TW556402B - Soft-switched full-bridge converters - Google Patents

Description

A7 B7 五、發明説明（1 ) 相關案件參考 本案係2_年8月3 i日提出申請之專利申請案〇9/652 869 之延續案。· 發明背景 發明領域 本發明係關於隔絕的dc/dc轉換器，更特別的係，關於固 定頻率，隔絕的dc/dc全橋式轉換器，其可以在廣泛範圍之 輸入電壓及負載電流中的主側（prlmary_slde)切換器的zvs 中操作。 先前技藝說明 阻礙傳統（“硬切換，，）脈衝寬度調變（PWM)轉 換頻率下操作的主要因素係電路寄生元件(par= 半導體接面電容，變壓器漏電感（leakage lnductance)，以及 整流器反尚還原（rectifier reverse recovery)。一般來說，該 些寄生元件會產生額外的切換損失並且增加組件應力，以 及，因而限制“硬切換”轉換器操作的最大頻率。為了在 較高的切換頻率操作轉換器以達成較高的功率密度，必須 在不降低轉換效能的情況下消除，或至少減少寄生元件的 不利的效應。解決寄生元件最有效的方法係將它們併入電 路的操作中，使得寄生元件不會影響電路的操作及效能。 通常，可以利用兩種技術將寄生元件併入··共振（res〇nant) 技術及固定頻率P W Μ軟切換技術。 共振技術的共同特徵係利用對半導體切換器的電流及電 壓波形進行整形的共振箱（resonant tank)以調整零電流關 -4 - 556402 A7 ______B7 五、發明説明（2 ) 閉，或零電壓開啟。不過，與對應的“硬切換，，拓樸中的 應力比較起來，共振類型切換器的零電流切換（zcs)，或 零電壓切換（ZVS)相當耗費半導體的電流以及/或是電壓應 力。此外’多數的共振拓樸都需要迴流大量的能量以產生 ZCS或ZVS狀況，這會增加傳導損失。這種介於節省切 換損失及增加傳導損失之間嚴重的取捨（trade-off)現象， 與其低頻的PWM比較起來，會導致效能降低以及/或是大 尺寸的咼頻共振類型轉換器。通常在廣泛的輸入電壓範圍 的應用中都發生。此外，變動的操作頻率通常被視為共振 轉換器的缺點。因此，雖然共振轉換器可使用在多數的利 基（niche)應用中，例如在具有所謂的寄生元件的應用中， 但是該共振技術無法被高頻率高功率密度應用的電源供應 器工業所接受。 為了克服共振轉換器的部分缺點，主要是電流增加應力 及傳導損失，已建議一些可以使固定頻率PWM轉換器以 ZVS，或ZCS操作的技術。在該些具有似PWM正方形電流 及電壓波形之軟切換PWM轉換器中，可以在不增加太大 的傳導損失的情況下達到該切換器無關閉或開啟的損失。 因為只需要極小量的迴流能量便可以達到軟切換，所以可 以減少傳導損失，該些轉換器便可以在高頻率下達到高效 率 〇 其中一種最普遍的軟切換PWM電路係軟切換，全橋式（fb) PWM轉換器，如圖1(a)所示，其在j Sabate等人所著，i99〇年 由 IEEE Applied Power* Electromcs Conf· (APEC) Pr〇c 發刊， -5- 本紙張尺度適用巾g @家料(CNS) A4規格(21〇X297公嫠) '---— -- 556402

I題為南電壓高功率全橋式零電壓切換pwM轉換器之設 口十考里（Design Considerations for High-Voitage High-Power Full Bridge Zero-Voltage-Switched PWM Converter)，，第 275- 284頁中有討論。此轉換器的特徵係具有較低迴流能量固定 切換頻率之主切換器的zvs。控制固定頻率之輸出電壓係 利用相位移動技術實現。在此技術中會將該橋接腳的 切換态開啟延遲至Qi-Q2接腳的切換器開啟後面，也就是相 位移動，如® 1(b)所示。如果該橋的接腳之間）支有相位移動 的活，那麼跨接在該變壓器的主側便不會電壓產生，因此 輸出電壓為零。在另一方面，如果相位移動18〇。的話，在 該主線圈上便會產生最大的伏特_秒乘積，其會產生最大的 輸出電壓。在圖1(a)的電路中，延遲接腳切換器…及…的 ZVS主要係利用儲存在輸出濾波電感“中的能量以達成。 因為lf的電感相當的大，因此儲存在Lf中的能量足以將延 遲接腳中的切換器&及A的輸出寄生電容q及匕進行放電 亚且在負載電流極小的情況下達到zvs。不過，領先接腳 ^換的Q1及Q2的寄生電谷c丨及c：2的放電則係利用儲存在變 壓器的漏電感Llk中的能量完成，因為在(^，或…的切換期 間，變壓器主側會因為載送輸出濾波電感電流的輸出之整 流器Di及D2的同時導通而短路。-因為漏電感[以很小，所以 儲存在Llk的能量亦非常小，因此即使在相當高的輸出電流 下亦無法達成（^及卩2的zvs。領先接腳切換器的zvs範圍可 以經由刻意增加變壓器的漏電感以及/或是加入大的外部電 感與該變壓器的主側串聯便可以延伸至較低的負載電流中

