TWI327811B - Method of sampling and adjusting duty ratio - Google Patents

Description

1327811 九、發明說明： 【發明所屬之技術領域】 本案是關於一種調整佔空比的取樣方法，特別是在小 佔空比狀態下的一種調整佔空比的取樣方法。、疋'、 【先前技術】

取樣電流的方法有許多種，例如，利用霍爾（脳)元 件、在線路中串聯取樣電阻、利用電晶體開關的體電阻以 及利用電流互感器（Current Transformer)等取樣方法 _ 些方法各有其優點和缺點。 14 採用霍爾元件來取樣電流，可以精確地測量電流，作 ㈣價格昂貴且_的體難大，因此，在要求低成本與 南功率岔度的現代工程應用中，其使用率越來越低。 使用電阻來取樣電流的方法非常簡單，其所佔體積也 很小，但是在大電流的場合下，電阻本身會產生較大的損 耗’從而造成整個電路效率的下降。

利用電晶體開關的體電阻來取樣電流，不僅能降低損 耗，還能減小體積，但是由於受到電晶體開關的體電阻的 溫度特性影響，所取樣得的數據變化非常大。 相對而言，利用電流互感器來取樣電流，具有低成本 與低損耗的優點，因此，在現代工程應用中被大量使用。 通常，使用者會將電流互感器串聯在各個電晶體開關的支 路中，以得到這些支路的電流，便於進行各種電流控制。 而在電流平均值控制的方法下，也會將各個支路的電流進 行疊加，以得到主支路電流的平均值。在這種方法下，電 5 1327811

μ互感盗的數量會增加，從而影響到整個線路的體積。 舉例而言，第-圖為包含電流取樣之習用的第一功率 口數'正電路示意圖。在第-圖中，包括由-第-電感 L1、第一開關與一第一二極體！^所連接成的電路； 其中，第一電感L1所流過的電流為一第二電流iu ;第一 開關S1為—功率電晶體，例如一金氧半(MOS)場效電晶 體’其所流過的電流為一第—電流、；第一二極體m所 流過的電流為—第三電流。若欲·電流平均值控制的 =法，將第—電流is丨與第三電流iD丨疊加，以得到第二電 "’< 1L|的平均值，就必須使用兩個電流互感器，才能滿足要 求。而對於多路並聯的功率因數校正電路(PFC)來說，所需 的電流互感器的數量就更多了。 在數位控制的方法下，就能較佳地解決以上的問題。 以第一圖為例，當功率因數校正電路81工作在電感電流連 續模式下，第二電流iL1的電流平均值等於第一電流isl的 電流脈衝期間中點電流值或第三電流iD1的電流脈衝期間 中點電流值。因此，只要能透過取樣，獲得第一電流isl 的電流脈衝期間中點電流值或第三電流iDI的電流脈衝期 間中點電流值’就可獲得第二電流iLI的平均值。相關内容 描述於下列兩篇參考文獻：“A Sampling Algorithm for

Digitally Controlled Boost PFC Converters”，David M. Van de Sype，Koen De Gusseme，etc. PESC2002 與“Sampling algorithm for small input current distortion in digitally controlled boost PFC converters’’，David M. Van de

Sype，Koen De Gusseme, etc, EPE2003。而在數位控制的方 6 1327811 法下’取樣第一電流 易加以實現。 isi的電流脈衝期間中 點電流值，很容 接著，㈣在第1中第_開關si 電流！si的電流脈衝期μ + # #、.ώ 樣弟一 a i右關㈣罢:的情形。與取樣第-電 第一開關si與一第一電流互感器cT U、 拽哭91桐诚从、右ro ' 其中’數位訊號處 =根據功千因數校正電路81的—輪

輸出電壓V。關係’運算得到—脈寬佔空& ^ S1，顧率將遵循脈寬佔空比〇。數位訊= 2!才艮據脈寬佔空比D與該功率因數校正電路81的切換週 期ts，產生一工作脈衝訊號vpn。 驅動器22電連接於數位訊號處理器2卜接收工作脈 衝訊號vp，n，據以產生一驅動脈衝訊號；第一開關μ 電連接於驅動ϋ 22 ’接收驅祕衝喊％，驅動脈衝訊

