TWI339521B - Inter-symbol and inter-carrier interference canceller for multi-carrier modulation receivers - Google Patents

Description

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三達編號：TW3086PA ^ 九、發明說明： 【發明所屬之技術領域】 本發明是有關於一種多載波調變接收器，且特別是有 關於一種消除多載波調變接收器的符號間與載波間干擾 的方法。 【先前技術】 多載波調變技術（multi-carrier modulation，MCM) • ·是廣泛地用於高速資料通訊的一種調變技術，其分為兩種 ' 調變方式：正交分頻多工（Orthogonal Frequency

Division Multiplexing，OFDM)與離散多音頻（Discrete Multi-Tone ’ DMT)。OFM目前用於無線區域網路標準ieee J 802. 1 la與802. llg ’而DMT則用於非對稱數位用戶迴路 (asymmetrical digital subscriber line，ADSL)標準 ° 本發明之實施例係以DMT系統做說明，但本發明所屬技術 領域中具有通常知識者將暸解本發明之方法亦可應用於 一般MCM系統。 DMT傳輸器係利用彼此互相正交的複數個音頻 (tone，或稱為子載波’ sub-carrier，為弦波）。依據某 一種調變方式，每個音頻可以攜帶複數個位元的資料，例 如是 4 點正交幅度調變（4-point quadrature amplitude modulation ’ 4-QAM，可攜帶2位元的資訊）、16點正交幅 度調變（16-p〇int quadrature amplitude modulation， 16-QAM，可攜帶4位元的資訊）、64點正交幅度調變 1339521

三達編號：TW3086PA 護衛區間係用來作為兩個連續DMT符號間的緩衝。倘若沒 有護衛區間，第一個DMT符號所攜帶的資訊，會漏到第二 個DMT符號，由於貫際的通訊通道，其脈衝反應時間為非 零長度，當此二連續DMT符號以通訊通道2020傳輸時， 會產生干擾。當所使用的CP的長度大於此通訊通道的脈 衝反應日年間日守，第一彳固DMT符號所樓帶的漏失資訊可以控 制在兩DMT符號間的護衛區間。然而，此cp係為此系統 的額外資訊（overhead)，較長的CP雖使此系統能容忍通 訊通道中較大的資訊漏失，但其代價是較低的資料傳輸量 (data throughput)。 第3圖係鳍'示傳統的DMT接收器之方塊圖。接收器係 接收由通訊通道2020傳送而來的資訊，稱為接收資訊。 此接收資§扎係被放大器2 0 5 0放大，然後由一渡波器21 〇 〇 進<亍;慮波，並接者被類比數位轉換器（anal〇g_digital converter，ADC) 2200轉換成數位取樣點。如上所述，由 於DMT符號的資訊漏失必須位於護衛區間之内，所以，傳 輸器的循環字首須大於通訊通道2020的脈衝響應長度。 然而貫際上，因為CP通常都不夠長（否則將犧牲過高的 資料傳輸量）’通訊通道的脈衝響應可能較Cp長。因此， 時間域等化器（time-domain equalizer，TEQ) 2300 常被 使用。TEQ 2300係為一有限脈衝響應（finite impulse response，FIR)濾波器，其目的在於減短通訊通道的脈 衝響應時間，使得DMT符號的資訊漏失可以控制在護衛區 間内。 9 1339521

