TW202033981A

TW202033981A - 高解析度多工系統

Info

Publication number: TW202033981A
Application number: TW108141388A
Authority: TW
Inventors: 大衛艾倫派史杜巴; 約翰史蒂芬派卡; 彼得康迪尼爾
Original assignee: 加拿大商１１０９３５６８加拿大公司
Priority date: 2018-11-14
Filing date: 2019-11-14
Publication date: 2020-09-16
Also published as: US20200150036A1; IL283024A; EP3881104A1; JP2022507037A; EP3881104A4; CA3119854A1; WO2020097732A1; KR20210088695A; US11169088B2; CN113167919A

Abstract

提供一種改良時間解析度及信雜比的時變粒子通量之量測方法。粒子可為光子、中子、電子或帶電粒子。該方法包括一電子及/或光學組件集合及一實施輸入通量之N重時間多工的演算法集合。系統可用以藉由使用一換能器將通量轉換成一相容形式來量測其他類型之通量。系統可包括用於將入射的粒子通量轉換成與粒子通量之幅值成比例的一光子通量的一換能器，諸如一閃爍器。本發明可與所屬領域中具通常知識者已知之多工方法，例如哈達瑪及傅立葉方法一起使用。

Description

高解析度多工系統

本發明係關於改良時間解析度及信雜比的時變粒子通量之量測方法及裝置。粒子可為光子、中子、電子及帶電粒子。

粒子通量之幅值按照慣例藉由以下操作來量測：收集粒子通量；將粒子通量引導至換能器上，該換能器產生幅值與粒子通量成比例的電信號（電壓或電流）；調節電信號；及將該電信號與一標準電信號集合進行比較，從而為粒子通量幅值指派數值。最後的步驟按照慣例是由類比至數位轉換器（analog to digital converters；ADC）進行。

類比至數位轉換器充當類比電信號與數位計算裝置之間的介面，應用範圍從儀錶到雷達再到通信。用兩個主要指標（即，以Hz表示的取樣速率以及精度）來指明ADC之性能。ADC的精度以各樣地dB或有效位元數（effective number of bits；ENOB）表示。通常，ADC的精度隨取樣速率的增加而降低，因此粒子通量量測的精度也會降低。本發明的一個總的目的是在高取樣速率下增加粒子通量量測的精度。本發明的另一主要目標是增加能實現的最大取樣速率，使得短時間間隔內的粒子通量改變不再成問題。

在先前技術中，高頻ADC（＞1 GHz）通常由兩個或更多個在時間上交錯的低速率ADC之堆疊構成，從而獲得接近低速率ADC精度的精度。此等設計依賴於時序電路將輸入信號按順序投送至該堆疊中之每一ADC。因為時序信號存在抖動（jitter），誤差被引入進來。本發明之目標是減少由時序信號抖動導致的誤差。因為堆疊中的交錯式ADC之間存在差異性，其他誤差也被引入進來，具體而言，存在偏移（offset）及增益誤差。本發明之目標是降低增益及偏移誤差之影響。

本發明可用於諸如雷達、通信及儀錶等應用中，該些應用既要求高資料速率，又要求高精度及準確度。本發明之例示性應用為多千兆赫信號分析器，後文稱為GSA。例示性GSA將光學或電子信號作為輸入。GSA旨在說明本發明之概念且不限制本發明之範疇。

本發明提供用於量測粒子通量之時間相依性的多工方法。粒子可為電子、離子、中子或光子。在以下論述之上下文中，術語通量係指每單位時間通過垂直於運動方向之平面的粒子數或每單位時間通過垂直於運動方向之平面的該些粒子所攜載的能量。

本發明為包含一電子及/或光學組件集合及一演算法集合的系統，該些演算法實施輸入通量之N重時間多工。輸入通量可為電子或光子或離子或中子。系統可用以量測其他類型之通量，量測方法是使用換能器將通量轉換成相容的形式。舉例而言，系統可包括用於將入射的粒子通量轉換成與粒子通量之幅值成比例的光子通量的換能器，諸如閃爍器。本發明可與所屬領域中具通常知識者已知之多工方法，例如哈達瑪及傅立葉方法一起使用。

本發明較佳但不一定與本申請人在2018年5月23日申請的美國申請案15/987,279中所描述之高效多工（high efficiency multiplexing；HEMS）一起使用，該美國申請案對應於2018年11月29日作為WO 2018/213923公佈的PCT申請案PCT/CA2018/050599，其揭示內容以引用之方式併入本文中。HEMS為改良粒子通量量測之信雜比（signal to noise ratio；SNR）的方法。下文描述包括對HEMS的一些參考，且將瞭解到，此等參考僅為例示性的，且本文中的本發明可與其他方法一起使用。

輸入通量Φ連接至信號調節裝置。信號調節裝置可能不起作用，或者信號調節裝置可為放大器，或信號調節裝置可將輸入通量添加至另一通量。信號調節裝置的輸出劃分成N個實質上相等的部分，且各部分（每一部分的通量為ϕ = Φ/N）沿著不同路徑被引導至不同閘裝置。每一閘裝置連接至至少一個積分裝置。在HEMS具體實例中存在d個積分裝置，其中d是大於1的整數。閘裝置用以阻擋通量ϕ，抑或用以基於長度為N之預置碼序列將所有通量引導至d個積分裝置中的一者。積分裝置用以產生與它自閘裝置所接收到的積分通量成比例的電信號。碼序列中的每一元素標識（identify）針對時間間隔τ由閘裝置進行的動作。時間間隔較佳是相等的，且總積分時間為T = Nτ。本文配置中進行動作的時間間隔是不相等的，在此狀況下，總積分時間為T = ∑τ_i 。在每一積分時段T結束時，每一積分裝置將與積分通量成比例的電信號傳遞至任選緩衝裝置或直接傳遞至具有習知設計之ADC。緩衝裝置儲存來自積分裝置的電信號，在至少2T且較佳長於NT的時段內基本保持不變。儲存於緩衝裝置中之積分信號視情況由類比電路處理，以產生與每一時間間隔τ_i 期間的平均通量Φ_i 成比例的類比定量a_i 。

