1239135 九、發明說明： 【發明所屬之技術領域】 器、更具體的是關於一種 穩定性的直流（DC)至直流 本發明係有關於一種電壓轉換 具有改良型暫態響應、精確性和 (DC)轉換器。 【先前技術】 直流至直流轉換器（converter)在電子領域中已熟知。這些 電路或裝置通常將一個直流電壓位準轉換為另一個直法電 壓位準。它們用於各種用途。例如，-些種類的轉換^用 來給微處理器的提供核心電壓。—種轉換器稱作固定頻率 轉換器，又稱作脈寬調變（PWM)轉換器。脈寬調變轉換器 包括電壓型轉換器和電流型轉換器。 、° 電壓型脈寬調變轉換器包括—個控制迴路，該控制迴路 包括-個誤差放大器·，-個脈寬調變比較器；和一個或多 個驅動器。該轉換器通常與—個同步整流器麵接來改進其 性能。該誤差放大器將該轉換器的輸出電壓與一個參考電 壓進行比較。該脈寬調變比較器接收該誤差放大器的輸出 作為其第-輸人’並接收由—_齒波或三角波信號作為 其第二輸入。脈寬調變比較器的輸出為一個脈寬調變信 號’且由驅動器放大後驅動電源開關。這種轉換器的優點 在於結構簡單，精確度高。它的主要缺點是由於誤差放大 器所需的補償而造成它對負載的暫態響應緩慢。 電流型脈寬調變轉換器包括兩個控制迴路：—個内部電 流迴路和一個控制該内部電流迴路的外部電壓迴路。内部 93461.doc 1239135 電/;,L迴路之組成包括：一個電流放大器；一個比較器，該 比車乂為知用一個來自該外部電壓迴路的誤差電壓和電流放 大一的輪出作為輸入；一個正反器，該正反器每次均由時 脈4號叹置’並由比較器的輸出重設；和一個或多個驅動 器外部電壓迴路包括一個電壓誤差放大器，該電壓誤差 放大器將该輸出電壓和一個參考電壓進行比較。該誤差放 大器的輸出作為該内部電流迴路的一個參考信號。這種轉 換器的優點在於穩定性高、精確度高、並適用於多相結構。 它的主要缺點是由於該外部電壓迴路的補償而造成它對負 載的暫態響應緩慢。 另種已知直流至直流轉換器為一種導通時間固定的轉 換器（constant on time converter)，又稱作脈衝頻率調變 (PFM)轉換器。脈衝頻率調變轉換器之組成包括一個控制迴 路’該控制迴路包括：一個誤差放大器；一個比較器；和一 個或多個驅動器。該轉換器通常與一個同步整流器耦接來 改進其性能。誤差放大器將該轉換器的輸出電壓與一個參 考電壓進行比較。該誤差比較器的輸出與一個參考值進行 比較，從而獲得一個單觸發的觸發信號，該觸發信號設置 固定的導通時間。這種轉換器的優點在於結構簡單、精確 度高、和對負載的暫態響應相對較快。它的主要缺點是頻 率不固定和不適用於多相應用。 另一種直流至直流轉換器為一種滞後轉換器（hysteretic converter)，該轉換器包括··電壓型滯後轉換器和電流型滞 後轉換器。電壓型滯後轉換器包括一個控制迴路，該控制 93461.doc I239135 通常與-個同步二比個或多個驅動器。該轉換器 登々丨L 輕接來改進其性 。 的比較器將該轅施抑^ 、 /、有滯後效應 #換③的輸出與_個參 比較器的輪出作 i進仃比較。该 結構簡單、精…： 這種轉換器的優點在於 點是頻率不固定和不適用於多相結::、應快速。它的缺 後轉換器包括一個控制迴路。 -個電廢誤差放大器；—個滯後電流比較器；和一二 I:動二:亥轉換器通常與-個同步整流器耦接來改進其 :二電壓誤差比較器將該轉換器的輸出電壓與一個參 堅進仃比較，從而提供一個偏移信號給該電流比較 該比較器的輸出作為該驅動器的輸入。這種轉換器的 :點在於結構簡單、精確度高。它的缺點是對負載的暫態 曰應緩慢，頻率不固定和不適用於多相結構。 因此’直流至直流轉換需要一種更為簡單和相對經濟有 效的解決方案’並具有對負載的暫態響應快、精確度高、 頻率固定和適用於多相結構等特性。 【發明内容】 本發明的一種直流至直流轉換器包括一第一比較器，該 第一比較器配置用以將一第一信號與一第二信號進行= 較。