TW202335466A - 電子裝置以及用於操作電子裝置的方法 - Google Patents

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Abstract

本發明提供一種電子裝置，包含：反饋振盪器，經組態以輸出第一振盪信號及第二振盪信號，第二振盪信號與第一振盪信號具有限定相位差，反饋振盪器包含經組態以接收第一振盪信號且輸出第二振盪信號的移相器；上轉換混合器，經組態以輸出藉由將第一振盪信號與參考音調信號混合而獲得的第一回送信號，且輸出藉由將第二振盪信號與參考音調信號混合而獲得的第二回送信號；以及接收器，經組態以自第一回送信號產生第一參考IQ信號，自第二回送信號產生第二參考IQ信號，且比較第一參考IQ信號與第二參考IQ信號之間的實際相位差與限定相位差。

Description

電子裝置以及用於操作電子裝置的方法
本發明概念是關於一種用以補償同相/正交不平衡的電子裝置及/或操作方法。
使用同相/正交混合器（in-phase/quadrature mixer；IQ mixer）將基頻信號（下文中稱為BB信號）或中頻信號（下文中稱為IF信號）轉換成射頻信號（下文中稱為RF信號），或將RF信號轉換成BB信號或IF信號的技術廣泛用於無線通信的領域中。
然而，載波洩漏及IQ不平衡出現在實際IQ混合器中。當輸入信號與自本地振盪器傳輸的IQ本地振盪（IQ local oscillation；IQLO）信號的產物不僅傳送至IQ混合器的輸出端子時，而且當IQ LO信號洩漏至IQ混合器的輸出端子時，出現載波洩漏。IQ不平衡為包含因為自本地振盪器傳輸至IQ混合器的同相信號及正交信號的量值彼此不相同而出現的增益不平衡及歸因於同相信號及正交信號之間不具有90°的相位差而出現的相位不平衡的概念。當I/Q不平衡出現在收發器的正交調變器中時，誤差向量量值（error vector magnitude；EVM）降級可能出現且封包錯誤率（packet error rate；PER）可能增加，藉此降低整體通信系統效能。
本發明概念的一個實施例提供一種電子裝置，包含：反饋振盪器，經組態以輸出第一振盪信號及第二振盪信號，第二振盪信號與第一振盪信號具有限定相位差，反饋振盪器包含經組態以接收第一振盪信號且輸出第二振盪信號的移相器；上轉換混合器，經組態以輸出藉由將第一振盪信號與參考音調信號混合而獲得的第一回送信號，及輸出藉由將第二振盪信號與參考音調信號混合而獲得的第二回送信號；以及接收器，經組態以自第一回送信號產生第一參考IQ信號，自第二回送信號產生第二參考IQ信號，且比較第一參考IQ信號與第二參考IQ信號之間的實際相位差與限定相位差。
本發明概念的另一實例實施例提供一種電子裝置，包含：反饋振盪器，經組態以產生反饋振盪信號；移相器，經組態以輸出具有偏移至第一相位的反饋振盪信號的第一振盪信號及具有偏移至第二相位的反饋振盪信號的第二振盪信號；上轉換混合器，經組態以在量測模式下藉由將第一振盪信號與參考音調信號混合而產生且輸出第一回送信號，且藉由第二振盪信號與參考音調信號混合而產生且輸出第二回送信號；以及接收器，經組態以在量測模式下藉由下轉換混合第一回送信號而產生第一參考IQ信號，且藉由下轉換混合第二回送信號而產生第二參考IQ信號。接收器經組態以藉由比較第一振盪信號與第二振盪信號之間的限定相位差與第一參考IQ信號與第二參考IQ信號之間的實際相位差而估計相位偏移，且自第一參考IQ信號及第二參考IQ信號估計增益偏移。
本發明概念的另一實例實施例提供一種用於操作電子裝置的方法，方法包含：在量測模式下藉由將反饋振盪信號相移至第一相位而產生第一振盪信號；及藉由將反饋振盪信號相移至第二相位而產生第二振盪信號；藉由將參考音調信號與第一振盪信號上轉換混合而產生第一回送信號，及藉由將參考音調信號與第二振盪信號上轉換混合產生第二回送信號；藉由將第一回送信號與接收器中的接收器振盪器信號下轉換混合而產生第一參考IQ信號，藉由將第二回送信號與接收器中的接收器振盪器信號下轉換混合而產生第二參考IQ信號；以及根據第一參考IQ信號及第二參考IQ信號估計接收器的增益偏移及相位偏移。
本發明概念的技術態樣並不限於本文中所闡述的技術態樣，且藉由參考下文給出的本發明概念的詳細描述，本發明概念涉及的所屬領域中具通常知識者將清楚地理解其他未提及的技術態樣。
在下文中，將參考隨附圖式描述本發明概念的一些實例實施例：
IEEE 802.15.4z標準中所定義的高速脈衝重複頻率（high rate pulse；HRP）超寬頻（ultra-wide Band；UWB）實體層（physical layer；PHY）為以低功率在500兆赫的寬頻帶上傳輸及接收信號的技術，所述技術為用於中速及低速資料傳輸、測距以及到達角（angle of arrival；AoA）估計應用的有用通信技術。本發明概念關於一種用於在接收器根據IEEE 802.15.4z標準中定義的HRP UWB PHY通信規範接收信號時估計及補償接收器的IQ不平衡的技術。自接收器接收的通帶信號由下轉換混合器轉換為基頻信號，且當IQ不平衡偏移存在於下轉換混合器中時，接收靈敏度可降級，且估計AoA時的準確度可降低。