視情況將類比量a_i 與類比臨限值進行比較以產生關於入射通量的資訊。

視情況且可能基於任選類比比較，將類比量a_i 傳遞至習知ADC且轉換成數位形式。

視情況將緩衝器裝置中的Nd個積分信號之集合傳遞至習知設計之一或多個ADC且轉換成數位值。數位值接著由數位處理裝置處理以提供與每一時間間隔τ_i 期間的平均通量Φ_i 成比例的數目。

積分器為此項技術中已知的任何對信號進行求和的裝置。舉例而言，積分器可為電容器。緩衝器為此項技術中已知的任何儲存信號並基本保持不變的裝置。舉例而言，緩衝器可為儲存電荷的電容器。閘為此項技術中已知的任何將信號自一個路徑切換至兩個或更多個替代路徑的裝置。術語「信號」在本文中係指類比量，諸如電子或電壓量。輸入信號及切換後的信號較佳以一比例常數有關。理想情況下，比例常數為一。舉例而言，閘可為電子MUX。對於本發明之一些高頻應用，先前技術中的標準MUX之時間回應可能不夠充分。在一些具體實例中，本文配置包括延遲線，如下文進一步描述，該些延遲線使ADC系統整體之時間解析度優於閘元件之時間解析度。在一些具體實例中，本發明包括電光開關機構，如下文更詳細描述，該電光開關機構之時間解析度優於閘元件之時間解析度。

在一個具體實例中，該配置提供以下步驟：收集每一時間間隔內的入射粒子通量；將粒子通量引導至調節裝置中，該調節裝置沿著N個不同路徑輸出N個調節後的粒子通量至每一該N個路徑上的一閘控裝置，每一調節後的粒子通量的幅值與入射粒子通量成比例；每一該閘控裝置用於在每一時間間隔內根據獨特於每一該閘控裝置之一碼序列沿著至少兩個不同閘控路徑中的一者引導粒子通量；沿著閘控路徑中之每一者將粒子通量引導至各別積分裝置；（然而兩個路徑中的一者可為終端，使得在此情況下僅對路徑中的一者進行積分）每一該d個積分裝置用於產生與在N個時間間隔內積分的粒子通量成比例的電信號；以及分析該Nd個電信號以獲得關於在N個時間間隔內的入射粒子通量之幅值的資訊；其中每一獨特碼序列係長度N，且具有至少兩個不同元素，該些元素指定至少兩個不同閘控路徑，且d大於或等於一。亦即在d=1時，一個路徑為終端且不能使用。步驟視情況包括將每一電信號引導至緩衝裝置，該緩衝裝置用於儲存該電信號。在由ADC執行分析的一個配置中，步驟包括：將每一該電信號引導至類比至數位轉換器，該類比至數位轉換器用於產生與電信號成比例的數位值；以及將該Nd個數位值引導至數位計算裝置。

在由ADC執行分析以產生時間序列d=1的另一具體實例中，步驟包括：將每一該電信號引導至類比至數位轉換器，該類比至數位轉換器用於產生與電信號成比例的數位值；將該N個數位值引導至數位計算裝置；將該N個數位值配置至資料向量Y 中；以及將該資料向量Y 乘以矩陣H 以獲得關於在N時間間隔內的入射粒子通量之幅值的資訊；其中d等於一，矩陣H 為矩陣Z 的逆矩陣，Z 具有長度為N之N列（row），每一列對應於一個閘控裝置，且Z 之每一列為一個閘控裝置之獨特碼序列。

在由ADC執行分析以產生時間序列哈達瑪（Hadamard）的另一具體實例中，步驟包括：將每一該電信號引導至類比至數位轉換器，該類比至數位轉換器用於產生與電信號成比例的數位值；將該N個數位值引導至數位計算裝置；將該N個數位值配置至資料向量Y 中；以及將該資料向量Y 乘以矩陣H 以獲得關於在N時間間隔內的入射粒子通量之幅值的資訊；其中d等於一，矩陣H 為矩陣Z 的逆矩陣，Z 具有長度為N之N列，每一列對應於一個閘控裝置，且Z 之每一列為一個閘控裝置之獨特碼序列，且Z 之每一列為一個閘控裝置之獨特碼序列，其中獨特碼序列為哈達瑪序列之循環排列（cyclic permutation）。

在由ADC執行分析以產生時間序HEMS的另一具體實例中，步驟包括：將每一該電信號引導至類比至數位轉換器，該類比至數位轉換器用於產生與電信號成比例的數位值；將該Nd個數位值引導至數位計算裝置；將該Nd個數位值配置至資料向量Y 中；以及將該資料向量Y 乘以矩陣H 以獲得關於在N時間間隔內的入射粒子通量之幅值的資訊；其中d超過一，且矩陣H 為(Z^T Z )^-1 Z^T ，Z 具有dN列，且Z 之每一列為一個閘控裝置之獨特碼序列，其中獨特碼序列為偽隨機（pseudo random）序列。

在硬體一般狀況下執行分析的另一具體實例中，步驟包括：將每一該電信號引導至硬體處理器，該硬體處理器用於產生該些電信號之組合；以及將至少一個該組合與臨限電信號值進行比較以獲得資訊。

在硬體PCA狀況下執行分析的另一具體實例中，步驟包括：將每一該電信號引導至硬體處理器，該硬體處理器用於將該些電信號投射至至少一個主成分上；以及將主成分上之至少一個該投射與臨限電信號值進行比較以獲得關於輸入的資訊。

