TWI291297B - Methods and systems for estimating sampling frequency offset of OFDM symbols - Google Patents

Description

1291297 * - 九、發明說明： 【發明所屬之技術領域】 本發明係有關於-種正交分頻多工（〇rth〇g〇nal Frequency Division Multiplexing, 〇fdm)，特別是有關 於-種估計正交分頻多工符元之取樣頻率偏差（SampUng Frequency Offset, SF〇）。 【先前技術】 實現〇FD則專輸系統最明顯的困難係為使傳送端以及接收端 之間的時間與頻率制同步。如何使賴與頻率達到同步的其中 -項問題為取樣頻率偏差，需要致力於QFDM信號適當的接收。 取樣頻率偏錢醜祕傳送端轉解與敝端取樣頻率 的之不同步，因此，設計者需設法消除取樣頻率偏差。傳送端與 接收端之間取樣頻率的任何不協調，皆會導致Η載波的旋轉。 第1圖係顯示取樣鮮偏差所造成關題。傳送端與接收端 白具有具有震盈器的數位時鐘，傳送端與接收端之間永遠不可能 達到精確的同步。偏差效應只會隨著時間的越來越嚴重。 OFDM信號接收-般的原則可參考第2圖。第2圖係顯示傳 、、先取樣頻率偏差回復架構的方塊圖。r(t)係透過類比數位轉換 器，每間隔f = (1 + C )T時間取樣一次，其中τ為傳送端的取樣週 期，且（為取樣頻率偏差。^為由晶體震盪器決定的固定值。傅利 葉轉換（Fast Fourier Transf〇rm, FFT)模組係耦接至類比 數位轉換器，以使OFDM符元經過傅立葉轉換模組，轉換至頻域。 數位鎖相迴路(Digital phase lock loop, DPLL)係用以回

0697-A40462TWF 1291297 - 復子載波的取樣頻率偏差。DPLL中的相位偵測器（phase

Detector)係用來估計取樣頻率偏差。假使子載波之相位旋轉超 過OFOM符元的一點，則增減器（r〇b/stuff)模組會拋棄或中斷 〇FDM符元的一點。傳統技術係根據引導符元（pil〇t)子載波來 估计取樣頻率偏差。引導符元係為固定頻率之弦波，以一預定值 送出，使得OFDM接收器可使用接收到之引導符元值進行取樣頻 率偏差回覆。一般取樣頻率之估計係根據以下式子 C = WnieC2W + maxieC2W)(^ ~Φ^求得，其中Cl相當於負子載波 上的引導符元，C2相當於正子載波上的引導符元，〜為刃心的角 kECx 度，且、為的角度，其中w,_u、代表接收到之第工 個0咖符元中第k個子載波引導符心計算（需要使用多次複數 乘法器、反正切（arc tangent)單位以及除法器來完成。 在IEEE全球性電信會議所討論發表於2〇〇1年^月的第一 號期刊中3G9〇-3_頁之「_於高速可攜式資料通訊之整合 性OFDM接收器」中’咖討論〇酬同步的技術。此方法利用 量測OFDM符元中相鄰的子載波來估計取樣頻率偏差。此技術在 計算上非常的複雜，需要使频數乘法H、反正切哭以及除 法器來完成。因此，需要-種方法或系統，有效率的^並且二 正取樣頻率偏差。 【發明内容】 本發明主要目的在於提供—種麵符元絲铜 計方法，包括取得複數個弓|導符元對之第一序列以及第二

0697- A40462TWF 1291297 「其中引導符70對係對稱於頻率軸上之直流點( :剌具有第-引導符元值，引導符元對之第二：： ㈣值，且第—料符元值與第二料符域的比値為 卜根據上述引導符元對計算出—第—組引導符謂之差，並將 上述第-序列之上述第一組引導符元對之差相加可得到一第一组 引，符元對之差的總和。取得第二序列之引導符元對之第一組引 導符元對之差；並將第二序狀第二組引導符元對之差相加可得 到第二組引導符元對之差的總和。將上述第—組引導符元對之差 的總和與上述第二組引導符元對之差的總和相減可得到一第三組 引導符元對之差的總和。將第三組引導符元對之差的總和之實部 與虛部相減可得到取樣頻率偏差資訊。 、根據本發明另-實施例’ _符元之取樣頻率偏差的估計方 法更包括味第-序取及第二序财所有引導符元對之引導符 =振幅；假如比較之結果超過—預先決定的值，對應的引導 符兀對丟棄；以及根據比較之結果來取得第—㈣導符元對之差 的總和以及第二組引導符元對之差的總和。 再者’本發明提供-種㈣M符元之取樣頻率偏差的估計方 法。根據本發明實施例所述之系统包括兩個減法器陣列、兩個加 法為以及兩個減法器。 第-減法器陣列，用來計算第一序列中複數個引導符元對之 差’其中引導符元對中具有第一引導符元值，且引導符元對係對 稱於頻率軸之直流點。第二減法器陣列，用來計算第二序列中複 數個引導符元_差，其巾第二序财之引導符元難對稱於頻

