TW201933739A - 具限功率電源保護功能的返馳式開關電源 - Google Patents

Abstract

一種具限功率電源（LPS）保護功能的返馳式開關電源，包括控制器，其具有回饋腳與驅動腳。回饋腳通過回饋電路耦接返馳式開關電源的輸出端。驅動腳輸出脈寬調變（PWM）方波，且PWM方波在重載工作模式下的工作頻率大於在輕載工作模式下的工作頻率。控制器包括LPS偵測模組，其耦接回饋腳與驅動腳，LPS偵測模組用於偵測回饋腳電壓是否小於電壓閾值，電壓閾值等於在輕載工作模式下的回饋腳電壓；若回饋腳電壓小於電壓閾值，則再偵測PWM方波的導通時間是否大於時間閾值；以及若PWM方波的導通時間大於時間閾值，則驅動控制器停止輸出PWM方波。

Description

具限功率電源保護功能的返馳式開關電源

本發明是關於一種返馳式開關電源，且特別是關於一種具限功率電源（Limit Power Source，LPS）保護功能的返馳式開關電源。

當一開關電源在正常條件與單一故障條件下的測試都滿足輸出不大於8A/100W之要求時，該開關電源即為一種限功率電源（LPS）。在安規標準IEC 60950裡有要求資訊產品必須提供防火外殼，但是，當一資訊產品是由限功率電源（LPS）來供電時，若電子零件是安插在阻燃等級V-1以上的印刷電路板，則該資訊產品可以不必提供防火外殼，也就是可以使用阻燃等級HB的外殼。阻燃等級HB的外殼材質，除了價格低外，還具備較佳的物理特性，同時容易符合環保的要求。因此，開關電源常會加入一些電路做LPS保護，以便在正常條件與單一故障條件下的測試都能滿足輸出不大於8A/100W之要求，進而得以使用阻燃等級HB的外殼。

單組輸出的返馳式開關電源，例如圖1所示輸出19V/2A供電給顯示器。當進行開關電源的初級側電流偵測電阻器（即電阻器Rs）短路之單一故障條件測試時，由於現有開關電源的控制器U1並沒針對電阻器Rs發生短路的情況做保護，電阻器Rs短路時會使控制器U1的電流偵測腳CS偵測到的電壓一直處於非常小的狀態，導致控制器U1一直誤判開關電源處於輕載條件，使得控制器U1的驅動腳DRI輸出工作頻率較低（如20KHz左右）的脈寬調變（Pulse Width Modulation，PWM）方波給功率開關Q1以減小通過變壓器T1輸出至負載的電能，而控制器U1的回饋腳COMP偵測到輸出端OUT回饋回來的電壓也會處於輕載時的低電壓狀態。當電阻器Rs未短路且負載較重時，控制器U1的驅動腳DRI會輸出工作頻率較高（如65KHz左右）的PWM方波給功率開關Q1以增加通過變壓器T1輸出至負載的電能，而控制器U1的回饋腳COMP電壓也會處於重載時的高電壓狀態。此外，PWM方波的工作頻率（以F表示）的倒數即為工作週期（以T表示），每一工作週期T由導通時間（以Ton表示）與斷開時間（以Toff表示）所組成，於導通時間Ton內控制功率開關Q1導通，並在斷開時間Toff內控制功率開關Q1斷開。電阻器Rs短路時PWM方波的工作頻率F較低，即工作週期T較長，故功率開關Q1的導通時間Ton也會較長。下面表1為本公司現有的其中一型號電源板上的返馳式開關電源在正常條件與電阻器Rs短路之單一故障條件下的測試結果。 【表1】

導通時間Ton越長，變壓器T1的初級側繞組Np所產生的電流越大。在功率開關Q1由導通變為斷開瞬間，變壓器T1的輔助繞組Na與其對應的漏感以及二極體D1寄生的接面電容發生LC諧振，會產生更高的諧振電能經二極體D1的整流向電容器C1進行充電，使得電容器C1電壓上升。當輸出負載變大時，導通時間Ton會變大，電容器C1電壓會繼續上升。當電容器C1電壓逹到控制器U1的供電腳VCC內部過電壓保護（Over Voltage Protection，OVP）之保護點時，控制器U1啟動保護功能而不工作。因此，單組輸出的返馳式開關電源通過控制器U1的供電腳VCC內部的OVP功能來附帶做LPS保護。