在硬體一般狀況下以ADC跟蹤（follow-up）執行分析的另一具體實例中，步驟包括：將每一該電信號引導至硬體處理器，該硬體處理器用於產生該些電信號之組合；將至少一個該組合與臨限電信號值進行比較以獲得資訊；至少部分地基於該資訊，將至少一個該電信號引導至類比至數位轉換器以轉換為數位值；以及分析至少一個數位值以獲得關於輸入信號的資訊。

在硬體一般狀況下執行分析的另一具體實例中，ADC跟蹤時間序列。步驟包括：將每一該電信號引導至硬體處理器，該硬體處理器用於產生該些電信號之組合；以及將至少一個該組合與臨限電信號值進行比較以獲得資訊；以及至少部分地基於該資訊，引導N個電信號；將每一該電信號引導至類比至數位轉換器，該類比至數位轉換器用於產生與電信號成比例的數位值；將該Nd個數位值引導至數位計算裝置；將該Nd個數位值配置至資料向量Y 中；以及將該資料向量Y 乘以矩陣H 以獲得關於在N時間間隔內的入射粒子通量之幅值的資訊；其中d等於一，矩陣H 為矩陣Z 的逆矩陣，Z 具有長度為N之N列，每一列對應於一個閘控裝置，且Z 之每一列為一個閘控裝置之獨特碼序列，其中獨特碼序列為哈達瑪序列之循環排列。

在硬體一般狀況下以ADC跟蹤時間序列執行分析的另一具體實例中，步驟包括：將每一該電信號引導至硬體處理器，該硬體處理器用於產生該些電信號之組合；以及將至少一個該組合與臨限電信號值進行比較以獲得資訊；以及至少部分地基於該資訊，引導至少一個該電信號將每一該電信號引導至類比至數位轉換器，該類比至數位轉換器用於產生與電信號成比例的數位值；將該Nd個數位值引導至數位計算裝置；將該Nd個數位值配置至資料向量Y 中；以及將該資料向量Y 乘以矩陣H 以獲得關於在N時間間隔內的入射粒子通量之幅值的資訊；其中d超過一，矩陣H 為(Z^T Z )^-1 Z^T ，Z 具有dN列，且Z 之每一列為一個閘控裝置之獨特碼序列，其中獨特碼序列為偽隨機序列。

在一些具體實例中，信號調節裝置包括用以偵測週期性信號序列的開始之組件，該組件產生開始信號。開始信號又導致每一閘裝置相對於該開始信號以恆定時間延遲開始其編碼序列。舉例而言，開始偵測組件可為比較器。此外，具體實例可包括自信號源至閘裝置之延遲路徑，使得開始信號在信號被量測之前到達閘裝置。

每一閘裝置的長度為N之碼序列包括至少兩個相異值。亦即，在N個間隔之集合中的至少一個間隔內，閘裝置將通量ϕ傳遞至目的地，該目的地不同於第一間隔中的目的地。較佳地，碼序列將大致相同數量的間隔指派給每一目的地。在一些具體實例中，碼序列為哈達瑪序列。在一些具體實例中碼序列為偽隨機序列。每一碼元素指定在一個間隔τ內使用哪個積分裝置（或不使用積分裝置）。舉例而言，若d=4且碼元素為3，則將通量引導至第3積分裝置。

在一個重要的具體實例中，每一閘裝置與積分裝置之兩個或更多個集合相連接，且碼序列在每一積分時段T內僅針對一個集合進行操作。此特徵為有用的，因為諸如電容器等實際積分裝置需要一段時間來重置。在此具體實例中，一個集合為正在積分，而其他集合為正在傳遞積分信號以及正在重設成零。

在一些具體實例中，信號調節裝置將入射通量Φ分成兩個相等部分。一個部分是不變的。第二部分反向，且在引入延遲T的路徑上發送。第二部分與第一部分重組，且組合通量被劃分成N個部分，且沿著路徑引導至N個閘裝置，如上文所描述。在此具體實例中，每一積分裝置含有在先前N間隔內的積分信號。亦即對於添加的每一信號，在週期T之後減去相同的信號。此具體實例消除潛時T，因為一新的積分信號之集合在每一間隔τ之後可用。

在一些具體實例中，存在與每一閘裝置相連接的一個積分裝置，且碼序列之可能狀態係連接至積分器抑或不連接。此具體實例具有與先前交錯式系統相同的總輸送量，但增加了多工優勢，從而改良SNR。

在一些具體實例中，d=1且碼序列為哈達瑪序列。在此具體實例中Y =ZB +ε (1) 其中Y 為所測得參數之向量，B 為描述粒子通量Φ之向量，其中B之每一連續列對應於連續週期τ期間的平均通量，且Z 為描述通量場之每一值中有多少粒子通量進入觀測參數Y 之每一量測的係數矩陣，且ε為誤差。若積分間隔τ不相等，則Z 矩陣之係數由實際值加權以得到補償。等式1的解是B =Z ^-1 Y (2)

哈達瑪具體實例進行的量測次數與先前技術系統中的順序交錯方案相同，但由時序抖動產生的誤差減少，因為是計算週期t內的平均值，而非計算一個時刻的瞬時值。此外，多工方法按N^-1/2 的比例減少電子器件中產生的不相關雜訊。在本發明之輸入級之前進入信號的雜訊被忠實地為了單個事件而再現。若信號重現，則多工方法亦將減少在輸入級之前進入信號的不相關雜訊。

在一較佳具體實例中，d＞1，且碼序列係為將量測誤差減至最小而被選擇的偽隨機序列之循環排列。如HEMS應用中所論述，在此情況下，等式1具有最小平方解：B = (Z ^T Z )^-1 Z ^T Y (3)H = (Z ^T Z )^-1 Z ^T (4)