0697-A40462TWF 1291297 率軸之直流點，且第二㈣之引導符元對具有第二引導符元值， 且第—引導献值與第二引導符元值得比値為―；[。第—加法器， Z以將第-序列中複數個引導符_之差累加而得到第一組引導 符兀對之差的總和。第二加法II，用以將第二序列中第二組引導 符元對之差累加而制第二組引導符元對之差_和。第一減法 器，用以計算第-組引導符元對之差的總和與第二組引導符元對 之差的總和的差，以取得第三組引導符元對之差的總和。第一處 Φ 理單元，用來取得第三組引導符元對之差的總和之實部與虛部。 第二減法器，用來計算第三組引導符元對之差的總和之實部與虛 部的差。 根據本發明另一實施例所述之系統更包括引導符元選擇模 組。引導符元選擇模組包括振幅比較器以及選擇模組。其中振幅 比較器係用來比較引導符元對之引導符元振幅。選擇模組係用以 根據振幅比較器之輸出來選擇或丟棄對應的引導符元對。 【實施方式】 ® 為使本發明之上述目的、特徵和優點能更明顯易懂，下文特 舉一較佳實施例，並配合所附圖式，作詳細說明如下： 實施例·· 引導符元包括一連串被傳送出之已知的頻率。此頻率序列通 常是虛擬的隨機序列。本發明實施例係採用超寬頻（ultra wide Band, UWB)標準。第3圖係顯示根據本發明實施例所述之具有 引導符元樣式（pattern)的〇FDm符元。引導符元係嵌入第5、 I5、25、35、45以及55個子載波中。引導符元符號係經過4

0697-A40462TWF 1291297 點的正交鳩，變，纽可___相中取得。 取樣頻率偏ϋ會導致子載朗她_。第&個 相位旋轉係正比於k。例如 寸兀的

、K例如，假使Ps (第Mgj〇FD 波）的旋轉角度為—5△，則 μ&„^,5δ ^ Ρ-5 (弟5個0刚符较負子載波）的旋 、又-…取樣頻率偏差導致的相位旋轉係對稱於頻率轴的直 流點。 取樣頻率偏差可藉由計算引導符元對的差而取得。例如，& 與P-55分別為OFDM符元的第55個正子載波與負子載波， 導符元對的差為： Μ = P-eJ55A -P-e~J55A = P(ej55A-e~j55A) = P(2ysin(55A)) 假如P=l + j，貝lj 户55 -户-55 =2(sin(55A) - Χ55Δ》。 假汉 55Δ<5 ’ sin (55Δ)与 55Δ，則 ^55-^-55 = 11〇Δ-]ΐι〇/\ > 因此“(ReA -户-55}-Im{P55 —Ρ55})/220， 其中△包括取樣頻率偏差的資訊。 根據下列式子，可證明假設55Α是一個非常小的角度為合理 的。於取樣頻率偏差為l〇〇ppm時，OFDM傳輸於正常狀況下執 /一 ]2π55ζ^~ 1 行’户?"’則 55A = 2;r.55.100j^m--Ξ〇.〇45 (孤度）=〇 · 28。， 128 * 因此假設55Δ小於5°是合理的。

