TWI385934B - 於非表面聲波接收器中之衰退被動混波器 - Google Patents

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TWI385934B TW097141879A TW97141879A TWI385934B TW I385934 B TWI385934 B TW I385934B TW 097141879 A TW097141879 A TW 097141879A TW 97141879 A TW97141879 A TW 97141879A TW I385934 B TWI385934 B TW I385934B
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Description

於非表面聲波接收器中之衰退被動混波器
該等所揭示之實施例係關於具有被動混波器之低雜訊非表面聲波接收器。
本申請案主張2007年10月30日申請之標稱為"於非表面聲波接收器中之衰退被動混波器(DEGENERATED PASSIVE MIXER IN SAW-LESS RECEIVER)"之美國臨時申請案第60/983,874號之權益，該申請案之全部揭示內容被看做本申請案之揭示內容之一部分。
存在數種用於實現一蜂巢式電話接收器之不同電路拓撲。某些拓撲涉及一表面聲波(SAW)濾波器，其安置於一低雜訊放大器(LNA)與一混波器之間的傳入RF信號路徑中。期望可在不使用成本稍高且大的SAW裝置之情況下，實現一充足效能之蜂巢式電話接收器。其他拓撲在天線與LNA之間的匹配網路中使用一高品質且稍昂貴之LNA匹配電感器。亦期望在不使用此昂貴組件而是藉由使用較不昂貴之低品質組件之情況下實現該接收器。為在一非表面聲波接收器中達成良好線性，有時使用一純被動降頻轉換混波器。該被動混波器不具有一主動gm單元。然而，此拓撲通常難於滿足需求的雜訊指數(NF)要求而同時仍達成良好線性(例如：三次衝擊)效能。
圖1(先前技術)係一非表面聲波接收器電路1之一圖示，該接收器電路1採用一被動混波器而非一主動gm單元。接收器電路1包含一天線2、一差動雙工器3、一阻抗匹配網路4及一積體電路5。而積體電路5又包含一LNA 6，且此LNA經耦合以經由兩個端子7及8自匹配網路4接收一傳入RF信號。LNA 6之兩個差動輸出引線9及10耦合至被動混波器11。LNA 6至混波器11之耦合可係一經由在傳入RF信號之頻率下係有效短路的具有大電容之旁路電容器之電容耦合。
被動混波器11具有兩個部分。一個部分(I-路徑切換核心)將一第一組差動信號(I)供應至一跨組抗放大器及濾波器12之一第一部分(I-路徑TIA)。TIA 12之此第一部分將信號I+及I-輸出至輸出引線13及14上。被動混波器11之第二部分(Q-路徑切換核心)將一第二組Q差動信號供應至TIA 12之一第二部分(Q-路徑TIA)。TIA 12之第二部分將信號Q+及Q-輸出至輸出引線15及16上。遺憾地，採用圖1之非表面聲波被動混波器接收器拓撲且亦滿足嚴格之雜訊要求而同時維持良好線性及功率消耗效能通常是困難的。
圖2(先前技術)係一描述圖1之電路之各種效能特性之表。期望不在匹配網路4中提供一高品質且昂貴之離散LNA輸入匹配電感器且不增加LNA 6之電流消耗之情況下，降低該電路之雜訊指數(NF)。