上文哈達瑪具體實例中所有關於雜訊減少的評述亦適用於此具體實例，除了SNR之量值較大且因此此具體實例較佳之外。此具體實例要求d倍於先前技術高速率ADC系統之樣本輸送量。此具體實例之優勢在於信雜比（SNR）較高且因此可達成取樣速率等效情況下的較高位元深度。可使用其他統計學方法。所屬領域中具通常知識者將認識到等式2及3適用於測定值的不確定性相等的狀況，且在不確定性不相等的狀況中已導出彼替代形式。可使用諸如神經網路等其他方法，且該些方法特別適用於所測得參數Y 的不確定性不相等之狀況。

在一些d＞1具體實例中，通量Φ在路徑之間被不均勻劃分，且沿著每一路徑的積分信號被乘以校正常數，使得路徑上所有積分裝置d上的積分信號之總和乘以該校正常數的值對於所有N條路徑都相同。

在一些具體實例中，將Y 之類比值遞送至習知ADC，對其進行數位化，且時間序列B =HY 由數位處理裝置計算。

在一些具體實例中，Y 之類比值遞送至習知ADC，以第一位元解析度數位化，且Y 之數位表示由數位處理裝置分析以獲得第一資訊，且至少部分地基於該第一資訊，決定是否以具有第二位元解析度之習知設計的ADC處理Y 之相同類比值。此具體實例適用於所關注的資料（data of interest）是稀疏之應用。例如，雷達應用可以快速8位元ADC處理所有Y 向量，且基於分析結果，將一些Y 向量自緩衝裝置遞送至更慢24位元ADC以便以更高解析度分析所關注的信號。

在一些具體實例中，矩陣乘法HY 藉由類比電路執行，且結果以類比的形式儲存於緩衝器裝置中。

在一些具體實例中，將B 之類比值與臨限類比值進行比較，且至少部分地基於比較結果進行一動作。

在一些具體實例中，Y 之類比值的線性組合由類比電路計算，且將線性組合中之至少一者與至少一個臨限值進行比較，且至少部分地基於比較結果進行一動作。此特徵適用於由例如主成分分析（PCA）進行型樣辨識。在此實例中，主成分上之投射為Y 資料向量之線性組合。應注意，若首先計算B ，則發現相同結果，即使還有需要進行更多計算。在雷達應用中，類比比較可用以將所關注的信號與背景雜訊區別開，且接著僅數位化所關注的信號。

在一些具體實例中，來自每一積分時段的Nd個積分類比信號經緩衝，且僅一個習知ADC處理連續自緩衝器裝置讀取之所有Nd個類比值。所屬領域中具通常知識者將認識到，偏移以及增益誤差在對應於一個取樣週期T的N個通量值之區塊內消失。當然，將需要額外ADC來處理在用一個ADC處理Nd個樣本期間獲取的區塊，且由不同ADC操控的區塊之間將存在偏移以及增益誤差。此具體實例之優勢在於誤差僅以可預測間隔T位準移位，且在數位域內易於校正。

在一些具體實例中，一緩衝器裝置陣列與至少兩個類型之ADC元素A及B連接。A型ADC能夠以速率f/N操作，輸出具有位元深度b_a 的數位化結果。B型ADC以低於f/N的速率操作，但輸出具有位元深度b_b ＞b_a 之數位化結果。舉例而言，在具有500 MHz ADC的假設4 GHz系統中，A型為輸出8位元結果之500 MHz ADC，且B型為輸出24位元結果之4 MHz ADC。在操作中，系統如下工作。A型ADC數位化樣本空間中之所有樣本，且硬體或軟體處理器將時間序列分成具有背景之區以及具有所關注之特徵的區。對應於所關注之特徵的緩衝器由B型ADC讀取，且分析更高解析度結果以獲得關於所關注之特徵的資訊。

在一些應用中，所要時間解析度δ小於所使用硬體之閘切換時間τ。讓p =τ/δ為最小閘切換時間與所要時間解析度之間的比率。此外，p捨入至最近整數。舉例而言，若MUX之最小切換時間為5 ns，且所需δ為50 ps，則p =100。閘切換時間本身不是限制因素，因為閘函數僅對更高解析度信號進行卷積。因為閘函數為已知的，所以更高解析度信號可藉由反卷積復原。最終時間解析度不相依於閘週期，而是相依於閘週期開始時間之最小可能偏移。閘週期開始時間之偏移可例如產生於FPGA中。或者，控制線至閘裝置之長度可具有不同長度，使得沿著更長線傳播的控制信號稍後到達。若電子正以c/3行進的路徑改變1微米，則到達時間差為10 fs。儘管延遲線之遞增較佳具有相等長度，但這不是必需的。所需的是遞增彼此以δ之近似整數倍數不同，且其長度為吾人所知。詳述之，本發明方法發現在積分之實際時間間隔期間的平均通量，且應理解，所計算出的結果具有不均勻時間間隔，該些不均勻時間間隔反映量測時間間隔。具有相等時間間隔之結果可藉由內插獲得。為達成說明之目的，下文概述了使用反卷積之兩個方法。

第一數學方法是將量測模型化為全長為T的一p個時間序列之集合，兩者之間偏移δ。每一時間序列單獨判定為B_n =HY_n ，其中n自1至p。在此情況下，H 具有N列。每一時間序列之解析度被閘限於τ。長度N之p時間序列交錯，給予具有點間隔δ的組合系列長度pN。所得時間序列為具備閘週期τ之信號的卷積。因為τ，且τ之形狀大概已知，所以可藉由所屬領域中具通常知識者已知之標準反卷積方法，例如傅立葉反卷積來復原信號。

第二數學方法是模型化像似在HEMS應用中論述的特普立茲（Toeplitz）狀況的系統。在此情況下，Z 之尺寸增加p倍。在一較佳具體實例中，Z 含有長度不同之至少兩個區塊大小s及t，它們不具有共同除數。此外，s及t為大於或等於最小區塊大小p之整數。較佳地，s及t亦為質數。在最佳具體實例，存在兩個以上區塊長度，且這些長度為質數。多工序列Z 的選項數量極大，其中一些選項給出比其他選項更好的信雜比（SNR）。