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。如果尺寸適當地調整的話，即使在低電流下，該外部♦ 容量亦可以儲存足夠的能量以達到領先接腳切換器的 。不過，大的外部電感亦會在滿負載（full l〇afl)情況下儲存 非常高的能量，其會產生相當大的迴流能量對半導體愛件 的應力以及轉換效率產生不利的影響。 此外，與該變壓器的主側串聯的大電感會延長主側電流 從正向改變為負向以及從負向改變為正向所需的時間。此 延長的通信時間會導致該變壓器的次側上責任彳盾環損失， 其會進一步降低轉換的效率。也就是說，為提供輸出全功 率，必須降低變壓器的轉換比率（turn ratio)以補償次側的責 任循環損失。利用較小的變壓器的轉換比率，可以增加主 側的反射輸出電流，其會增加主側的傳導損失。此外，因 為變壓器較小的轉換比率會增加次側整流器的電壓應力， 所以必需要具有較高額定電壓（v〇ltage rating)之整流界，其 通常具有較高的傳導損失。 μ 表後’應5玄/主思的係圖1 (a)電路中的其中一項主要限制伏 在整流器關閉期間該變壓器的次側處會有劇烈的寄生迴響 (parasidc nngmg)。該迴響係由於整流器接面電容與變壓器 的漏電感以及外部電感’如果有的話，共振所彳丨起的。為 了控制該迴響，在次側處必須使用大量的緩衝電路，其會 明顯地降低電路的轉換效率。 利用可飽和的（saturable)外部電感取代線性電感，可以 在不明顯增加回流能量下延伸圖1(a)中FB ZVS-PWM轉換 器的領先接腳的ZVS範圍以降低負載電流，如……年匕

裝 訂

556402 A7 B7 五、發明説明（5

Hua專人所著’發行於ieee p〇wer Electronics Specialist， Conf· Hee·第i89_194頁，標題為“利用可飽和的電感改良 王橋式零童壓切換PWM轉換器（An Improved Full-Bridge Zero Voltage-Switched PWM Converter Using a Saturable Inductor)，以及lj Hitchc〇ck等人所著，發行於1992年7 月21曰之美國專利案號5,132,889， “共振-轉移直流-直流 轉換 (Resonant-Transition DC-to-DC Converter)，，中有說明 。不過，即使作了修改，該些轉換器的效能亦不甚理想。 、、、…、人側貝任循環損失及最小迴流能量達到整個負 載及線性範圍中主切換器之ZVS的FB ZVS-PWM轉換器在 2〇〇〇年8月j 1日由Jang及J〇van〇vic提出申請之專利案號 09/652,869中有所說明，並且授讓予本㈣請該轉換器 ，如圖2所不，會運用主側耦合電感以達到廣範圍的Μ。 該耦合電感的兩個線圈係以串聯方式連接而其共同的端點 則係連接到該變壓器主線圈的其中_端，@主、線圈的另一 端則係連接到接地。兮無人Φ 4 。哀耦σ €感的另外兩個端點係透過對 應的阻隔電容連接到兩個橋式接腳的中央點。次側可以任 何類型的全波整流器來實現，舉例來說，具有中央分流 (center-tap)次側的全波整流器’具有電流加倍裝置 (doubler)的全波整流器，或全橋式全波整“轉換哭的 輸出電壓調節㈣關丨⑷電路中所示之固定頻率相位移動 控制以達成的。 圖2中的電路係利用儲存在該轉合電感之磁性電感中的能 里將跨接在即將開啟之切換器的電容放電，因而達到况