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例，Γ ^付凡序列是依據引導符元值來分組。根據本發明實施 :第—組引導符元對PjP_5、Pl5與〜p^p_35以及p 具有相_弓丨導符祕P。第二㈣導符元對h斑p 45 ，陶 計上來說’考慮越多的引導符元對，會使△的估計更佳的精 ^將具有弓丨導符城為P的引導符元設定為第—組，具有引導 符元值為-P的引導符元設定為第二組。將每—對引導符元值之差 加總： 第一組引導符元對之差的總和 -Σ [(P5 - P 5 ) + (P15 ~ P 15 ) + (P35 - P 35 ) + (P45 - P_45 )] 设定/^1 + J·， 第一組引導符元對之差的總和 =(10△- 710Δ) + (30△一 730Δ) + (70Δ - 7·70Δ) + (90△- 790Δ) =200Δ — y200Δ Φ 同樣的， 第二組引導符元對之差的總和 = Σ[(Ρ25—Ρ-25) + (Ρ55—Ρ_55)] = (~50Δ + ί/50Δ) + (~ΐΐ〇Λ + yllOA) = -160Δ + 7*160Δ 設定第一組引導符元對之差的總和-第二組引導符元對之 差的總和，則 A = (Re{PJ-Im{Pe})/720

否則，如果 P=-l-j，則“(ImW} —Re{PJ)/720。P 之值係由 pN 0697-A40462TWF 10

1291297 序列產生器516來決定。 根據本發·他實關，引料元對中之兩個料符元 是不同的。例如’ P55的引導符元值為p，而h的㈣符元 P*、-P*或是-P。P與P*的相位差為9Q。、p與 — p*的相位差為 ，。且-?與？之間的相位差為18Q。。要計算此類型的引導符 兀序列之△值，必須先將p*、-p*或_p旋轉至和？為同—個象限， 才能計算P55與155之間的差。為了將p*或#旋轉該p為同 一象限，可使雜位旋轉料是將P，p*的實部與虛部的值交 換，並且碰賴後之實部魅部㈣貞號。例如，假 的P值為Q.5 + 1.5j，因此接收到㈣值為。5_i5j。旋 收到的P*係將P*的實部與虛部值交換為l 5_〇 5j，接著將交 換後之虛部的正負號從_。. 5調整為Q . 5，接收到的p*旋轉後^ 為1.5 + 〇.5j，旋轉後的Ρ*與ρ為同一個象限。m冽與 W之間的相位差和i . 5 + 0.5 j與1 +」之間的相位差相同，且旋 轉後的P*仍舊保留取樣頻率偏差的資訊。 第4圖係顯示根據本發明實施例所述之鎖相迴路模組辦取 樣頻率偏差估計㈣示意圖。她旋脑術將“㈣導符元 值旋轉至與PSS朗-練。根據本發·他實闕，象限旋轉哭 可取代相位旋轉器術，適驗低成本且更加簡潔的設計。減法 器他的輸出為ρ5^ρ_55。虛部電路4〇4以及實部電路梅分 、J接收（ρ55-Ρ_55)的實部以及虛部。減法器彻將實部與虛部相 、烕ΡΝ序列產生盗41〇以及正負號調整電路4工2係用來調整減 法器的輸出。相侧測器46的輸出係傳送至迴路紐器42，並

0697-A40462TWF 11 1291297 且將過遽的結果作為累加器44的輪入。 -的資訊。 M PLL的輸出包括頻率偏差 根^翻另—實施例，取樣辦偏差料器包 效能之減法器陣列。第5圖係顯示根據本發明實 轉 f偏差料器之架_。在此實施财，她旋肺陣列^ ” 5〇7包括6個象限旋轉器，而減法器陣列502與503包括6 個減法器。減法轉列如與如_以計算所有引導符元對之 差。加法器5〇4與邮係分顧來計算第—組料符元對之差的 和組引導符元對之差的和。減法器5。6 _ 一組引導付元對之差的和減去第二組引導符元對之差的和。虛部 電路508以及實部電路51〇分別取得h的實部以及虛部。接著 減法器512將Pe的實部與虛部相減。正負號調整電路514的輸 出仍包括Δ的資訊。 當傳送資料時，多路通奴應（multi_path他咖會 明顯的減弱引導符元的功率。第以圖係顯示根據本發明實施例最 理想的狀態，沒有任何引導符元的功率被減弱。假設傳送端傳送 具有引導符元值為1 + j的引導符元Pi以及匕，由於取樣頻率偏 差，引導符元Pi以及P_i兩者皆會旋轉。上述兩個引導符元之盆 中-者向著實轴旋轉，上述兩個引導符元之另一者向著虛轴旋 轉匕減去Pi之值為pd。第圖係顯示根據本發明實施例， 引導付兀對中之-者的功率減弱的狀況。此實施例中減去^, 之值為Pd’，且Pd’的向量不同於Pd的向量。匕，在總和電路中的 總和會導致取樣頻率偏差估計的誤差。第6C圖係顯示根據本發明