對於靜態空間遮罩，在特普立茲狀況下，矩陣(Z^T Z )^-1 為奇異的，且因此變換矩陣H = (Z^T Z )^-1 Z^T 無效。然而，在量測期間由空間遮罩之運動產生的卷積使(Z^T Z )^-1 為非奇異，且較高標稱解析度下的數據點可經計算，如同HEMS應用中所論述。可達成信雜比（SNR）相依於卷積之細節。同樣，閘之有限轉變時間產生使(Z^T Z )^-1 為非奇異之時間卷積。具體而言，在提供所需卷積的切換時間期間將通量部分分至不同積分器。信號直接計算為B =HY 。因此，藉由先前針對空間解析率所描述之方法，有可能達成比調節器元件之寬度更精細的時間解析度，即使SNR中存在一定的降級。

在一些具體實例中，入射通量Φ被分成Np個相等部分；各部分被引導至一閘，每一閘裝置將通量引導至由長度Np之碼序列指定的積分裝置；積分裝置對信號進行積分；及分析積分信號以判定輸入通量之時間相依性，其中碼序列係由大於或等於p之長度的子序列組成。此具體實例對應於HEMS應用中所描述之特普立茲狀況。

在一些具體實例中，閘裝置由一或多個電光裝置組成，該些電光裝置回應於控制信號將入射光子通量分流至不同積分裝置中。在一較佳具體實例中兩個順序電光裝置將入射光子通量分流至沿著封閉路徑配置之積分裝置中，其中積分裝置成形為實施碼序列。較佳地，在光子通量入射於該積分裝置上時，積分裝置對藉由光電效應產生的光電子進行積分。

在一些具體實例中，閘裝置由一或多個電偏轉裝置組成，該些電偏轉裝置回應於控制信號將入射電子通量分流至不同積分裝置中。在一較佳具體實例中兩個順序電偏轉裝置將入射電子通量分流至沿著封閉路徑配置之積分裝置中，其中積分裝置成形為實施碼序列。

圖1展示根據先前技術之高速類比至數位轉換系統的示意圖。類比輸入1經放大2，且所得類比信號303被傳輸至開關11，該開關11連接至時序控制141。頻率f下的每一時脈循環，時序控制141遞增堆疊中的ADC之位址以與類比循環相連，且在最後一個位址相連之後重置為第一位址。在所展示之實例中，堆疊中之ADC以重複序列81、82、83、84相連。時脈輸入表示為304，且ADC 81、82、83及84之波形分別表示為121、122、123及124。在每一ADC之時序脈衝的上升邊緣捕捉輸入信號303之值。亦即，ADC 81、82、83及84分別在指示的時刻221、221、223及224讀取信號。堆疊中之每一ADC以頻率f/N（在所展示之實例中為f/4）輸出數位結果至交錯器121，該交錯器121將數位值之有序序列傳遞給計算裝置151。計算裝置151處理原始堆疊ADC輸出以降低偏移、增益及時序誤差之影響。每一樣本間隔與對應ADC之間存在一對一關係。

圖2展示本發明之一般示意圖。收集粒子通量，且該粒子通量在1處以類比信號的形式進入系統。類比信號進入調節裝置2，該調節裝置包括放大器3及分離裝置4。調節裝置2亦可包括濾波器3A，該濾波器用於拒絕輸入粒子通量幅值的至少一部分。分離裝置4及放大器3一起工作以產生每一時刻的幅值（或等效粒子通量）與類比信號1之幅值成比例的類比信號1之N個克隆。以7表示的N個克隆類比信號被引導至通常表示為行（column）10的N個閘裝置。路徑7以一種方式配置，使得到達每一閘控裝置之信號與到達所有其他閘之信號同相。閘裝置10之操作由時序控制141進行協調，該時序控制141將時序信號5及控制信號6引導至每一閘裝置10。視情況將輸入信號1與臨限值111進行比較，且若滿足臨限條件，則將信號8傳輸至時序控制141。信號線經配置以使得克隆信號7之傳播延遲大於或等於臨限信號8加上時序及控制信號5及6之傳播延遲。舉例而言，可使用臨限值比較111來偵測瞬態信號的開始，且同步後續資料獲取。這樣使得本文配置能夠對輸入信號與同一臨限值下的參考信號進行比較。閘裝置10根據碼序列選擇md條路徑中的一條，且沿著該選定路徑將克隆信號7引導至通常表示為行30的積分裝置。積分裝置對N個積分間隔內入射的克隆信號進行積分。

如圖3中較佳展示的，信號線7上之克隆波形303入射於閘裝置11上，該閘裝置根據碼序列將波形引導至積分裝置31抑或積分裝置32。在圖3中所展示之實例中，N=7且d=2。展示了閘控裝置11、13、15、17、19、21及23以及具有樣本控制波形的兩個關聯積分裝置。每一閘控裝置名義上接收相同的輸入信號7，且因此N個積分間隔內各md個積分裝置之集合的總和應相同。然而，由於組件方面的微小差異，總和也可以發生變化。在數位處理器151中可藉由對每一集合求和且接著將該集合之每一值除以該總和來校正此變化，如上文所提到的HEMS應用中所論述。與先前技術相對比，時間間隔與積分器之間存在一對N關係。在此實例中，波形為長度為7之哈達瑪序列以及其互補序列的循環排列。用於積分裝置31及32之波形分別展示為331及332。出於參考目的，在上方展示時脈信號304。在波形331為高時，閘裝置11將線7上之類比波形303引導至積分裝置31。在波形332為高時，閘裝置11將線7上之類比波形303引導至積分裝置32。用於積分裝置31及32之波形303的積分部分分別展示為波形431及432之陰影區。在圖3中的實例中，在碼序列結束時，將類比波形引導至表示為3m的另一對積分裝置，其在接下來的N個積分間隔內在各個方面取代積分裝置31及32。同時，積分裝置31及32中之積分信號分別傳遞至緩衝器裝置51及52。由圖2中所展示之緩衝器控制152自一緩衝器裝置陣列中選擇緩衝器裝置51及52。緩衝器控制152用於使儲存於緩衝器裝置51及52中之積分信號分別能夠用於稍後在信號線71及72上的處理。在將積分信號傳遞至緩衝器51及52之後，重置積分裝置31及32以為另一積分循環的開始作準備。選擇多重度m，使得與每一閘控裝置相關聯的至少一積分裝置集合可用以對類比信號進行積分，而其他集合正執行傳遞及重置操作。有積分裝置之m個集合與每一閘裝置相關聯的配置，允許連續量測輸入粒子通量。若不需要連續取樣，則積分裝置之單集合（m=1）便足夠了。