該第-信號有-直流偏移（DC offset)，該直流偏移至 少部分地由一直流參考電壓源決定。該第二信號表示該直 流至直流轉換器的一輸出電壓位準。該比較器還配置用以 根據該第一信號和該第二信號之間的差值提供一控制信號 93461.doc 1239135 ^ :該驅動器驅動該直流至直流轉換器的輸出電 .1直^錢轉換—精確性㈣cy :Γ= 精確性電路配置用以根據直流參考電壓源的直 準和直流至直流轉換器的輪出電Μ之間的差值提 仏―預疋的偏移電a值給第-信號和第二信號中之一。 在另-個實施例中，本發明的—種直流至直流轉換器包 括2置用以將-第一信號和一第二信號進行比較的第一 匕車乂為口亥第- #號有一直流偏移，該直流偏移至少部分 地由一直流參考電壓源決定。該第二信號表示該直流至直 流轉換器的-輸出電壓位準。該比較器還配置用以根據該 第。么號和„亥第一#號之間的差值提供一控制信號給—驅 動器’該驅動器驅動至少一個開關’從而控制該直流至直 流轉換器的輸出電壓的位準。該直流至直流轉換器還包 括：一與至少一開關耦接的電感和一穩定性電路（Stability circuit)，該穩定性電路配置用以根據流經該電感的電流位 準提供該第二信號給該比較器。 【實施方式】 圖1所示為本發明的一種快速暫態響應的直流至直流轉 換為100的電路圖。通常，直流至直流轉換器1 〇〇根據比較 器11 8的輸入端的參考信號使輸出電壓v〇ut n 2穩定。暫態 響應中，在從一個直流狀態切換到另一個直流狀態的過程 中需要輸出負載。直流至直流轉換器1〇〇通過調整工作週期 (duty cycle)有效地減小了暫態響應的恢復時間，從而控制 Voutll2至理想的穩定狀態。 93461 .doc 1239135 直流至直流轉換器100包括：一個參考直流電壓源 (Vref)114、一個參考信號產生器116、一個比較器118、_ 個驅動器120和一對開關122。信號產生器U6產生一個參考 信號126，該信號較佳可為300千赫茲的鋸齒波信號，或者 是任何波形的週期性信號（例如三角波信號或正弦波信 號）’並具有一個由Vref 114產生的直流電壓所決定的直流 偏移。比較器118接收參考信號126作為其第一輸入。輸出 電壓（Vout)112通過回授迴路124作為比較器118的第二輸 _ 入。比較器118將Vout 112和參考信號126進行比較並產生一 個脈寬調變信號128，脈寬調變信號128的工作週期可決定 增大或減小Voutll2。進一步的說，若voutll2小於或大於信 號126 ’比較器11 8則通過增大或減小其輸出脈寬調變信號 128的脈寬以使Vout 112跟隨參考信號丨26。更詳細地說，驅 動器120接收脈寬調變信號128作為它的輸入，並驅動開關 1 22。该開關122較佳可由金屬氧化物半導體場效電晶體 (MOSFETs)來實現’利用高低位準的變換施加在mqsfeTs · 上來父替導通控制Voutl 12。最好是v〇ut 112接近Vref，並保 持在參考信號12 6的限制範圍内。例如，參考信號產生器116 在一個特定的直流Vref電壓處產生一個鋸齒波參考信號 126，該鋸齒波信號的峰對峰波動為1〇〇毫伏，即心^_5〇毫 伏<Vout<Vref+50毫伏。另外，輸出負载（v〇ut)U2與一個低 通濾波器串聯耦接。低通濾波器中的電感丨3〇的電感應盡可 能地小，從而減小對負載暫態響應的恢復時間。 · 圖2所示為一個應用圖1中的直流至直流轉換器電路1〇() 93461.doc 1239135 的示範性應用電路200。電路200採用一個參考電塵產生器 202(例如，D1(TL431))以對輸入電壓114的變化進行補償， 從而確保比較器11 8產生的脈寬調變信號128根據如上所述 的參考電壓調整輸出電壓Vout。斜波信號產生器116〈由元件 U3(LM311)204構成，並產生一個峰-峰幅度約為1〇〇毫伏的 二角波信號126。如上所述的比較器i 18由U2(LM311)206構 成，接收輸出電壓Vout 112和三角波信號126作為輸入，並 產生一個脈寬調變信號128。該示範性應用中的驅動器12〇 由U1(TPS2830)208構成。最後，電源模組21〇驅動輸出電壓