然而，單組輸出的返馳式開關電源通過控制器U1的供電腳VCC內部的OVP功能來附帶做LPS保護，存在如下問題： 1. 控制器U1的供電腳VCC電壓會受二極體D1本身的反應速度以及變壓器T1的輔助繞組Na圈數與繞法結構影響。當因電磁干擾（Electromagnetic Interference，EMI）等問題而將二極體D1換用慢速二極體或更改變壓器T1設計時，在控制器U1啟動OVP功能之前的輸出功率就會變大。因此，LPS保護點並不精準，易受二極體D1料件特性與變壓器T1設計影響，導致無法通過LPS測試。 2. 現有的設計在輸人電壓264V條件下進行電阻器Rs短路故障之LPS測試時，啟動LPS保護功能時的輸出功率通常會落在80W～100W左右，離IEC 60950的LPS測試標準要求輸出功率不大於100W太近。若在試跑階段因EMI等問題而將二極體D1換用慢速二極體或更改變壓器T1設計，則極易導致在啟動LPS保護功能之前的輸出功率就已經超出100W。

雙組輸出的返馳式開關電源，例如一組輸出5V/2.5A供電給顯示器主機板電路，另一組輸出16V/1A供電給顯示器背光升壓驅動板電路。為了能通過開關電源的初級側電流偵測電阻器短路之單一故障條件測試，通常做法是在電流較大的5V輸出端串接4A/250V慢斷型保險絲，而在電流較小的16V輸出端串接如型號1206的0歐姆電阻器作保險絲之用。然而，雙組輸出的返馳式開關電源通過在輸出端串接保險絲來做LPS保護，增加了設計成本。

本發明之目的在提供一種具LPS保護功能的返馳式開關電源，以期針對開關電源的初級側電流偵測電阻器短路之單一故障條件做LPS保護，且LPS保護點精準，設計成本較低。

為了達到上述或其他目的，本發明提出一種具LPS保護功能的返馳式開關電源，具有輸入端與輸出端。返馳式開關電源包括功率開關、變壓器、電阻器、回饋電路與控制器。功率開關具有第一端、第二端與控制端，控制端控制第一端與第二端導通或斷開。變壓器具有初級側繞組與次級側繞組，初級側繞組兩端分別耦接輸入端與功率開關第一端，次級側繞組兩端分別耦接輸出端與地。電阻器兩端分別耦接功率開關第二端與地。回饋電路一端耦接輸出端。控制器具有回饋腳、驅動腳與電流偵測腳，回饋腳耦接回饋電路另一端，驅動腳耦接功率開關控制端，電流偵測腳耦接功率開關第二端。控制器從驅動腳輸出PWM方波，且PWM方波在重載工作模式下的工作頻率大於在輕載工作模式下的工作頻率。控制器包括LPS偵測模組，LPS偵測模組耦接回饋腳與驅動腳，用於偵測回饋腳電壓是否小於電壓閾值，電壓閾值等於在輕載工作模式下的回饋腳電壓；若回饋腳電壓小於電壓閾值，則再偵測PWM方波的導通時間是否大於時間閾值；以及若PWM方波的導通時間大於時間閾值，則驅動控制器停止輸出PWM方波。

在本發明一實施例中，若回饋腳電壓不小於電壓閾值，則驅動控制器正常輸出PWM方波。

在本發明一實施例中，若PWM方波的導通時間不大於時間閾值，則驅動控制器正常輸出PWM方波。

本發明在返馳式開關電源的控制器內部增加LPS偵測模組，LPS偵測模組通過偵測回饋腳電壓與驅動腳輸出的PWM方波的導通時間來判斷是否要做LPS保護。通過此LPS保護功能，當進行開關電源的初級側電流偵測電阻器短路之單一故障條件測試時，LPS偵測模組就會做出正確判斷啟動LPS保護功能。增加LPS偵測模組容易在現有控制器內部實現，且基本不影響控制器的設計成本。本發明克服了現有單組輸出的返馳式開關電源通過控制器的供電腳內部的OVP功能來附帶做LPS保護而帶來保護點不精準的問題，也克服了現有雙組輸出的返馳式開關電源通過在輸出端串接保險絲來做LPS保護而帶來設計成本增加的問題。