號Vgl中包含用以導通第一開關S1的複數驅動脈衝，在每 個驅動脈衝的期間，由於第一開關S1的導通，在第一電流 isl中將出現電流脈衝；第一電流互感器CT1串聯於第一開 關si所在的支路中，並受到數位訊號處理器21的控制， 使第一電流互感器CT1在第一電流丨51的電流脈衝期間中 點時刻，取樣電流脈衝的脈衝期間中點電流值。 請參閱第一圖，其為名用之沒有響應延遲狀雜下電流 取樣的訊號示意圖。第二圖中的訊號來自第一圖的電路 81，包括驅動脈衝訊號Vgl、第一電流is|與第二電流I。 如第二圖所示，假設广作脈衝訊號Vp，n、驅動脈衝訊號 Vgl、第一電流isi與第二電流iLi在響應的時間上沒有延 7 f :即工作脈衝訊镜VP，n與驅動脈衝訊镜vg，之間沒有 工作脈衝现號Vpn由一串脈衝組成，數位訊號處 期間中點時刻，透過第—電流互感器 H、類比/數位轉換器（未顯示於圖中），所取樣得的第一 =Isi的電在脈衝期間中點電流值將精確地反映第二電 流iu的平均值。 但事貫上，工作脈衝訊號Vp，n與驅動脈衝訊號Vgl之 二,子ί T第二響應延遲Φ T…且驅動脈衝訊號Vgl與第 一電S1之間也存在—_三響應延遲時間L。請參閱第 二圖’其為g用之具有泰延遲狀態下電流取樣的訊號示 思圖：第二圖中的訊號來、第一圖的電路8卜包括工作脈 衝訊號vp，n、驅動脈衝訊號％與第一電⑸。如第三圖 所不’工作脈衝訊號Vp，n巾脈_上升緣與_脈衝訊號 Vg,中驅_衝的上升緣之間具有第二響應延遲時間Tr2; 而驅動脈衝5孔號vgl中驅動脈衝的上升緣與第一電流中電 机脈衝的上升緣之間具有第三響應延遲時間τ。，且工作脈 衝訊號中的脈衝上升緣與第—電流isl中電流脈衝的上升 緣之間具有-第-響應延遲時M Trl，第—響應延遲時間 Trl為第二響應延遲時間To與第三響應延遲時間丁^之和， 為了方便說明，將第三響應延遲時間假設為零。 通ΐ，數位訊號處理益21將所控制的取樣時間點設定 在第三圖巾所示的u點’也就是工作脈衝訊號Vpn中脈衝 的脈寬中點時刻，因為有第一響應延遲時間Tri的存在， 數位訊號處理器21所取樣得的第一電流isi值與第二電流 Li的平均值之間會有一些偏差。一般而言，第二電流iu 平均值的變化比較緩慢’因此，這種由於響應延遲所造成 的取樣偏差，對經由取樣以求取第二電流iL1平均值的方法 影響不大。 但疋’根據第一圖所示升壓型(Boost)功率因數校正電 路所具有的脈寬佔空比D公式D=1-Vin/V。，其中，Vin為輸 入電C，V。為輸出電壓；隨著輸入電壓vin的升高，脈寬 佔二上D 變小，亦即工作脈衝訊號的脈衝寬度將變 小，當脈寬佔空比D小到一定程度時，在工作脈衝訊號 Vp，n的脈衝期間中點時刻，可能會出現第一開關si尚未導 通的現象。請參閱第四圖，其為習用技術中因輸入電壓較 高與響應延遲所形成的取樣錯誤示意圖。第四圖中的訊號 來自第-圖的電路81 ’包括工作脈衝訊號Vpn、驅動脈衝 訊號vgl、第一電流isl與第二電流iu。如第四圖所示，工 作脈衝訊號Vp，n中脈衝的脈寬變得較窄，如此，對於相同 的弟-響應延遲時間來說，第—開關S1的導通時刻t2 位於第-電流互感器CT1與類比/數位轉換器（未顯示於圖 中)實施電流取_時刻ti之後’於是形成取樣錯誤。其 中，所取樣到的電流值為〇，而實際上，在所要取樣的電 流脈衝期間，仍有電流流過第一開關S1。 這種取樣錯言吳導致數位補償器（未顯示 的誤差量增大，連帶使數位訊號處理器2丨算出的脈寬佔空 比D變大，於是產生失敗的控制結果。這種現象在輸入電 壓vin較高時，尤其嚴重。請參閱第五圖，μ習用技術 中因輸入電雜高與取樣錯誤所形成·號波_。第五 圖中的訊號來自第一圖的電路81，包括輪入電壓Vin與輸 未顯示於第-圖中），其中輸入電流Iin為第二電 ς ^ 纽後的電流。第五圖中的輸人電壓ν·η為

Vac:輸出電壓ν。為38〇ν，輸出功率為撕。如第 =不’輸人電流Iin波形具有报嚴重的畴變，其在輸入 = Vin的峰值附近產生了—她大的電流料。這正是 -雷、^輪人電壓Vin的峰值附近，卫作脈衝訊號VP，n與第 延遲有的脈寬佔空比D較小，而由於第一響應 τ β Η的存在’使取樣得到的電流資訊不正確，於 致輸入電流Iin具有报大的電流尖峰。 因數=Ξ ΐ ϊ ^Λ i包含電流取樣之習用的第二功率 $路不思㈣六圖的電路82為第一圖電路81 —2’兩圖中的㈣符號具有㈣的名稱與功能。在第 =中電流互感器CT1串聯於第—開關S1所 3二以取樣第-電流‘而在第七圖中，第一電流互 ^串聯於第—二極體D1所在的支路，用以取樣第 二電流1D1。 期在第六射取樣第三電中之電流脈衝 有值的情形。與取樣電流脈衝期間中點電流值 有關的衣置包括-數位訊號處理器21、—驅動哭22、第一 開關S1/第—二極體D1與第1流互感器⑶。其中， 數位訊號處理器21根據功率因數校正電路82的—輸入電 壓，與-輸出電壓V。關係，運算得到—脈寬佔空比d， 計算式為D，n/V。;由於在-個切換週 ^中’弟一電流h的電流脈衝期間與第三㈣丨的電 W脈衝期間具有互補的關係’於是將脈寬化空tbD換算為 1327811 一脈間空隙比Dnu，脈間空隙比Dnu的計算式為 Dnu=Vin/V。。第一開關S1的導通期間比率將遵循脈寬佔空 比D，而第三電流iD|的電流脈衝期間比率將遵循脈間空隙 比Dnu。數位訊號處理器82根據脈寬佔空比D與該功^因 數校正電路82切換週期Ts，產生—工作脈衝訊號Vpn，而 工作脈衝訊號Vp，n中相鄰的兩脈衝之間具有一脈衝n隙。 •.TO王"兑 ^ 电疋牧、妖仪吼現奐理时^，按收工作脈