Vout 122之組成包括· jyjOSFETs Q1 和 Q2122;電感 L1， 130 ’電阻Ri〇 ;和電容C4。該直流至直流轉換器電路用來 改進對負載暫態響應的恢復時間。值得注意的是該發明包 括但不受限於圖2中的應用示意圖的元件和電路。 本發明的另一個實施例為在多相結構中可包括兩個或多 個轉換器電路1〇〇，其中兩個電路之間的相移角根據所採用 的相數而不同。例如，在一個四相結構中，相移角為90度。 =相結構的問題是在兩個相之間有不期望的電流。例如， 當叫固負載施加於輸出，若一個相傳送至負載的電流遠遠 大於另一個相輸出至負載的電流，轉換效率將受到嚴重影 響。這種問題類似於將兩個電壓源並聯。若兩個電壓源的 電壓不同，' ^ 將有電流流經它們之間。為了解決多相直流至 l轉換器的這種問題，則需一個電流平衡機制。例如， 在個兩相直流至直流轉換器中採用一個電流平衡模組來 乐一相的輪出電壓，使其與該第一相的輸出電壓相 93461 .doc 1239135 等。通過採用電流檢測電阻，該電流平衡模組得到該電流 資訊，並產生一個偏移電壓來調整該第二相的輸出電壓。 實現該電流平衡機制有兩種選擇方法··（1)通過修改該第二 相的參考電壓；或（2)通過修改該第二相的回授電壓。 圖3所示為一個具有一個電流平衡模組的兩相直流至直 流轉換1§ 300的實施例，該電流平衡模組作用於該第二相的 參考信號。第一相1 00a根據比較器118的輸入端的參考信號 126a產生輸出電壓112。電流平衡模組3〇1將參考信號116的 直流部分調整後傳送給第二相l〇〇b，從而使得每相傳送的 相等的電流幅值。假設流經第一相l〇〇a的電流大於流經第 二相100b的電流，則誤差放大器302的同相輸入端的電壓將 大於其反相輸入端的電壓。誤差放大器302的作用是減小偏 移電壓303的值，這樣，第二相l〇〇b的參考電壓的直流部分 將增大。因此，第二相1 〇〇b的工作週期將增大。如此，第 一相1 〇〇b傳送的電流值大於以前的電流值。當每相傳送的 電流都相等時，偏移電壓303將保持該值，從而達到各相的 電流平衡。 圖4所示為另一個具有一個電流平衡模組的兩相直流至 直流轉換器400的實施例，該電流平衡模組作用於第二相的 回授部分。第一相100a根據比較器128輸入端的參考信號 126a產生輸出電壓Vout 112。電流平衡模組401將回授電壓 的直流部分平移給第二相100b，從而使得每相傳送相等的 電流振幅。假設流經第一相100a的電流大於流經第二相 1 00b的電流，則誤差放大器402的反相輸入端的電壓大於其 93461.doc -11 - 1239135 同相輸入端的電壓。誤差放大器402的作用是增大偏移電壓 403的值，這樣，第二相l〇〇b的回授電壓之〇€值將減小。 因此，第二相io〇b的工作週期將增大。如此，第二相1〇〇b 產生的電流值大於先前的電流值。當每相產生的電流都相 等時，偏移電壓403將保持該值不變，從而達到電流平衡。 值得注意的是由於圖4中的電流平衡模組作用於回授電 壓，所以圖4中的電流平衡模組的反相和同相輸入端與圖） 中的電流平衡模組的反相和同相輸入端相反。 圖3和圖4所示的轉換器所採用的電流平衡機制的主要優 點在於當負載的變化產生暫態時，兩相都動作，使輸出電 壓恢復至穩定狀態。由於暫態中的每相的特性幾乎相同（由 於所採用的元件值的不同而只存在小的差異），電流平衡電 路只需要通過細微的修正圖3中的參考部分或圖4中的回授 部分的偏移電壓，而使兩相的電流平衡至新的穩定狀熊。 值得注意的是兩種類型的電流平衡方法均可用於多相鈐 構中’其中電流平衡模組將來自每N相的電流資訊和輪出^ 壓作為輸入，並提供偏移電壓給第2至第N相，從而與第— 相的電流相平衡。 