為了使本揭示內容的敘述更加詳盡與完備，下文針對了本發明的實施態樣與具體實施例提出了說明性的描述，但這並非實施或運用本發明具體實施方式的有限形式。此外，電路中一些習知的且與本發明技術特徵較無關係的元件，將省略其描述，但仍會在圖式中與下面的元件符號做標示。在本文中，當一元件被稱為「連接」或「耦接」至另一元件時，可以是一元件直接連接或耦接至另一元件；或是一元件與另一元件之間存在一或多個額外元件，亦即一元件經由一或多個額外元件而連接至另一元件。相對的，當一元件被稱為「直接連接」或「直接耦接」至另一元件時，其間沒有額外元件存在。

請參照圖2，圖2為本發明一實施例之單組輸出的返馳式開關電源之電路圖。返馳式開關電源具有輸入端IN與輸出端OUT，輸入端IN接收交流市電例如輸入90V～264V/50Hz或60Hz，而輸出端OUT例如輸出19V/2A供電給顯示器。返馳式開關電源包括功率開關Q1、變壓器T1、電阻器Rs、回饋電路與控制器U2。功率開關Q1具有第一端、第二端與控制端，控制端控制第一端與第二端導通或斷開；在本實施例中，功率開關Q1為n通道金屬氧化物半導體場效應電晶體（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，MOSFET），其第一端、第二端與控制端分別為汲極端、源極端與閘極端。變壓器T1在初級側具有初級側繞組Np與輔助繞組Na，變壓器T1在次級側具有次級側繞組Ns，其中初級側繞組Np兩端分別耦接輸入端IN與功率開關Q1第一端，次級側繞組Ns兩端分別耦接輸出端OUT與地（位於次級側的地）。電阻器Rs兩端分別耦接功率開關Q1第二端與地（位於初級側的地）。回饋電路一端耦接輸出端OUT。控制器U2具有回饋腳COMP、驅動腳DRI、電流偵測腳CS與供電腳VCC，其中回饋腳COMP耦接回饋電路另一端，驅動腳DRI耦接功率開關Q1控制端，電流偵測腳CS耦接功率開關Q1第二端，而輔助繞組Na耦接二極體D1與電容器C1組成的整流濾波電路而從供電腳VCC供電給控制器U2。控制器U2從驅動腳DRI輸出PWM方波，且PWM方波在重載工作模式下的工作頻率（如65KHz左右）大於在輕載工作模式下的工作頻率（如20KHz左右）。與圖1所示現有的返馳式開關電源相比，本發明之返馳式開關電源在圖1所示控制器U1內部增加LPS偵測模組而構成控制器U2，LPS偵測模組耦接回饋腳COMP與驅動腳DRI，用於偵測回饋腳COMP電壓與驅動腳DRI輸出的PWM方波的導通時間來判斷是否啟動LPS保護功能。

請參照圖3，圖3為圖2所示控制器U2的LPS保護功能啟動機制之流程圖。在步驟S1，LPS偵測模組偵測回饋腳COMP電壓。在步驟S2，LPS偵測模組判斷回饋腳COMP電壓是否小於電壓閾值，其中電壓閾值等於在輕載工作模式下的回饋腳COMP電壓（如1V）。當判斷回饋腳COMP電壓不小於電壓閾值時，表示返馳式開關電源不是在輕載工作模式，故執行步驟S3，LPS偵測模組驅動控制器U2正常輸出PWM方波。當判斷回饋腳COMP電壓小於電壓閾值時，表示在輕載工作模式或是初級側電流偵測電阻器Rs發生短路，故執行步驟S4作進一步的判斷。在步驟S4，LPS偵測模組偵測驅動腳DRI輸出的PWM方波的導通時間。在步驟S5，LPS偵測模組判斷導通時間是否大於時間閾值（如4μs）。當判斷導通時間不大於時間閾值時，表示在輕載工作模式，故執行步驟S6，LPS偵測模組驅動控制器U2正常輸出PWM方波。當判斷導通時間大於時間閾值時，表示初級側電流偵測電阻器Rs發生短路，故執行步驟S7，LPS偵測模組啟動LPS保護功能，驅動控制器U2停止輸出PWM方波。

請同時參照圖2至圖6，圖4與圖5分別為圖2所示控制器U2之內部電路圖與內部節點之波形圖，而圖6則為控制器U2之回饋腳COMP電壓Vcomp與PWM方波工作頻率F之曲線圖。控制器U2的LPS保護功能的工作原理說明如下。