0697-A40462TWF 12 ^91297 —*實μ例弓j導付疋對中之兩個引導符元的供率皆被減弱。此

Pi^m p/ ? ^ :同方向。Pd之總和會降低取樣辭偏差估計之效能。幸運的 疋，效能的降低並不是非常的嚴重。 本發_提供特元選擇方絲克服多路通道效應。

Wtg選擇方法可取得每一引導符元對之振幅（magnitude) 假使引‘符元對之振幅差超過一預先決定的值，則丢棄此引 付7G對。根據本發明實施例，將實部與虛部之 用來近似料符柄聽。 ” 第7圖係顯示_本發明實施例所述之引導觀選擇模组。 此模組將引導符元對之振幅差與預先決定的值比較，以挑選出引 “夺70對或將引導符元對丢棄。虛部電路與實部電路陣列7〇2係 用以取件母-引導符元對之實部與虛部的絕對値。虛部電路與實 邛電路陣列7〇2的輸出係作為加法器陣列Μ4的輸入，以轉每 一引導符元對之振幅的近似值。減法器_ 侧以取得每一 引導符元對之振幅差，例如&之振幅減技Η之振幅為知，〜 之振巾田減去P_45之振幅為e45等。絕對値陣列7〇8係用以產生㊀ 序列之絕對値，其中i為5、15、25、35、45或是55。子模組 702至708形成-振幅比較器712。必須注意的是，子模組㈣ 至谓為本發明之實施例，而其他可執行大體相同為比較振幅 712之功能的子模組亦可適用於本發明。選擇模組？ι〇係輸出振 幅比較之結果。再本實施例中，假使ei的絕對值超過◦ · $，則選 擇模組710將輸出〇，以表示將此引導符元對丢棄。例如，假=

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I (|Re{p25}| + |Im{p25}|N( 5，則將P25與p_25之差丢棄， 與P~25之差。相反的，假如 |Re{P_25}卜丨 Im{p25 川丨〉〇· 因此加法器505不需要考慮P25

Sl5、 3、0·6、〇·7、〇·2 以及 45以及S55為1。也就是， K|Re{P25}| + |Im{P25}|)_(|Re{p_25}| + (im{^ 〇 5，則將 P25 與 p_25 之差挑選出^ ^ · ^ ，王思的疋，引導符元選擇並 不萬要使用任何的雜11錢次料算ϋ。根據本翻另一實施 的輯紅臨界_讀條Q. 5至i之間，根據通道以 及接收功率的強度之狀態而有所不同。 —第8圖係顯示根據本發明實施例所述之具有取樣頻率偏差估 計器之引導符元選擇硬體。除了增加引導符元選擇模組_之 外’具有取樣頻率偏差估計器之引導料選擇硬體的架構和第5 圖的架構非常相似。引導符元選擇硬_輸出以及⑹ 等係傳送至加法器5〇4以及5〇5以控制第—㈣導符元對之差的 總和與第二組引導符元對之差的總和的結果。例如，假如V 625、e35、e45 以及 655 分別為 〇 · 1、〇· 〇 · 3 ’ 則 S25 與 S35 為 Q ’ 而 S5、Si5、s 第一組引導符元對之差的總和 = Σ[(Ρ5-P-5) + CP15-P-15) + CP45-A45)]，且 第二組引導符元對之差的總和 = Z(Pss-P-ss) 第9所述之用來估計取樣頻率偏 差的方法％0之流程圖。得到頻域中的〇FDM符元後，接著可以 取得第一引導符元對剌以及第二料符元對相（咖2)。根據