圖5A所示為輸出電壓隨著輸入電壓變化的示意圖。對於 一個特定的輸入電壓Vin，由於參考信號為常數，所以工； 週期m=V()utl/Vin。即工作週期由電壓與參考信號2 父知到例如，若輸入電壓減小至k*Vin(其中k<i)，此日 的工作週期為D2=VQUt2/k*Vin，所以輸出電髮將減小2 大工作週期。因此，輸出電顏著（D2_m)*⑽齒波參考^ 93461.doc -12- 1239135 號的幅值）的值而減小。甚至對於幅值很低的參考信號，由 於輸入電壓可在較大的範圍内變化，所以輸出電壓仍隨著 輸入電壓而變化。 圖5B所示為一種在輸入電壓變化的情況下補償輸出電壓 的方法。一種防止輸出電壓隨著輸入電壓變化的方法為產 生一個振幅與輸入電壓成比例、峰值保持在一個固定的直 流電壓位準Vref的鋸齒波信號。這意味著對於與Vin相等的 輸入電壓，輸出電壓Vout 1與工作週期相對應，其中工作週 期由輸出電壓與參考信號相交得到，為Dl=Voutl/Vin。因 此，若鑛齒波信號的振幅為Asawtooth、峰值為Vref，那麼 Voutl=Vref-Dl * Asawtooth ， 即
Voutl=Vref-Voutl *Asawtooth/Vin ， 或 Voutl=Vref/ (1+Asawtooth/Vin) 〇 當輸入電壓隨著係數k<l減小時，鋸齒波的振幅隨著同一 係數k減小，同時鋸齒波信號的峰值保持在Vref。根據新的 輸入電壓值，工作週期為D2 = Vout2/(k*Vin)。然而由於 Vout2 = Vref - D2 * (k * Asawtooth) = Vref - Vout2 * k * Asawtooth / (k * Vin)，Vout2 = Vref /(1 + Asawtooth / Vin)。 即Voutl=Vout2。因此，輸出電壓並不隨著輸入電壓變化。 如上所述的方法的主要優點在於：（1)輸出電壓與輸入電 壓無關；（2)迴路的增益與輸入電壓無關，如此，對於各種 輸入電壓，直流至直流轉換器的特性仍保持相同。迴路的 增益實際上為Vin / Asawtooth。由於Asawtooth與Vin成比 例，所以增益為常數；和（3)輸入電壓較高時，由於切換而 93461.doc -13- 1239135 造成輸出端有較高的雜訊。當鋸齒波信號振幅增大時，脈 寬^周’變比較器正常工作，而不會由於輸出電壓的雜訊而產 生寄生脈衝。 圖6所示為一種在輸入電壓的變化的情況下補償輸出電 壓的方法的電路圖。時脈脈衝601將開關602閉合一極小段 時間’該時間足夠將電容603充電至Vref值。這樣，鋸齒波 #號的峰值正好是Vref。開關6〇2斷開，電容603以一個與 輸入電壓成比例的恒定電流放電。該電路的元件將被調整 馨 以獲得所期望的鋸齒波振幅。該電路可以在輸入電壓變化 情況下補償輸出電壓。該電路的一種應用是在筆記型電腦 中’其中輸入電壓可以為電池電壓或配接器電壓。配接器 電壓通常為20V，其中放電電池電壓可低至8V或更小。該 糸統需要在整個範圍内工作。 圖7所不為當一個負載施加於一個兩相直流至直流轉換 器或從該轉換器移除時的暫態波形圖。負載電流的步階為 20安培。CH1為輸出電壓（v〇ut)的波形。CH2為第一相 _ (PWM1)的脈寬調變信號的波形。。^^為第二相（pWM2)的脈 寬調變信號的波形。0：114為1/2負載電流的波形。當加上該負 載（即電流從0安培增加到20安培）時，v〇ut下降。由於該轉 換器的工作週期增大，一極小段時間（該轉換器的暫態響應 約為100奈秒，這使得恢復時間小於1〇微秒）之後輸出電壓 回到其穩定狀悲。當該負載被移除時，該轉換器減小工作 . 週期來恢復Vout。如圖7所示，每相都調整自己的脈寬調變 、 信號以便從暫態狀態恢復V0ut。因此，當採用一個多相結 93461.doc -14- 1239135 構時’ Vout的暫態的恢復取決於相的數目。 圖8所示為本發明的一個直流至直流轉換器800的另一個 實化例其中可採用一種方法來修改信號12 6的直流電壓位 準，從而提高直流至直流轉換器8〇〇的輸出電壓的精確性。 通常，一個包括一個精確性電路8〇2的直流迴路可調整由參 f直流電壓源114產生的參考信號126的電壓位準。偏移電 壓源806也可根據輸出電壓Π2端的輸出電壓位準vout和參 考直流電壓源114產生的電壓位準之間的差值調整參考信 號的電壓位準。除了偏移電塵源之外’精確性電路還可 包括一個誤差放大器8〇4。