衝汛號vp，n，據以產生一驅動脈衝訊號;第一開關w =連接於驅動器22，接收驅動脈衝訊號％，驅動脈衝訊 唬vgl巾包含用以導通第-開關SI的複數驅動脈衝，在每 個驅動脈衝的期間，由於第—開關S1的導通，第—電流 =中：出現電流脈衝；第一二極體D1電連接於第一開： ，由於第一開關S1的導通與關斷，第一電流h流 與第三電流iDi的電流脈衝期間的總和等於或極 週期Ts，在此假設等於切換週期Ts;第一電流互 ㈣於第—二極體⑴所在的支路中， 虎處理器2丨的控制’使第一電流互感器 三 料料贿舰衝中點ΐ 任電感電5>丨〔連續工作描^式下货 ^ * * 第二電流的平均值響電二所流過 值相等。 ”弟—電机丨⑴的電流脈衝中點電流 應延其為習用技術中因輪入電壓獅 六圖的電二。第七圖中的訊號來1 、|、第三電流‘二:?訊：，、驅動脈_ 、弟一電机lu。如第七圖所示，工f 1327811 衝訊號vp，n中的脈衝空隙期間會對應於第三電流中的 龟流脈衝期間，工作脈衝訊號Vp n中的脈衝空隙與第三電 流iDI中的電流脈衝之間具有一第一響應延遲時間Tm，工 作脈衝訊號▽⑽與驅動脈衝訊號Vgl之間具有一第二響廊 L遲時間TW2 ’驅動脈衝訊號vgl中的驅動脈衝空隙與第二 電流iDl中的電流脈衝之間具有一第三響應延遲時間丁…， 第一響應延遲時間tWI為第二響應延遲時間Tw2與第=響 ^'延遲時間Tw3之和，為了方便說明，將第三響應延^ 間TW3假設為零。 时’當輸人電壓Vin較低時，卫作脈衝訊號 P，n斤”有的脈寬佔空比D較大，亦即工作脈衝訊發v 的脈間空隙比^較小，因此第三電流iD1中電V: 衝的=寬較小，於是出現取樣錯誤的問題， 爪 的驅以：具有開關的電路中’當驅動開關 何避免取娜空比或較大的佔空比時，如 的原有功能，為發展本案之主要動機。 持電路 悉心故並=明人鑑於上述習用技術之缺失，經 整佔空比的取樣方^』捨的精神，終創作出本案之『調 【發明内容】 法，:提出:種調整心比的取樣方 -第-待_ ’根據:二:;:關==: 12 1327811 的-第-響應延遲時間、—切換週期、 言史的一取樣時間點，產生-N值，N為大於=二， =:γ::γγ期:取樣一次’並重新分配心二 Γ 個佔空比平均值等於脈寬佔* 2具有最大佔空比所對應取樣脈衝中的取樣時間點： 待測訊號中取樣待測脈衝的期間内。如此，驅動 訊號在具有較小的脈寬佔空比時，可避免取樣 案ΐίΓ"構想為：提出-種調整佔空比的取樣方 二用以取樣由於一第一開關的切換所形成的 形成的—=岸：：脈衝空隙㈣ 的脈間空隙比與預設的-取樣時間點=二 -次，i it w自錄’在接續的n個切換週期中取樣 n個空隙比==舰衝空隙所具有空隙比的大小，且 對庫取脈間空隙比，使具有最大空隙比所 十應取樣脈衝空隙中的取樣時間點 有。如此，二^ 大的脈先佔空比時，可避免取樣錯誤的發生。 【實施方式】 下：ί=實 取樣方法’ 動用的工作脈衝訊號VP，n具有較小脈寬佔 1327811 殳比u的研候 明里牙叮麥閱第—u 整佔空比取樣方法的第一功率 -圖中，使用者欲取樣由於第 蛋路不思圖。在第 少-待測喊，在本電財為//^細形成的至 待測訊號，第-待測訊號為第明’只取樣一第一 iS1。如第-圖所示，第—n汗 所流過的第-電流

CT1的取樣而得到，而實;:-電流互感器 例如在第—咖S1所在的;^多種方法， 以。由於卜圖電路81中包 r、阻來祕寻都可 關S1，因此，第—圖中的4脈關使用的第-開 號vgl、第-錄_第1、=^，"、__雜 通常，由於功率因數h : s 1白w脈衝的形式出現° 入電壓V.的頻率，甘&電路81的切換頻率遠高於輸 頻率Ί切換i^V、㈣換鮮為第—開關si的切換 頻羊，且為切換週期T的導

Ts内，輸入電壓V.近似二因此’在多個開關週期 雜…企 以驅動第一開關S1的驅動

脈衝喊％與工作脈衝訊號Vpn來說， :空，本不變’所以，採用多個切換週期丁5為一個； 王週期來調整-切空比，仍舊能夠得到較好的控制效 果。上述脈寬佔空比D的計算公式為D=1气/v。，其中， νιη為輸人電£ V。為輸出電壓，而脈寬佔空比D的計算 公式亦可以其它的電氣量，例如，輸人電流、輸出電流、 輸入電功率或輸出電功率表示。 請t閱第^圖，其為本案所提出之取樣方法的第一實 施例示意圖。第八圖中的訊號來自第一圖的電路81，包括 工作脈衝訊號Vp，n、驅動脈衝訊號Vgl與第-電流iSl ;工 14 1327811 作脈衝5亿號Vpri中脈衝的上升緣與驅動脈衝訊號乂…中驅 動脈衝的上升緣之間具有一第二響應延遲時間Tr2;而驅動 脈衝訊號vgl中驅動脈衝的上升緣與第—電流is〗中電流脈 衝的上升緣之間具有一第三響應延遲時間Tr3,且工作脈衝 訊號vp，n中脈衝的上升緣與第-電流isi中電流脈衝的上升 緣之間具有-第-響應延遲時間，第—響應延遲時間 Tr!為第二響應延遲時間乃2與第三響應延遲時間丁^之和，

為了方便說明’後續實施例中將第三響應延遲時間τ。假 設為零。 Θ 如第八圖所示

〜 .，..· 一作脈衝5亿號Vp，n甲以兩個切換週期 1為一個調整週期，每個切換週期Ts内具有—脈衝，取樣 時間點位於該兩個脈衝中的第二脈衝的期間中點時刻，以 作為取樣第-電流isl的時間。同理’第—電流的取樣 也可以為N個切換週期Ts取樣一次，N為大於i的自狄 數，亦即，只在一個調整週期中的第η個(η大於^且小於 (Ν+1))脈衝的期間中點時刻取樣第-電流isi，作為第一雨 感U所㈣電流的估計值。而在不同二 具有的切換週期丁5數目的N值為可變。、，月其所 樣時間點，^ Γ手間rl刀換週WTs與預設的取 ’ 生一臨界佔空比D/當假設取樣時門點 位於取樣_的期間中點時刻，則臨界佔n 机心Ts。而當脈寬伯空比D大於 二二式 選擇N值，N為夬於， 1伯工比Dcr時， 丁為大於的自錄，且接續的N個切換调如 N5脈衝所比中第-脈衝至第 i比D丨至第N佔空比D“b等於脈 15 1327811