返回至圖2，積分信號儲存於由緩衝器控制152自緩衝器陣列（通常表示為行50）中選擇的緩衝器裝置中。緩衝器控制152用於使緩衝器陣列內之彼等Nd個緩衝器裝置對應於一個積分循環的內容在通常表示為行70的信號線上可用。信號線70為資料向量Y 之類比表示，其連接至硬體處理器80及具有習知設計之一組ADC 90（含有類型91及92）。硬體處理器80可對資料向量Y 進行操作，且至少部分地基於資料向量Y 將類比信號傳輸至ADC組90。硬體處理器可對資料向量Y 進行操作，且至少部分地基於資料向量Y 將邏輯值傳輸至數位處理器151。ADC組可對資料向量Y 進行操作，且將Y 之每一元素的數位表示傳輸至數位處理器151。數位處理器（或硬體處理器經由前述邏輯信號）可產生使緩衝器控制進行以下操作的信號：使儲存於緩衝器中之Nd個積分信號之任意一集合在信號線70上可用。

習知ADC之陣列含有表示為91及92之複數個類型，該些類型的速度及ENOB規格不同。硬體處理器80用於產生表示信號幅度之類比值，產生表示型樣匹配之類比值，且將此等類比值與類比臨限值進行比較。硬體處理器與習知ADC 90之陣列鏈接在一起，使得由硬體處理器產生的導出類比值中之任一者可轉換成數位形式。硬體處理器80以及習知ADC之陣列與數位處理器151連接，該數位處理器151亦與緩衝器控制器152通信。

在一些具體實例中，資料向量Y 被引導至習知ADC 90之陣列，且由類型91之ADC進行快速轉換以產生資料向量Y 之低位元解析度數位表示。將Y 之數位表示傳遞至數位處理器151，且經由等式2（其中d=1）或等式3（其中d＞1）計算輸入粒子通量之低解析度表示。數位處理器對輸入粒子通量之低解析度數位表示執行進一步分析。進一步分析可包括對N個時間間隔之序列或N個時間間隔之複數個此等時間序列操作的相關（correlation）、型樣匹配、求臨限值或其他函數。基於進一步分析，數位處理器可標識具有所關注的特徵之序列，且產生使緩衝器控制器152進行以下操作的邏輯信號：使來自該所關注的序列之積分信號可用於高解析度ADC 92。高解析度ADC產生序列之高位元解析度表示，且數位處理器對該（該些）高解析度序列執行進一步分析。此具體實例適合於輸入粒子通量主要是不受關注的背景且稀疏地間雜有所關注的信號之應用。信號以低解析度進行濾波，且僅將所關注的信號轉換成高解析度數位表示，因此減少所需的高解析度轉換次數並節省相關聯的硬體成本。

在一些具體實例中，資料向量Y 被引導至硬體處理器80，且硬體處理器至少部分地基於輸入類比資料向量Y 之類比值產生一或多個類比信號之一集合。每一輸入資料向量Y 含有關於N個時間間隔的類比資訊。在一些具體實例中，硬體處理器至少部分地基於對應於大於N個時間間隔之時間序列的複數個輸入資料向量Y產生一或多個類比信號之一集合。舉例而言，硬體處理器可藉由將Y 之元素的組合與類比臨限值進行比較來執行相關或型樣匹配。若滿足臨限值，則可將邏輯信號發送至數位處理器151。若滿足臨限值，則可將組合之類比表示引導至ADC組90以轉換成數位值且供數位處理器151進一步處理。硬體處理器可根據等式2或等式3產生類比輸出，且將該些類比輸出轉發至ADC組90以轉換成數位表示且供數位處理器151進一步處理。此函數適用於d＞1的具體實例中，以減少所需的ADC轉換次數。

圖4展示由延遲線產生的一系列實例波形，該些波形使積分間隔的開始時間移位不到一個時脈週期。亦即，如圖4中所展示，第一類比信號在閘裝置處相對於第二類比信號相移不到一個時脈週期。輸入類比波形示意性地展示為303，且時脈信號展示為304。實例積分波形331與圖3上的331相同。積分波形431、531、631及731移位時脈週期的q/p，其中在此實例中，p=5，且q為小於5的整數。在硬體具體實例中，每一積分器波形應用於不同閘裝置。在圖3中，存在7個閘裝置。舉例而言，在圖4中，存在35個閘裝置，每一閘裝置具有一積分器集合，如圖3中所展示。為了等式3，N為閘裝置的數量或在此實例中為35。本文配置之時間解析度由分數時脈延遲週期之解析度設置而非由時脈頻率之時間解析度設置。