556402 五、發明説明（6 ) 。糟由正確地選擇搞合電感的磁性電感值，圖2轉換器令的 主切換器即使在無負載下亦可以達到zvs。此特徵與慣用 的FB ZVS的特徵相當的不同，在,償用的fb训中，延遲 接腳切換器的電容係利用儲存在輸出遽波電感中的能量進 行放電，而領先接腳切換器的電容則係利用储存在變壓哭 的漏電感或外部電感進行放電。因為在圖2的電路中，要 在輕負載的情況下產生ZVS所需要的能量並不需要儲存在 漏電感甲，所以可以將變愿器的漏電感降低至最小的程度 。因此’次側的責任循環損失便可以減低至最少的程度， 其會使得變壓器的轉換比率最大化並且因此減少傳導^失 ：’該變壓器最小化後的漏電感可以明顯地降低因為 整流器的漏電感及接合電容之間共振所引起的次側迴響， 其可以大幅地降低通常用於抑制該迴響之緩衝電： 消耗。 千 在本發明中，用以達到圖2轉換器中主切換器之Μ的概 念係-般性的。該—般性的概念係用以衍生出具有相同特 徵的FB ZVS轉換器族群。 發明概要 本發明所揭露的係一提供廣範圍輸入電壓及負載電流之 橋式切換器ZVS之隔絕的，固定頻率，相位移動調變式FB ZVS-PWM轉換器族群。_般而言，此族群的轉換器都會運 用兩個連接到該橋接腳的變壓器’使得在兩個橋接腳之間 的相位移動變化可以增加在其中—個變壓器線圈上的伏特-秒乘積，並且減少在另一個變壓器線圈上的伏特·秒乘積。 本紙張尺度適用中國國家標準x 297·^ 556402 A7 B7 五 、發明説明（7 )';" 糟由將負載電路連接到其中一個變壓器的次側線圈以及藉 由調節該負載電路的輸出，便可利用儲存在另一個變壓器 中、、二過適當選擇之磁性電容中的能量產生zvs狀況。特別 的係&減少負載電流以及/或是輸入電壓時，橋接腳之間 的相位移動會改變，使得連接到該負載之變壓器線圈上的 T特-秒乘積亦會降低。同時，在另一個變壓器線圈上的伏 特•秒乘積會增加，其會增加儲存在該變壓器磁性電容中的 忐量。因A，因為當減少負載電流以及/或是輸入電壓時儲 存在磁性電容中ZVS可用的能量會增加，所以本發明的電 路可以在非常廣範圍的輸入電壓及負載電流中，包括無負 載的情況下，達到ZVS。 因為用於在輕負載下產生zvs狀況的能量並非儲存在變 壓器的漏電感中，所以可以將變壓器的漏電感降低至最小 私度，其亦會減少在該變壓器次側的責任循環損失。因此 ，本發明的轉換器可以最大的責任循環操作，所以可以將 主側切換器之傳導損失以及該變壓器次側組件上的電壓應 力都降低至最小程度，纟會改良轉換器的效率。此外，因 為將漏電感降低至最小程度，所以亦會將整流器之漏電感 及接合電容之間共振所引起的次側寄生迴響降低至最小程 度使得用以抑制迴響所需要的缓衝電路功率消耗亦可以降 低。 - 本發明之電路可以直流/直流（dc/dc)轉換器，或直流/交流 (dc/ac)轉換器的方式實現。如果以直流/直流（dc/dc)轉換器 的方式實現的話，可以使用任何類型的次側整流器，舉例 本纸張尺度適财@ S家標準(CNS) A4規格(210X297公6------- 556402 A7

來。兄’具有中央分流次側線圈的全波整流器，具有電流加 乜衣置的全波整流器，或全橋式全波整流.器。此外，在本 '月的某些具體實例中，未非連接到該負載電路的變壓器 會簡化成單一線圈的電感。 圖式簡單說明 2 圖1所不的係傳統的全橋式ZVS-PWM轉換器：（a)功率級 之電路圖，（b)閘極信號時序圖（先前技藝）。 圖-所不的係具有廣Zvs範圍之改良全橋式ZVS-PWM轉換 器。 _ 、 圖J所不的係本發明之全橋式換器之一般化 具體實例。 、 圖4所不的係該切換器控制時序圖及跨接在變壓器τχ及 TY之主線圈上之電壓(分別為電壓及v⑶)。Λ ^斤示的仏㊂调節輸出γ時圖3中轉換器的簡化電路圖。 圖6所不的係圖5中電路之主要電流及電壓波形。 "斤示的係* 5周節輸出X時圖3中轉換器的簡化電路圖。 圖8所不的係圖7中電路之主要電流及電壓波形。 圖9所不的係本發明之全橋式ZVS-PWM轉換器之另一個 一般化的具體實例。 ，圖10所不的係將變壓器τγ之至線圈分離之後所得到之圖 3電路之另一個一般化的具體實例。 圖Π所不的係將變壓器τυ之主線圈分離之後所得到之圖 9電路之另一個一般化的具體實例。 圖12所不的係當調節輪出γ時從圖3電路衍生之直流/直流 (CNS) Α4規格(2ι〇Χ297公爱） -11 - 556402 A7 B7 五、發明説明（9 ) (dc/dc)FB ZVS-PWM轉換器之實現方式。 圖13所示的係當調節輸出Y時從圖9電路衍生之直流/直流 FB ZVS-PWM轉換器之實現方式。 圖14所示的係當調節輸出X時從圖11電路衍生之直流/直 流（dc/dc)FB ZVS-PWM轉換器之實現方式。 圖15所示的係當調節輸出X時從圖9電路衍生之直流/直流 (dc/dc)FB ZVS-PWM轉換器之實現方式。 圖16所示的係當調節輸出X時從圖3電路衍生之直流/直流 (dc/dc)FB ZVS-PWM轉換器之實現方式。 圖17所示的係運用兩個分享同一個電流加倍裝置整流器 之FB ZVS-PWM轉換器的高功率直流/直流（dc/dc)轉換器之 實現方式。每一 FB ZVS-PWM轉換器係在調節輸出Y時從圖 3的電路中衍生出來的。 圖18所示的係實現於圖15電路之電容Cbi之前置充電（precharging) 電路。 圖19所示的係實現於圖2電路之電容（：81與0^2之前置充電 電路。 發明較佳具體實例之詳細說明 圖3所示的係本發明之隔絕的，相位移動受控之FB ZVS-PWM轉換器之一般化具體實例：圖3的電路中，運用兩個變 壓器TX及TY，其各自的次側輸出分別連接到兩個輸出電路 X及Y。一般而言，在圖3轉換器的直流/直流（dc/dc)實現方 式中，每個輸出電路X及Y都包括一整流器，低通遽波器， 以及負載，而在直流/交流（dc/ac)(反向器）的應用中每個輸 -12- 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210 X 297公釐) 裝 訂