三達編號：TW3086PA 由TEQ 2300的輸出資料，可偵測到兩連續DMT符號 的框架邊界。TEQ 2300的輸出資料被SIPO 2400轉換成時 間域取樣點的連續區塊。每個區塊包括N+ICP個時間域 取樣點，以0，1，2至N+ICP-1標示。在每個框架中， . 與護衛區間中的取樣點相關的前N_CP個取樣點，係被之 後的循環字首消除單元2500清除，而得到N個取樣點， 以0，1，2至N-1標示。此N個時間域取樣點係被此N點 快速傅利葉轉換（fast Fourier transform，FFT) 2600 *轉換成N個頻率域取樣點。 在理想情況下，我們希望FFT 2600所輸出之N個頻 率域取樣點，能夠剛好與第1圖所示之傳輸器中的IFFT 1300的輸入訊號之N點個頻率域資料相符。但由於通訊通 道的關係’每個子載波的振幅與相位會改變，因此接收器 的頻率域取樣點無法準確地符合在傳輸器的頻率域取樣 點。頻率域等化器（freqUenCy-d〇main equalizer，FEQ) φ 2700係用以使頻率域取樣點均等，即在各音頻基礎 (per-tone basis)上，獨立地校正每個音頻的振幅與相 位的變化。進行頻率域等化（frequency equalizati〇n) 之後，切片器（slicer) 2750係用以決定傳輸器原本對每 個音頻所使用的最可能星象點。例如，若FEq 27〇〇對音 頻5的輸出資料為〇· 9+1. lj，則切片器2750會決定此傳 輸器原本對音頻5的最可能星象點為1 + ij，其中音頻5 係使用4-QAM來攜;f兩位元資訊。當此切片器對每個音頻 作一最可能決定時，此切片器係為一 “決策元件”的實施 1339521

三達編號：TW3086PA 例。切片器2750的輸出資料係被之後的qAM反向映射器 (QAM de-mapper) 2800映射至N個資料層。此N個資料 層係由PISO 2900轉換回至資料位元串流之一區塊，理想 上會與傳輸器中，輸入SIPO 11〇〇的資料位元_流之區塊 相符。 為有效地減短通§fl通道的有效脈衝響應的長度，許多 用以計算TEQ係數的演算法係被提出，包括最小方差法 (minimum mean square error，MMSE)、最大訊嗓比降低 法（maximum shortening signal-noise ratio , MSSNR) 與最大位元率法（maximum bit rate，MBR)。在這此方法 中，MBR的效果最佳，但其計算複雜度太高，以致於難以 應用在商用的MCM接收器。在許多情況下，以上的演算去 在實際應用上’均無法完整地將DMT符號的資訊漏失控制 在護衛區間中（即下一個DMT符號的CP)。在如此情況下， 一 DMT符號會干擾下一 DMT付號。此現象稱作符號間干擾 (inter-symbol interference，ISI)° 當通訊通道的脈衝響應的長度超過CP的長度時，Μτ 符號會無法在其護衛區間内（即此DMT符號的CP部分） 達成穩態，換言之’仍然有些不穩情況發生在有效部分。 DMT調變，即MCM的特例，係依靠載波的正交性來傳送資 訊，兩音頻間的正交性僅形成於彼此都在穩態的情況下， 即兩音頻皆為純正弦波的情況下。只要DMT符號在其護衛 Εί間無法達成穩態’ DMT符號的音頻間的正交性便無法達 成，導致其所使用的任意兩音頻所攜帶的資訊發生耦合。 i 11 1339521

三達編號：TW3086PA 此現象稱作載波間干擾（inter_carrier interference， ICI)。 一個降低ISI與ICI的方法是使用多個時間域等化器 (TEQ)。例如’如第4圖所示之雙時間域等化器（dua卜TEq) 結構。此接收器將此數個音頻分為兩組，並使用第一時間 域等化器TEQ1與第二時間域等化器TEq2。丁印丨與TEq2 均進行最佳化’以分別將所對應的兩組音頻的iSi與iCI 最小化’每個TEQ輸出資料係各自在轉換為頻率域取 樣點。在一各音頻基礎上，此接收器係決定此二路徑之輸 出資料中’哪個產生較佳訊。桑比（signai—n〇ise rati〇, SNR) ° —旦決疋出每個音頻的較佳路徑，由此路徑之輸出 資料即在之後的FEQ進行等化。此種接收器架構的缺點是 其硬體成本非常高。 另一個降低ISI與ICI的辦法係為使用各音頻頻率域 荨化器（per-tone frequency domain equal izer，PTFEQ)， 如第5圖所示。此設計的原理為在FFT的輸出資料的頻率 域上’用複數個分接的延遲線（deiay iine) 5〇1〇來取代 TEQ。然而對於一商用MCM接收器而言，其硬體成本仍然 過兩。 【發明内容】 有鑑於此’本發明的目的之一在於提供一種方法、裝 置及糸統’將MCM接從器的符號間干擾（inter-Symbo 1 interference’ ISI)與載波間干擾（inter-carrier interference ’ ICI)最小化或消除。在本發明之實施例 12 1339521