寬伯空比D ’且設定第-脈衝至第N脈衝的I 衝，如此’取樣時間點會落在第一電流&中的取樣心 衝的期間内。 接著’說明脈寬佔空比D變小時的取樣方法， 習用技術的取樣錯誤。請參閱第九圖，其為本案所提 取樣方法的第二實施例示意圖。第九圖中的 圖的電路81，包括脈寬佔空比D所對應_號\、4 ，訊動脈衝訊號Vg|、第一電流、與第二電 〜iL1。在苐九圖中，在兩個切換週期Ts中取樣一欠，以 成-侧整·，且取樣時間點位歡作脈衝訊號v ^ 衝的期財點時刻；當數位訊號處理器21計算出工作^ « vp，n t的脈衝所要滿足的脈寬佔空比D 佔空…’接續的兩個切換週期1為一個調週期界 :=期:第-脈衝所具有的第-佔空比二 第衝;且設定調整週期中第二脈衝所具有的 第一佔二比〇2為脈寬佔空比D的兩倍。其中，臨 ·，延遲帆、切換週期Ts和預設的取： D_=‘T^。，在本實施例中，最小佔空比D_的計算式為 t 保證供取制的第二脈衝具有足夠的脈 升緣時刻Λ 在，義_職Vgl巾驅動脈衝上 x之後，以避免第一響應延遲時間T丨的存十撕 同時又能保證在—個織週糾兩個切換 /而㈣$的平均佔空比為不變，㈣為(㈣d)/2=d， 心 j軚好的功率因數校正的控制效果。 16 請參閱第十圖，其為採用 訊號波形圖。第十圖中的訊號取樣方法所形成的 輸入電壓Vin、輸人電流ί 自第—_電路8卜包括 ^輸人電流U第二示於第一圖中)與第二電流 形。其中，輸入電麗^為經,波後得到的電流波 輸出功率為㈣w。 65Vac，輪出電壓V。為380V， 當數位訊號處理器2i所+^ 臨界佔空比時，也可叫=的脈1佔空比〇小於 =十=圖’其為本案所提出之取樣方法的第：；:參Ϊ 比D對應的訊號V1::;圖二

、、第-電流is,與第二電流iu::C :::換週期L中取樣-次，以形成二 :ΓΓ:作脈衝訊號Vp，n中某一脈衝的期間中點時 為丨种的第—脈衝所具有的第—佔空比D: 02為K5D弟一切換週期中的第二脈衝所具有的第咖 接者，說明對第一切換週期中的第 d週期中的第二脈衝，狀其第—佔空比= = 2的方法假设取樣時間點位於取樣脈衝的期間中點時

第Γ i占空比D1與第二佔空比D 2只要滿足以下幾個^ 牛，就能得到較好的控制效果。 di+D2=2D

DiTs/2>Trl 其中，0為脈寬佔空比，D|，D2為有理數，丨為自然數 1327811 且HlDi'D,，D2中較大的那個數。 田輸入電壓Vj # 的脈寬佔空比D將更。a二斤品要的工作脈衝訊號Vpn 脈衝所具⑽取樣枝時，第二 點無法落於第_電、、ώ . 2仍"，、不夠大，以致於取樣時間 可以採用接續_ =換二樣待測脈衝的期間之内。此時 中Ν大於料㈣方法，其 中的第-脈衝所具有的 的第二脈衝所具有 王比為Di，第二切換週期中 中的第N脈衝所且有f占：比為D2，...，第N切換ϋ期 點位於取樣脈衝的期間中佔空=°假Τ樣時間 滿足=件，就能‘的控::效果，只要能 di+d2+...+Dn=：nd

DiTs/2^Trl 自然ί::二為:二空:’ D|，D2，..為為有理數，*為 此時，由下式確定二=最大的那個數。 邮Tri 工比D， 二壓===比I將更小，故可滿足 有的切換週心的調整週期’其所具 期Ts=3月決的/法，使在接續的N個切換週 根據最小^ β〖見佔空比D,j、於臨界佔空比時， :二=輯算一，，可產生最 取小的N值滿足Nmin=Ceil(2 18 ^27,811 丁s))其中’ Ceil(x)為不小於x的最小整數，N、

♦、二1的自然數。然後’根據設計需求，從有效的N值 =所要的N值，並設定具有最大佔空比 見脈鱗取樣ff，其中，最大佔空叫滿足IW24 中點時上所述白疋在工作脈衝訊號Vp，n中取樣脈衝的期間 b a !取樣第電流isi的電流脈衝；如果取樣的時刻 ^在取樣脈衝的期間中點，而是在任意其他的時刻，則 :、呆錄樣的時刻是在第―電流、的電流脈衝的脈寬 即可。如果目為取樣軸雜寬過㈣導致取樣偏離 :°1生％’也可以使用上面所述的解決方案；亦即， ^位訊號處理器21運算後，在一個調整週期中的N個 、週期ts内’由數位訊號處理器21發出可為零脈寬的 個脈衝，而其中一個取樣脈衝具有足夠的脈寬，使得取 ’時間點落在第-電流is|的電流脈衝的脈寬之内，同時確 保N個脈衝的平均伯空比與原始的脈寬伯空比d相等。

當電路中具有-個以上的開關，且欲取樣由於該等開 關的切換所形成的至少-待測訊號時，可以採用本案的方 法來取樣。請參閱第十二圖，其為本案方法所應用之兩路 並聯交叉的第三功率因數校正電路示意圖。第十二圖的電 路83為第一圖電路81的擴充，兩圖中的相同符號具有相 同的名稱與功能。第十二圖中包括第一開關S1、第二開關 S2、第一二極體D卜第二二極體D2、第一電感u與^丄 電感L2 ’第一電流互感器CT1串聯於第一開關$ 1所在的 支路，第二電流互感器CT2串聯於第二開關幻所在的支 路。當第一開關si所流過的第一電流isl與第二開關 19 :机過的第四電流is2發生了 的取樣錯誤問題時，可以採用第_^佔工比太小’而造成 法來解決。亦即，對每個所欲取；^調整佔空比的取樣方 對應開關:η作脈衝訊料㈣f的制减，調整其所 取樣-次與佔空比二敕，。dN(N>1)個切換週期中 測訊號的脈衝^内Μ，使取樣時間點落於所欲取樣待 功率:ί:Ιΐ二Ϊ為第本十案5法所應用之Η型㈣^ /、心圖苐十二圖的電路84包括笛二扣 門關s/四開關S4與第—電感u，第三關S3斑 ==聯的控制，第—電流互感器CT1串聯： 四開關S4所在的支路。現將第 用===串聯作用等效於—第—開關S1的串聯作 :第二開關S 3與第四開關s 4所流過的電流發生了上 ί-種^ = ^小，而造成的取樣錯誤問題時’可以採用 種凋正佔工比的取樣方法來解決。 —以上所舉的實施例皆為功率因數校正電路，而對於其 =類型的電路也同樣適用請參閱第十四圖，其為本案方 〉所應用之直流直流轉換電路示意圖。第十四圖的電路％ 為，寬調變(PWM)控制的雙卩正激型電路，第一電流互 感。。CT1串聯於第—㈣S1所在的支路，用以取樣第一 開關S1所流過的電流脈衝中點電流值，以反應變壓器初級 測線圈L1所流過電流的平均值。當發生了上述因為伯空 比太小而造成的取樣錯誤問題時，可以採用第一種調整佔 空比的取樣方法來解決。 從上述的說明中可知’第一種調整佔空比的取樣方法 20 1327811 包括下列步驟：根據第一響應延遲時間TM、切換週期 脈寬佔空比D與預設的一取樣時間點，產生—N值’s、 大於1的自然數，N值表示在工作脈衝訊號v ώ 為 •KT Ρ，η甲接續的 Ν個切換週期τ中取樣一次，並根攄第一變 ^ τ a應延遲時問 h、切換週期Ts、脈寬佔空比D、預設的取樣時間點 』 值，制定工作脈衝訊號Vp，n的規格與經運算確定取樣护 點。 τ間