圖5A展示快速切換方法之示意圖。具有時變幅值303之類比波束在Z方向上傳播。類比波束可由光子或帶電粒子（諸如電子）組成。波束入射於第一偏轉器171上，該第一偏轉器對傳播方向向量添加在x方向上與源161施加之電壓成比例的向量分量。波束入射於第二偏轉器172上，該第二偏轉器向傳播方向向量添加在y方向上與源162施加之電壓成比例的向量分量。若波束由帶電粒子組成，則在171及172處之偏轉可藉由在平行導電板之間施加電壓而實現。若波束由光子組成，則偏轉可藉由對光學元件施加電壓以回應於施加電壓而改變折射率（電光效應）來實現。調整電壓源161及162以產生週期性異相波形，使得波束所沿的方向遵循一個封閉迴路。在圖5A中所展示之實例中，電壓源161及162輸出90度異相的正弦波形，以產生圍繞右圓錐體之表面旋轉的波束路徑。一積分器陣列被置於垂直於z方向的平面中，且該波束以圓環（通常表示為180）的形式與平面相交。如圖5B中所展示，積分裝置31及32配置在環周圍。與積分裝置31連接的區帶陰影，且與積分裝置32連接的區為白色。所有具有相同色調的積分裝置連接至共同積分器。圖5B中所示的實例具有N=23個分區，且因此時間解析度為Nf，其中f為電壓源161及162之頻率。因為f可為若干GHz，且N可為1000或更多，所以在圖5A及圖5B中所展示的具體實例中，在THz範圍內的時間解析度是可能的。

圖5A及圖5B中所展示之配置可用以實施飛行時間（time of flight；TOF）拉曼光譜儀。在習知設計中，使用占空比比1%小得多的脈衝式雷射來激發樣本的拉曼光譜。收集並沿著光纖傳輸帶有色散的拉曼散射輻射：色散亦即折射率隨波長變化。由於色散，不同拉曼散射波長以不同速度行進且時間上間隔開。時間信號由按順序到達的每一波長量測。光譜解析度受雷射脈衝之長度及光纖之長度控制。時間光譜為雷射脈衝與時間拉曼光譜之卷積。光纖變長可增加拉曼光譜之波長分量的時間間隔，代價是信號衰減增加。在本發明之配置中，雷射照明可連續增加占空比達100倍或更多。此外，可調節連續照明之強度以避免脈衝源之脈衝強度特性發生5%的變化。因為占空比較高且激發照明源之穩定性改良，信雜比也得到改良。在圖5A及圖5B中所展示之配置中，EO元件171及172接收到拉曼散射光子之連續通量，且在編碼器環180中將彼通量劃分成極短的時間間隔。區類型31及32各自穿過色散媒介（諸如長度為L之光纖），且接著各自由閘引導且在N個週期內積分。在此具體實例中，EO裝置為圖3之閘裝置，且碼序列以型樣的形式硬寫碼（hard coded）於迴路180上。EO裝置用於產生基本型樣之N個循環排列，其產生方式是將每一積分時段的開始時間延遲或前移一段。一旦N個積分序列已完成，便經由等式3計算拉曼光譜。此方法所實現的極短有效脈衝長度既改良光譜解析度，又藉由降低吸收損耗而改良SNR，此係因為需要長度L較短的色散媒介。在有關具體實例中，入射於各段上的拉曼散射信號變為圖2上的粒子通量輸入1。有關具體實例組合高光譜解析度與高時間解析度。所描述的方法不限於拉曼光譜法，且可用以分析其他光譜源。

上文所描述之TOF方法適用於其他類型之光譜量測。

1:類比輸入/輸入信號 2:調節裝置 3:放大器 3A:濾波器 4:分離裝置 5:時序信號 6:控制信號 7:路徑/克隆信號/信號線 8:臨限信號 10:閘裝置 11:開關/閘控裝置/閘裝置 13:閘控裝置 15:閘控裝置 17:閘控裝置 19:閘控裝置 21:閘控裝置 23:閘控裝置 30:行 31:積分裝置 32:積分裝置 3m:另一對積分裝置 50:行 51:緩衝器裝置 52:緩衝器裝置 70:信號線 71:信號線 72:信號線 80:硬體處理器 81:ADC序列 82:ADC序列 83:ADC序列 84:ADC序列 90:一組ADC 91:類型 92:類型 111:臨限值 121:交錯器/波形 122:波形 123:波形 124:波形 141:時序控制 151:計算裝置/數位處理器 152:緩衝器控制 161:電壓源 162:電壓源 171:EO元件 172:EO元件 180:編碼器環 221:時刻 222:時刻 223:時刻 224:時刻 303:輸入信號/克隆波形 304:時脈輸入 331:波形 332:波形 431:波形 432:波形 531:波形 631:波形 731:波形