在下文中，將參考圖1至圖10描述根據本發明概念的一些實例實施例的通信系統及電子裝置的傳輸/接收電路。
圖1示出根據一些實例實施例的通信系統，且圖2及圖3示出表示傳輸信號及接收信號的頻譜。
參考圖1，通信系統1包含第一電子裝置10及第二電子裝置20，且第一電子裝置10及第二電子裝置20經由無線網路30彼此連接。
無線網路可包含短程通信方法，諸如藍牙、低功耗藍牙（Bluetooth low energy；BLE）、近場通信、WLAN（WiFi）、Zigbee、紅外線（IrDA）、Wi-Fi直連（Wi-Fi Direct；WFD）、超寬頻（UWB）以及Ant+通信，但實例實施例不限於此。替代地，無線網路可包含行動通信方法，且例如可在行動通信網路上將無線信號傳輸至基地台、外部終端以及伺服器中的至少一者且自基地台、外部終端以及伺服器中的至少一者接收無線信號。根據一些實例實施例，將描述無線網路為UWB方式的情況，但本發明概念的範疇不限於此。
UWB方式可將資訊載入至具有若干ns的寬度的極短脈衝中且以若干吉赫的高速取樣傳輸資訊，且第一電子裝置10及第二電子裝置20可包含傳輸裝置及接收裝置。第一電子裝置10可包含傳輸裝置110及接收裝置120，且第二電子裝置20可包含反饋傳輸裝置210及接收裝置220。亦即，一個電子裝置可包含至少一個傳輸器及至少一個接收器，且在正常模式下操作時，包含於一個電子裝置中的傳輸器及接收器可獨立地執行傳輸及接收操作，且在量測模式下操作時，傳輸器及接收器可彼此連接以供接收器估計及補償接收IQ不平衡。在以下描述中，反饋傳輸裝置210描述為反饋傳輸器210，且接收裝置220描述為接收器220使得裝置區別於第一電子裝置10，但本發明概念的技術態樣不限於此。調變及解調可以突發位置調變（burst position modulation；BPM）-二進制相移鍵控（phase-shift keying；BPSK）方式執行。BPM-BPSK方式具有僅產生具有實際信號而非複合信號的傳輸信號的優勢。
因為UWB方式使用BPSK調變方案，故經組態以產生UWB信號的傳輸裝置110及傳輸裝置210可簡單地實施僅具有單一信號路徑的傳輸器而不必實施對應於複合信號的實際路徑及虛擬路徑兩者。然而，當簡單地實施傳輸器時，在補償接收IQ不平衡方面存在限制。
舉例而言，當圖2中的左側頻譜傳輸具有參考音調頻率 的複合信號時，接收電路120可不僅接收實際信號而且接收不必要的虛擬信號作為接收信號。舉例而言，如右側頻譜所繪示，接收電路120可接收相對於載波頻率dc在右側具有參考音調頻率 的實際信號r，且接收相對於載波頻率dc在左側具有參考音調頻率 的虛擬信號i。
在用於在寬頻帶（諸如，UWB通信）中傳輸信號的系統中，可將虛擬信號i作為雜訊添加至實際信號r，以導致接收信號（Rx signal）的信號雜訊比（signal-to-noise ratio；SNR）降低。
因此，接收電路120可藉由分別量測及分析根據IQ不平衡以兩個頻率 及頻率 存在的信號r及信號i的失真而估計增益失配偏移及相位失配偏移。因此，為了準確地量測根據接收電路120的IQ不平衡的偏移，需要準確地量測兩個頻率 及頻率 的信號的量值及相位。
參考圖3，根據一些實例實施例，可發現當傳輸電路110及傳輸電路210基於實際信號產生傳輸信號時，頻率分量亦存在於除參考音調頻率 以外的頻率 中。當由音調產生器產生的實際信號為 時，傳輸信號基於方程式1具有兩個頻率 及頻率 下的頻率分量。
方程式1
舉例而言，參考所示出的頻譜，傳輸信號Tx Signal可具有在參考音調頻率 及頻率 中的各者中的頻率分量。當傳輸此傳輸信號時，如圖3中所描述，接收電路120可不僅接收傳輸信號的實際信號，而且接收虛擬信號。
舉例而言，接收電路120可接收相對於參考音調頻率 的傳輸信號的實際信號r1及虛擬信號i1，且可接收相對於頻率 的傳輸信號的實際信號r2及虛擬信號i2。在此情況下，由於虛擬影像信號i1及虛擬影像信號i2分別與實際信號r2及實際信號r1重疊，因此難以準確量測接收電路120中的實際信號r1及實際信號r2的量值及相位分量，及虛擬影像信號i1及虛擬影像信號i2的量值及相位分量。
圖4為示出根據一些實例實施例的傳輸電路100的圖。
參考圖4，根據一些實例實施例，傳輸電路100可包含PHY調變器111、數位類比轉換（digital-to-analog conversion；DAC）121、LO產生器130、上轉換混合器140、功率放大器150以及天線160。
PHY調變器111以二進制相移鍵控（BPSK）方式調變傳輸信號且將相同信號輸出至BPSK信號u I1(n)。傳輸信號可為具有參考音調頻率 的參考音調信號。DAC 120將自PHY調變器111輸出的BPSK信號u I1(n)轉換成類比信號且輸出與基頻信號u I1(t)相同的信號，且LO產生器130產生具有載波頻率 的振盪信號（亦即，LO信號）。根據一些實例實施例，LO產生器130可稱為本地振盪器或傳輸振盪器。