在一涉及一被動混波器之非表面聲波蜂巢式電話接收器中，在一低雜訊放大器(LNA)之差動信號輸出引線與該被動混波器之差動信號輸入引線之間的傳入RF信號路徑中，安置具有顯著阻抗(比如：20歐姆或更多)之新穎衰退阻抗元件(Zdeg)。該LNA具有一相當高輸出阻抗(例如：一大於300歐姆之輸出阻抗)。該被動混波器不具有主動gm單元。而該被動混波器又將經降頻轉換信號輸出至該接收器之一跨阻抗放大器及基頻濾波器(TIA)。提供該等新穎衰退阻抗元件減少整個接收器中由該TIA輸出之雜訊，以使其他接收器效能特性(諸如線性及電壓增益)僅有最小衰退。提供該等衰退阻抗元件不過分增加該TIA中之雜訊。於一個其中每一該等衰退阻抗元件之阻抗皆大於20歐姆之實例中，該TIA具有一小於整個接收器之總雜訊功率之20%之雜訊功率。該整個接收器具有優於38分貝(dB)之電壓增益及優於75 dB之三次衝擊失真(TB)量值。
於某些實例中，該被動混波器接收複數個本端振盪器信號，其中每一本端震盪器信號具有一大致小於50%之工作循環。在該時間之某一部分期間，該被動混波器中沒有一個電晶體係導電。於某些實例中，該等新穎衰退阻抗元件可程式化以具有數個阻抗中之一者。該等衰退阻抗元件之阻抗值端視特定運作模式之效能要求而改變，該特定運作模式係該蜂巢式電話正以其運作或意欲以其運作之運作模式。
上述說明係一概述，且因此勢必包含細節之簡化、歸納及省略；因此，熟習此項技術者應瞭解，該概述僅為說明性而絕非意欲作為限定性說明。在下文所述之非限定性詳細說明中，本文中所述唯一由申請專利範圍界定的裝置及/或過程之其他態樣、發明性特徵及優點將變得顯而易見。
圖3係一根據一個新穎態樣之一個特殊類型的行動通信裝置20之極簡化之高階方塊圖。在此實例中，行動通信裝置20係一使用WCDMA蜂巢式電話通信協定之蜂巢式電話。該蜂巢式電話包含(其中的數個其他部分未圖解闡釋)一天線21及兩個積體電路22及23。積體電路23被稱為一"數位基頻積體電路"或一"基頻處理器積體電路"。積體電路22係一RF收發器積體電路。RF收發器積體電路22因其包含一傳輸器以及一接收器而被稱為一"收發器"。
圖4係一圖1之RF收發器積體電路22之更詳細方塊圖。該接收器包含一被稱為一"接收鏈"24者以及一本端振盪器33。當該蜂巢式電話正接收時，天線21上接收一高頻RF信號25。於一個實例中，RF信號25係一具有一更大於1千兆赫之頻率之信號。來自RF信號25之資訊穿過雙工器26、阻抗匹配網路27，且穿過接收鏈24來傳遞。信號25由低雜訊放大器(LNA)28放大，且由混波器29進行降頻轉換。所得經降頻轉換之信號由基頻濾波器30進行濾波，並被傳遞至數位基頻積體電路23。數位基頻積體電路23中之一類比至數位轉換器31將信號轉換成數位形式，且所得數位資訊由數位基頻積體電路23中之數位電路進行處理。數位基頻積體電路23藉由控制由本端振盪器33供應至混波器29的一本端振盪器信號(LO)32之頻率來調諧該接收器。
若該蜂巢式電話正在傳輸，則由數位基頻積體電路23中之一數位至類比轉換器34將欲傳輸之資訊轉換成類比形式，並將其供應至一"傳輸鏈"35。基頻濾波器36將因數位至類比轉換過程所致之雜訊濾出。然後，混波器區塊37在本端振盪器38控制下將信號增頻轉換成一高頻信號。驅動器放大器39及一外部功率放大器40放大高頻信號來驅動天線21，使得自天線21傳輸一高頻RF信號41。
圖5係接收鏈24之一更詳細電路圖。天線21上所接收之傳入RF信號25經由差動雙工器26及阻抗匹配網路27耦合至積體電路22之差動輸入端子42及43上。LNA 28放大RF信號25並自VRF+輸出引線44及VRF-輸出引線45驅動差動信號。VRF+輸出引線44耦合至被動混波器29之一第一差動輸入引線46，且VRF-輸出引線45耦合至被動混波器29之一第二差動輸入引線47。被動混波器29不包含主動gm單元。被動混波器29包含兩個交叉耦合之被動切換核心48與49及四個新穎衰退阻抗元件50-53。第一衰退阻抗元件50具有一連接至LNA 28之第一輸出引線44之第一引線，且具有一連接至第一切換核心48之一第一輸入引線54之第二引線。第二衰退阻抗元件51具有一連接至LNA 28之第二輸出引線45之第一引線，且具有一連接至第一切換核心48之一第二輸入引線55之第二引線。第三衰退阻抗元件52具有一連接至LNA 28之第一輸出引線44之第一引線，且具有一連接至第二切換核心49之一第一輸入引線56之第二引線。第四衰退阻抗元件53具有一連接至LNA 28之第二輸出引線45之第一引線，且具有一連接至第二切換核心49之一第二輸入引線57之第二引線。