根據先前技術中有關第六圖與第七圖的說明，以下將 第—種調整佔空比的取樣方法應用於脈寬佔空比D比較大 的情況，形成了第二種調整佔空比的取樣方法。

接著，說明第二種調整佔空比的取樣方法，其應用於 電路中，當驅動用的工作脈衝说號Vp，n具有較大脈寬佔 空比D的時候。請重新參閱第六圖，其亦為說明第二種調 整佔空比取樣方法的第二功率因數校正電路示意圖。在第 六圖中，使用者欲取樣由於第一開關S1的切換所形成的至 少一待測sfl號’在本電路中為了方便說明，只取樣一第一 待測訊號，第一待測訊號為第一二極體D1所流過的第三 電流iD1。如第六圖所示，第三電流iD1是透過第一電流互 感器CT1的取樣而得到。由於第六圖電路82中包含做為 切換開關使用的第一開關S1，因此’第六圖中的工作脈衝 訊號vp，n、驅動脈衝訊號vgl、第一電流isl、第一待測訊 號與第三電流i〇i皆以脈衝的形式出現。 通常’由於功率因數校正電路82的切換頻率遠高於輸 入電壓vin的頻率’其中的切換頻率為第一開關S1的切換 頻率’且為切換週期Ts的導數；因此，在多個開關週期 21 1327811 ts内，輸入電壓vin近似不變，以驅動第—開關si的 脈衝訊號vgl與卫作脈衝職Vpn來說，所運算出 ^空比D基本不變，所以，採用多個切換週期Ts為_ = :週期來調整-次佔空比’仍舊能夠得到較 果。上述脈寬佔空比D的計算公式為㈣气乂，^政 》為輸人電壓，V。為輸出電壓；由於在換週; =，第-電流isi的電流脈衝期間與第三電流丨⑴泣航 衝期間具有互補的關係’於是將脈寬伯空比：： 間空隙比Dnu ’脈間空隙比Dnu的計算式 〜 =間佔空比Dnu的計算公式亦可以其它的魏量^ ’而 輸入電流、輸出電流、輸入電功率或輸出電功率表=第 開關si的導通期間比率將遵循脈寬佔空比d，二千 流丨^的電流脈衝期間比率將遵循脈間空隙比D叫。—电 第二種調整佔空比的取樣方法與第—種調整U佔空 法之間，具有對應的關係。對應關係為，第二軸 ^佔:比的取樣方法中的第三電流丨⑴、第—響應延遲相 ^第—響應賴時間Tw2、第三響應延遲時間；、空 隙、脈間空隙比Dnu、臨界空隙比D、、M值 ： 第對：-種調整佔空比的取樣方: ^…I第一響應延遲時間Tm、第二響應延遲 臨二：第成延遲時間Tr3、佔空比、脈寬佔空比D、 1空比Dcr、N值、脈衝與取樣脈衝。 以第四實施例（未顯示於圖中）說明第二 ^比的取樣方法。第四實施觸工作脈衝訊U以雨 個切換週期Ts為一個調整週期，每個切換週期凡心有— 22 1327谷11 脈衝空隙’取樣時間點位於該兩個脈衝空隙中 空隙，期間:點時刻，以作為取樣第三電流^的時間, 理’第二“ lD1的取樣也可以為M個切換週期 Μ為大於1的自然數，亦即，只在—個調整週期中的 第η個(η大於1且小於(Μ+1))脈衝空隙的期間中叫刻取 樣第三電流i⑴’作為第—電感L1所流過電流的估計值。 而在不同的調整週期’其所具有的切換週期Ts數目的M 值為可變。

根據第-響應延遲時間Twi '切換週期I與預設的取 樣時間點，·可以產生-臨界空隙比I，當假設取樣時間 點位於取樣脈射隙_間巾點時刻，職界空隙比D 的公式為D:，nu，Twl/Ts。而當脈間空隙比I大於臨界; 隙比Dcr，nu時，選擇M值，M為大於】的自 S 為取樣—次的調整週期'定調^ 』I脈衝空隙至第M脈衝空隙所對應的第一空隙比 ^至第M空隙比u等於脈間空隙比Dnu，且設定 • -脈衝，隙至第M脈衝空隙的其一為取樣脈衝空隙，如 ^取樣4間點會洛在第三電流丨⑴巾的取樣制脈衝的期 間内。 n 者’ U第五實施例(未顯示於圖中）說明脈間空隙比 η二小時的取樣方法，以避免習用技術的取樣錯誤。在第 丨中，在兩個切換週期Ts中取樣一次，以形成一個 的二：取樣時間點位於工作脈衝訊號VP，n脈衝空隙 ,/ ；當數位訊號處理器21計算出工作臉衝訊 ^ P’n中的脈衝空隙所要滿足的脈間空隙比D〆為小於 23 -，空隙比Dcr’nu時’接續的兩個切換_ L為一個調整 ’設;t調整週期中第-脈衝空隙所具有的第一空隙比 為零’㈣不產生第—；且設賴整 ^脈衝空隙所具有的第二空隙比I為脈間空隙比D 的兩倍。其中，臨界空隙比I與第一響應延遲時? ，換週期Ts和預設的轉日_咖；在本實關中，'最 v空隙比Dmin,nu的計算式為D_,nu=n ，這樣’可以保證供取制的第二脈衝空隙具有 寬’使得取樣時間點在驅動脈 =隙的：_㈣之後，以避免第一響應延遲時間τ動 ^在所d的取樣錯誤’同時又能驗在—侧 1 兩個切換週期）⑽具有的平均空隙 = 義’從而達到較好的功率因數校正的控制i 臨界=號處:器广計算出的脈間空隙…'於 二制不_取财法。就以第 、貝_ (未顯不於圖中）為例來說明其中—不同的取樣= 法，在弟六貫施例中’在兩個切換