三達編號：TW3086PA 中，由IFFT所輸出的音頻係被區分為兩個子集合，第一 子集合具有可忽略的ISI與ICI，而第二子集合則需要ISI 與ICI消除（IS 1/ICI cancellation)，以增進效能。對 於第一子集合中的音頻，則進行傳統的頻率域等化 (frequency-domain equalization’ FEQ)，其利用一頻 率域等化係將原始決策（raw dec i s i on )訊號等化處理後， 得到軟式決策（soft decision)訊號。對於第二子集合 之音頻’則進行FEQ以及ICI與ISI消除。該等化處理及 干擾消除方法，係由第二子集合之音頻中，選擇出一些音 頻’形成一第三子集合與第四子集合，分別對第三子集合 之音頻，進行ICI消除及對第四子集合，進行ISI消除。 依據本發明之一實施例中’第一子集合、第二子集 合、第三子集合（從第二子集合中選出）、第四子集合（從 第二子集合中選出）的選擇，係基於對於通訊通道上的頻 率響應的檢驗。第一子集合之音頻通常位於通訊通道的塑 應變化平順的頻率範圍。第二子集合之音頻通常位於通二 通道的頻率響應劇烈轉折的頻率範圍附近，對於第二子集 合的每個音頻，每個音頻的FEQ與1C係數係由將某—特 定音頻的硬式決策與軟式決策的誤差的平均平方根最小 化而得。 為讓本發明之上述目的、特徵、和優點能更明顯易 懂，下文特舉一較佳實施例’並配合所附圖式，作詳細說 明如下： 13 1339521

三達編號：TW3086PA 【實施方式】 本發明係關於MCM接收器中之符號間千擾 (inter-symbol interference，ISI)與載波間干擾 (inter-carrier interference，ICI)之消除。本發明 之實施例係為本發明之最佳實施例，然本發明亦可以不同 方式來實現，並本發明不限定下述之特定實施例。 首先，將通訊通道2020之有效脈衝響應以一有限脈 衝響應（finite impulse response，FIR)濾、波器表示，此 ® FIR具有LP個分流的前導（precursor )與Lc個分流的後 導（post cursor)。以下數學表示法來表示此有效脈後j纖 愿· C ~ -~LP ··· C-2 C-\ C0 C\ c2 **· CLc. 在接收器端，由於此有效脈衝響應的後導’一離散多 音頻（discrete multi-tone，DMT)符號會被其之前的符 號影響；且由於此前導，DMT符號亦會被其之後的符號影 修 響。通常前導係相對較短，且與總能量消耗相較之下並不 大’因此可以忽略。藉由人工調整符號邊界’前導的效應 會被控制在護衛區間内，如此不會干擾到其之前的符號。 本發明之實施例均使用目前DMT符號中的資訊，及前一個 符號的資訊’來說明如何消除IS丨與ICI的有害影響。 第6圖係繪示依照本發明實施例之DMT接收器2010 之方塊圖’該接收器包含一放大器2〇5〇、一濾波器2100、 —類比數位轉換器2200、時域等化器2300、串進並出緩 衝器2400、循環字首消除單元2500、N點快速傅立葉轉換 1339521 三達編號：TW3086PA 三個準則分別為： 1_選擇第一子集合，即子集合u内之“未受影響音頻，’， 的一般準則。 2, 選擇第二子集合，即子集合a内之“受影響音頻”，的 一般準則。以及