跨阻抗放大器與基頻濾波器(TIA)30包含一第一部分(TIA之I-路徑部分)及一第二部分(TIA之Q-路徑部分)。該第一部分將一對差動信號I+及I-驅動至差動輸出引線58及59上。電阻器符號60及61代表TIA 30之第一部分之回饋阻抗RTIA。TIA 30之第一部分自第一被動切換核心48之差動輸出引線62及63接收差動信號。相似地，TIA 30之第二部分將一對差動信號Q+及Q-驅動至差動輸出引線64及65上。電阻器符號66及67代表TIA 30之第二部分之回饋阻抗RTIA。TIA 30之第二部分自第二被動切換核心49之差動輸出引線68及69接收差動信號。如圖5所指示，第一被動切換核心48包含四個場效應電晶體(FET)70-73，且第二被動切換核心49包含FET 74-77。此等FET如圖5中所圖解闡釋那樣互連。
圖6A至6F顯示一組方程式，其包括一方程式將圖5之電路之雜訊因子(F)作為新穎衰退阻抗元件50-53之阻抗之一函數之一求導。衰退阻抗元件50-53之每一者之阻抗值係Zdeg。雜訊因子(F)係一RF信號鏈中之分量穿過接收器所導致之信雜比(SNR)之衰退量度。在圖6A之方程式中，雜訊因子F係TIA 30之輸出處之總輸出雜訊功率與TIA 30之輸出處之源雜訊功率貢獻之比率。分子係一對所有雜訊源所致之總雜訊功率之表達，其中該雜訊由於此等相應雜訊源係自TIA 30輸出而係在接收器之信號頻寬中。分母係一對接收器輸出處之雜訊功率(其係因該接收器之源所致)之 表達。
對於三個雜訊源之每一者而言，雜訊皆係指接收器之輸出(TIA 30之輸出引線)。將來自每一雜訊源之雜訊乘以適當增益因子以確定其對TIA 30之輸出處之總雜訊之貢獻量。因此，分子包含三個項，每一雜訊源一個項。假定第一雜訊源係源(LNA 28)。第二雜訊源係衰退阻抗Zdeg。第三雜訊源係跨阻抗放大器回饋阻抗RTIA 。
項Nv_rx,src係來自源之電壓雜訊密度，其單位為V2 /Hz。該雜訊密度Nv_rx,src係藉由量4kTR求出，其中k係波爾茲曼常數，T係開氏度，且R係電阻。該雜訊係來自天線21之雜訊。在此實例中，天線21之電阻R係50歐姆。項gLNA係LNA 28之跨導增益。項NI_LNA,OUT 係LNA 28之電流密度，其單位為Ampere2 /Hz。項R2 LNA /(2RLNA +Zdeg)2 係一功率分割因子，其計及一發生於LNA 28與被動混波器29之間的功率分割。項RLNA 係單側LNA輸出阻抗。LNA 28之輸出引線之間的差動LNA輸出阻抗係此處稱為單側LNA輸出阻抗RLNA 之二倍。單側LNA輸出阻抗RLNA 係自LNA 28之輸出引線中接至接地的一個輸出引線所量測之阻抗。在當前實例中，RLNA (單側)大於150歐姆(例如，200歐姆)。相應地，差動LNA阻抗大於300歐姆(例如，400歐姆)。項NV_ZDEG 係該衰退阻抗Zdeg之雜訊密度。項RTIA 係跨阻抗放大器30之回饋電阻(增益因子)。
項F50 %中之50%記法指示計算係針對本端振盪器信號ILO+及ILO-之一50%工作循環。若該工作循環係50%，則信號ILO+將在該週期之第一50%內係活動(數位高)，且則信號ILO-將在該週期之剩餘50%內係活動。一F25% 項中之一25%記法將指示計算係針對該本端振盪器信號之一25%工作循環。若該工作循環係25%，則信號ILO+將在該週期之一第一25%內係活動，然後在該週期之下一25%內，ILO+及ILO-兩者將皆不活動，接著在該週期之下一25%內，ILO-將係活動，且然後，在該週期之最後25%內，ILO+及ILO-兩者將皆不活動。當該TIA由一50%工作循環信號驅動時，該TIA之雜訊貢獻相對高，而當該TIA由一25%工作循環信號驅動時，該TIA之雜訊貢獻相對低。