上轉換混合器140藉由將作為傳輸振盪器信號的本地振盪器（local oscillator；LO）信號 與基頻中的參考音調信號u I1(t)混合而產生通帶中的傳輸音調信號u I1。功率放大器150及天線160放大通帶中的傳輸音調信號u I1（其為射頻（radio frequency；RF）信號）的功率，且將傳輸音調信號u I1輸出至無線網路（圖1中的30）。
如上文參考圖1及圖2所描述，傳輸電路110可經由單一信號路徑僅傳輸具有頻率 的實際信號。由於傳輸電路100不僅具有簡單結構，且亦僅需要一個LO信號用於信號的上轉換，因此由輸電端IQ失配偏移引起的效能不存在降級。
圖5為示出根據一些實例實施例的電子裝置20的圖。
參考圖5，根據一些實例實施例，第二電子裝置20可包含反饋傳輸器210、接收器220、接收天線231、低雜訊放大器232、傳輸天線244以及功率放大器242。
接收天線231接收經由無線網路（圖1中的30）傳輸的通帶信號u I1。低雜訊放大器232放大及輸出通帶信號u I1，以便根據雜訊指數（雜訊係數：NF）減少或最小化雜訊。通帶信號u I1可接著經受下轉換混合以轉換成輸入音調信號。
反饋傳輸器210可用於在量測模式下的嵌入於第二電子裝置20中的接收器220的偏移量測，且可在正常模式下作為第二電子裝置20的傳輸電路操作。反饋傳輸器210經由回送路徑連接至接收器220。反饋傳輸器210在量測模式下產生回送信號且在正常模式下不產生回送信號且作為傳輸器操作。
根據一些實例實施例，反饋傳輸器210在量測模式下相移具有參考音調頻率 的參考音調信號，且將相同信號輸出至回送信號u RF(t)。舉例而言，反饋傳輸器210在量測模式下產生相移至預設的至少兩個不同相位的至少兩個回送信號u RF(t)，且經由回送路徑RF將信號提供至接收器220。回送信號u RF(t)為其中信號對應於第一電子裝置10的傳輸信號，例如在第二電子裝置20中產生作為類比信號的u I1(t)的信號。
根據一些實例實施例，在正常模式下，反饋傳輸器210基於第二電子裝置20的輸入信號產生傳輸信號以將信號傳輸至第一電子裝置10的接收裝置且經由功率放大器242及傳輸天線244輸出傳輸信號。
接收器220根據一些實施例在量測模式下自反饋傳輸器210依序接收分別相移至具有預設相位差（或替代地，限定相位差、所要相位差、指定相位差等）的至少兩個不同相位的至少兩個回送信號。舉例而言，接收器220自第一回送信號及第二回送信號產生經受下轉換混合的第一參考IQ信號及第二參考IQ信號，基於預設相位差信號及參考音調信號分析第一參考IQ信號及第二參考IQ信號，且估計在接收器220的IQ通道中產生的增益偏移及相位偏移。
舉例而言，接收器220在量測模式下接收相移且產生至預設第一相位的第一回送信號，且藉由執行用於第一回送信號的同相/正交（IQ）混合而產生第一參考IQ信號。接收器220接收相移至預設第二相位而產生的第二回送信號，且藉由執行用於第二回送信號的IQ混合而產生第二參考IQ信號。由於預設在反饋傳輸器210中的第一相位與第二相位之間的差（亦即，預設相位差）在第二電子裝置20內已知，因此接收器220可比較所產生的第一參考IQ信號與所產生的第二參考IQ信號，可計算實際相位差及信號大小，且可接著比較其與預設相位差及參考音調信號，因此計算I通道與Q通道之間的相位偏移及增益偏移。接收器220可接著在正常模式下藉由在經由接收天線接收的接收IQ信號中反映在量測模式下計算的增益偏移及相位偏移而產生校正IQ信號。
根據一些實例實施例，接收器220可在正常模式下接收經由接收天線231輸入的輸入音調信號，且產生及輸出接收IQ信號。接收器220可藉由在量測模式下產生具有不同相位的參考IQ信號而估計增益偏移及相位偏移。
圖6A為示出根據一些實例實施例的量測模式下的反饋傳輸器210的圖，且圖6B為示出正常模式下的反饋傳輸器210的圖。
參考圖6A及圖6B，反饋傳輸器210可包含PHY產生器211、數位類比轉換（DAC I）212、LO產生器213、移相器214以及上轉換混合器215。
PHY產生器211以二進制相移鍵控（BPSK）方式調變參考信號或傳輸信號，且將相同信號輸出至BPSK信號u I1(n)。在一些實例實施例中，傳輸信號為待由第二電子裝置20經由無線網路（例如，圖1中的30）傳輸的信號，且參考信號為具有參考音調頻率的預設信號以在量測模式下產生回送信號。在正常模式下操作時（例如，圖6B），PHY產生器211可調變第二電子裝置20的傳輸信號以輸出u I2(t)，且量測模式操作時（例如，圖6A），PHY產生器211可調變參考信號以輸出回送信號u RF(t)。由PHY產生器產生的信號u I1(n)可為具有參考音調頻率 的信號。
DAC I212將自PHY產生器211輸出的信號u I1(n)轉換成類比信號且輸出類比信號作為基頻信號u I1(t)，如方程式2中所繪示。
方程式2