3, 選擇子集合μ (η)、關於音頻η的ICI錯誤音頻、子集 合P ( n )、關於音頻η的I § I錯誤音頻的—般準貝4，其 中音頻η為任意一個受影響音頻。 在實施例中，係以模擬來決定哪些音頻的ISI與ΙΠ 可以忽略，哪些音頻的ISI與IC][的影響較顯著。對於每 一受isi與ici影響，因此需要進行ISI與ICI干擾消除 的音頻，必須進行一判斷動作，以選擇出造成ISI與Ici 的主要音頻。在實施例中，係針對效能與實現成本間的平 衡，作一決定，以下準則亦用於如何將音頻歸類成以上各 個子集合。 i.通常發生較強干擾的音頻，其受到通訊通道的訊 號衰減的影響較小。-般而言，低解的音頻受到的干擾 較高頻率音頻為多。這是因為低頻率音頻受到通訊通道的 訊號衣減影響通常比較小。由於在接收器接收時，低頻率 音頻較強，因此其干擾也大於其他音頻。 2.當通訊通道的頻率響應具有劇烈轉折時， 常很強烈。 干擾通 的音頻需要消除ISI 進行ISI與1CI干擾消 3.通常僅有高訊噪比（$服） 與ICI。對於訊噪比較低的音頻， 21 1339521

三達編號：TW3086PA 除，不σ理#這是因為來自其他原因的雜訊，例如熱雜 訊（thermal n〇ise) ’通常遠比⑻與⑹大。… ^ 4.㈣音頻及與空音頻互_合所產生的干擾通常 疋农強烈的。 以下使用ADSL的範例係包括用以描述上述準則的使 用方法’亚非用以限制本發明。然而本發明所屬技術領域 中具有通常知識者可瞭解此範例所描述的準則可適用於 參 所有MCM系統。 首先，檢測通訊通道的頻率響應。ADSL使用一種姓 構，稱作頻率域雙工器（frequency d〇main ^ρ1εχ，fdd)°， ' f原理為’於同—傳輸線上’同時傳送上傳串流與下載串 μ。下載串流係為從中央端至用戶端的訊號傳輸。藉由使 用兩非重疊（或輕微重疊）的頻帶，包括一個對應下載串 流的頻帶與另一對應上傳_流的頻帶，FDD可達成同時進 行雙向傳輸。例如，下載串流使用的頻率範圍為音頻4〇 • 至255，而上傳串流使用的頻率範圍為音頻5至32。在用 戶端的接收器中，截止區大約位於音頻36的高通濾波器 係通常用以將下載串流訊號與上傳串流訊號分開，此上傳 串流係由用戶端裝置的傳輸器漏到接收器的。在此情況 下，下載串流的通訊通道的頻率響應在音頻36處會有強 烈的轉折。無論何時在通訊通道的頻率響應發生劇烈轉 折，此劇烈轉折附近的音頻都會發生一明顯的耦合現象。 且通常在相鄰音頻與空音頻中的耦合現象會是最強烈 的。在此情況下，可以選擇子集合A=={4〇,41，42,…，59}， 22 丄丄

三達編號：TW3086PA 二=係與最靠近此劇烈轉折且具有最低頻率的2。 個音頻相關。而子集合ϋ==丨6〇 合υ係與最遠離此劇烈轉折呈有“·^ 5}丄其中子集 Γ ^ qmp ^ τ且具有取向頻率的音頻相關 奴在Α令的母個音頻，通常選擇其 tone)、數個相鄰音頻與其對稱音頻，盘數個*立虚= = 子::除1Π。例如對於音頻40 (二而ΐ、， 可以選擇子集合Μ (40)= {35,36,37,38,3Μ1，42，ν_42，ν— 37，Ν-36，Ν-35}。 刊邛⑽，N d8，N- 38、39 41 4〇的對稱音頻N-4〇 ’四個相鄰音頻 38 39、4卜42與其對稱音頻卜381_3 曰頻 和三個空音頻35、36、37,以；9甘似 41、fM2， N鲁注意音頻35、36 ^、=_貞㈣、N-36 ' ,g ^ a ^ ^ 7 %為二音頻，是因為這歧音 頻不疋用於上傳串流，亦非 -曰 這些音頻附近的頻率響應有—劇列:二由於在 效資訊被耗合至這此音頻，因 ^ ’因此許多有 的ICI。而且這些空音頻係為低頻 、二日頻 衰減影響較小，因此在接& Usfl通道的 烈的。注意音頻η的對稱音;:=的音頻中是相對強 〇為512)。 冰曰頻為音頻Ν-η(對ADSL而言， 為進行ISI干擾消除而選擇的子集合， 干擾消除而選擇的子集合類似 円、立、仃ici 是從前-DMT符號而來的）心、擇相同音頻η (但 來的），音頻η的對稱音頻，數個相 23 1339521