圖6B係圖6A之方程式之各項之一重組。
圖6C係圖6B之方程式之一進一步簡化。
圖6D及6E描述用於將雜訊因子(F)確定為一25%之工作循環之衰退阻抗之函數之方程式。F25%_W/O_I/Q_OVERLAP 記法指示該方程式係針對一其中混波器29之I及Q輸出信號沒有(W/O)任何重疊之25%工作循環。注意，圖6A之50%工作循環方程式與圖6D之25%工作循環方程式之間的不同之處在於圖6D方程式之分子之第二及第三分量項。存在一與值NV_zDEG 相乘之項R2 TIA /(RLNA +Zdeg)2 。此項之分母因以下事實而包含RLNA ：在一25%工作循環條件下，該時間之大部分僅一個被動切換核心係導電(48或49)。在此時間期間，該電阻係因RLNA 所致。注意，(R2 TIA /ZDEG2 )在圖6A中之對應乘數項不包含此RLNA 項。此乃因在一50%工作循環條件下，兩個被動切換核心(48及49)係同時導電。類似地，在圖6D之25%條件方程式中，存在一與值NV_TIA 相乘之項(1+((RTIA /RLNA +ZDEG ))2 。此項之分母因以下事實而包含RLNA ：該工作循環係一25%工作循環。圖6A之50%工作循環方程式中之對應乘數項在其分母中不包含此RLNA 項。
圖6F係圖6C之一50%工作循環之雜訊因子方程式與圖6F之一25%工作循環之雜訊因子方程式之一組合。由於I與Q本端振盪器信號之間的一小重疊，在實際電路中存在複雜情況。該ILO+及ILO-信號在每一信號係活動或係埠活動時實際上並非方形波，而是該ILO+及ILO-信號具有非零持續時間之上升及下降時間。由於此條件(其中當其他組電晶體正接通時一組電晶體正關閉)，因此存在重疊。所得重疊由圖6F之方程式中之項A及B計及。F25 %_ W/_ I/Q_OVERLAP 記法指示該方程式係針對一其中混波器之I及Q輸出具有(W/)重疊之25%工作循環。若該時間之95%無重疊，則A近似為95%。在該情況下，B近似為5%。注意，在圖6A至6F中，出於簡化該等方程式而又不丟失一般性起見，未顯示2及1/2之某些冪。該等方程式亦忽略該等被動混波器電晶體之小導通電阻以及來自被動混波器核心48及49之雜訊，因為來自該等核心之雜訊僅係一小雜訊貢獻者。
在檢驗圖6C之方程式時，應注意雜訊因子之函數(F作為Zdeg之一函數)具有一最小值。注意，圖6C之方程式涉及一起被求和的一左乘積值與一右乘積值。項Zdeg係在該左乘積值之分母中。因此，當Zdeg值極小時，左乘積值格外大，且因此，整個雜訊因子F亦格外大。在右乘積值中，項Zdeg係在分子中。因此，當Zdeg值極大時，右乘積值格外大，且因此，整個雜訊因子F亦格外大。雜訊因子F之最小值出現在Zdeg值既不極大亦不極小時。圖6A-6F之方程式所量測或所確定之雜訊因子值係一無單位值。使用關係式NF=10 log F將無單位之雜訊因子值(F)轉換成一雜訊指數(NF)分貝(dB)值。
在圖7中可見，在無衰退之情形下，接收器之雜訊指數(NF)約為2.67dB。圖7顯示藉由在一25% LO工作循環時將衰退阻抗元件50-53之阻抗增加至高達一近似60歐姆之阻抗以改良圖5之接收器之雜訊指數之情形。因此，藉助施加衰退阻抗，該雜訊指數變得更好。然而，該圖表顯示阻抗增加超出最佳雜訊指數點將開始衰退雜訊指數，然而此較之不施加衰退之情形仍不失為一較好結果。因此，注意圖7之圖表中之曲線在一衰退阻抗Zdeg為60歐姆時具有一最小值之雜訊指數(NF)，且甚至在更高值之衰退阻抗時雜訊指數仍比不施加衰退之情形好。
