TWI427983B - Channel Estimation Method Based on Relay Assisted by Orthogonal Frequency Division Multiplexing - Google Patents

Description

基於正交分頻多工之中繼協助的通道估計方法

本發明係有關一種通道估計方法，尤指一種應用在無線通訊系統的正交分頻多工之放大後傳送的中繼系統的通道估計方法。

隨著時代的需求，行動通訊技術不斷的在追求質與量的進步，在下世代的行動通訊系統中，中繼系統(Relaying System)被用以擴大系統的涵蓋範圍及提升整體的傳輸量，其能有效的控制傳輸效率及減少基地台與行動台之間的傳輸損耗(Path Loss)，因而可顯著的節省行動台的傳送功率並有效的延長行動台電池的使用時間。此外，適當地將中繼系統佈放於基地台涵蓋區邊緣或是遮蔽效應(Shadowing Effect)嚴重之區域，可使基地台對於其涵蓋區內之不同位置的使用者所能提供的資料傳輸率趨於一致(Uniform Data Rate Coverage)。

中繼系統的運作模式大致來說可分為重新編碼後傳送(Decode and Forward)及放大後傳送(Amplify and Forward)兩種。相較於重新編碼後傳送的方式，放大後傳送的中繼系統不需要重新編碼的主動式元件，不僅成本較低並且具有安裝容易及體積小等優點。

正交分頻多工(Orthogonal Frequency Division Multiplexing,OFDM)技術為一種有效率的調變方式，其不僅有效的增加了頻譜效率(Bandwidth Efficiency)，並且能有效的避免訊號之間的符元干擾；此外，正交分頻多工技術已經應用在各種無線及有線的通訊系統內，如IEEE 802.16e規範、3GPP-LTE及WiMAX等均是以正交分頻多工技術為規範。

如「圖1A」及「圖1B」所示，考慮一個雙階段(Two-Phase)、半雙工(Half-Duplexing)之正交分頻多工的放大後傳送的中繼系統。在第一個階段，來源端(Source)傳送訊號，而中繼端(Relay)接收該訊號；接著在第二個階段，中繼端將所接收到的訊號進行放大後，再傳遞給目的端(Destination)。我們考慮兩類的合作協定(Cooperative Protocol)：接收分集(Received Diversity,RD)與多躍(Multi-Hop,MH)。在接收分集中，目地端會於第一與第二個階段時，分別接收從來源端與中繼端傳送來的訊號。而在多躍中，目的端僅會於第二個階段時，接收來自中繼端的傳送訊號。

在上述的接收分集協定裏，中繼系統被應用在提升分集性(Diversity)：由於無線通道之播送的傳遞特性，目的端能接收到從直接路徑(Direct Path,來源端-目的端)傳遞來的訊號，以及從中繼路徑(Relay Path,來源端-中繼端-目的端)傳遞來的訊號，此從不同路徑來的兩個訊號(載有相同的資訊，但經由獨立的通道傳遞)可在目的端進行分集結合(Diversity Combining)，以獲得分集性，因而可有效地對抗遮蔽效應及多路徑衰減(Multi-path Fading)，改善目的端的訊號品質。

目前於文獻中，以正交分頻多工為基礎之放大後傳送之中繼系統的通道估計方法主要有以下的技術：C.S. Patel和G.L. Stuber在IEEE Trans. Wireless Commun.,Vol 6,pp.2348-2356,2007中的“Channel estimation for amplify and forward relay based cooperation diversity systems”其揭露了一種線性最小化均方根誤差(Linear Minimum Mean Square Error,LMMSE)的通道估計法，而Fand Liu、Zhe Chen、Xin Zhang和Dacheng Yang在International Conference on Wireless Communications,Networking and Mobile Computing,Oct. 2008,pp. 1-4.所提的“Channel estimation for amplify and forward relay in OFDM system”其揭露了一種低秩最小化均方根誤差(Low Rank MMSE)通道估計方法，其以奇異值分解法(Singular Value Decomposition,SVD)為基礎，避免通道關連性矩陣(Channel Correlation Matrix)之逆矩陣的運算。