:Γ=Γ，且取樣時間點位於工作脈衝訊號C ^某-脈衝空隙的期間中點時刻；第—切換週期中的第二 ^衝空隙所具有㈣-空隙比Dinu4G :?=所具有的第二空隙…心 切二隙與第: --^ ^ ^af fa1^ϊ l 24 1327811 的期間中點時刻，第一空隙比與第二空隙比D2，nu只 要滿足以下幾個條件，就能得到較好的控制效果。 . Di，nu+D2，nu=2Dnu

Di，nuTs/2 2 Tw 丨 - 其中，Dnu為脈間空隙比，Di,nu，D2，nu為有理數，i為自

然數且 i$2，Di，nug D l，nu，I^2，nu 中較大的那個數。 當輸入電壓vin更低時，所需要的工作脈衝訊號vp，n 的脈間空隙比Dnu將更小，當採用上述的取樣方法時，第 # 二脈衝空隙所具有的第二空隙比D2，nu仍然不夠大，以致於 取樣時間點無法落於第三電流iD1中取樣待測脈衝的期間 之内。此時可以採用接續的Μ個切換周期几取樣電流1 次的方法，其中Μ大於等於3。在這種取樣方法下，假設 第一切換週期中的第一脈衝空隙所具有的第一空隙比為 Dunu，第二切換週期中的第二脈衝空隙所具有的第二空隙 比為D2，nu，…，第Μ切換週期中的第Μ脈衝空隙所具有 的第Μ空隙比為DM,nu。假設取樣時間點位於取樣脈衝空 • 隙的期間中點時刻，D丨，nu、D2，nu、…、DM，nu只要能滿足以 下幾個條件，就能得到較好的控制效果。 D 1，nu+D2，nu+ · · ·+〇Μ，ηιι-MDnu

Di,nuTs/2^Twi 其中’ Dnu為脈間空隙比’ Di，nu,D2，nu,...,DM,nu為有理 數 ’ i 為自然數且 i^M，Di,ni^ Di，nu，D2，nu,...，DM,nu 中最大 的那個數。 此時，由下式確定最小空隙比Dmin，nu: MDminnuTs/2 2 Twl 25 丄327811 顯然’滿足上式的最小空隙比Dmin，nu將更小，故可馬 足低輸入電壓Vin時的需要。而在不同的調整週期，其所 具有的切換週期TS數目的Μ值為可變。 /、 接著，說明決定Μ值的方法，使在接續的Μ個切換 週期Ts取樣一次。當脈間空隙比Dnu小於臨界空隙比〇 ' 時，根據最小空隙比^—，叫的計算式MDmin，nuTs/2>T Μ" 可產生最小的Μ值Mmin，nu，最小的Μ值Mmin，nu滿足M 〜 iV1min,nu = Cei丨(2Twl/(DnuTs))，其中，Ceil(x)為不小於χ的最小整 數，Μ、Mmin為大於1的自然數❶然後，根據設計需求， 從有效的Μ值中選擇所要的Μ值，並設定具有最大空隙 比I\nu所對應的最寬脈衝空隙為取樣脈衝空隙，其中，最 大空隙比Di，nu滿足Di，nuTs/2 2 Tw丨。 取 以上所述皆是在工作脈衝訊號Vpn中取樣脈衝空隙的 期間中點時刻，取樣第三電流iD1的電流脈衝；如果取樣的 時刻不是在取樣脈衝空隙的期間中點，而是在任意其他的 時刻’則只要保證取樣的時刻是在第三電流iDI的電流脈衝 的脈寬之内即可。如果因為取樣脈衝空隙的脈衝空隙寬過 乍而導致取樣偏離的問題發生時，也可以使用上面所述的 解決方案；亦即，經數位訊號處理器21運算後，在一個調 正週期中的Μ個切換週期丁5内，由數位訊號處理器21發 出可為零脈衝空隙寬的Μ個脈衝空隙，而其中一個取樣脈 衝空隙具有足夠的脈衝空隙寬，使得取樣__在第三 電机1D1的電流脈衝的脈寬之内’同時確保Μ個脈衝空隙 的平均空隙比與原始的脈間空隙比相等。 接著，將第二種調整佔空比的取樣方法應用於具有— 26 1327811 4 個以上開關的電路，且欲取樣由於該等開關的切換所形成 的至少一待測訊號時，可以採用本案的方法來取樣。請參 閱第十五圖，其為本案方法所應用之兩路並聯交叉的第五 功率因數校正電路示意圖。第十五圖的電路86為第十二圖 電路83的變形，兩圖中的相同符號具有相同的名稱與功 能。第十五圖中包括第一開關S1、第二開關S2、第一二 極體D卜第二二極體D2、第一電感L1與第二電感L2， 弟電/;,L互感器CT1串聯於第一二極體D1所在的支路， 第二電流互感器CT2串聯於第二二極體D2所在的支路。 當第一二極體D1所流過的第三電流丨⑴與第二二極體D2 所流過的第五電流iD2發生了上述因為佔空比太大而造成 的取樣錯誤問題時，可則㈣第二㈣魅Μ的取樣方 法來解決H該方法也可以適肖另外的電路結構例如 直流直流轉換電路。 本案之特點為：一種調整佔空比的取樣方法，用以取 樣由於-第-開_切換所形成的—[待測訊號，包括 根據-第-響應延遲時間、一切換週期、一脈寬佔六比盥 預設的-取樣時間點，產生-Ν值，Ν為大於i的自1數: 使在接續的Ν個切換週期中取樣—次，並制定則固脈衝所 對應的Ν個佔空tt，N個佔空比的平均值等於脈寬佔空 比，設定具有最大佔空比所對應的—最寬脈衝為一取樣脈 衝，第-相訊號巾將有—取樣待測脈衝，以第—響應延 遲時間關隔對應於取樣脈衝，且在取樣脈㈣期^， 選擇=取樣時間點，使取樣時間點4在取樣待測脈衝 ΛΑ Ufi PJ PQ ο 27 丄以7811 孙^'丨地，尽荼之調整佔空比的取 發明構想所設定的功效。唯，以上所述者== 實;=凡熟悉本案技藝之人士，在爰 之荨效化，皆應涵蓋於以下之申請專利範圍内。 本案得藉由下列圖式之詳纟s說明，俾得更深入之瞭 解： 【圖式簡單說明】 第一圖：其為包含電流取樣之習用的第一功率因數校正電 路示意圖； 第二圖·其為習用之沒有響應延遲狀態下電流取樣的訊號 示意圖； 第三圖：其為習用之具有響應延遲狀態下電流取樣的訊號 示意圖； 第四圖：其為習用技術中因輸入電壓較高與響應延遲所形 成的取樣錯誤示意圖； 第五圖：其為習用技術中因輸入電壓較高與取樣錯誤所形 成的訊號波形圖； 第六圖：其為包含電流取樣之習用的第二功率因數校正電 路示意圖； 第七圖：其為習用技術中因輸入電壓較低與響應延遲所形 成的取樣錯誤示意圖； 第八圖：其為本案所提出之取樣方法的第一實施例示意 圖； 第九圖：其為本案所提出之取樣方法的第二實施例示意 28 1327811 圖， 第十圖：其為採用第九圖之取樣方法所形成的訊號波形 . 圖； 第十一圖：其為本案所提出之取樣方法的第三實施例示意 - 圖； 第十二圖：其為本案方法所應用之兩路並聯交叉的第三功 率因數校正電路示意圖； 第十三圖：其為本案方法所應用之Η型的第四功率因數校 • 正電路示意圖；及 第十四圖：其為本案方法所應用之直流直流轉換電路示意 圖。 第十五圖：其為本案方法所應用之兩路並聯交叉的第五功 率因數校正電路示意圖； 【主要元件符號說明】 81、82、83、84、86 :功率因數校正電路 • 85:直流直流轉換電路 51 :第一開關 52 :第二開關 S3:第三開關 ' S4 :第四開關 ' D1 :第一二極體 D2 :第二二極體 L1 :第一電感 L2 :第二電感 29 1327811 桊 CT1 :第一電流互感器 CT2 :第二電流互感器 . 21:數位訊號處理器 22 :驅動器 - Vin:輸入電壓 . V。：輸出電壓