圖8係一圖表，其顯示圖5之接收器之電壓增益隨增加之衰退阻抗Zdeg衰退之程度。根據一個新穎態樣，在一具有一純被動混波器之非表面聲波接收器中提供衰退阻抗元件50-53，且使衰退阻抗元件50-53具有大於一典型旁路電容器之習用零歐姆值或極小阻抗值之阻抗(在傳入RF信號25之頻率下)。儘管圖7之圖表指示最佳雜訊指數係在一衰退阻抗元件之阻抗值為60歐姆時達成，但在採用圖7之實例之特定應用中，每一衰退阻抗元件50-53經設定以具有一30歐姆之阻抗。在此特定情形下，並未將此阻抗設定為高於30歐姆，因為將衰退阻抗增加至30歐姆以上將導致TB參數衰退，使得其太接近該應用之一特定三次衝擊(TB)要求。圖7及圖8中30歐姆之Zdeg值處之垂直線指示圖5之特定實施例之30歐姆Zdeg值。
圖9係一表，其針對一25% LO信號描述圖1之先前技術結構與圖5之新穎接收器之間的效能特性之一比較。如該表中之該等值所指示，添加具有30歐姆之Zdeg值之衰退阻抗元件50-53導致雜訊指數自近似2.67dB至近似2.3dB之一所期望之改良。該表中之該等值指示雜訊指數(NF)經改良而不會使其他接收器之效能參數不適當衰退，此等參數諸如係輸入參考二階截點(IIP2)、三次衝擊分量量值(TB)、輸入參考三階截點(IIP3)及自LNA 28之輸入端子42及43至TIA 30之輸出引線58、59、64及65之電壓增益。
根據另一新穎態樣，圖5之接收器係一可支援兩個運作模式之多模式接收器。在該兩個模式之一第一模式中，該接收器滿足一第一效能參數且使用一較小值之Zdeg。在該兩個模式之一第二模式中，該接收器滿足一允許使用一較高值之Zdeg之第二較不嚴格效能參數。提供一其數位值指示當前運作模式之數位控制信號。該數位控制信號控制一FET開關，其可以一與一第一Zdeg阻抗並聯之第二Zdeg阻抗切換。衰退阻抗元件50-53之每一者皆包含兩個此種電阻器及一個此種FET，其中FET允許可對衰退阻抗元件之總阻抗進行程式化。若該數位控制信號具有一第一值，則該FET開關係導電以使第二Zdeg阻抗與第一Zdeg阻抗並聯地耦合。該結果係一較低值之Zdeg。另一方面，若該數位控制信號具有一第二值，則使該FET開關不導電。因此第二Zdeg阻抗不與第一Zdeg阻抗並聯地耦合。該結果係一較高值之Zdeg。當效能參數(例如，TB)較不嚴格時在第二模式中使用較更高Zdeg值，而當效能參數較嚴格時在第一模式中使用較低Zdeg值。
圖10A-10G顯示可實現新穎衰退阻抗元件Zdeg 50之方式之數個實例。在該等實例中，衰退調停LNA與被動混波器切換核心。在所圖解闡釋之每一情況下，左邊的第一引線100係阻抗元件50之耦合至LNA 28之引線，且右邊的第二引線101係阻抗元件50之耦合至切換核心48之引線。
圖11係一根據一個新穎態樣之方法之流程圖。在一第一步驟(步驟200)中，在一低雜訊放大器(LNA)之第一輸出引線與一第一被動切換核心(PSC)之第一輸入引線之間提供一第一衰退阻抗元件。該第一衰退阻抗元件之阻抗大於20歐姆。在一第二步驟(步驟201)中，在該LNA之第二輸出引線與第一PSC之第一輸入引線之間提供一第二衰退阻抗元件。該第二衰退阻抗元件之阻抗大於20歐姆。相同之步驟適用於第三及第四衰退阻抗元件與第二PSC。在一第三步驟(步驟202)中，提供一跨阻抗放大器，其中該TIA經耦合以放大一自該PSC輸出之信號。在施加混波器衰退之後，該TIA具有一小於整個接收器之總雜訊功率之20%之雜訊功率。於此情況下，該整個接收器係該LNA、第一及第二衰退阻抗元件、該PSC及該TIA。在藉以製作圖3及4之RF收發器積體電路22之半導體製造製程期間，可一次實施所有步驟200-202。可在部署、交付及I或銷售圖3及4之RF收發器積體電路22之前，一次實施所有步驟200-202。在圖11之實例中，在衰退之後，來自該TIA之雜訊貢獻低於接收器總輸出雜訊之20%。對於不同之工作循環，可使用衰退與TIA雜訊貢獻之不同組合。例如，對於一25% LO工作循環，可選擇一20歐姆之Zdeg及一為總雜訊15%之TIA雜訊貢獻。此將導致一充足線性、電壓增益及雜訊指數要求。另一方面，對於一50% LO工作循環，可選擇一100歐姆之Zdeg及一為18%之TIA雜訊。