當返馳式開關電源在重載工作模式時，控制器U2的回饋腳COMP接收來自回饋電路的回饋信號以得知輸出端OUT電壓狀態，故回饋腳COMP電壓Vcomp（下稱回饋腳電壓Vcomp）處於重載時的高電壓狀態，例如回饋腳電壓Vcomp大於1.2V，此時開關電源的工作頻率F處在最高的65KHz左右（如圖6所示）。控制器U2內部PWM比較器的負輸人端電壓Va=(Vcomp-V_D )×Ra2/(Ral+Ra2)也較高，其中V_D 為二極體Da的導通壓降。控制器U2內部PWM比較器的正輸人端電壓Vb接收來自被前緣遮蔽（Leading-Edge Blanking，LEB）模組和斜率補償模組處理過的電流偵測腳CS所取樣到的電壓信號，當Vb＞Va時，PWM比較器輸出一高準位觸發信號Vc，讓驅動腳DRI輸出的PWM方波由高準位變為低準位，即讓功率開關Q1由導通變為斷開，而電流偵測腳CS的電壓Vcs=(Vin×Ton/L+Ip0)×Rs，其中Vin為功率開關Q1導通時初級側繞組Np兩端電壓，Ton為功率開關Q1導通時間，L為初級側繞組Np電感量，Ip0為功率開關Q1導通時初級側繞組Np初始電流，Ip0≧0A。當開關電源輸出負載越重時，電壓Va會越高，驅動腳DRI的PWM方波高準位與對應的功率開關Q1的導通時間Ton也會越長，變壓器T1在單位週期內會輸出更多電能給負載，變壓器T1工作在不連續模式時單位週期所輸出的電能E=Vin² ×Ton² /2L。相反的，當開關電源輸出負載變輕時，功率開關Q1的導通時間Ton會變短，變壓器T1在單位週期內輸出電能會減小。因此，當開關電源在重載工作模式時，由於回饋腳電壓Vcomp大於1.2V，即大於LPS偵測模組所設的電壓閾值（如1V），故LPS偵測模組執行圖3所示步驟S1、S2和S3而不會啟動LPS保護功能。

當返馳式開關電源輸出負載由重載變為輕載時，在開關電源輸人電壓不變條件下，控制器U2的驅動腳DRI的PWM方波高準位與對應的功率開關Q1的導通時間Ton會變小。在負載越來越輕的情況下，控制器U2為了減少功率開關Q1的開關損耗，將採用降頻的方式進行工作。當開關電源的輸出負載減小到一定值時，開關電源的工作頻率F由原先重載工作模式的65KHz變為輕載工作模式的20KHz左右，此時回饋腳電壓Vcomp會降低到例如小於lV（如圖6所示）。功率開關Q1的導通時間Ton會由如輸入電壓264V重載時的2.8μs變成輕載時的1.6μs、以及由如輸入電壓90V重載時的7.lμs變成輕載時的2.7μs（如下面表2所示）。當輸出負載繼續降低時，開關電源的工作頻率F還會進入突發模式（Burst Mode）更加節能的工作模式。因此，當開關電源輸出負載由重載進人輕載時，雖然回饋腳電壓Vcomp會降低到小於lV，但是由於功率開關Q1的導通時間Ton也變得很小，如輸入電壓264V時的1.6μs以及輸入電壓90V時的2.7μs，即小於LPS偵測模組所設的時間閾值（如4μs），故LPS偵測模組執行圖3所示步驟S1、S2、S4、S5和S6而不會啟動LPS保護功能。

當進行返馳式開關電源的初級側電流偵測電阻器Rs短路之單一故障條件測試時，由於電流偵測腳CS對地阻抗變得非常小，在輸出負載由輕載變為重載時，電流偵測腳CS所偵測到的電壓都非常小，而使得回饋腳電壓Vcomp一直處在最小值，如0.6V左右。而在Vcomp=0.6V左右條件下，控制器U2會誤認為開關電源在輕載工作模式，工作頻率F會降低到如20KHz以內（如圖6所示），在輸出負載不變的條件下，當工作頻率降低時，為了確保變壓器T1仍能在單位時間內輸出工作頻率較高時相同的電能，控制器U2的驅動腳DRI就會在單位週期內提供更長的導通時間Ton來驅動功率開關Q1導通。下面表2為本發明之返馳式開關電源在正常條件與電阻器Rs短路之單一故障條件下的測試結果。 【表2】