個表示直流至直流轉換器8〇〇的輸出電壓位準的信羞 σ、τ<由路仏8 10回授至誤差放大器8〇4的一個輸入端（例士 反相輸人端）°另—個表示參考直流電㈣114的信號可海 由路徑812提供給誤差放大器8〇4的另一個輸入端（例如声 相輸入端）。块差放大器8〇4將這兩個信號進行比較，並相 據：們的差值輸出一個控制信號至偏移電壓源— 若112端的轉換器輸出電壓位準小於參考直流電壓源… 產生帽位準，則誤差放大器804將輪出一個控制信號指 不偏移電愿源_產生一個正偏移電屢位準，該正偏移電麼 4準將加至參考直流電壓源! 14產生的電壓位準。斜波參考 的直流位準將相應地增大。由於斜波參考信號126 的直:⑽高，所以比較器118將增大其輸出脈寬調變信號 古 作週期。如此，U2端的轉換器輸出電㈣增大， 直到達到參考直_源114產生的參考直_值。 93461.doc -15- 1239135 若112端的轉換器輸出電 山电& 半大於參考直流電壓源114 產生的電壓位準，那麼古吳# 一 °、差放大态804將輸出一個控制信號 指示偏移電Μ源806產生一伽各#必+扩、 個負偏移電壓位準，該負偏移電 壓位準將加至參考畫治雪厭 t電壓源114產生的電壓位準。斜波參 考信號126的直流位準將相應地減小。由於斜波參考信號 的直流值較低，所以比較器128將減小其輸出脈寬調變 ‘唬128的工作週期。如此，112端的轉換器輸出電壓將減 :卜直到達到參考直流電壓源114產生的參考直流電壓值。 该直流精確性迴路調整直流電M源i 14產生的參考信號直 流位準，正如偏移電壓源8〇6調整該參考信號直流位^ 1該 直流精確性迴路為-個慢速迴路，這樣，偏移電壓源8〇6 的電麼可緩慢地變化，例如，該迴路的補償可完成，而使 得具有小於一個單位的頻率增益及至少低於電感電容（LC) 雙極的十分之一。現在參考圖9,為本發明的一個直流至直 流轉換器900的另一個實施例，其中可調整從v〇加η]端到 比較器118的回授值，從而提高直流至直流轉換器9〇〇的精 確性。通常，一個包括一個精確性電路9〇2的直流迴路可根 據轉換器輸出電壓位準Vout和參考直流電壓源丨14產生的 電壓位準之間的差值調整一個回授信號，該回授信號表示 轉換器900的輸出電壓。精確性電路9〇2可包括一個誤差放 大器904和一個偏移電壓源906。 一個表示直流至直流轉換器的輸出電壓位準的信號可經 由路徑910饋回誤差放大器904的一個輸入端（例如同相輸 入端）。另一個表示參考直流電壓源114的直流輪出電壓位 93461.doc -16· 1239135 準=信號可經由路徑9丨2提供給誤差放大器9 〇 4的另—個輸 入端（例如反相輸入端）。誤差放大器9〇4將這兩個信號進行 比啟，並根據這兩個信號的差值提供一個控制信號至偏移 電壓源906。值得注意的是由於圖9中的精確性電路9〇2係作 :於回授電Μ ’所以圖9誤差放大器刚的反相和同相輸入 端與圖8中的誤差放大器8〇4的反相和同相輸入端相反/ 若112端的轉換器輸出電壓位準小於參考直流電壓源114 產生的電壓位準，那麼誤差放大器904將輸出一個控制信號 扣不偏移電壓源9〇6產生一個負偏移電壓位準，該負偏移電 壓位準將加至與該回授信號，使該回授信號相應地減小。 由於經由路徑914饋至比較器118的信號小於該回授信號 (否則在這種情況下無需負偏移），所以比較器118的脈寬調 變信號128的工作週期將增大。