本地振盪器（LO）產生器213產生具有載波頻率 的LO信號 。舉例而言，在量測模式下，LO產生器213可稱為反饋振盪器，且LO信號可稱為反饋振盪信號。根據一些實例實施例，反饋振盪器可包含LO產生器213及移相器214。
在量測模式下（例如，圖6A），反饋傳輸器210啟動移相器214。移相器214藉由預設相位 或預設相位 而偏移LO信號 ，且輸出相同信號。亦即，移相器214輸出經偏移LO信號 或經偏移LO信號 。亦即，移相器214在量測模式下產生第一振盪信號 及第二振盪信號 。
在正常模式下（例如，圖6B），反饋傳輸器210撤銷啟動移相器214。亦即，反饋傳輸器210在正常模式下不產生回送信號。
在量測模式下，上轉換混合器215分別將第一相移本地振盪器（LO）信號 或第二相移LO信號 與量測模式下的基頻信號u I1(t)混合，且產生及輸出如方程式3及方程式4中的第一回送信號u RF(t)及第二回送信號u RF(t)（圖6A中的通道①）。
= 方程式3
= 方程式4
替代地，在正常模式下，上轉換混合器215基於正常模式下的傳輸信號而將本地振盪器（LO）信號 與基頻信號u I1(t)混合，且產生相同信號至通帶傳輸信號u I2(t)且將其輸出至功率放大器242。
在方程式3及方程式4中，a為回送路徑（例如，圖1中的RF）的增益以用於連接反饋傳輸器210與接收器220， 為第一相位，且 為第二相位以用於相移。
當回送信號u RF(t)表示為 時，方程式3中的第一回送信號 的基頻信號表示為方程式5，
方程式5
方程式4中的第二回送信號 的基頻信號可表示為方程式6。
方程式6
圖7示出根據一些實例實施例的接收器220。圖8更詳細地示出根據一些實例實施例的接收器220中的失配補償器240。
參考圖7，接收器（220）在量測模式下使用具有相位差的至少兩個回送信號而估計IQ通道的增益偏移及相位偏移。接收器220在正常模式下經由接收天線231接收穿過低雜訊放大器232的輸入音調信號u I1，且基於所接收信號產生輸入音調信號作為接收IQ信號。接收器220輸出校正IQ信號以反映接收IQ信號中的經估計的增益偏移及相位偏移。
根據一些實例實施例，接收器220可包含輸入端子選擇電路221、LO產生器222、90度移相器223、下轉換混合器224a及下轉換混合器224b、ADC 226A及ADC 226B、輸出端子選擇電路227、失配補償器240以及PHY解調變器250。
根據一些實例實施例的輸入端子選擇電路221可根據控制信號選擇在量測模式還是正常模式下操作。舉例而言，當控制信號選擇正常模式（例如，EST=0）時，接收器220可接收自反饋傳輸器210的天線231接收的輸入音調信號u I1，且輸出與所接收信號u I3相同的信號。舉例而言，當控制信號選擇量測模式（例如，EST=1）時，接收器220可輸出自反饋傳輸器210產生的回送信號u RF(t)作為接收信號u I3。
LO產生器222可產生具有載波頻率 的LO信號。根據一些實例實施例，LO產生器222可稱為接收振盪器，且LO產生器222所產生的LO信號可稱為接收器振盪信號。根據一些實例實施例，接收振盪器可藉由包含LO產生器222及90度移相器223而實施。
90度移相器223使LO信號偏移90度。亦即，LO產生器222及90度移相器223可產生具有90度相位差的兩個LO信號。
理想地，當產生LO信號時，第一LO信號可為 ，且第二LO信號需要產生為 ，但就電路設計及製程而言，不容易實施I通道及Q通道之間具有準確90度相位差且增益為1的接收器。因此，實際接收器可具有相位偏移及增益偏移，例如當 為接收器220的IQ通道相位偏移且 為接收器220的IQ通道增益偏移時，第一LO信號可為 ，且第二LO信號可為 。根據一些實例實施例，LO產生器222及90度移相器223可實施為單獨獨立組件或可實施為根據一些實例實施例的一個組合組件。
下轉換混合器224a及下轉換混合器224b針對接收信號或回送信號執行IQ混合，且產生與參考IQ信號相同的信號。舉例而言，下轉換混合器224a及下轉換混合器224b可分別將第一LO信號（例如， ）及第二LO（例如， ）與接收信號u I3(t)混合，且產生作為I通道信號及Q通道信號的混合信號（亦即，參考IQ信號）。
LPF 225a及LPF 225b針對參考IQ信號執行低通濾波且輸出相同信號。
舉例而言，在量測模式下，下轉換混合器224a可藉由基於第一相位 將第一回送信號 與第一LO信號（例如， ）混合而產生第一參考I信號，且下轉換混合器224b藉由將第一回送信號 與第二LO信號（例如， ）混合而產生第一參考Q信號。此外，下轉換混合器224a可藉由基於第二相位 將第二回送信號 與第一LO信號（例如， ）混合而產生第二參考I信號，且下轉換混合器224b可將第二回送信號 及第二LO信號（例如， ）混合以產生與第二參考Q信號相同的信號。
舉例而言，在正常模式下，下轉換混合器224a可藉由將輸入音調信號u I1與第一LO信號（例如， ）混合而產生接收I信號且下轉換混合器224b可藉由將輸入音調信號u I1與第二LO信號（例如， ）混合而接收I信號。
