟(C)中，該目標電壓波形VH 的計算式為VH =VAC -VNPC 。
- 如申請專利範圍第1項所述之控制方法，其在該步驟(D)中，該調變參數的計算為該目標電壓波形VH 與該電壓V3 的比值。
- 如申請專利範圍第1項所述之控制方法，其中的步驟(E)至(K)的啟動條件為：當該輸出電壓V2 達到該電源轉換裝置的額定輸出電壓時。
- 如申請專利範圍第1項所述之控制方法，其在該步驟(E)中，該動態角差Δα的計算係以角度的比例積分控制器(PI controller)來實現。
- 如申請專利範圍第1項所述之控制方法，其在該步驟(E)中，該切換角度α被調整而得到動態切換角α1 及α2 分別為α-Δα及α+Δα，並根據該動態切換角α1 及α2 與該相位角θ的關係，設定該等第一主動式開關的切換狀態。
- 如申請專利範圍第9項所述之控制方法，其中步驟(F)將該等第一主動式開關的切換狀態設定為：當α1 ≦θ＜(π-α1 )時，第一主動式開關SW1及SW2被導通(On)，且第一主動式開關SW3及SW4被截止(Off)；或當(π+α2 )≦θ＜(2π-α2 )時，第一主動式開關SW1及SW2被截止(Off)，且第一主動式開關SW3及SW4被導通(On)；否則，當0≦θ＜α1 或(π-α1 )≦θ＜π或是當π≦θ＜(π+α2 )或(2π-α2 )≦θ＜2π時，第一主動式開關SW2及SW3被導通(On)，且第一主動式開關SW1及SW4被截止(Off)。
- 如申請專利範圍第1項所述之控制方法，其在該步驟(G)中，該動態壓差的計算係以電流的比例積分控制器來實現。
- 如申請專利範圍第1項所述之控制方法，其中該預設的動態上限值介於0.9至1之間。
- 如申請專利範圍第9項所述之控制方法，其中該步驟(J)將該等第一主動式開關的切換狀態設定為：當α1 ≦θ＜(π-α1 )或(π+α2 )≦θ＜(2π-α2 )時，第一主動式開關SW2及SW3被導通(On)，且第一主動式開關SW1及SW4被截止(Off)；或當0≦θ＜α1 或(π-α1 )≦θ＜π時，第一主動式開關SW1及SW2被導通(On)，且第一主動式開關SW3及SW4被截止(Off)；否則，當π≦θ＜(π+α2 )或(2π-α2 )≦θ＜2π時，第一主動式開關SW1及SW2被截止(Off)，且第一主動式開關SW3及SW4被導通(On)。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| TW100143911A TWI430557B (zh) | 2011-11-30 | 2011-11-30 | 一種用於混合式多階直流轉交流電源轉換裝置的控制方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| TW100143911A TWI430557B (zh) | 2011-11-30 | 2011-11-30 | 一種用於混合式多階直流轉交流電源轉換裝置的控制方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| TW201322613A TW201322613A (zh) | 2013-06-01 |
| TWI430557B true TWI430557B (zh) | 2014-03-11 |
Family
ID=49032551
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| TW100143911A TWI430557B (zh) | 2011-11-30 | 2011-11-30 | 一種用於混合式多階直流轉交流電源轉換裝置的控制方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| TW (1) | TWI430557B (zh) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| TWI651911B (zh) * | 2017-11-13 | 2019-02-21 | 國立清華大學 | 串接式電能轉換裝置 |
| US11424620B2 (en) | 2019-10-29 | 2022-08-23 | Industrial Technology Research Institute | Three-phase expandable AC system based on battery reconfiguration and control method thereof |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| TWI509975B (zh) * | 2013-12-18 | 2015-11-21 | Ind Tech Res Inst | 單相三階轉換器之調變方法 |
| TWI761875B (zh) * | 2020-07-09 | 2022-04-21 | 國立臺灣大學 | 開關式電容直流/直流電壓轉換器及其控制方法 |
-
2011
- 2011-11-30 TW TW100143911A patent/TWI430557B/zh active
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| TWI651911B (zh) * | 2017-11-13 | 2019-02-21 | 國立清華大學 | 串接式電能轉換裝置 |
| US11424620B2 (en) | 2019-10-29 | 2022-08-23 | Industrial Technology Research Institute | Three-phase expandable AC system based on battery reconfiguration and control method thereof |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| TW201322613A (zh) | 2013-06-01 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| Vázquez et al. | A new common-mode transformerless photovoltaic inverter | |
| EP2908422B1 (en) | Direct power conversion device and method for controlling direct power conversion device | |
| Lee et al. | A novel carrier-based PWM method for Vienna rectifier with a variable power factor | |
| TWI524648B (zh) | 疊接橋式直流／交流電力轉換方法及其裝置 | |
| EP3089338A1 (en) | Cascaded multilevel converter with t-type 3-level fullbridge cells and cell internal bypass function | |
| US9611836B2 (en) | Wind turbine power conversion system | |
| WO2015119708A1 (en) | Multi-phase ac/ac step-down converter for distribution systems | |
| CN108712102B (zh) | 一种低损耗电压源逆变器模型预测电流控制方法 | |
| CN102594160A (zh) | 二极管钳位型三电平高压矩阵变换器及其调制方法 | |
| CN109217701B (zh) | 三电平整流器共模电压抑制pwm方法、调制器及系统 | |
| CN108429469B (zh) | 基于载波pwm的z源双级矩阵变换器调制方法 | |
| TWI430557B (zh) | 一種用於混合式多階直流轉交流電源轉換裝置的控制方法 | |
| CN111953223A (zh) | 一种三相四线制三电平变流器中点电压平衡方法 | |
| JP2010172141A (ja) | ３相電力変換装置 | |
| Waware et al. | A review of multilevel inverter based active power filter | |
| CN114915195A (zh) | 一种基于单相电流源型五电平逆变器的并网谐波抑制方法 | |
| Islam et al. | Design of a modified Vienna rectifier for power factor correction under different three phase loads | |
| CN105141159B (zh) | 一种三相模块化多电平逆变器并联系统及其控制方法 | |
| WO2017159117A1 (ja) | 電力変換装置 | |
| US9438132B2 (en) | Multilevel AC/DC power converting method and converter device thereof | |
| Shawky et al. | Space vector modulation scheme for three-phase single-stage SEPIC-based grid-connected differential inverter | |
| KR101312589B1 (ko) | 멀티레벨 인버터 및 그 인버터의 구동 방법 | |
| Islam et al. | Power factor correction for single phase loads using modified vienna rectifier | |
| Li et al. | Bi-directional active-filter-integrated AC/DC converter without electrolytic capacitor and extra power switches | |
| JP6440067B2 (ja) | 電力変換装置 |