Ts :切換週期 vp，n:工作脈衝訊號 # vgl:驅動脈衝訊號 vq:脈寬佔空比所對應的訊號 isi .第一電流 is2 .第四電流 im ·第二電流 ki .第二電流 ip〗.第五電流

Trl、Twl :第一響應延遲時間 • Tr2、Tw2 :第二響應延遲時間 Tr3、Tw3 :第三響應延遲時間 D:脈寬佔空比

Dcr :臨界佔空比 - DN :第N佔空比 ' Dnu :脈間空隙比

Dcr，nu :臨界空隙比 DM，nu :第Μ空隙比 30

Claims (1)

1327811 十、申請專利範圍： 1. 一種調整佔空比的取樣方法，在一電路中用以取樣由於 . 至少一開關的切換所形成的至少一待測訊號，對取樣由於 其中一第一開關的切換所形成的一第一待測訊號，包括下 - 列步驟： . (a)藉由一工作脈衝訊號與該第一開關，形成該第一待 測訊號，並產生該工作脈衝訊號與該第一待測訊號之間的 一第一響應延遲時間，其中該第一開關以一切換週期工 • 作，該工作脈衝訊號具有一脈寬佔空比； (b) 根據該第一響應延遲時間、該切換週期、該脈寬佔 空比與預設的一取樣時間點，產生一 N值，N為大於1的 自然數，該N值表示在該工作脈衝訊號中接續的N個切換 週期中取樣一次，並根據該第一響應延遲時間、該切換週 期、該脈寬佔空比、預設的該取樣時間點與該N值，制定 該工作脈衝訊號的規格與經運算確定該取樣時間點； (c) 根據該工作脈衝訊號的規格，產生該工作脈衝訊 • 號；及 (d) 在該取樣時間點，取樣該第一待測訊號，產生一第 一待測訊號取樣值。 2. 如申請專利範圍第〗項之調整佔空比的取樣方法，其中 步驟⑻更包括下列步驟： (al)藉由該工作脈衝訊號，產生用以驅動該第一開關 的一驅動脈衝訊號，並產生該工作脈衝訊號與該驅動脈衝 訊號之間的一第二響應延遲時間； (a2)藉由該驅動脈衝訊號，形成該第一待測訊號，並 31 1327811 產生該驅動脈衝職與該第—制訊號 延遲時間；及 $的一弟二響應 ㈣加總該第二響應延遲時間與㈣ 間，產生該第-響應延遲時間。 〜響應延遲時 3.如申請專韻圍第丨奴驢㈣比 該脈寬佔空比係由一輸入電氣量盥 樣方法’其中 4如申枝直, 输出電氣量確定。 曱-月專七祀圍帛1項之調整佔空比

在步驟⑻與步驟⑼之間更包括下列步驟：表法’其中 預没該取樣時間點於該脈寬佔空比 中點。 厅對應脈I的期間 5·如申請專利範圍* i項之調整佔空比的 步驟(b)包括下列步驟： ’ ’，、中 ⑻)根據該第-響應延遲時間、該切換 佔空比與預設的該取樣時間點，產生該N值，N為二: 的自然數；

(b2)在接續的N個切換週期中取樣一次，其中該工作 脈衝訊號的脈衝週期係為該切換週期； '、 (b3)制找等N個切換職巾該工傾衝訊號的則固 脈衝=對應的N個佔空比’該等N個佔空比的平均值等於 祕寬佔空比，並設定料N個脈衝巾—脈衝為—取樣脈 衝； (b4)根據該第一響應延遲8夺間’得到該第—待測訊號 中對應於5亥取樣脈衝的一取樣待測脈衝，·及 (b5)在§亥取樣脈衝的期間内，選擇重設該取樣時間 结’使該取樣fl销點落在該取樣待測脈衡的期間内。 32 1327.811 6.如甲料職_5奴調 步驟(bl)更包括下列步驟·· W取樣方法，其中 _)根據該第—響應 該取樣時間點，產生—臨界佔空^ ; _換週期與預設的 (bl2)當該脈寬姑^j μ 第-響應延遲時間、；切拖：該臨界佔空比時’根據該 該取樣輪，產生最設的

㈣當該脈寬===二 等Ν個佔空比的值，並由3々 工比時，5又疋4 由往轰々 八中至夕（Ν-1)個佔空比可以為〇。 .a m第5項之調整#空比的取 步驟(bl)更包括下列步驟： 其中 該取=該1:響f與預設的