具體言之，在量測模式下，第一回送信號 及第二回送信號 可將根據下轉換混合器224a及下轉換混合器224b中的接收電路200的IQ不平衡輸出的第一參考IQ信號 及第二參考IQ信號 表示為如方程式7及方程式8中的類比基頻。
方程式7
方程式8
在方程式7及方程式8中， 為第一參考I通道信號， 為第一參考Q通道信號， 為第二參考I通道信號， 為第二參考Q通道信號， 、 、 以及 為實際音調信號，且 及 為虛擬音調信號。
ADC 226A及ADC 226B將類比基頻信號轉換成數位基頻信號。舉例而言，方程式7中的類比基頻的第一參考IQ信號 經轉換且輸出成數位基頻的第一參考IQ信號 ，且方程式8的類比基頻的第二參考IQ信號 可經轉換且輸出成數位基頻的第二參考IQ信號 。
在量測模式下，失配補償單元240基於參考音調頻率、參考音調信號以及第一相位 分析第一參考IQ信號 ，且基於參考音調頻率、參考音調信號以及第二相位 分析第二參考IQ信號 ，因此估計增益偏移及根據設定相位差 及實際相位差( 計算的相位偏移( 。正常模式下接收的輸入音調信號u I1反映在自經受下轉換混合的接收IQ信號 、接收IQ信號 估計的增益偏移及相位偏移之後，失配補償單元240將其輸出為校正IQ信號 及校正IQ信號 。
PHY解調器250以與預設方式相同的二進制相移鍵控（BPSK）方式（例如，由傳輸裝置20使用的調變方法）解調校正信號 及校正信號 。
參考圖8，根據一些實例實施例，失配補償器240可包含信號分析器241、偏移估計單元243以及信號補償器245。
信號分析器241分析與自ADC 226A及ADC 226B輸出的至少兩個參考IQ信號相比的信號。偏移估計器243可基於參考音調頻率及至少兩個不同預設相位自信號分析器241的分析結果估計增益偏移及相位偏移。信號補償器245產生且輸出校正IQ信號，其中估計增益偏移及相位偏移反映在接收IQ信號中。
具體言之，信號分析器241以參考音頻 量測接收信號 。舉例而言，信號分析器241基於第一相位 、參考音調信號以及參考音調頻率 分析第一參考IQ信號 ，其中第一回送信號 經受第一回送信號 中的下轉換混合。信號分析器241基於第二相位 、參考音調信號以及參考音調頻率 分析經受第二回送信號 中的下轉換混合的第二參考IQ信號 。
方程式7的 將藉由接收在接收器220中的第一回送信號 而量測的第一參考IQ信號r_ps1(t)表示為頻域，且可表示為方程式9。
＜方程式9＞
在方程式9中，當表示為 時， 可表示為第一相位 、相位偏移 、增益偏移 的方程式。
類似地，方程式8中的 將藉由在接收器220中接收第二回送信號 而量測的第二參考IQ信號 表示為頻域，且可表示為方程式10。
＜方程式10＞
根據方程式9及方程式10，第一相位 中的 的量測值 及第二相位 中的 的量測值 可計算為方程式11及方程式12。
方程式11
方程式12
設定在反饋傳輸器210中的第一相位 及第二相位 為預設的（或替代地，所要的）及為已知的值，且當 考慮到兩個經移相之間的差 時，方程式11與方程式12之間的關係可表示為方程式13。
＜方程式13＞
當方程式13概述為用於 的方程式時，方程式13可表示為方程式14。
＜方程式14＞
方程式14中的第一相位 中的 的量測值 及第二相位 中的 的量測值 可經由方程式11及方程式12估計，且 及 可根據預設及已知 來計算，且因此 可在方程式14中計算。
類似地，當第二相位的 以與方程式13相同的方式導出時， 可概述為方程式15，且 及 可根據第一相位 與第二相位 之間的當前及已知相位差 計算。
方程式15
當 、 、 以及 分別經由方程式11至方程式15獲得時，方程式11及方程式12中的基於第一參考IQ信號 的第一相位差IQ信號 及基於第二參考IQ信號 的第二相位差IQ信號 可如方程式16及方程式17一樣表示。
＜方程式16＞
＜方程式17＞
當方程式16及方程式17表示為矩陣時，方程式16及方程式17可表示為方程式18。
＜方程式18＞
換言之，方程式18繪示劃分成第一相位及第二相位的矩陣 及參考音調信號中的相位偏移 及增益偏移 的矩陣 的所量測接收信號。方程式18可由用於偏移的信號分量 及 的方程式19表示。
＜方程式19＞
在方程式19中，可如方程式20中獲得相位偏移 及增益偏移 。
＜方程式20＞
如上文所描述，偏移估計器243可基於具有預設差的不同相位 及相位 ，以及參考音調頻率 而估計信號分析器241的分析結果的接收器的IQ通道中的增益偏移 及相位偏移 。
圖9為示出操作根據一些實例實施例的電子裝置20的方法的流程圖。
參考圖1、圖5以及圖9，根據一些實例實施例的電子裝置20可包含反饋傳輸器210及接收器220，且可根據操作模式啟動反饋傳輸器210的回送路徑（S10）。舉例而言，在量測模式下，反饋傳輸器210可經啟動以基於第二電子裝置20的參考音調信號產生模擬傳輸信號的回送信號u RF(t)。在正常模式下，根據一些實例實施例，反饋傳輸器210可用作撤銷啟動回送路徑且將第二電子裝置20的傳輸信號傳輸至第一電子裝置10的傳輸裝置。