0697-A40462TWF 14 1291297 本發明-實施儀_錢頻鮮

怂；@ 士 , 甘、見頻才示準中，每個OFDM 付兀具有12個引導符元。第一引導 乐5丨蛉付兀對序列匕與1>_5、匕5與 P-15、P35與以及p與 命n 、P-45具有弟—引導符元值P，而P25 ^及？5獻55具有第二引導符格p。在步驟咖 元對他丨導符元位於不_象限，則會旋轉引導符 兀值。在步驟S9〇4中，可★+管ψ筮a 、、. Q异出組引導符元序列中，所有 ¥付讀之差’其中引導符元對Pi之差為ρ〜。接下來，可 以計算出第-組將符元對之差的總和以及第二組引導符元對之 差的總和（S9〇6)，其中 第一組引導符元對之差的總和 弟二組引導符元對之差的總和 =[[(戶25-尺25) + (户55-兄55)]0 在步驟S9Q8中’可透過將第—組弓丨導符元對之差的總和減去第 鲁二組引導符元對之差的總和計算出第三組引導符元對之差的總和 Pe。在步驟S91。中，可計算出第三組引導符元對之差的總和& 之實部和虛部的差。接著可根據PN序列判斷出^為第一組引導 符元對之差的總和減去第二組料符元對之差的總和，還是第二 組引導符元對之差的總和減去第一組引導符元對之差的總和。在 步驟中，有關取樣頻率偏差的資訊係經過低通濾波器的過 濾。將低通濾波器所過濾的資訊累加⑴灯6)，並且後傅利葉轉換 轉動抵消器（de-rotator)係根據累加的資訊來做調整（s9i8)。 根據本發明其他實施例，第二引導符元對序列皆為〇。因此

0697-A40462TWF 1291297 第二組引導符元對之差的總和亦為〇，且第三組引導符元對之差 的總和與第一組引導符元對之差的總和相等。在本實施例中，取 樣頻率偏差估計的效能降低，但是硬體複雜度也降低了。 第10圖係顯示根據本發明實施例所述之引導符元選擇方法 1000的流程圖。在步驟訂002中，比較引導符元對之間的引導 符7G振幅。在步驟sl〇〇4中，假使比較的結果大於〇 · 5，則將此 引導符鱗丟棄。根據上述味的結果可制第ϋ導符元對 之差的總和與第二組引導符元對之差的總和（S1_)。在本垂施 例中，方法900可與方法1_合作，方法_中的步驟SL 係可以使用方法1〇〇〇來取代。 本發_吨佳實施例揭露如上，離並_以限定本發明 Γ圍’任何熟w此微藝者，在獨縣伽之精神和範圍内， 2做鱗狀_轉，耻本㈣之倾細當視後附之申 明專利範圍所界定者為準。 ❿ 【圖式簡單說明】 第1圖係顯示取樣頻率偏差。 f2圖係顯輯統取樣辭偏差_轉的方塊圖。 第3圖係顯示具有引導符元樣式的0FDM符元。 圖 第職顯示鎖相迴路模組4时取樣頻率偏差估計器的示意 第5圖係顯示取樣頻率偏差估計器之架構圖。 纽圖、第叫从第”_補她減卿符

0697-A40462TWF 16 1291297 元的示意圖。 第7圖係顯示引導符元選擇模組。 第8圖係顯示具有取樣頻率偏差估計器之引導符元選擇硬 體。 第9圖係顯示估計取樣頻率偏差之流程圖。 第10圖係顯示引導符元選擇方法的流程圖。 【主要元件符號說明】 φ 40〜鎖相迴路模組 401〜相位旋轉器 402、408 > 506、512~減法器 404、508〜虛部電路 406、510〜實部電路 410、516〜PN序列產生器 412、514〜正負號調整電路 • 42〜迴路濾波器 44〜累加器 4 6〜相位偵測器 501、 507〜象限旋轉器 502、 503、706〜減法器陣歹丨J 504、505〜力口法器 7 02〜實部電路與虛部電路陣列 704〜加法器陣列 0697-A40462TWF 17 1291297 708~絕對値陣列 710~選擇模組 712〜振幅比較器 802~引導符元選擇模組

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Claims (1)