己達編號：TW3086PA 鄰音頻’以及相鄰音頻的對稱音頻。例如，對於立頻 可以選擇子集合P (40) = ' 9 ’

{35, 36, 37, 38, 39, 41,42, N-42, N-41, N~40, N-39 N-38 N 37, N-36, N-35}。 ’ ’ 在此，我們選擇相同音頻40，與其對應音頻N_4〇， 四個相鄰音頻38、39、4卜42與其對稱音頻N—狀、N_39、 N—4卜N-42 ’和三個空音頻35、36、37，以及 、 N—35、N-36、N—37。注意音頻35、36、37稱為空音頻？ 是因為這些音頻不是用於上傳串流，亦非用於下載串/。 由於在這些音頻附近的頻率響應有一劇烈轉折發生，因此 許多有效資訊被搞合至這些音頻。然而，因為訊 其y從決策元件而來的前一個符號係皆為零。因υ此 在韵述範例的子集合ρ ( 4(Π Φ Μ立ate 0 r 呆。r MU)中的音頻35、36與37係為 零。 曰:主意:十對消除ICI或isi所選擇的鄰近音頻的號碼可 以疋不-樣的。通常在頻率響應的劇烈轉折附近的音頻， 或二頻率的音頻，需要更多鄰近的音頻，以消除⑹與 〆ICI幻ςτ對於曰頻40 ’可能需要四個鄰近音頻，以進 二i ::擾消除。但對於音頻59,可能僅需要兩個 鄰近曰頻’因為音頻4〇係較接近 iSI影響較為嚴重，且具有較高娜。 〆、 特性為二上述麵’ n統雙工結構與軌通道的一般 =二即可以選擇出子集合U、A、W)舒⑷ 、 ，彳以將子集合的選擇預先儲存於一查 閱表 24 1339521

三達編號·· TW3086PA 中（look-up table)。 對於子集合A的音頻η，選擇FEQ係數巧、ici耦合 係數Q與ISI耦合係數心，使得其軟式決策匕㈨與硬式決 策仏㈨間的平均方差最小化。在傳統技術領域中，為得到 這些係數所用的方法十分常見，例如，使用最小均方法 (least mean square ’ LMS)或遞迴最小平方法（recursive least square，RLS)。例如，當使用LMS時，使用下列遞 迴方程式，適應性地調整係數巧： F^=F!,k)+M-{Dn[k}-Vn[k})'-Yn[k}

Ci；X) =c^t + μ·{Ώη[^-νη[^ -Ym[k} C1) = C + ". (A,[K ㈨).·叩-1] for n in A, m in M(n), and p in P(n) 在此，上標“（k)”表示目前DMT符號的係數的目前 值，上標“（k+1)”表示下一個DMT符號的更新值，μ為 適應性參數。 上述ISI干擾消除係使用由切片器產生的硬式決 策。然而，有時我們亦可使用其他決定，例如在某些情況 下’ MCM糸統具有一訓練階段phase)，在此訓 練階段期間’接收器已得知由傳輸器而來之確定的DMT符 號。在此情況下，針對每個音頻，可以使用精確的、已知 的星象點，來取代對應的硬式決策。而且，一些MCM系統 使用先進的前向錯誤校正結構（f〇rward error correction scheme) ’ 例如是 trellis code modulation， 來改善偵測DMT符號的效能。在此情況下，可以使用由相 25 1339521