線 五、發明説明（1〇 二則只由負載及濾、器組成而成。兩個與 4圏串‘連接的固定電壓 — ㈣器之_上的伏特·秒數值，使得該變/器不兩個 相位移動而改變，2如3 34所4 _對應切換&之開啟情形之間的 說，換古之二圖4所不。也就是說，對零相位移動來 開啟及關 〜便係零。因此，對於二“妾在變廢器τχ主侧的電壓

_特-秒乘積亦為零;。;::= vAC必須等於跨接在線圈為跨接在線圈AC的電壓 呈 、，圈的電壓VCB，因為線圈AC及CB =的轉換數’並且因為vab=vAC+vcb = 〇，所以 = C:J因此，跨接在變壓，主線圈上的電壓Vc〇係 。η # 、 此，交壓态主線圈上的伏特-秒乘積係最大的 開Γί二=以及S2以及其對應的切換器― 〇, ^換s之180。的相位移動（圖4中D=1)，在變 的主Γ圈上的伏特-秒乘積係最大的，而變壓器丁丫主 (最小)，輸出— 所以,，沾。·△的線圈上的伏特-秒乘積直接成正比， χ及Υ中。^=會以互補的·方式將電源功率運送到輸出 源功率係傳送到二7零而相t移動㈣)而言，最大的電 小的電源功率)广;屮 會傳送任何的電源功率(或最 ) J輸出χ。對於18〇。的相位移動（D=1)而言， 取大的電源功率係傳送到輸Μ，而不會傳送任何的電源功 297公釐） -13- 556402 五、發明説明（”） 率到輸出γ。 因為傳送到輸出X及γ的電. 的-仆将口h ^原功车増加的變化與相位移動 的交化係“目反方向’所以如果使用 動 在圖3的電路中並無法同時調 =控制的治’ + in·/ A 平j ® 然而’以互補的 t 電源功率到輸出"^的電路特性卻使得該電路非

木適合貫現在廣範圍輸入電壓 A 久貝戰電流中主切換哭夕 ZVS。也就是說，如先前所解 ' 換益難以達到領先接腳切換器之zvs。特別的是，可用= 料將開啟之領先接腳切換器之電容進行放電的能量，兑 係儲存在變壓器之漏電感以及串接的外部電感中，會隨著 負載減少而降低。如果在圖3的 、 士 J得換口1中對某一個輸出進行 …在該輸出的能量將會隨著負載減少而降低。同時 ，儲存在相關的變壓器之磁性電感中的能量亦會減少，因 為較輕的負載所需要的該變壓器主線圈上的伏特-秒乘積較 二'。不過，在另一個未調節的輸出電路中以及在對應的變 壓器之磁性電感中的能量則會增加，因為該變壓器主線圈 上之伏特-秒乘積增加。在未調節的輸出電路中以及在 的夂壓為之磁性電感中所增加的能量可用以在較輕的負载 中’包括無負載的情況，產生主切換器之ZVS狀況。 為了刀析圖J中電路的操作，圖5所示的係當調節輸出Y時 其簡化的電路圖。在圖5的簡化電路中，假設只會使用儲存 在未調節之輸出的變壓器τχ之磁性電感中吟能量以產生 ZVS狀況。因為並未使用儲存於輸出電路X中的能量產生 ZVS狀況，所以在圖5中並未顯示輸出電路X及變壓器X之相 本紙張尺度適财@國豕標準(CNs) Α4規格(咖X撕公爱) 14- 556402 五、發明説明（彳2 ) 關的次側。事實上’因為在圖5的電路只會使用到變屋哭τχ 之主線圈’所以變壓㈣係作為-種耗合電感。一般而古 ’該簡化電路'對該電路的操作並無明顯的效應。也就是說 ，在ZVS中如果除了使用儲存在變壓ϋτχ的磁性電感中的 ^之外’還會使用儲存在輸出電路χ中的能量的話，那麼 輸出電路X的唯-效應便係増加用於產生ZVW況的全部可 用的能量。不過’因為組件數量減少，所以實際上圖5係較 佳的實現方式。 進-步簡化該分析過程’假設傳導半導體切換器的電阻 為零’但是非傳導切換器的電阻則係無限大。此外，因為 它們在電路操作上的效應並不明顯所以可以省略兩個變壓 器的漏電感。最後’因為在電路操作上的效應並不明顯（雖 然在較重的負載時可以使用儲存在此電感t的能量促使產 生ZVS狀況）’所以亦可以省略調節輸出之變壓器τγ的磁性 電感:不㉟’在此分析令並不會省略變壓器丁 x的磁性電感 ’其係作為耦合電感’以及主切換器以的輸出電容，因 為它們在電路㈣作中係扮演主要的角色。因此，在圖5中 ’變壓器TX係當作_種具有跨接串聯主線圈从之磁性電感 LMX的理想變壓器’而變壓器丁丫則僅係作為一種具有轉換 比率ηγ的理想’交壓态。應該注意的係變壓器τχ之磁性電感 LMX代表的係在終端八及8之間所量測到的電感。 、 參考圖5，彳以建立電流之間下面的關係式： ipy = ipxi + iPX2 , (1) Νργίργ = NSYiSY , (2) 裝 訂 線 -15-