接著，增大的工作週期使轉 換器900的輸出端112處的輸出電壓增大，直到達到參考直 流電壓源114產生的參考值。 相反地，若112端的轉換器輸出電壓位準大於參考直流電 壓源m產生的電壓位準，那麼誤差放大器9〇4將輸出一匕個 控制彳s號指不偏移電壓源906產生一個正偏移電壓位準，該 正偏移電壓位準將加至回授信號，使該回授信號相應地增 大。由於經由路徑914至比較器118的信號大於該回授信號 (否則在這種情況下無需正偏移），所以比較器118輸出的脈 寬調變信號128的工作週期將減小。接著，減小的工作週期 使轉換器900的輸出端112處的輸出電壓減小，直到達到參 考直流電壓源114產生的參考值。調整比較器118的回授電 93461.doc 17 1239135 壓位準的直流精確性迴路912為一個慢速迴路，從而偏移電 壓源906的電壓可緩慢地變化。 本發明直流至直流轉換器的穩定性可通過採用電感電流 資訊（圖10至圖11)或交流電流資訊（圖12至圖13)來改進。圖 10所示為本發明直流至直流轉換器1000的另一個實施例， 该實施例採用電感電流資訊來改進穩定性。通常，V〇ut 112 端的回授電Μ值經由一個回授路徑至比較器118，該回授電 壓可通過一個穩定性電路1022來改進，從而增強直流至直 流轉換器1000的穩定性。 穩定性電路1022可包括一個運算放大器1026，以及電阻 R1和R2。檢測電阻1030還可與電感L1串聯。檢測電阻1〇3〇 兩端的電壓表示流經電感L1的電流。流經電感l 1的電流由 電阻R1和電阻R2設置的係數放大，且等於 Acurrent=l+R2/Rl。如此，在圖10的實施例中，回授至比 較器118的反相輸入端的回授電壓VPWM值由等式（1)給出。 (l)VPWM comparator=Vout+(l+R2/Rl)*Iinductor*RCS ； 在等式（1)中，Vout為直流至直流轉換器looo的輸出電 壓，R1和R2分別為電阻R1和R2的歐姆電阻值，linductor為 流經電感L1的電感電流，和RCS為檢測電阻1030的電阻 值。如此，穩定性由於電感電流只平移90度而得到改進。 另外，輸出電壓Vout隨著電感電流增大而減小，從而減小 了在暫態期間輸出電壓的範圍。 圖11所示的穩定性電路1103還可包括一個由電阻1140和 電容1142組成的電阻電容（RC)電路1102。如此，穩定性還 93461.doc -18- 1239135 可通過在由電感L1和電容C1組成的雙重極點的頻率範圍中 增加零點來改進。 穩疋性還可通過利用交流電流資訊來改進。例如，圖12 所示的穩定性電路1203可包括一個電感電容（RC)電路 1226 ’該電感電容電路1226在由電感以和電容€1組成的雙 重極點的頻率範圍内加入一個零點。電感電容電路1226可 包括並聯的電阻R1和R2和電容Ccomp。由電阻ri和R2組成 的分壓器將輸出電壓按比例減小至一個期望值。應當選擇 電容Ccomp的值，使得電感電容電路1226在電感L1和電容 C 1組成的雙重極點的頻率範圍内可以加入一個零點。電感 電谷電路1226的電感電容雙重極點位置和電感電容時間常 數之間的關係由實驗得出，並得到仿真驗證，並由等式（2) 給出。 (2)3RC= VZc 圖13所示為將一個放大因數為n的放大器1324加入穩定 性電路1342。放大器1324的輸入可與節點1346相連，而放 大器1324的輸出可與電容Ccomp相連。如此，放大器1324 的輸出通過電容Ccomp與電阻R1和R2並聯組成的回授分壓 器相連。電感電容電路1326包括電容Ccomp和並聯的電阻 R1和R2。如此，直流至直流轉換器13〇〇的穩定性還可通過 放大交流電流資訊來改進。然而，為了保持比較器1丨8產生 清晰、穩定的脈寬調變脈衝，放大因數N的大小有一個特定 的範圍。例如，回授信號交流峰-峰振幅應當小於斜波參考 信號126的振幅。