以上所述的先前技術，皆是運用於估計中繼路徑之來源端至中繼端至目的端的合成通道(Composite Channel)係數，而非個別估計中繼路徑中之來源端-中繼端以及中繼端-目的端，此二段個別的通道係數。然而，在目地端為了獲得分集性，在分集結合時，需要來源端-中繼端以及中繼端-目的端，此二段個別通道的估計。此外，估計個別通道的難度在於：經過中繼系統放大後再傳送的訊號，於目的端所觀察到的通道及雜訊已不再是呈現高斯分佈。因此，目前文獻上用以估計放大後再傳送中繼系統之通道的先前技術均以次佳化的(Suboptimal)方式進行估計。再者，習知文獻中存在的通道估計方法是在已知無線通道之多重路徑強度統計圖(Multipath Intensity Profile,MIP)的統計特性下發展的，為了要得到此通道統計特性，因而需要額外耗費系統的資源。本方法則不需要此多重路徑強度統計圖。

本發明之主要目的，在於解決習知技術無法分別對“來源端至中繼端的通道”及“中繼端至目的端的通道”進行通道估計的問題。

本發明之另一目的，在於估計得知個別之通道係數後，目的端能夠把從直接路徑與中繼路徑所接收到的訊號，進行合作分集(Cooperative Diversity)技術以增加資料接收的正確性。

為達上述目的，本發明提供一種基於正交分頻多工之中繼協助的通道估計方法，其係應用在放大後傳送的中繼系統上，利用中繼同步訊號(Relay-amble)使得目的端能夠將中繼路徑(來源端-中繼端-目的端)的合成通道分解為兩段個別的通道(來源端-中繼端與中繼端-目的端)，而分別進行通道估計。在第二階段時，中繼端放大後所要轉遞的訊號是放置於一子訊框(Sub-frame)裏，其中此子訊框的一部分會放置中繼同步訊號，例如：在IEEE 802.16j是將該中繼同步訊號放置在子訊框的末端。在目的端所接收到的該子訊框裏，經由中繼端放大後傳送的訊號以及中繼同步訊號，二者經過的傳遞通道分別為：來源端-中繼端-目的端(合成通道)以及中繼端-目的端(點對點通道)。由於中繼同步訊號所經過的傳遞通道(中繼端-目的端)是一點對點的通道，因此要估計該中繼同步訊號裏的通道，傳統的技術均可使用(包含最佳化的方法)。所以在接收到子訊框後，目的端先藉由此子訊框裏的中繼同步訊號，進行中繼端-目的端的通道係數估計。接著利用所估計出的中繼端-目的端之通道係數，目的端能夠把從中繼端所接收到之放大後傳送訊號的合成通道的估計，分解為二段個別通道(來源端-中繼端、中繼端-目的端)的估計。也就是說：目的端利用已估計出的中繼端-目的端通道係數，來對合成通道中的來源端-中繼端的通道係數進行估計。

我們利用最佳化的最大可能性估計(Maximum Likelihood Estimator)演算法，估計中繼路徑中之來源端-中繼端的通道係數。最後，獲得到兩段個別之通道係數的估計後，目的端能把從直接路徑與中繼路徑所接收到的訊號，進行最佳化的分集結合，而獲得分集性，以增加資料接收的正確性。

有關本發明的詳細技術內容及較佳實施例，配合圖式說明如後。

有關本發明之詳細說明及技術內容，現就配合圖式說明如下：

請參閱「圖2」、「圖3」及「圖4」所示，「圖2」為本發明一較佳實施例之步驟流程示意圖，「圖3」為本發明一較佳實施例之方塊配置示意圖，「圖4」為本發明一較佳實施例之通道示意圖。如圖所示：本發明係為一種基於正交分頻多工之中繼協助的通道估計方法，其係應用在放大後傳送的中繼系統上，以中繼協助的方式於一目的端13分別估計無線通訊系統中的一來源端11至一中繼端12，及該中繼端12至該目的端13的通道，該通道估計方法包含有以下步驟：