556402 A7 --〜_______B7 五、發明説明（13 ) !1 = Ιρχι + Imx (3) = ipx2 - Imx 因為變壓器tX線圈AC及線圈CB之轉換數相同 (4) ，所以 * · ipxi = 1ρχ2 (5) 將等式（5)代入等式（中可以得到 ipxi = ipx2 ， 2ηγ (6) IMX， 2nY ⑺ iMX， 2nY (8) 其中nY=NPy/NsW^、變壓器τγ的轉換比率。 攸寺式⑺及（8)中可以看到，兩個橋接腳的電流係 由兩成分所組成的：負載電流成分isW2nY及磁性電流成分 X負載電/;IL成分會直接隨著負載電流而改變，而磁性電 =則不會直接隨著該負載而改變，但是會隨著跨接在磁性 電：上的伏特-秒乘積而改變。也就是說，只有當相位移動 改=維持輸出調節時磁性電流隨著負載電流改變而改變。 通吊，與重負載比較起來，在輕負載時，換言之負載降低 至零負載時，隨著負載改變的相位移動改變會比較大。因 為在圖5的電路中，當負載接近零時相位移動會增加，匕㈣ 的伏特秒乘積亦會增加，使得圖5中的電路在無負載時會有 最大的磁性電流，其可以在無負載下達到ZVS。 因為磁性電流1MX並無法增加負載電流，而兩個橋接腳之 間的電流，如圖5所示，其表示的係迴流電流。通常，該迴 流電流及其相關的能量都應該降低到最小程度以減少損失 -16- 本紙張尺度適财國S -—-——— 556402

亚且得到最大的轉換效率。因為與負載電流上Lmx的伏特· 秒乘積成負相依，所以在圖5中的電路在滿載時會比在輕負 載時迴流較少的能量’因此，具有以最小的迴流電流便能 在廣負載範圍中產生ZVS的特徵。 ·' 為了進一步了解圖5中電路的操作，圖6所示的係當該電 路係直流/直流（dc/dc)轉換器時主要的電流及電壓波形。圖6 中的波形係基於專利案號09/652,869中所述的分析所取得的 ，其假設輸出電路Y包括一低通]1(：：濾波器，其具有大濾波 電感LF，因此在切換循環期間反射進入變壓器τγ主側的負 載電流係固定的，如圖6中的波形（k)所示。從圖6的波形㈦) 及（η)中可以看出，對於全部四種主切換器&到心而言，在 關閉瞬間流經該切換器的電流大小係相同的，撫言之， l2(T4)h |1ι(τ7)卜 |12(Τι〇)μ!^ΜΙμχ| (9) 其中，ΪΜΧ係磁性電流iMX的振幅。 根據等式（9) ’該切換器在兩根接腳之間的整流作用，在 對已關閉切換器的電容充電（跨接該切換器的電壓增加中）以 及對正要開啟之切換器電容放電（跨接在該切換器的電壓降 低中），係利用已主電流1ργ及磁性電流ΐΜχ所儲存的能量來 進行的。雖然由磁性電流iMX所提供的整流能量一直儲存在 變壓fe’TX的磁性電感lmx中，¥過由電流1ργ所提供的整流 能量則係儲存在輸出電路Υ的濾波電感（圖5未顯示），或變 壓器ΤΧ及ΤΥ的漏電感（圖5未顯示）中。特別的係，對領先接 腳切換器St&S2而言，由1ργ所提供的整流能量係儲存在輸 出濾波電感.LF中，而對延遲接腳切換器I及％而言則係儲 -17- 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210X 297公釐) 556402 A7

存在支壓态的漏電感中。因為希望將變壓器τγ的漏電感降 低至最小程度以將次側寄生迴響降低至最小的程度，所以 :存在其漏電感中的能量相當地小，換言之，遠小於比儲 存在輸出渡波電感中的能量。因此，在圖3的電路中，在整 個負載範圍中可以輕易地達到領先接腳切換心及⑽抓 而口為在輪負載時幾乎用以產生延遲接腳切換器^及^ 的zvs狀況所而要的全部能量都係儲存在該磁性電感中， 所以延遲接腳切彳鱼¥ q 換扣S3及S4的zvs需要有正確的磁性電感

Lmx大小。 同的刀析可以假设圖3電路中的輸出X正在進行調節。 :7所不的係當調節輸出χ時的一簡化電路圖。在圖7的簡化 私路中假叹只有儲存在未調節輸出之變壓器丁 Υ的磁性電 感中的旎！才會用以產生zvs狀況。目為並奉使用儲存在 輸出電路Y中的能量以產生zvs狀況，所以圖7中並未顯示 輸出電路γ。料’因為沒有輸出電路Y，所以變壓器丁 Y係 在次側線圈開路的情況下操作的，換言之，只有該變壓器 ^線圈參予該電路的操作中。因此，在圖7的電路中，; 壓器TY係作為_電感。在圖7的簡化電路中，該電感係以電 感Lmy表7""。同時’在圖7中’會省略變壓器TX的磁性電感 ，因為其在該電路的操作中並未扮演重要的角色。通常， :簡化的電路對該電路的操作上並無明顯的鍊應。也就是 兄在ZVS中如果除了使用儲存在變壓器τγ的磁性電感中 的能量之外，還會使用儲存在輸出電路Υ中的能量的話，那 麼輸出電路γ的唯_效應便係增加用於產生zvs狀況的全部