^達編號：TW3086PA 關解碼為，例如是ViterM解碼器，而來的偵測結果來取 代此硬式決策。 到目削為止，已詳述前一 DMT符號的ISI干擾消除。 '十本毛月之技術領域中具有通常知識者而言，亦可以將其 推廣至消除多於—個先前的DMT符號的ISI。-般來說， 對：子集合A的音頻n而言，為消除由符號k-p (p表示 )P為JL整數）至符號k的⑻，首先依據上述規 貝！（在頻率響應的劇烈轉折、鄰近音頻、空音頻等等）選 ，、二曰頻田计异軟式決策時，需要減去數個音頻的硬 ，决策所t成的向1與—ISI向量的内積，此些音頻係與 P個較早的DMT符號的子集合相關。當，然此ISI向量係與 ^的值相關。在1SI肖量間的係數亦可以使用LMS法得到。 二而在實際應用上，不需要考慮多於-個DMT符號的ISI。 門的t上朗中，藉由減去原始決策⑽與ICI係數^ 本音頻m與音頻n__合效應。然而 訊很多’且當進行1Ci方法時，雜訊會 」 目反的’軟式決策的雜訊較原始決策少， ==:Γ更少於軟式決策的雜訊。-旦軟式決策 W的/ 輸出的硬式決策通常亦為已知。然而， 月述的V,⑽i解碼器的進階硬式決策（_ dec! s i on )並不一定為已知。 式決策，或甚針對^驗付號的軟 干擾消除。例如Ϊ= ::可使用它們來進㈣ 時，軟式決策與硬式的FEQ與1c。此 更式決束係尚未為已知，因此只能使用原 26 1339521

ϊ達編號：TW3086PA 始決策。在針對音頻4〇的卩印與ic之後，針對立 的軟式決策與硬式決策為已知。因此，從現在開始:、 消除音頻40的ICI，需使用軟式決策與硬式決策，而^人 原始決策。然而，在錯誤音頻與受影響音頻間的 ^ 與硬式決策的耗合係數，係與在錯誤音頻與受影塑頁 的原始決策的耗合係數不同。但兩者互為正比關^且^ 例常數即為錯誤音頻的_係數 . 音頻’在針對音親行FEQ與料，硬式^^軟^ =方的/頻，：形成一子集合“Ο。可以改善： 與1C的方法，以數學表示式描述如下： 哪™I；蝴.c; Σμ< «εΛ/(„)-ρ(η) ρ67^Λ) pl J ύ»ρ

for ns A ^ 3 十述演算法之含意為：對於子集合A的音頻p 式決策係等於音頻η的原如步第盘八人 去由血子'、 ㈣數間的内積，減 =已知’則使用軟式決策）所形成的向/，(以右』更一式， 向置的内積，再減去與在子集合Μ(η)内，且 音頻相關的原始決策所形成的向量，以及-二 向里的内積，再減去與在子华人 杲口 P )内的音頻相關的硬 大/、朿所形成的向I ’以及-ISI向量的内積。 述’軸本發明已以—較佳實齡m露如上， 然其亚非用以限定本發明 = 常知識者，在不脫籬太^ 屬技衡領域中具有通 脫離本發明之精神和範圍内，當可作各種 27 1339521

三達編號：TW3086PA 之更動與潤飾。因此，本發明之保護範圍當視後附之申請 專利範圍所界定者為準。

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三達編號：TW3086PA 【圖式簡單說明】 第1圖緣示傳統離散多音頻（Discrete Multi-Tone， DMT)傳輸器之方塊圖。 第2圖繪示兩連續Μτ符號。 第3圖繪示傳統DMT接收器之方塊圖。 产第4圖繪示傳統雙路徑時間域等化器（teq)結構。 ^ 5圖繪示傳統各頻頻率域等化器（pTFEQ)結構。 第6 ® —本發明實施例之包括料域等化器/十擾 扁除為/切片器之DMT接收器之方塊圖。 哭/切第示本發明實施例之頻率域等化器/干擾消除 切片斋之方塊圖。 林發明實施狀頻率域等化器/干擾消除 功月bTK意圖。 第9圖繪示本發明實施例之運算方法之流程圖。