S1：建立系統模型10，建立一第一通道及一第二通道，該第一通道代表該來源端11至該中繼端12的通道，該第二通道代表該中繼端12至該目的端13的通道，目的端13從中繼端12所接收到的正交分頻多工訊號中，於第k 個子載波可表示為：

其中，k 代表子載波的指標(Index)，{}是時域上的接收訊號，d _k 代表來源端11在第k 個子載波上所傳送的資料，代表該第一通道的通道頻率響應(Channel Frequency Response,CFR)，代表該第二通道的通道頻率響應，α為中繼系統的放大增益(Amplifying Gain)，及分別代表在中繼端12與目地端13所觀察到的雜訊。由上式可知，資料部分(d _k )的通道係數是由第一通道及第二通道之乘積()所合成，而等效的雜訊為。因此，不論是合成通道或是等效的雜訊均不再呈現為高斯分佈，若直接尋求個別之通道頻率響應實有非常之難度。

S2：加上一前置訊號61(Preamble)，請特別參閱「圖4」，透過一前置訊號單元20將載有來源端11輸出之訊號的資料訊框60(Frame)加上該前置訊號61，該前置訊號61係為訓練符元(Training Symbols)，在目的端13用以對所接收到的訊號進行同步參數估計與通道係數的初估。

S3：向量矩陣化，藉由一向量矩陣單元30進行將加上前置訊號61後的訊號進行向量矩陣化，而得一方程式：

其中，上標T 代表轉置運算(Transpose)，L 代表加上前置訊號61之訓練符元的數目，將所有訊號內容分類後，可以得到兩項L ×1的行向量S _k 及N _k ，其中S _k 為訊號之總稱，而N _k 為雜訊之總稱。S _k 的第l 個元素S _k (l )定義為H _k ^d (l )H _k ^r (l )αd _k (l )，而N _k 的第l 個元素N _k (l )則定義為H _k ^d (l )αW _k ^r (l )+W _k ^d (l )。

S4：放置一中繼同步訊號62(Relay-amble)於資料訊框60中，其係將該中繼同步訊號62放置於經過中繼端12放大後之該資料訊框60中，並繼續經過該第二通道之傳送而至目的端13。

S5：第二通道係數估計，於該目的端13接收到具有該中繼同步訊號62的資料訊框60後，藉由其中的中繼同步訊號62進行通道估計，而得到該第二通道係數。因為該中繼同步訊號62是在第二階段時，才由中繼端12加入至該資料訊框60內，所以它所經過的傳遞通道(中繼端-目的端)是一點對點的通道。藉此，可於該目的端13藉由該中繼同步訊號62得到該第二通道係數。

S6：第一通道係數估計，利用最大概似法(Maximum Likelihood,ML)進行通道估測，目的端13利用在S5中已估計出的中繼端12至目的端13的第二通道係數，以及從中繼端12接到之放大後傳送訊號Y _k 的合成通道，因而可以進行來源端11-中繼端12的第一通道係數的通道估測，其被定義為：

其中，上標H 代表共軛轉置運算(Hermitian)，p (‧)代表機率分佈密度函數(Probability Density Function)。與均為L ×1的行向量，分別代表第一通道係數與第二通道係數，其中第l 個元素分別為(l )與(l )。d _k 為L ×1的行向量，其中第l 個元素為d _k (l )。

S7：簡化估計通道，其係透過一化簡單元40將經過最大概似法後之通道估計參數，進行簡化以得到等效(Equivalent)之較簡化通道估計的式子，簡化後為：

其中，與是L ×1的行向量，它們的第l 個元素分別定義為：與(l )αd _k (l )。diag {b }代表以b 向量為對角元素的對角矩陣(Diagonal Matrix)，上標*代表共軛運算(Conjugate)。接著進行全域最佳化(Global Optimum)的簡化，其僅具有一個極值，因此透過微分的方式找到微分後為0的值即為其最佳化後之結果，其簡化後如下：