線 -18- 556402 A7 B7 五 可用的能量。不過，因為組件數量減少 較佳的實現方式。 所以實際上圖7係 參考圖7，可以建立電流之間的下 面 關係式 Νρχίι- Νρχί2 ~ Nsxisx = 〇 Imy = ii +i2以等式（10)及（11)解出丨丨及丨2，可以得到 i, = + lsx

In' 12 ~ 2n, (10) (11) (12) (13)

其中ηχ= Npx/nsx係變壓器TX的轉換比率。 裝 訂

從等式（12)及（13)可以看到，兩個橋接腳以12的電流 係由兩成分所組成# :負載電流成分i為及磁性電流 成分Wy/2。負載電流成分會直接隨著負載電流而改變， 而磁性電流則不會直接隨著該負載而改變，但是會隨著 跨接在磁性電感上的伏特-秒乘積而改變。也就是說，只 有當相位移動改變維持輸出調節時磁性電流隨著負載電 流改變而改變。通常，與重負載比較起來，在輕負載時 ，換言之負載降低至零負載時，隨著負載改變的相位移 動改變會比較大。另外，因為在圖7的電路中，當負載接 近零日寸相位移動會增加，的伏特秒乘_亦會增加， 使得圖7中的電路在無負載時會有最大的磁性電流，其可 以在無負載下達到ZVS。 從圖7可以看到，磁性電流對負載電流並無太大的貢 獻，因為有一半的電流係以反方向流過變壓器χ的主線圈 -19- 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) Α4規格(210Χ 297公釐) 556402

AC及CB。因此，電流代表的係必須減少到最低程度的 迴流電流。因為與負載電流上Lmy的伏特_秒乘積成負相依 所以圖7中的電路，與圖5中的電路相同，在滿載時會比 在輕負載時迴流較少的能量，因&，具有以最小的迴流電 流便能在廣負載範圍中產生ZVS的特徵。

圖8所示的係當該電路係直流/直流（dc/dc)轉換器時圖7中 電路主要的電流及電壓波形。圖8中的波形係其假設輸出電 路X包括一低通LC濾波器，其具有大濾波電感LF，因此在 切換循環期間反射進入變壓1TX主側的負載電流係固定的 裝 如圖8中的波形（k)所示。從圖8的波形（m)及（…中可以看 出對於王口卩四種主切換為S丨到S4而言，在關閉瞬間流經 該切換器的電流大小係相同的，換言之， 丁 1)|叫 1JT4)卜 |i2(T7)卜 叫 + （14) 2"r 2 訂

其中’ Imy係磁性電流iMY的振幅。 不過，應該注意的與圖5的實現方式不同的是，在圖7的 貝現方式中，用於產生延遲接腳切換器心及心的zvs狀況 的能量係儲存在輸出濾波電感中，而用以產生領先接腳切 換為S!及S2的ZVS狀況的能量則係儲存在變壓器γχ的漏電 感及電感lmy中。因此，在圖7的電路中，與延遲接腳切換 為比較起來，較難達到領先接腳切換器的zvs。事實上， 因為幾乎領先接腳切換器Sl及S2所有的零電壓整流能量都 儲存在電感LMY中，所以為了在廣負載範圍中達到領先接腳 切換器的ZVS便需要適當的磁性電感大小。 圖9，1 〇，及1 1中所示的係本發明之隔絕的，相位移動受 -20·

五、發明説明（ 18 ) 控FB ZVS-PWM轉換器之其它—般化的具體實例。在圖9, 10及11 -般化電路中的操作及特徵與圖3的電路相同。事 實上’圖9的電路係將電壓源Μ%分別從變壓器τχ的主 側移動到懸HTY的主側而取得的。因為此電路轉換並不 ㈣變任何電路的分流電流以及節點電麼，所以亦不會改 :電路的波形。圖10及η的電路則分別係將圖3及9電路中 變壓器Υ的主線圈分割之後所取得的。因為此種轉變亦不合 改變任何電路的分流電流以及節點電愿，所以圖3, 9,二 ’及11中所示的所有一般化電路之操作都係相同的。 父：圖3’9’10’及11所示的-般化具體實例，可以衍 生出幾種FB ZVS-PWM韓換哭雷,々 门 锝換為電路。圖12到！7所示的係該 =直流卿/峨換器形式的部份實例。應 可能有其它的實現方式，或是所示之實現方式的變 以直勺肖別的係’所不的-般化電路及其實現方式亦可 乂直交流（dc/ac)轉換器的方式實現。 整= 將圖3電路，的輸出電路γ以電流加倍裝置 [現未。周即之輸出的變壓器TX係實現成耦 。電感LC，而電壓源％及％則分別 也就是說，如果C乃Γ钚丄、見成電夺Cb丨及CB2 〇 磉所开;忐 B1 B2句使得由該些電容及Lc磁性電 ^的串聯共振電路的共振頻率比切換頻率還小的話 那麼跨接在電容器上的電壓 意的係圖12的電路中亦可:二在V-2。亦應該注 具現，舉例來說，如圖2所示的全波m 方式 圖13所示的係圖9電路中的具體實例。：此具體實例中， 本纸張尺度適财料(CNS) A4規格(2i3 x 297公釐) -21 - 556402 、發明説明（19 :='Vl係以兩個電容^分割該直行電慶㈣V-ge)的 便^見堂王里論上’如果橋接腳的切換波形不相等的話， ==容：’其係用以防止變壓器τχ的飽和。不過， 貝以上通常都會使用。通當 拄、斤+、 吊跨接在電容器CB的電壓非常 致 、擁有因為该橋接腳不匹配所導 蚁的電壓差，其通常都非常小。 :所示的係當Υ係該調節輸出時 圖