雖然在上文中出於指導目闡述了某些特定實施例，但本專利文檔之教示具有一般適用性且不限於上述特定實施例。因此，可對所述特定實施例之各種特徵實施各種修改、改正及組合，此並不背離下述申請專利範圍之範疇。
1‧‧‧非表面聲波接收器電路
2‧‧‧天線
3‧‧‧差動雙工器
4‧‧‧阻抗匹配網路
5‧‧‧積體電路
6‧‧‧低雜訊放大器
7‧‧‧端子
8‧‧‧端子
9‧‧‧差動輸出引線
10‧‧‧差動輸出引線
11‧‧‧被動混波器
12‧‧‧跨阻抗放大器與濾波器
13‧‧‧輸出引線
14‧‧‧輸出引線
15‧‧‧輸出引線
16‧‧‧輸出引線
20‧‧‧行動通信裝置
21‧‧‧天線
22‧‧‧RF收發器積體電路
23‧‧‧數位基頻積體電路
24‧‧‧接收鏈
26‧‧‧差動雙工器
27‧‧‧阻抗匹配網路
28‧‧‧低雜訊放大器
29‧‧‧被動混波器
30‧‧‧跨阻抗放大器/濾波器(基頻濾波器)
31‧‧‧類比至數位轉換器
33‧‧‧本端振盪器
34‧‧‧數位至類比轉換器
35‧‧‧"傳輸"鏈
36‧‧‧基頻濾波器
37．．．混波器區塊
38．．．本端振盪器
39．．．驅動器放大器
40．．．外部功率放大器
42．．．差動輸入端子
43．．．差動輸入端子
44．．．VRF+輸出引線
45．．．VRF-輸出引線
46．．．第一差動輸入引線
47．．．第二差動輸入引線
48．．．第一被動切換核心
49．．．第二被動切換核心
50．．．衰退阻抗元件
51．．．衰退阻抗元件
52．．．衰退阻抗元件
53．．．衰退阻抗元件
54．．．第一輸入引線
55．．．第二輸入引線
56．．．第一輸入引線
57．．．第二輸入引線
58．．．差動輸出引線
59．．．差動輸出引線
60．．．電阻器符號
61．．．電阻器符號
62．．．差動輸出引線
63．．．差動輸出引線
64．．．差動輸出引線
65．．．差動輸出引線
66．．．電阻器符號
67．．．電阻器符號
68．．．差動輸出引線
69．．．差動輸出引線
70．．．場效應電晶體
71．．．場效應電晶體
72．．．場效應電晶體
73．．．場效應電晶體
74．．．場效應電晶體
75．．．場效應電晶體
76．．．場效應電晶體
77．．．場效應電晶體
100．．．第一引線
101．．．第二引線
圖1(先前技術)係一包含一被動混波器之一種類型習用非表面聲波接收器之圖示。
圖2(先前技術)係一表，其描述圖1之習用接收器之效能特性。
圖3係一根據一個新穎態樣採用一新穎低雜訊非表面聲波接收器之蜂巢式電話之簡化高階方塊圖。
圖4係一圖3之RF收發器積體電路之更詳細圖示。
圖5係一圖4之低雜訊放大器(LNA)、被動混波器(包含新穎衰退阻抗元件)及跨阻抗放大器與濾波器(TIA)之更詳細圖示。
圖6A-6F描述一組方程式，其用於確定改變新穎衰退阻抗元件(Zdeg)之阻抗值如何改變圖5之接收器之雜訊因子(F)。
圖7係一圖表，其顯示改變新穎衰退阻抗元件(Zdeg)之阻抗對圖5之接收器之雜訊指數(NF)之影響程度。
圖8係一圖表，其顯示改變新穎衰退阻抗元件(Zdeg)之阻抗值對圖5之接收器之電壓增益之影響程度。
圖9係一表，其圖解闡釋提供新穎衰退阻抗元件(Zdeg)係如何在不對其他效能特性產生嚴重不利影響之情況下改良一接收器之雜訊指數(NF)。
圖10A-10G係可實現圖5中所圖解闡釋之新穎衰退阻抗元件50之方式之數個實例之電路圖。
圖11係一根據一個新穎態樣之方法之流程圖。