因此，當進行返馳式開關電源的初級側電流偵測電阻器Rs短路之單一故障條件測試時，只要輸出帶一適當負載，即可達到LPS偵測模組的保護條件，如回饋腳電壓Vcomp=0.6V＜電壓閾值=1V、導通時間Ton=6.2μs＞時間閾值=4μs，故LPS偵測模組執行圖3所示步驟S1、S2、S4、S5和S7而啟動LPS保護功能。

在本實施例中，重載與輕載工作模式時的工作頻率分別為65KHz與20KHz左右，但並非儘限於此，工作頻率可以根據所需採用不同控制器而有所不同；LPS保護點的電壓閾值設為1V，時間閾值設為4μs，但並非儘限於此，電壓閾值與時間閾值可以根據返馳式開關電源實際情況來設置。此外，本實施例雖為單組輸出的返馳式開關電源，但其中的控制器仍可應用於雙組輸出的返馳式開關電源。

雖然本發明已以較佳實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明，任何本領域技術人員，在不脫離本發明的精神和範圍內，當可作些許更動與潤飾，因此本發明的保護範圍當視所附的申請專利範圍所界定者為準。

IN‧‧‧輸入端

OUT‧‧‧輸出端

C1～C5‧‧‧電容器

D1、D2、Da‧‧‧二極體

L1‧‧‧電感器

Q1‧‧‧功率開關

R1～R3、Rs、Ra、Ra1、Ra2‧‧‧電阻器

T1‧‧‧變壓器

Np‧‧‧初級側繞組

Ns‧‧‧次級側繞組

Na‧‧‧輔助繞組

U1、U2‧‧‧控制器

COMP‧‧‧回饋腳

DRI‧‧‧驅動腳

CS‧‧‧電流偵測腳

VCC‧‧‧供電腳

Vcomp‧‧‧回饋腳電壓

Va、Vb、Vc、Vd、Ve‧‧‧電壓

Vref1、Vref2‧‧‧參考電壓

F‧‧‧工作頻率

T‧‧‧工作週期

Ton‧‧‧導通時間

Toff‧‧‧斷開時間

S1～S7‧‧‧啟動LPS保護功能之各步驟

圖1為一種現有的單組輸出的返馳式開關電源之電路圖； 圖2為本發明一實施例之單組輸出的返馳式開關電源之電路圖； 圖3為本發明一實施例之控制器的LPS保護功能啟動機制之流程圖； 圖4為本發明一實施例之控制器之內部電路圖； 圖5為本發明一實施例之控制器的內部節點之波形圖；以及 圖6為本發明一實施例之控制器的回饋腳電壓與PWM方波工作頻率之曲線圖。

Claims (3)

1. 一種具限功率電源保護功能的返馳式開關電源，具有一輸入端與一輸出端，該返馳式開關電源包括： 一功率開關，具有一第一端、一第二端與一控制端，該控制端控制該第一端與該第二端導通或斷開； 一變壓器，具有一初級側繞組與一次級側繞組，該初級側繞組兩端分別耦接該輸入端與該第一端，該次級側繞組兩端分別耦接該輸出端與地； 一電阻器，其兩端分別耦接該第二端與地； 一回饋電路，其一端耦接該輸出端；以及 一控制器，具有一回饋腳、一驅動腳與一電流偵測腳，該回饋腳耦接該回饋電路另一端，該驅動腳耦接該控制端，該電流偵測腳耦接該第二端，該控制器從該驅動腳輸出一脈寬調變方波，且該脈寬調變方波在一重載工作模式下的工作頻率大於在一輕載工作模式下的工作頻率，該控制器包括一限功率電源偵測模組，該限功率電源偵測模組耦接該回饋腳與該驅動腳，用於偵測該回饋腳電壓是否小於一電壓閾值，該電壓閾值等於在該輕載工作模式下的該回饋腳電壓；若該回饋腳電壓小於該電壓閾值，則再偵測該脈寬調變方波的一導通時間是否大於一時間閾值；以及若該脈寬調變方波的該導通時間大於該時間閾值，則驅動該控制器停止輸出該脈寬調變方波。
2. 如申請專利範圍第1項所述之具限功率電源保護功能的返馳式開關電源，其中若該回饋腳電壓不小於該電壓閾值，則驅動該控制器正常輸出該脈寬調變方波。
3. 如申請專利範圍第1項所述之具限功率電源保護功能的返馳式開關電源，其中若該脈寬調變方波的該導通時間不大於該時間閾值，則驅動該控制器正常輸出該脈寬調變方波。