電子裝置20將相移值設定為反饋傳輸器210中的預設第一相位 （S11），且將具有載波頻率 的第一LO信號 偏移至第一相位。偏移至第一相位的第一LO信號 經受上轉換混合為具有參考音調頻率的參考音調信號，且作為第一回送信號 輸出至接收器220（S12）。接收器220以參考音頻 量測第一接收信號 （S13）。在此情況下，第一接收信號 為自接收器220接收的第一回送信號 。
在反饋傳輸器210中，接收設備將相移值設定為與第一相位 具有預設相位差 的第二相位 （S14），且將具有載波頻率的第一LO信號 偏移至第二相位。偏移至第二相位的第一LO信號 經受上轉換混合成具有參考音調頻率的參考音調信號，且作為第二回送信號u 輸出至接收器220（S15）。接收器220以參考音頻 量測第二接收信號 （S16）。
電子裝置20基於預設及已知值（諸如，第一相位 、第二相位 、相位差 、參考音調頻率 以及參考音調信號）分析第一接收信號 及第二接收信號 。作為分析的結果，自接收信號及第二信號估計增益 及相位偏移 （S17），在接收IQ信號中反映估計的增益偏移 及相位偏移 ，從而校正偏移且輸出校正IQ信號（S18）。
圖10示出根據一些實例實施例的作為接收裝置操作的情況下的頻譜。
參考圖10，即使在傳輸電路100基於實際信號以兩個頻率 及頻率 傳輸具有所有頻率分量的傳輸信號時，根據一些實例實施例的電子裝置20亦可有效估計且補償IQ通道的不平衡。
參考示出的頻譜，當傳輸信號Tx信號在參考音調頻率 及參考音調頻率 中的各者下具有頻率分量時，接收電路200不僅可接收傳輸信號的實際信號r，而且可接收虛擬信號I，如已在圖3中描述。
然而，根據一些實例實施例，電子裝置20可在無單獨本地振盪器（LO）產生器的情況下相移至至少兩個不同預設相位以計算歸因於IQ不平衡的相位偏移及增益偏移，且反映及輸出在正常模式下接收的接收IQ信號的計算偏移。另外，即使接收虛擬信號i，由於其與實際信號r具有不同相位，因此仍存在如下優勢：在接收設備（200）中分別準確地量測實際信號r1及實際信號r2的大小及相位分量以及虛擬信號i1及虛擬信號i2的大小及相位分量。另外，電子裝置20可經由反饋傳輸器210產生實際信號，亦即回送信號，藉此降低裝置的複雜度。
待經由本發明概念的一些實例實施例達成的技術態樣提供能夠估計及補償同相/正交不平衡的電子裝置及其操作方法。
上文所揭露的元件中的一或多者可包含一或多個處理電路或實施於一或多個處理電路中，所述處理電路諸如：硬體，包含邏輯電路；硬體/軟體組合，諸如執行軟體的處理器；或其組合。舉例而言，處理電路更具體地可包含但不限於中央處理單元（central processing unit；CPU）、算術邏輯單元（arithmetic logic unit；ALU）、數位信號處理器、微電腦、場可程式化閘陣列（field programmable gate array；FGPA）、系統晶片（System-on-Chip；SoC）、可程式化邏輯單元、微處理器、特殊應用積體電路（application-specific integrated circuit；ASIC）等。
儘管上文已參考隨附圖式描述本發明概念的一些實例實施例，但本發明概念不限於本文中的實例實施例，而是可以各種不同方式實施，且本發明概念可以許多不同形式實施而無需改變如所屬技術領域中具有知識者將理解的技術主題及基本特徵。因此，本文所闡述的實例實施例僅為實例，且不應解釋為限制性的。
1:通信系統 10:第一電子裝置 20:第二電子裝置 30:無線網路 100:傳輸電路 110:傳輸裝置 111:PHY調變器 120、220:接收裝置 121、212:數位類比轉換 130、213、222:LO產生器 140:上轉換混合器 150:功率放大器 160:天線 200:接收電路 210:反饋傳輸裝置/反饋傳輸器 211:PHY產生器 214:移相器 215:上轉換混合器 221:端子選擇電路 223:90度移相器 224a、224b:下轉換混合器 225a、225b:LPF 226A、226B:ADC 227:輸出端子選擇電路 231:接收天線 232:低雜訊放大器 240:失配補償器 241:信號分析器 242:功率放大器 243:偏移估計單元 244:傳輸天線 245:信號補償器 250:PHY調變器 dc:載波頻率 :載波頻率 、:參考音調頻率 i、i1、i2:虛擬信號 r、r1、r2:實際信號 RF:回送路徑 、:接收IQ信號 、:校正IQ信號 、:第一參考IQ信號 、:第二參考IQ信號 S10、S11、S12、S13、S214、S215、S216、S17、S18:步驟 Tx:傳輸信號 u I1:傳輸音調信號/通帶信號 u I1(n):BPSK信號 u I1(t):基頻信號 u I2(t):通帶傳輸信號 u I3:信號 u I3(t):接收信號 u RF(t):回送信號