ZVS-PWM轉㈣的實現方式 α $路之FB 節輸出時，圖"中的電路。+ 的係當Χ係該調 實現帝壓Ή m 種具體實例都運用電容CBi以 K現％壓源Vi。應該注意的係 的仏在圖14中的電路係利用耦合 電感Lc儲存ZVS的能量，而 在兩種電路中，電壓源中的電感L則未耗合。 電壓的方式實現 ^^同圖13的電路分割該直行 最後’圖16及17所示的係FBZVS-PWM轉換哭的另外 兩種實現方式。圖16的電路係調節 出X所衍生出來的。圖17的電路， ^匕電路的輸 壓的高功率應用中，運用兩個圖12中72有南輸入電 轉換器，其共用同一個電产 斤不的FBZVS-_ 中，切換器組ϋ，Q 在此電路 及關閉。 一及QA會同時開啟 如所解釋的部份’在本發明的電路中， 根接腳中產生ZVS狀況的能量不相同， 在兩 接腳達成該切換器ZVS會比在另外—根二二 ZVS更困難。通常，在利用儲存 驭4切換益 儲存於未調節輪出中變壓器之 -22- ^紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210X297公爱Γ 五、發明説明（2〇 ) 磁性電感中的能量及儲存於該變屋器漏電感令的能量的橋 接=的切換器會比較難以產生ZVS狀況。為了達到zvs 此犯$必須至少等於用以對即將開啟之切換器的電容放電 所需要的能量（並且同時對已經關閉的切換器電容進行充電） 。在較重負載電流中，主要係利用儲存在㈣器丁乂及丁丫的 漏電感中的能量以達到zvs。當負載電流減少肖，儲存在 漏電感t的能量亦會減少，但是健存在未調節輸出之變壓 β的磁性電感中的能量卻會增加，使得在"裁中，此磁 性電感能夠提供更多的用以產生zvs所需要的能量。實際 上’在無負載下’此磁性電感可以提供產生zvs狀況所需 要的全部能量。因此’如果在未調節輸出中的變壓哭的ς 性電感值的選擇係使得該zvs在無負載及最大的輸入電壓 的情形下達成的話，那麼便可以在整個負載及輸入 電壓範圍中達到zvs。 省略變壓器線圈的電容，當調節輸出¥時，在此實現方式 中’達到延遲接腳切換器之所需要的磁性電感L㈣係

Lmx ^ (15) 32C^ 但是，當調節輸出X時，在此實現方式由 σσ 牡κ兄万式中，達到領先接腳切 換器之ZVS所需要的磁性電感Lmy係 1 - (16) 128C//

Lmy ^ 其中C係在對應接腳中跨接在主切換器的所有電容（寄生及 外部電容，如果有的話）。 - 從圖5可以看到，流經磁性電感Lmx的電流ΐΜχ會在兩橋 接腳中產生不對稱電流。也就是說，在具有…12 + 2心的 五、發明説明（21 ) 調節輸出Y (可以從等式（3H5)推導出來）之本發明電路中 ’領先接腳S〆2所傳送的電流一定會比延遲接腳的 電流更高。另一方面，對具有調節輸出义之本發明電路中 ，舉例來說，如圖7所示的電路，兩根接腳㈡會傳送相同 的電机此外，如果在具有調節輸出Y的電路中電流不均 衡的狀態非常嚴重的話，如果在延遲接腳h·%中的電流h 明顯低於在領先接腳Sl_S2的電流“的話，兩個接腳便會有 不同大小的切換器，其可以減少實現方式的成本而不會犧 牲電路的效能。 取後，應該注意的係在本發明的電路中在次側的寄生迴 :會明顯地降低，因為該些電路並不需要增加變壓器的漏 私感，或大的外部以儲存延遲接腳切換器zvs所需要的能 里。因為在本發明的變壓器可以小的漏電感製造而成，因 2可以大幅地降低變壓器的漏電感與該整流器之接合電容 里之間的次側迴響。任何剩餘的寄生迴響都可以藉由小型 的（低電源功率）緩衝電路加以抑制。 *本發明電路的控制與任何其它固定頻率FB 2乂5轉換器的 」"目同貝際上’市面上任何可用的積體相位移動控制 P可用以控制所提出的電路。不過，應該注意的係在具 :凋：輸出Y之電路中，當橋接-腳同相(〇。相位移動)操作時 帝有最大的輸出電壓(伏特_秒乘積)，而在具有調節輸出X之 弘路中’當橋接腳反相(180。相位移動)操作時會有最大的輸 出電壓（伏特-秒乘積）。兩種電路實現方式在控制特徵上的 差異對控制迴路設計只有些微的效應，因為在電壓控制迴 本紙張尺麵