1*297 案號095105724 96年7月5日 年 —^Trtrs——η t序本日修(更)正替換頁 十、申請專利範圍： _______ L—種取樣頻率偏差取得方法 妾收器中之一正交分頻多工符元，=於一正交分頻多 對，頻域上之上述正交分頻多工符-· ，、中上述引導符元對係與一頻率軸 ％之一引導符元 取得該引導符元對之差；以及 之一直流點對稱； 餅之ΐ知一取樣頻率偏差資訊，根據上述證 差之實部與虛部的差。 义弟一組引導符元 2·如申請專利範圍第1項所述之取嫌 J 更包括當該引導符元對中之引導符樣頻率偏差取得方 的J將位於負頻率的上述引導符元^ =不同的象限 上述引導符元為同一象限。 轉至與位於正頻率 工接取樣頻率偏差取得方法，適用於-正六八拖夕 收态中之一正交分頻多工符元，包括·正又/刀頻多 将_，得複數個引導符元對之一第一序列·，甘+ 、 疋、皆係對稱於一頻率軸上之一直流點·八中上述引導 差；根據上述引導符㈣計算出-第1 且引導符元對之 得到？i述第—序列之上述第—組引導符元對之差相λ -Γ J一弟一組引導符元對之差的總和；以及 差相加可 根據上述第一組引導符元對之差的總和之盥 的差，可取得一第一取樣頻率偏差資訊。只邛一虛邛 法，4更U請專利範圍第3項所述之取樣頻率偏差取得方 一 取得上述引導符元對之一第二序列，其中备一 ^對係對稱於上述頻率軸之直流點，且每一引導盤f 有一第二引導符元值，且上述第一序列中弓丨符亓，^ 與上述第二序列中引導符元對之值的比値為—丨；、值 取得上述第二序列之引導符元對之上述第一組引導符 0697-A40462TWF1 19 1291297 年月日修(更)正替換頁j 元對之差； 得到：i述ίίίί之上述第二組引導符元對之差相加可 付到弟一組引導付兀對之差的總和； 導符導符元對之差的總和與上述第二組引 二;^相減可得到-第三組引導符元對之差 述導符元對之差的總和之實部與虛部 1 了侍到二弟一取樣頻率偏差資訊。 法 凊專利範圍第4項所述之取樣頻率偏差取得方 當一引導符元對中之引導符元位於不同的象限 將位於負頻率的上述引導辂 ^則 引導符元為同一象γ v付凡旋轉至與位於正頻率的上述 、+ t ΐ中μ專利範圍第5項所述之取樣頻率偏差取得方 法，八中上述第一序列中引導符元對 由 導符元對之㈣由-洲序絲決定。“―序列中引 【，請專利範圍第6項所述之取 ^&包丨括根據上述料列，將上述取樣頻率偏 法，圍第4項所述之取樣頻率偏差取得方 比較上述第一序列以及第二序列令 引導符元振幅； 〇啕W付7G對之 假如上述比較之結果超過一預先決 的上述引導符元對錢；Μ 以職對應 根據上述比較之結果來取得上述第一 差的總和以及第二組引導符元對之差的總和h付謂之 9.-種取樣頻率偏差擷取系統，適用於一 工接收器中之一正交分頻多工符元，包括·· 乂刀頻夕 0697-A40462TWF1 20 1291297 us 年月日修(更)正替換頁 導符 二引導符元值，且上述引導符元對係心^ 差的總，之實部=部用2件上述第—組導符元對之 士述取 pii;資’ J中 〜、和之貫部與虛部的差。 、π對之差的 系統10更如包申J1專利範圍第9項所述之取樣頻率偏差擷取 導符元對的ί 4】來=C第二序列中複數個引 ^頻率軸之直L述㈡:;口 引導符且上述第一引導符元值與上述第2 一第二加法器，用以將上述第二序 ί對之差累加而得到-第二組引導符元對之玆 的總:ίί=以以::算上述第-組引導符元對之差 三組引導符元對之差:u m j差減寻-第 理:元，因此上述第-㈡=2 n ^付几對之差的總和之實部與虛部。 季統，更如包括明t,'圍¥ 1〇 J貝所述之取樣頻率偏差擷取 ίί導i t 旋轉器陣列，當上述引導符元對之兩 兀；不同的象限時，上述相位旋轉器陣列將位 0697-A40462TWF1 21 i i 9a 7. 05 1291297 ^,,^ί,•一一'r~r 一w 引導符元旋轉至與位於正頻率之上述引導 上述象限旋轉陣列將位於負頻率之丄，轉陣列’且 ，部值交換’接著實 刪除，调整交換後之實部值與虛部值的$付疋 季场λ申^專利範圍第ι〇項所述之取樣頻率偏差練 符元值與第二引導符元值將上计^巧據上述苐一引導 或—卜丨值將上桃樣頻率偏差資訊乘上i 系統14更如包申^專利範圍第ι〇項所述之取樣頻率偏差掏取 引導付元選擇模組，包括·· 振幅n比較器’用來比較上述引導符元對之引導符元 或丟棄導據上述振幅比較器之輸出來選擇 其中上述第一加法器以及第二^ ^ ^ ^ 從上述第-序列以及第二序列挑；出之; 符元對之差的總和。 囬之^丨V付兀對的引導 系統15其如中 實部與虛部的::値相、:母個加法器係將-引導符元之 以及一第三減法器陣列’計算上述引導符元對的振幅差； 一絕對値卩㈣’絲取出上述振财的絕對倍。 0697-A40462TWF1 22