21‧‧‧天線
22‧‧‧RF收發器積體電路
24‧‧‧接收鏈
26‧‧‧差動雙工器
27‧‧‧阻抗匹配網路
28‧‧‧低雜訊放大器
29‧‧‧被動混波器
30‧‧‧跨阻抗放大器/濾波器(基頻濾波器)
42‧‧‧差動輸入端子
43‧‧‧差動輸入端子
44‧‧‧VRF+輸出引線
45‧‧‧VRF-輸出引線
46‧‧‧第一差動輸入引線
47‧‧‧第二差動輸入引線
48‧‧‧第一被動切換核心
49‧‧‧第二被動切換核心
50‧‧‧衰退阻抗元件
51‧‧‧衰退阻抗元件
52‧‧‧衰退阻抗元件
53‧‧‧衰退阻抗元件
54‧‧‧第一輸入引線
55‧‧‧第二輸入引線
56．．．第一輸入引線
57．．．第二輸入引線
58．．．差動輸出引線
59．．．差動輸出引線
60．．．電阻器符號
61．．．電阻器符號
62．．．差動輸出引線
63．．．差動輸出引線
64．．．差動輸出引線
65．．．差動輸出引線
66．．．電阻器符號
67．．．電阻器符號
68．．．差動輸出引線
69．．．差動輸出引線
70．．．場效應電晶體
71．．．場效應電晶體
72．．．場效應電晶體
73．．．場效應電晶體
74．．．場效應電晶體
75．．．場效應電晶體
76．．．場效應電晶體
77．．．場效應電晶體

Claims (25)

  1. 一種用於在非表面聲波接收器中之衰退被動混波器之電路，其包括：一低雜訊放大器(LNA)，其具有一第一輸出引線及一第二輸出引線；一被動切換核心(PSC)，其具有一第一信號輸入引線、一第二信號輸入引線、一第一信號輸出引線、一第二信號輸出引線、一第一本端振盪器輸入引線及一第二本端振盪器輸入引線；一跨阻抗放大器(TIA)，其具有一第一輸入引線、一第二輸入引線、一第一輸出引線及一第二輸出引線；一第一衰退阻抗元件(Zdeg)，其具有一第一引線及一第二引線，其中該第一Zdeg之該第一引線係耦合至該LNA之該第一輸出引線，且其中該第一Zdeg之該第二引線係耦合至該PSC之該第一信號輸入引線；及一第二衰退阻抗元件(Zdeg)，其具有一第一引線及一第二引線，其中該第二Zdeg之該第一引線係耦合至該LNA之該第二輸出引線，且其中該第二Zdeg之該第二引線係耦合至該PSC之該第二信號輸入引線，其中該LNA、該第一Zdeg及該第二Zdeg、該PSC及該TIA形成一接收器。
  2. 如請求項1之電路，其中該LNA在運作信號之頻率下具有一大於300歐姆之差動輸出阻抗。
  3. 如請求項2之電路，其中沒有主動gm單元安置在該LNA 之該等第一及第二輸出引線與該PSC之該等第一及第二輸入引線之間的一信號路徑中。
  4. 如請求項3之電路，其中該第一Zdeg及該第二Zdeg之每一者皆取自由以下組成之群組：一電阻器，一電容器，一電晶體，串聯耦合之一電阻器與一電容器，串聯耦合之一電阻器與一電晶體，串聯耦合之一電容器與一電晶體，以及全部串聯耦合在一起的一電阻器與一電容器與一電晶體。
  5. 如請求項3之電路，其中該TIA具有一濾波器特性且在該接收器中充當一基頻濾波器。
  6. 如請求項3之電路，其中該運作信號之該頻率大於400兆赫。
  7. 如請求項3之電路，其中該接收器輸出具有一總雜訊功率之雜訊，其中該TIA具有一小於該接收器之該總雜訊功率之20%之雜訊功率，且其中該第一Zdeg及該第二Zdeg之每一者在該接收器正接收之一運作信號之一頻率下具有一至少20歐姆之阻抗。
  8. 如請求項7之電路，其中該接收器具有一小於2.6 dB之雜訊指數及一大於38 dB之電壓增益。
  9. 如請求項3之電路，其中該PSC之該第一本端振盪器輸入引線上之一第一本端振盪器信號在少於50%之時間內處於活動狀態，且其中該PSC之該第二本端振盪器輸入引線上之一第二本端振盪器信號在少於50%之時間內處於活動狀態。