本發明概念的上述及其他態樣以及特徵將藉由參考隨附圖式來詳細描述其實例實施例而變得更顯而易見，在隨附圖式中： 圖1示出根據一些實例實施例的通信系統。 圖2及圖3示出表示傳輸信號及接收信號的頻譜。 圖4為示出根據一些實例實施例的傳輸電路的圖。 圖5為示出根據一些實例實施例的電子裝置的圖。 圖6A為示出根據一些實例實施例的量測模式下的反饋傳輸器的圖，且圖6B為示出正常模式下的反饋傳輸器的圖。 圖7示出根據一些實例實施例的接收器。 圖8更詳細地示出根據一些實例實施例的接收器中的失配補償器。 圖9為示出操作根據一些實例實施例的電子裝置的方法的流程圖。 圖10示出根據一些實例實施例的作為接收裝置操作的情況下的頻譜。
20:第二電子裝置
210:反饋傳輸裝置
220:接收裝置
231:接收天線
232:低雜訊放大器
241:信號分析器
242:功率放大器
uI1:傳輸音調信號
uI2(t):通帶傳輸信號
uRF(t):回送信號

Claims (20)

  1. 一種電子裝置，包括： 反饋振盪器，經組態以輸出第一振盪信號及第二振盪信號，所述第二振盪信號與所述第一振盪信號具有限定相位差，所述反饋振盪器包含經組態以接收所述第一振盪信號且輸出所述第二振盪信號的移相器； 上轉換混合器，經組態以輸出藉由將所述第一振盪信號與參考音調信號混合而獲得的第一回送信號，且輸出藉由將所述第二振盪信號與所述參考音調信號混合而獲得的第二回送信號；以及 接收器，經組態以自所述第一回送信號產生第一參考同相/正交（in-phase/quadrature；IQ）信號，自所述第二回送信號產生第二參考IQ信號，且比較所述第一參考IQ信號與所述第二參考IQ信號之間的實際相位差與所述限定相位差。
  2. 如請求項1所述的電子裝置，其中所述接收器包括： 下轉換混合器，經組態以藉由將所述第一回送信號與接收器本地振盪信號混合而產生所述第一參考IQ信號，且藉由將所述第二回送信號與所述接收器本地振盪信號混合而產生所述第二參考IQ信號；以及 失配補償器，經組態以比較所述第一參考IQ信號與所述第二參考IQ信號之間的所述實際相位差與所述限定相位差，且校正接收IQ信號以反映所述實際相位差與所述限定相位差的結果。
  3. 如請求項2所述的電子裝置，其中所述失配補償器包括： 信號分析器，經組態以分析混合至具有參考音調頻率的所述參考音調信號及由所述移相器設定的相位值中的所述第一參考IQ信號及所述第二參考IQ信號； 偏移估計單元，經組態以比較所述實際相位差與所述限定相位差以輸出相位偏移，且分析混合至所述參考音調信號中的所述第一參考IQ信號及所述第二參考IQ信號以輸出增益偏移；以及 信號補償器，經組態以產生校正IQ信號以將所述增益偏移及所述相位偏移反映至所述接收IQ信號中。
  4. 如請求項1所述的電子裝置，其中所述移相器經組態以輸出反饋振盪信號作為所述第一振盪信號，且輸出所述第二振盪信號以使所述第一振盪信號相移至所述限定相位差。
  5. 如請求項4所述的電子裝置，其中 所述上轉換混合器連接至數位類比轉換器（DAC）的輸出端子，所述數位類比轉換器經組態以輸出經受數位類比轉換的所述參考音調信號， 所述上轉換混合器經組態以藉由將所述參考音調信號與所述第一振盪信號混合而輸出所述第一回送信號，以及 所述上轉換混合器經組態以藉由將所述參考音調信號與所述第二振盪信號混合而輸出所述第二回送信號。
  6. 如請求項4所述的電子裝置，其中在正常模式下， 所述移相器為不活動的，以及 所述上轉換混合器經組態以將所述反饋振盪器的所述反饋振盪信號與所述參考音調信號混合，且經由功率放大器將經混合的信號輸出至天線。
  7. 如請求項1所述的電子裝置，其中所述電子裝置經組態以在超寬頻（UWB）通信中使用突發位置調變（BPM）-二進制相移鍵控（BPSK）。
  8. 一種電子裝置，包括： 反饋振盪器，經組態以產生反饋振盪信號； 移相器，經組態以輸出具有移位至第一相位的所述反饋振盪信號的第一振盪信號，且具有移位至第二相位的所述反饋振盪信號的第二振盪信號； 上轉換混合器，經組態以在量測模式下藉由將所述第一振盪信號與參考音調信號混合而產生且輸出第一回送信號，且藉由將所述第二振盪信號與所述參考音調信號混合而產生且輸出第二回送信號；以及 接收器，經組態以在所述量測模式下藉由下轉換混合所述第一回送信號而產生第一參考IQ信號，且藉由下轉換混合所述第二回送信號而產生第二參考IQ信號， 其中所述接收器經組態以藉由比較所述第一振盪信號與所述第二振盪信號之間的限定相位差與所述第一參考IQ信號與所述第二參考IQ信號之間的實際相位差而估計相位偏移，且自所述第一參考IQ信號及第二參考IQ信號估計增益偏移。
  9. 如請求項8所述的電子裝置，其中所述接收器包括： 下轉換混合器，經組態以在所述量測模式下將所述第一回送信號及所述第二回送信號與接收器振盪信號下轉換混合，且輸出經混合的所述第一回送信號作為所述第一參考IQ信號且輸出經混合的所述第二回送信號作為所述第二參考IQ信號； 低通濾波器，經組態以對所述第一參考IQ信號及所述第二參考IQ信號進行低通濾波； 模數轉換器（ADC），經組態以將經濾波的所述第一參考IQ信號及經濾波的所述第二參考IQ信號轉換成數位格式；以及 失配補償器，經組態以輸出經轉換的所述第一參考IQ信號與經轉換的所述第二參考IQ信號之間的所述實際相位差，且比較所述實際相位差與所述限定相位差。