由此，我們可以得到一較精簡之估算方式。

S8：去除雜訊，由於雜訊為一期望值為零的隨機變數，因此，可藉由一平均化單元50對步驟S7中所得到之簡化等效通道估計，進行加總平均，以去除雜訊對通道估計的影響，該平均化單元50係透過如下模型進行平均化：

其中，[L ]代表通道估計，是利用L 個連續的訊號所估計到的，並且透過第二個等式所表示的疊代計算方式而進行更新(Update)。此疊代計算指明，上述之通道估計演算法，使我們能利用目的端13所檢測出的資料(Detected Data)來更新通道的估計結果。

S9：最佳化結合，於本實施例中，其係於接收分集的技術條件下，配合最大比例結合(Maximum Ratio Combining,MRC)的概念進行結合，取得最佳傳輸訊號。根據得到的第一通道及該第二通道之係數，於接收分集下，結合從直接路徑(來源端11-目的端13)與中繼路徑(來源端11-中繼端12-目的端13)接收到的訊號，其最大比例結合係數分為：以及，其中代表直接路徑在第k 個子載波的通道係數，與分別代表中繼路徑中之第一通道及該第二通道之係數的估計值(於第k 個子載波)，而與分別代表目地端13於第一階段與第二階段時所觀察到雜訊的變異數。

為了顯出分集對系統效能的益處，我們先看在多躍(Multi-Hop,MH)合作協定下的中繼系統。請配合參閱「圖5」及「圖6」所示，其係本發明一較佳實施例之合成通道係數的均方誤差(Mean Square Error)曲線示意圖以及多躍中繼合作下的位元錯誤率曲線示意圖。由於在估計第一段通道係數時，會利用到第二段通道係數的估計結果，我們以平均值為零的複數高斯變數(Complex Gaussian Random Variable)來表示第二段通道的估計誤差，令其變異數為。由「圖5」中所示，在均方誤差為5×10^-3 時，前置訊號61數目L 為2比前置訊號61數目L 為1時，其訊噪比(Signal to noise Ratio,SNR)增加了2dB，由此可知，在前置訊號61數目較多的狀況下，通道估計會更加精準，因此可大幅降低均方誤差。而由圖中顯示，估計誤差(由變異數表示)之變化並不會對其結果有任何影響，因此其曲線重疊疊置，其原因在於經過兩段通道之合成後，在第二通道的誤差會被第一通道補償，因此通道訊號並不會隨著變異數而變化。多躍中繼合作下的位元錯誤率曲線由「圖6」所示，以完美(Perfect)的通道估計為參考基準(Benchmark)，前置訊號61數目L 為2比起前置訊號61數目L 為1時的位元錯誤率，更接近完美通道估計下的位元錯誤率曲線。同理，位元錯誤率不會隨著變異數而變化。

請再參閱「圖7」，其為本發明一較佳實施例之經過最佳化結合後的位元錯誤率曲線示意圖。如圖所示，其係藉由接收分集的方式搭配最大比例結合得到的位元錯誤率曲線圖，因為是透最佳化結合而獲得分集增益，所以需要使用到個別之第一通道與第二通道係數的估計結果，而非僅僅是整體的合成通道估計。在這個狀況下，第一通道的估計結果無法補償第二通道的估計誤差，因此隨著變異數越大的狀況下，其位元錯誤率的表現會受到第二段通道估計誤差的影響。但是其影響是輕微的，例如：在的值等於0.5dB與1dB的情況下，與完美通道估計下的效能比較，訊噪比的損失均小於0.3dB。此外，與圖6(沒有分集增益下的中繼系統)比較，從圖7可發現分集增益確實提供了顯著的效能增益。

綜上所述，由於本發明藉由於目的端13得到的該資料訊框60中的該中繼同步訊號62，估計出該第二通道(中繼端12至目的端13)的通道係數，接著利用已估計出的第二通道係數，發展一最佳化的最大可能性估計演算法，來估計合成通道(來源端11至中繼端12至目的端13)中的第一通道(來源端11至中繼端12)係數。這使我們能夠藉著最佳化結合的方式，在接收分集的合作協定下，得到最佳合成訊號。藉由本發明之方法，可以利用最佳化的演算法進行通道估計，並且不需要事先得知多重路徑強度的統計特性。因此本發明極具進步性及符合申請發明專利之要件，爰依法提出申請，祈　鈞局早日賜准專利，實感德便。