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三達編號：TW3086PA 【主要元件符號說明】 2020 :通訊通道 2050 :放大器 2100 :濾波器 2200 :類比數位轉換器 2300 :時間域等化器 2400 :串進並出緩衝器 2500 :循環字首消除單元 2600 : N點快速傅立葉轉換 2700 :頻率域等化器 2710 :頻率域等化器/干擾消除器/切片器 2730 :頻率域等化器/干擾消除器 2750、9500 :切片器 2800 :正交幅度調變反向映射器 2900:並進串出緩衝器 8200 :音頻選擇方塊 8300 :第一子集合 8500 :第二子集合 9210 :所有音頻之原始決策 9220 :子集合A之音頻η之ICI選擇器 9230 :子集合Μ(η)之原始決策 9240、9130、9360 :内積方塊 9250 :子集合Μ(η)的音頻和音頻η間的耦合係數 9110:子集合Α之音頻η之原始決策 1339521

三達編號：TW3086PA 9120 :子集合A的音頻η的FEQ係數 9400 :加法器 9420 :符號k的音頻η的軟式決策 9310 :所有音頻之硬式決策 9320 :延遲缓衝器 9330 :前一個符號之所有音頻的硬式決策 9340 :子集合Α之音頻η之ISI選擇器 9350 :前一個符號之子集合Ρ (η)之音頻之硬式決 鲁策 9370:目前符號的音頻η與前一個符號的子集合Ρ( η) . 的音頻間的搞合係數 9 5 0 0 :切片器 9530 :符號k的音頻η之一星象點的硬式決策

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Claims (1)