[圖1]為在每秒f個樣本的頻率下操作的先前技術高速率交錯ADC之示意圖。

[圖1A]為圖1之ADC的信號的圖形展示，該些信號包括輸入信號303及一系列時脈信號。

[圖2]展示本發明之一較佳具體實例。

[圖3]展示用於圖2之具體實例中的使用七個閘裝置的多工積分單元之示意圖。

[圖4]展示一系列實例波形，包括由延遲線產生的時移信號，該些時移信號使積分間隔的開始時間移位不到一個時脈週期。

[圖5A]展示快速切換方法之示意圖。

[圖5B]展示積分裝置配置在圖5A之環周圍。

1:類比輸入/輸入信號

2:調節裝置

3:放大器

3A:濾波器

4:分離裝置

5:時序信號

6:控制信號

7:路徑/克隆信號/信號線

8:臨限信號

10:閘裝置

30:行

50:行

70:信號線

80:硬體處理器

90:一組ADC

91:類型

92:類型

141:時序控制

151:計算裝置/數位處理器

152:緩衝器控制

Claims

一種用於量測一入射粒子通量之幅值的方法，其包含以下步驟：接收該入射粒子通量；在N個時間間隔內收集該些時間間隔中之每一者內的該入射粒子通量；將該粒子通量引導至一調節裝置中，該調節裝置沿著N個不同路徑輸出N個調節後的粒子通量至該N個路徑中之每一者上的一各別閘控裝置，每一調節後的粒子通量的幅值與該入射粒子通量之一輸入粒子通量幅值成比例；根據獨特於每一該閘控裝置之一碼序列，每一該閘控裝置用於在每一時間間隔內沿著至少兩個不同閘控路徑中的一者引導粒子通量；沿著每一閘控路徑將該粒子通量引導至d個積分裝置；每一該d個積分裝置用於產生與在N個時間間隔內積分的粒子通量成比例的輸出粒子通量；以及由一處理裝置分析該Nd個輸出粒子通量，以獲得關於在N個時間間隔內的該入射粒子通量之該幅值的資訊；其中每一獨特碼序列具有長度N，且具有至少兩個不同元素，該些元素指定至少兩個不同閘控路徑，且d大於或等於一。
如請求項1所述之方法，其中該入射粒子通量係選自光子、電子、中子及帶電粒子。
如請求項1或請求項2所述之方法，其中該調節裝置包括一放大級，該放大級用於將所有N個路徑上相加得到的總粒子通量幅值增加至大於該輸入粒子通量幅值之一幅值。
如請求項1或請求項2所述之方法，其中該調節裝置包括一濾波裝置，該濾波裝置用於拒絕該輸入粒子通量幅值的至少一部分。
如請求項1或請求項2所述之方法，其中該調節裝置包括一換能器裝置，該換能器裝置用於將該輸入粒子通量幅值轉換成與該輸入粒子通量幅值成比例的一電信號。
如請求項5所述之方法，其中該調節裝置另外為每一時間間隔k產生一反向電信號，且將該反向電信號添加至時間間隔k+N之輸出。
如請求項1或請求項2之方法，其中該調節裝置包括一換能器裝置，該換能器裝置用於將該輸入粒子通量幅值轉換成與該輸入粒子通量幅值成比例的光子通量幅值。
如請求項1或請求項2所述之方法，其中該閘控裝置係選自電子MUX、電光偏轉器、平行板偏轉器及布拉格光柵。
如請求項1或請求項2所述之方法，其中該閘控裝置用於在不同時間將粒子通量引導至至少兩個不同方向，且該被引導的通量入射於含有該d個積分裝置中之至少一者的一平面上。
如請求項9所述之方法，其中該被引導的粒子通量投射至含有複數個積分裝置之一平面上，該些積分裝置配置在一封閉迴路周圍，且該被引導的粒子通量在不同時間入射於該迴路的不同段上。
如請求項1或請求項2所述之方法，其中每一閘控裝置在N個積分間隔之一第一集合內將粒子通量引導至該d個積分裝置之一第一集合，且在N個積分間隔之一第二集合內內將粒子通量引導至該d個積分裝置之一第二集合。
如請求項1或請求項2所述之方法，其中在每一閘控裝置處可操作的該獨特碼序列為一偽隨機序列。
如請求項12所述之方法，其中在每一閘控裝置處可操作的該碼序列係自一或多個基本偽隨機序列之循環排列導出。
如請求項13所述之方法，其中該些基本偽隨機序列中之至少一者為一哈達瑪序列。
如請求項1或請求項2所述之方法，其中該d個積分裝置中之每一者包括一換能器，該換能器用於將入射於其上之粒子通量轉換成與入射於其上之粒子通量的該幅值成比例的一電信號。
如請求項1或請求項2所述之方法，其中該d個積分裝置中之每一者包括一換能器，該換能器用於將入射於其上之粒子通量轉換成與入射於其上之粒子通量的該幅值成比例的一光子通量。
如請求項1或請求項2所述之方法，其中來自該積分裝置中之每一者的積分粒子通量在至少一個時間間隔內傳遞至一緩衝裝置，其中該緩衝裝置用於保存該積分粒子通量。
如請求項1或請求項2所述之方法，其中藉由一處理裝置計算積分粒子通量之線性組合，且依據每一閘控裝置處可操作的該些碼序列判定該些線性組合。
如請求項15所述之方法，其中藉由類比至數位轉換器將來自該d個積分裝置之該些電信號轉換成與其積分通量幅值成比例的數值，且分析該些數值以提供關於該粒子通量的資訊。
如請求項1或請求項2所述之方法，其中每一時間間隔之時間值為該些積分信號值之一線性組合。
如請求項20所述之方法，其中以一類比至數位轉換器將積分信號值轉換成一數位形式，且每一時間間隔之該時間值為數位值之一線性組合。
如請求項20所述之方法，其包括用一類比電路構成積分信號值之一線性組合的一額外步驟。
如請求項22所述之方法，其中藉由一類比至數位轉換器將該類比電路之一輸出轉換成一數位值。
如請求項22所述之方法，其中將該類比電路之一輸出與一臨限值進行比較，且若滿足一臨限條件，則將該類比電路之該輸出轉換成一數位值。
如請求項20所述之方法，其中時間序列經計算為B=HY，其中H的定義見本說明書前文。
如請求項1或請求項2所述之方法，其中一第一類比信號在一閘裝置處相對於一第二類比信號相移不到一個時脈週期。
一種用於將一粒子通量劃分成不同部分之方法，其包含以下步驟：收集該粒子通量；以循環序列將該通量偏轉至一收集器陣列中的每一收集器上；操作該些收集器以沿著至少三個不同固定路徑引導粒子通量；其中該粒子通量由兩個偏轉裝置偏轉，從而導致不同方向上的偏轉。
如請求項27所述之方法，其中該粒子通量為電子或離子，且該些偏轉裝置為平行板偏轉器。
如請求項27所述之方法，其中該粒子通量為光子，且該些偏轉裝置藉由電光效應引起偏轉。