如此，就要通過限制放大因數n來滿足這 93461.doc -19- 1239135 個要求。例如，若節點1346處的電壓漣波的峰-峰值為毫 4、斜波多考4號126的振幅為1〇〇毫伏，那麼放大器丨324 的放大因數應小於10。放大器1324放大的漣波流經電容 Ccomp ’且在漣波頻率處，該連波電廢將與電阻μ和^和 Ccomp的公共節點處的振幅幾乎相同。纟—個實施例中， 放大因數N約為5或6較為合適。 本領域的技術人員瞭解雖然圖9至圖13所示的對精確性 和穩定性的改進應用于一個單相直流至直流轉換器，但是 這些改進同樣也適用於多相直流至直流轉換器。 在此所述的實施例只是採用本發明的其中幾個，但並不 受限於本發明。顯而μ，還存在其他本領域的技術人員 瞭解的並不脫離附加申請專利範圍所定義的本發明的精神 和範圍的實施例。 【圖式簡單說明】 圖1所示為本發明的一種快速暫態響應的直流至直流轉 換器的一個實施例的電路圖； 圖2所示為圖1中的直流至直流轉換器的—個示範性應用 的電路圖； 〜 圖3所示為一種兩相直流至直流轉換器的—個實施例的 電路圖’該兩相直流至直流轉換器與一個作用於該第二相 的參考信號的電流平衡模組耦接； 圖4所示為一種兩相直流至直流轉換器的另一個實施例 的電路圖，該兩相直流至直流轉換器與一個作用於該第二 相的回授側的電流平衡模組耦接； 93461.doc -20- 1239135 圖5A所示為該直流 壓而變化的示意圖； 至直流轉換器的輸出電壓隨著輸入電 圖5B所示為一 意圖； 種採用輸入電壓補償輸出 電麼的方法的示 圖6所示為根據輸 之電路圖； 入電壓的變化而補償輸出電壓 的機制 個兩相直流至直流轉換 、負載電流和脈寬調變 圖7所示為當一個負載施加於一 器或從該轉換器移除時的輸出電壓 信號的波形圖； 、圖8所不為一種具有一個精確性電路的示範性直流至直 轉換器.亥精確性電路作用於一個參考電壓來改進該直 流至直流轉換器輸出電壓的精確性； 圖9所不為-種具有_個精確性電路的示範性直流至直 流轉換器，該精確性電路㈣於—個回授信號來改進該直 流至直流轉換器輸出電壓的精確性。 圖10所不為一種具有一個穩定性電路的示範性直流至直 流轉換器’該穩定性電路採用電感電流資訊來改進該直流 至直流轉換器的穩定性； 圖11所不為圖10中的示範性直流至直流轉換器，其中該 穩定性電路包括一個電阻電容（RC)電路； 圖12所不為-種具有一個穩定性電路的示範性直流至直 机轉換器，違穩疋性電路採用電感的交流電流資訊來 改進該直流至直流轉換器的穩定性；及 圖13所示為圖12中的示範性直流至直流轉換器，其中該 93461.doc 1239135 穩定性電路包括一個放大器。 【主要元件符號說明】 100 、 800 、 900 、 1000 、 1300 100a 100b 112 114 116 118 > 206 120 、 208 122 124 126 、 126a 128 130 200 202 204 210 300 、 400 301 、 401 302 、 402 303 、 403 601 直流至直流轉換器 第一相 第二相 輸出電壓（Vout) 直流參考電壓源（Vref) 斜波信號產生器 比較器 驅動器 開關 回授迴路 參考信號 脈寬調變信號 電感 應用電路 參考電壓產生器 斜波產生器 電源模組 兩相直流至直流轉換器 電流平衡模組 誤差放大器 偏移電壓 時脈脈衝
93461.doc -22- 1239135 602 開關 603 、 1142 電容 802 > 902 精確性電路 804 、 904 誤差放大器 806 、 906 偏移電壓源 810 、 812 、 910 、 912 、 914 路徑 1022 ^ 1203 - 1342 穩定性電路 1026 運算放大器 1030 檢測電阻 1102 電阻電容電路 1103 穩定性電路 1140 電阻 1226 、 1326 電感電容電路 1324 放大器 1346 節點 ❿ 93461.doc 23-