X 297公釐） 24- 五、發明説明（ 22 ) 中的續易控制信號反向可以解決這個問題。 分It Ϊ =:’：的及11的電壓源Vl，N/2及V2=VlN/2係 ^ ⑴及匕2的方式實現，如圖2及12到〗7中所干， ::須在啟動_之前將該些電容縣充電到Vin/2:、也 增：…果沒有預先充電的話’電容的電壓為零… 了伏ΓΓ:間在該變壓器線圈上造成伏特-秒乘積不均衡 旦 乘積不均衡會導致變壓器飽和，其在主侧產生過 !的電流而損壞該切換器。圖18及19所示的係事先充電電 :的實例。圖18所示的係顯示在圖15電路中以電阻〜的方 式只現事先充電之電路’而圖19所示的則係在圖2電路中之 事先充電電路的實現方式。應該注意的係還有許多1它事 先充電電路的實現方式可適用於本發明之電路中。、 應該注意的係、上面的詳細說明係用以說明本發明之特定 具體實例而並不希望受到限制。在本發明的範圍中涵蓋各 種變化及修改。在τ面的中請專利範圍中將提及本發明。

Claims (1)

1. 、申請專利範圍 -種具有相位移動調變之軟切換、固定頻率、 率轉換器，包括：· ， 一輸入功率源； -第-及第二橋接腳’各包括一對串聯可控制之切換 裝置用以跨接該輸人功率源，每個該可控制之切換裝置 包括一切換器、一輕合跨接該切換器之反向平行 ㈣lp:aliei)二極體以及一耗合跨接該切換器的電容； 第-及第—磁性裝置各具有複數個形成於對應的磁 =心周圍之㈣m第二磁性裝置搞合至該 :弟-及第二橋接腳的配置方式可以使得當該一第一及 第二橋接腳中對應的切換器的開啟及關閉係同相的話， 該第-磁性裝置之該線圈的伏特-秒乘積係最大而該第二 磁性裝置之該線圈的伏特-秒乘積則係最小，並且當該一 弟一及第二橋接腳中對應的切換器的開啟及關閉係反相 的。舌。玄第一磁性裝置之該線圈的伏特-秒乘積係最小而 該第二磁性裝置之該線圈的伏待-秒乘積則係最大； 複數個與該第一及第二磁性裝置之線圈耦合的電容器 ，可藉由提供該線圈均衡的伏特_秒乘積以避免其飽和； 用於耗合一負載之輸出電 路 如申請專利範圍第丨項之功率轉換器，其中該第一磁性裝 置仏安排成具有第一及第二線圈的變壓器，以及其中該 第一磁性脫置則係安排成具有兩個串聯連接之線圈的耦 -26- 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210X297公釐) ::二，以及其中該耦合電感的磁性電感的選擇可以使 ::存在該磁性電感中的能量夠大，以對即將開啟之每 p n ^換衣置之錢出電容進行實f放電/因此在開啟 碎曰亏接在每一該切換裝置上的電壓在該負載的整個電 流範圍中會實質地降低。 戟的整個電 如:凊專利範圍第2項之功率轉換器，其中該輸出電路係 耦合到該變壓器之次側線圈。 4. 如=專利範圍第i項之功率轉換器’其中該第二磁性裝 ^仏女排成具有第一及第二線圈的變壓器，以及其中該 第磁H|置則係安排成一電感，以及其中該電感的電 感值的選擇可以使㈣存在該電感中的能量夠大:以對 即將開啟之每一該切換裝置之該輸出電容進行實質放電 ，因此在開啟瞬間跨接在每一該即將開啟的切換裝置上 的電壓在該負載的整個電流範圍中會實質地降低。 士申明專利範圍第4項之功率轉換器，其中該輸出電路係 摩禺合至該變壓器的次側線圈。 $ 6. 如申請專利範圍第旧之功率轉換器，進一步包括多個電 阻用以在該電源施加在該功率轉換器之後立即對該複數 個電合進行事先充電，使得，複數個電容可以在啟動期 間提供用以維持該第一及第二磁性裝置之該線圈的伏特 秒乘積所需要之電壓。 、 如申請專利範圍第1項之功奉轉換器，其中該輪出電路介 -27- 8 8 8 8 A BCD 556402 六、申請專利範圍 全波整流器。 8. 如申請專利範圍第1項之功率轉換器，其中該輸出電路係 電流加倍裝置。 9. 如申請專利範圍第1項之功率轉換器，其中該輸出電路包 括一濾、波器。 -28- 本紙張尺度適用中國國家標準(CNS) A4規格(210X297公釐)