1. 丄州521 #年匕月u日修正本 十、申請專利範圍： J 1. 一種多载波資料的接收方法，該接收方法包括： 接收複數個頻率域（freqUency d〇main)資料區塊，其 中’該頻率域資料區塊包括N個元素； 在該N個元素中選擇出一第一子集合以及一 集合； 對該第一子集合之每一元素進行頻率域等化；以及 、、，對該第二子集合之每一元素進行頻率域等化與干擾 消除’干擾消除係為-載波間干擾（ICI)消除及一符號間 干擾（ISI)消除二者至少其中之一。 2.如申請專利範圍第1項所述之接收方法，該頻率 域等化的步驟另包括： /將該頻率域資料區塊中之該元素與一相對應之等化 係數相乘。 3·如申請專利範圍第丨項所述之接收方法，其中， 該干擾消除的步驟更包括： 自該第二子集合中選擇出—第三子集合，並進行則 波間干擾（ICI)消除；以及 州+自2二子集合中選擇出—第四子集合，並進行如 號間干擾（ISI)消除。 、4·如中請專利範圍第3項所述之接收方法，其中智 載波間干擾消除的步驟更包括： 將第三子集合中之每該元素與— 合係數相乘；以及 〜之載波間耦 32 1339521 將所有相乘運算結果加總。 ^ # 5.如申請專利範圍第3項所述之接收方法，其中， °玄符號間干擾消除的步驟更包括： 將第四子集合中之元素與相對應之一載波間耦合係數相 乘；以及 將所有相乘運算結果加總。 6. 如申請專利範圍第2項所述之接收方法，其中， 該頻率域等化的步驟更包括： • 將每該元素進行頻率域等化後，產生-決策值；以及 依據該決策值，調整該等化係數。 7. 如申請專利範圍第3項所述之接收方法，其中， 該載波間干擾消除的步驟更包括： 在進行頻率域等化與干擾消除後，產生一決策值；以 及 ， 依據該決策值’調整該載波間耦合係數。 8·如申請專利範圍第3項所述之接收方法，其中， ® 該符號間干擾消除的步驟更包括： 在進行頻率域等化與干擾消除後，產生一決策值；以 及 ， 依據該決策值’調整該符號間柄合係數。 9. 一接收裝置，包括： 一干擾消除器，用來接收複數個音頻訊號並輪出一決 策值，該干擾消除器包括： μ 一音頻選擇器，用來將該複數個音頻訊號選擇出一第 33 1339521 一子集合與一第二子集合；以及 一運算單元，用來對該第一子集合之每一元素進行頻 率域等化，以及用來對該第二子集合之每一元素進行頻率 域等化與干擾消除，干擾消除係為一載波間干擾（ICI)消 除及一符號間干擾（ISI)消除二者至少其中之一。 10·如申請專利範圍第9項所述之接收裝置，其中， 該運算單元依據該第二子集合以產生一第一決策訊號，該 接收裝置更包括： 一決策元件，耦接至該干擾消除器，用來依據該第一籲 決策訊號以產生一組星相點，該組星相點係為一第二決策 訊號。 11·如申請專利範圍第10項所述之接收裝置，更包 括： 一迴路，用來將該第二決策訊號輸入至該干擾消除 器。 12. 如申請專利範圍第u項所述之接收裝置，其中， 該干擾消除器係用來依據該第二決策訊號，I生該第-決· 策訊號。 ' 13. 如申請專利範圍第1〇項所述之接收裝置，更包 括： 一把憶體’耗接至該干擾消除器，用來儲存該第二決 策訊號。 ' 14. /如申請專利範圍第13項所述之接收裝置，其中， 该干擾消除ϋ制來依據儲存於該記憶體中之音頻符 34 1339521 號’產生該第一決策訊號。 15.如申請專利範圍第1 〇項所述之接收裝置，更 括： 一解碼器，耦接至該干擾消除器，用來針對該干擾消 除器之輪出資料，進行前向錯誤校正（f〇rward correction)〇 16. —種多載波調變系統，包括： ^ 傳輸器，用以產生一多載波調變訊號，該多載波調 變汛旒具有複數個音頻，該些音頻係用以傳送資訊； ^ 一通訊通道，耦接至該傳輸器，具有一頻率響應，該 通訊通道係用以傳輸該多載波調變訊號；以及 〜 一接收器，耦接至該通訊通道，包括： 一干擾消除器，用以依據來自該通訊通道的詨 二裁波調變訊號’以緑生一第-㈣合與-第二子集' δ ;以及 v、

   運算單元，用來對該第一子集合之每一元 進行頻率域等化，以及用來職第二 冷 =域等化與干擾消除，干擾消除係為一載 )消除及一符號間干擾（ISI)消除二者至少其中之— Π.如申請專利範圍帛16項所述之系統「其中 _子集合係包括實質上遠離兩非重疊頻帶間之-轉換" 頻帶之複數個音頻。 轉換 第隹如巾請專利範圍第16項所述之系統，其令，談 ”合係包括實f上義料料道之鮮響應中" 35 之一轉換邊界之複數個音頻。 ， 第二二利範圍第16項所述之系統，其中，該 實質上靠近兩非重疊頻帶間之-轉換 頻▼之一個或多個音頻。 付伏 第二Γ請專利範圍第16項所述之系統，其中，該 之-二1係包括實質上靠近該通訊通道之頻率響應中 一轉換邊界之一個或多個音頻。 技上”請專利範圍第16項所述之系統，其中，該 接收益更包括： 一決策元件，_至該干擾消除器，該決策元件係用 來依據該第-決策職以產生—第二決策訊號。 22，如申請專利範圍第21項所述之系統，其中，該 干擾消除器係將該第—子集中之音頻乘以-第-等化常 23.如申請專利範圍第22項所述之系統，其中，該 干擾消除器係、將該第二子集合之音頻乘以—第二等化常 數0 24.如申請專利範圍第16項所述之系統，其中，該 第一子集合之音頻彼此實質上正交，該第二子集合之音頻 彼此實質上不正交。 36