(bl4)當該脈寬佔空比大於該臨界佔空比時，選擇該N 值，N為大於1的自然數；且步驟(b3)更包括下列步驟： (b32)當該脈寬佔空比大於該臨界佔空比時，設定該等 N個佔空比皆等於該脈寬佔空比，且設定該等n個脈衝的 其一為該取樣脈衝。 8.如申請專利範圍第5項之調整佔空比的取樣方法，其中 該取樣脈衝係為該等N個脈衝中具有最大佔空比所對應的 脈衝。 … 9.如申請專利範圍第6項之調整佔空比的取樣方法，其中 該等N個佔空比所對應的脈寬中至少〆脈寬為大於兩倍 該第一響應延遲時間。 13 33 其中 ===整佔空比的取樣‘ 流 設定該第一待測訊號為該第一開關所流過的 第一電 請專利範圍第丨項之調純空比的取樣方法 ^第開關為一功率電晶體。 “ 如申β專利㈣第丨項之調整佔空比的取樣方法， "亥電路為―功率因數校正電路。 。中 ^種的取議，㈠㈣以取樣由於 牛：=:τ的至少一待測訊號，對取樣由於 列ΐ驟 ⑽所形成的—第—待觀號，包括下 ⑻错由-工作脈衝訊號與該第—闕， 2訊號中的脈衝空隙所對蘭該第—待測訊號^待t 衝，亚產生該工作脈衝訊號中的脈衝空隙與該第_待、 號中的待測脈衝之間的一第一響應延遲時間，其中該第二 開關以-切換週期工作，該工作脈衝訊號具有—脈寬佔空 比，且根據該脈寬佔空比換算得到一脈間空隙比； 工 (b)根據該第一響應延遲時間、該切換週期、該脈間空 隙比與預設的一取樣時間點，產生〆Μ值，Μ為大於i 的自然數，遠Μ值表示在該工作脈衝訊號中接續的μ個 切換週期中取樣一次，並根據該第〆響應延遲時間、該切 換遇期、該脈間空隙、比、預設的該取樣時間點與該Μ值， 制定該31作版衝訊號^的規格與經_遂算碟疋為取樣4間點 根據該工作敝衝訊號的说格，象支戎工作脈衝訊 34 1327.811 號；及 B. (d)在έ亥取樣時間點，取樣該第一待測訊號， 一待測訊號取樣值。 14.如申請專利範圍第13項之調整佔空比的取樣方法，其 中步驟(a)更包括下列步驟： (al)藉由該工作脈衝訊號，產生用以驅動該第一開關 的-驅動脈衝訊號，並產生該工作脈衝訊號與該驅動脈衝 訊號之間的一第二響應延遲時間； 鶴轉軸减，形細轉_訊號中的 =脈衝空隙所對應的該第—待測訊號中的 J生該驅動脈衝訊號中的驅動脈衝空隙轉第、广亚 中的待測脈衝之間的-第三響應延遲時間:―待測訊號 ，加總該第二響應延遲時及 間，產生該第-響應延遲時間。 $二響應延遲時 二如申請專利範圍第13項之調整佔 中脈間空隙比係由—輪 1匕的取樣方法，其 丨6.如申請專利範圍第13項之二出電氣量確定。 中在步驟(a)與步驟(b)之 括ζ &比的取樣方法，其 預設咳取U㈣下列步驟： 中點 ㈣比所對應脈間的期間 17.如申請專賴jg第13項 中步驟(b)包括下列步驟：、°° 二比的取樣方法，其 _據該第—響應 =比與預設的該取樣時間點，^生=，期、該脈間 的自然數； 生垓M值，Μ為大於】 35 f1327811 續的M個切換週期中取樣—次 脈衝訊號的脈衝空隙週期為該切換週期；八中-作 ㈣制定該_個切_期中該工作 脈衝空隙所對應的Μ個空~减的剛固 1於祕間空隙比，奴該等__空隙中一 隙為一取樣脈衝空隙； 二

(M)根據該第-響應延遲時間，得到該第一待測訊號 中對應於該取樣脈衝空隙的—取樣待測脈衝；及 " (b^該取樣脈較_射⑽，選擇妓該取樣時 間點’使該取樣時間贿在該取樣待測脈衝的期間内。 18.如申請專職圍帛17項之調整佔空比的取樣方法，其 中步驟(bl)更包括下列步驟： (bll)根據衫響應延遲時間、該切換週期與預設的該取 樣時間點’產生一臨界空隙比.

(bl2)當鎌間空隙比非大於該臨界空隙比時，根據該 第-響應延遲時間、該切換週期、該脈㈣隙比與預設的 該取樣時間點’產生最小的該Μ值，M為大於i的自然數， 從有效的Μ值中選擇該M值；且步驟(Μ)更包括下列步驟: (b31)當邊脈間空隙比非大於該臨界空隙比時，設定該 等Μ個空隙比的值’其中至多(M“)個空隙比可以為〇。 19.如申请專利範圍帛17項之調整佔空比的取樣方法，其 中步驟(bl)更包括下列步驟： (bl3)根據該第—響應延遲時間、該切換週期與預設的 該取樣時間點，產生一臨界空隙比； (bl4)§ 5亥脈間空隙比大於該臨界空隙比時，選擇該Μ __—— 36 1327811 Γ 值，Μ為大於1的自然數；且步驟(b3)更包括下列步驟： (b32)當該脈間空隙比大於該臨界空隙比時，設定該等 . Μ個空隙比皆等於該脈間空隙比，且設定該等Μ個脈衝空 隙的其一為該取樣脈衝空隙。 - 20.如申請專利範圍第17項之調整佔空比的取樣方法，其 . 中該取樣脈衝空隙係為該等Μ個脈衝空隙中具有最大空 隙比所對應的脈衝空隙。 21. 如申請專利範圍第18項之調整佔空比的取樣方法，其 • 中該等Μ個空隙比所對應的脈衝空隙寬中至少一脈衝空 隙寬為大於兩倍的該第一響應延遲時間。 22. 如申請專利範圍第13項之調整佔空比的取樣方法，其 中該電路更包括一第一二極體與流過一第一電感的一第二 電流，該第二電流以兩個分支流過該第一開關與該第一二 極體，在步驟(a)之前更包括下列步驟： 設定該第一待測訊號為該第一二極體所流過的一第三 電流。 鲁 23.如申請專利範圍第13項之調整佔空比的取樣方法，其 中該第一開關為一功率電晶體。 24.如申請專利範圍第13項之調整佔空比的取樣方法，其 中該電路為一功率因數校正電路。 37