  10. 如請求項9所述的電子裝置，其中所述失配補償器經組態以分析混合至具有參考音調頻率的參考音調信號及由所述移相器設定的所述第一相位中的所述第一參考IQ信號，分析混合至所述參考音調信號及第二相位的所述第二參考IQ信號，所述第二相位與由所述移相器設定的所述第一相位具有所述限定相位差，估計所述限定相位差與所述實際相位差之間的相位偏移，以及藉由分析具有所述參考音調信號的所述第一參考信號IQ及所述第二參考信號IQ而估計增益偏移。
  11. 如請求項10所述的電子裝置，更包括經組態以接收輸入音調信號的天線， 其中所述接收器經組態以藉由以下操作產生接收IQ信號：在正常模式下將所述輸入音調信號下轉換混合為所述接收器振盪信號，及輸出用所述增益偏移及所述相位偏移補償所述接收IQ信號的校正IQ信號。
  12. 如請求項9所述的電子裝置，其中所述失配補償器包括： 信號分析器，經組態以分析混合至所述參考音調信號及所述限定相位差中的所述第一參考IQ信號及所述第二參考IQ信號； 偏移估計單元，經組態以根據所述信號分析器的分析結果而計算所述增益偏移及所述實際相位差與所述限定相位差之間的所述相位偏移；以及 信號補償器，經組態以產生校正IQ信號以用所述增益偏移及所述相位偏移補償接收IQ信號。
  13. 如請求項8所述的電子裝置，更包括： 實體層（physical layer；PHY）產生器，經組態以調變及輸出所述參考音調信號；以及 數位類比轉換器（DAC），經組態以將經調變的所述參考音調信號轉換成類比信號； 其中所述上轉換混合器經組態以將所述第一回送信號及所述第二回送信號輸出至回送路徑，以及 其中所述回送路徑為反饋傳輸器與所述接收器的輸入端子之間的連接。
  14. 一種用於操作電子裝置的方法，所述方法包括： 在量測模式下藉由將反饋振盪信號相移至第一相位而產生第一振盪信號，及藉由將所述反饋振盪信號相移至第二相位而產生第二振盪信號； 藉由將參考音調信號與所述第一振盪信號上轉換混合而產生第一回送信號，且藉由將所述參考音調信號與所述第二振盪信號上轉換混合而產生第二回送信號； 藉由將所述第一回送信號與接收器中的接收器振盪器信號下轉換混合而產生第一參考IQ信號； 藉由將所述第二回送信號與所述接收器中的所述接收器振盪器信號下轉換混合而產生第二參考IQ信號；以及 根據所述第一參考IQ信號及所述第二參考IQ信號估計所述接收器的增益偏移及相位偏移。
  15. 如請求項14所述的用於操作電子裝置的方法，其中所述估計包括： 藉由比較所述第一參考IQ信號與所述第二參考IQ信號之間的實際相位差與限定相位差而計算所述相位偏移；以及 根據所述第一參考IQ信號及所述第二參考IQ信號的信號大小計算所述增益偏移。
  16. 如請求項14所述的用於操作電子裝置的方法，其中 所述接收器振盪器信號包含具有第三相位的第一接收器振盪信號及與所述第三相位具有90度相位差的第二接收器振盪信號，以及 所述電子裝置經組態以產生具有降混至所述第一接收器振盪信號的所述第一回送信號的第一參考I信號及具有降混至所述第二接收器振盪信號的所述第一回送信號的第一參考Q信號，以及 所述電子裝置經組態以產生具有降混至所述第一接收器振盪信號的所述第二回送信號的第二參考I信號及具有降混至所述第二接收器振盪信號的所述第二回送信號的第二參考Q信號。
  17. 如請求項16所述的用於操作電子裝置的方法，其中所述估計包括： 針對所述第一參考I信號、所述第一參考Q信號、所述第二參考I信號及所述第二參考Q信號執行類比數位轉換； 分析混合至參考音調頻率、所述參考音調信號、所述第一相位以及所述第二相位的經轉換第一參考I信號、經轉換第一參考Q信號、經轉換第二參考I信號及經轉換第二參考Q信號； 將限定相位差與實際相位差之間的差判定為所述相位偏移；以及 自所述相位偏移、所述第一參考I信號、所述第一參考Q信號、所述第二參考I信號以及所述第二參考Q信號判定所述增益偏移。
  18. 如請求項14所述的用於操作電子裝置的方法，其中所述接收器經組態以， 在正常模式下經由接收天線接收輸入音調信號， 藉由執行所述輸入音調信號與所述接收器振盪信號的下轉換混合而產生接收IQ信號，以及 用經估計的所述增益偏移及所述相位偏移補償所述接收IQ信號以輸出校正IQ信號。
  19. 如請求項18所述的用於操作電子裝置的方法，其中在所述正常模式下不產生所述第一回送信號及所述第二回送信號。
  20. 如請求項14所述的用於操作電子裝置的方法，其中所述電子裝置經組態以在超寬頻（UWB）通信中使用突發位置調變（BPM）-二進制相移鍵控（BPSK）。
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