  10. 如請求項3之電路，其中該等第一及第二衰退阻抗元件之每一者可程式化以具有複數個阻抗中之一者。
  11. 如請求項3之電路，其中該第一Zdeg及該第二Zdeg之每一者在該接收器正接收之該運作信號之該頻率下具有一至少50歐姆之阻抗。
  12. 如請求項2之電路，其中該PSC包含：一第一場效應電晶體(FET)，其具有：一第一端子，其耦合至該第一Zdeg之該第二引線；一第二端子，其耦合至該TIA之該第一輸入引線；及一第三閘極端子，其耦合至該PSC之該第一本端振盪器輸入引線；一第二FET，其具有：一第一端子，其耦合至該第一Zdeg之該第二引線；一第二端子，其耦合至該TIA之該第二輸入引線；及一第三閘極端子，其耦合至該PSC之該第二本端振盪器輸入引線；一第三FET，其具有：一第一端子，其耦合至該第二Zdeg之該第二引線；一第二端子，其耦合至該TIA之該第一輸入引線；及一第三閘極端子，其經耦合以接納該PSC之該第二本端振盪器輸入引線；及一第四FET，其具有：一第一端子，其耦合至該第二Zdeg之該第二引線；一第二端子，其耦合至該TIA之該第二輸入引線；及一第三閘極端子，其經耦合以接納該PSC之該第一本端振盪器輸入引線。
  13. 一種用於在非表面聲波接收器中之衰退被動混波器之方法，其包括： 在一低雜訊放大器(LNA)之一第一輸出引線與一被動切換核心(PSC)之一第一輸入引線之間提供一第一衰退阻抗元件，其中該第一衰退阻抗元件具有一至少20歐姆之阻抗；在該LNA之一第二輸出引線與該PSC之一第二輸入引線之間提供一第二衰退阻抗元件，其中該第二衰退阻抗元件具有一至少20歐姆之阻抗；及提供一經耦合以放大一由該PSC所輸出之信號之跨阻抗放大器(TIA)，其中該LNA、該等第一及第二衰退阻抗元件、該PSC及該TIA形成一接收器。
  14. 如請求項13之方法，其中當該接收器正接收一至少400兆赫之傳入RF信號時，該LNA具有一大於300歐姆之差動輸出阻抗。
  15. 如請求項13之方法，其中該接收器輸出具有一總雜訊功率之雜訊，其中在衰退發生後，該TIA具有一小於該接收器之該總雜訊功率之20%之雜訊功率。
  16. 如請求項15之方法，其中該接收器具有一小於2.6 dB之雜訊指數及一大於38 dB之電壓增益。
  17. 如請求項13之方法，其中該接收器進一步包含一第二PSC、兩個耦合至該第二PSC之額外衰退阻抗元件及一放大一由該第二所PSC輸出之信號之第二TIA，且其中該接收器之該總雜訊功率包含自該第二TIA所輸出之雜訊。
  18. 如請求項17之方法，其中該第二TIA具有一小於該總雜 訊功率之20%之雜訊功率。
  19. 如請求項13之方法，其進一步包括：改變該等第一及第二衰退阻抗元件之該等阻抗。
  20. 如請求項13之方法，其進一步包括切換與該第一衰退阻抗並聯之另一衰退阻抗。
  21. 一種用於在非表面聲波接收器中之衰退被動混波器之電路，其包括：一非表面聲波接收器鏈，其具有一被動混波器且不具有主動gm單元，其中該非表面聲波接收器包含一低雜訊放大器(LNA)、該被動混波器及一接收一自該被動混波器所輸出之信號之跨阻抗放大器(TIA)；及提供構件，其用於在該LNA與該被動混波器之間的一信號路徑中提供一阻抗，其中該阻抗大於20歐姆，且其中該構件不具有增益。
  22. 如請求項21之電路，其中該構件包含一第一電阻器及一第二電阻器。
  23. 如請求項21之電路，其中該非表面聲波接收器鏈及該構件適於在一蜂巢式電話中使用。
  24. 如請求項21之電路，其中該被動混波器接收一具有一實質上小於50%之工作循環之本端振盪器(LO)信號。
  25. 如請求項21之電路，其中該構件之該阻抗可藉由改變一供應至該構件之數位控制信號來程式化。
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