以上已將本發明做一詳細說明，惟以上所述者，僅為本發明之一較佳實施例而已，當不能限定本發明實施之範圍。即凡依本發明申請範圍所作之均等變化與修飾等，皆應仍屬本發明之專利涵蓋範圍內。

10．．．系統模型

11．．．來源端

12．．．中繼端

13．．．目的端

20．．．前置訊號單元

30．．．向量矩陣單元

40．．．化簡單元

50．．．平均化單元

60．．．資料訊框

61．．．前置訊號

62．．．中繼同步訊號

S1~S9．．．步驟

圖1A，係習知技術之具接收分集或多躍合作協定的雙階段、半雙工之放大後傳送的中繼系統示意圖。

圖1B，係習知技術之訊號傳送接收示意圖。

圖2，係本發明一較佳實施例之步驟流程示意圖。

圖3，係本發明一較佳實施例之方塊配置示意圖。

圖4，係本發明一較佳實施例之通道示意圖。

圖5，係本發明一較佳實施例之合成通道係數的均方誤差曲線示意圖。

圖6，係本發明一較佳實施例之多躍中繼合作下的位元錯誤率曲線示意圖。

圖7，係本發明一較佳實施例之接收分集下經過最佳化結合後的位元錯誤率曲線示意圖。

11．．．來源端

12．．．中繼端

13．．．目的端

60．．．資料訊框

61．．．前置訊號

62．．．中繼同步訊號

Claims (5)

1. 一種基於正交分頻多工之中繼協助的通道估計方法，其係應用在放大後傳送的中繼系統上，以中繼協助的方式於一目的端分別估計無線通訊系統中的一來源端至一中繼端，及該中繼端至該目的端的通道，該通道估計方法包含有以下步驟：建立系統模型，建立一第一通道及一第二通道，該第一通道代表該來源端至該中繼端的通道，該第二通道代表該中繼端至該目的端的通道，目的端所接收到的正交分頻多工訊號中，於第k個子載波可表示為： 其中，k代表子載波的指標，是時域上的接收訊號，d _k 代表該來源端在第k個子載波上所傳送的資料，代表該第一通道的通道頻率響應，代表該第二通道的通道頻率響應，α 為中繼系統的放大增益，及分別代表在該中繼端與該目地端所觀察到的雜訊，於該中繼端放置一中繼同步訊號，其係於一載有放大後傳送訊號的資料訊框中置放該中繼同步訊號，並繼續經過該第二通道之傳送而至目的端；第二通道係數估計，於該目的端接收到具有該中繼同步訊號的資料訊框後，藉由該中繼同步訊號進行通道估計，而得到該第二通道係數；第一通道係數估計，利用該第二通道係數並使用最大概似法進行第一通道估計；最佳化結合，得到該第一通道及該第二通道之係數後，於接收分集的技術條件下，結合直接路徑與中 繼路徑，取得最佳傳輸訊號。
2. 如申請專利範圍第1項所述之基於正交分頻多工之中繼協助的通道估計方法，其中更具有一步驟：加上一前置訊號，透過一前置訊號單元將載有來源端之訊號的訊框加上該前置訊號。
3. 如申請專利範圍第2項所述之基於正交分頻多工之中繼協助的通道估計方法，其中更具有一步驟：向量矩陣化，藉由一向量矩陣單元進行將加上前置訊號後的訊號進行向量矩陣化。
4. 如申請專利範圍第3項所述之基於正交分頻多工之中繼協助的通道估計方法，其中更具有一步驟：簡化估計通道，其係透過一化簡單元將經過最大概似法後之通道估計參數進行簡化，以簡化通道之估計。
5. 如申請專利範圍第4項所述之基於正交分頻多工之中繼協助的通道估計方法，其中更具有一步驟：去除雜訊，藉由一平均化單元對該目的端所得到之通道估計進行加總平均，以去除雜訊對通道估計的影響。