TW201928947A - 用於統一語音及音訊之解碼及編碼去關聯濾波器之改良之方法、裝置及系統 - Google Patents

用於統一語音及音訊之解碼及編碼去關聯濾波器之改良之方法、裝置及系統 Download PDF

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Abstract

本發明係關於一種用於解碼一經編碼統一音訊及語音流之裝置。該裝置包括用於解碼該經編碼統一音訊及語音流之一核心解碼器。該核心解碼器包含經調適以執行單聲道至立體聲上混之一上混單元。該上混單元包含經調適以將一去關聯濾波器應用於一輸入信號之一去關聯器單元D。該去關聯器單元經調適以藉由參考預運算值而判定該去關聯濾波器之濾波器係數。本發明進一步係關於一種用於編碼一統一音訊及語音流之裝置以及對應方法及儲存媒體。

Description

用於統一語音及音訊之解碼及編碼去關聯濾波器之改良之方法、裝置及系統
本文件係關於用於解碼一經編碼統一音訊及語音(USAC)流之裝置及方法。本文件進一步係關於減少運行時間時之一運算負荷之此裝置及方法。
如國際標準ISO/IEC 23003-3:2012 (此後稱為USAC標準)中所規定之用於統一語音及音訊編碼(USAC)之編碼器及解碼器包含需要多個複雜運算步驟之若干模組(單元)。此等運算步驟之各者對於實施此等編碼器及解碼器之硬體系統而言可為繁重的。此等模組之實例包含MPS212模組(或工具)、QMF諧波移調器(harmonic transposer)、LPC模組及IMDCT模組。
因此，需要減少運行時間期間之一運算負荷之USAC編碼器及解碼器之模組的一實施方案。
鑑於上述問題，本文件提供用於解碼一經編碼統一音訊及語音(USAC)流之裝置及方法以及具有各自獨立技術方案之特徵之對應電腦程式及儲存媒體。
本發明之一態樣係關於一種用於解碼一經編碼USAC流之裝置。該裝置可包含用於解碼該經編碼USAC流之一核心解碼器。該核心解碼器可包含經調適以執行單聲道至立體聲上混(upmixing)之一上混單元。該上混單元可包含經調適以將一去關聯濾波器應用於一輸入信號之一去關聯器單元D。該去關聯器單元可經調適以藉由參考預運算值而判定該去關聯濾波器之濾波器係數。
本發明之另一態樣係關於一種用於將一音訊信號編碼為一USAC流之裝置。該裝置可包含用於編碼該USAC流之一核心編碼器。該核心編碼器可經調適以離線地判定一去關聯濾波器之濾波器係數以於用於解碼該USAC流之一解碼器之一上混單元中使用。
本發明之另一態樣係關於一種解碼一經編碼USAC流之方法。該方法可包含解碼該經編碼USAC流。該解碼可包含單聲道至立體聲上混。該單聲道至立體聲上混可包含將一去關聯濾波器應用於一輸入信號。應用該去關聯濾波器可涉及藉由參考預運算值而判定該去關聯濾波器之濾波器係數。
本發明之另一態樣係關於一種將一音訊信號編碼為一USAC流之方法。該方法可包含編碼該USAC流。該編碼可包含離線地判定一去關聯濾波器之濾波器係數以於用於解碼該經編碼USAC流之一解碼器之一上混單元中使用。
本發明之另一態樣係關於用於解碼一經編碼USAC流之另一裝置。該裝置可包含用於解碼該經編碼USAC流之一核心解碼器。該核心解碼器可包含用於擴展一輸入信號之一頻寬之一eSBR單元。該eSBR單元可包含一基於QMF之諧波移調器。該基於QMF之諧波移調器可經組態以在複數個合成次頻帶之各者中處理QMF域中之該輸入信號，以擴展該輸入信號之該頻寬。該基於QMF之諧波移調器可進一步經組態以至少部分基於預運算資訊進行操作。
本發明之另一態樣係關於解碼一經編碼USAC流之另一方法。該方法可包含解碼該經編碼USAC流。該解碼可包含擴展一輸入信號之一頻寬。擴展該輸入信號之該頻寬可涉及：在複數個合成次頻帶之各者中處理QMF域中之該輸入信號。該處理該QMF域中之該輸入信號可至少部分基於預運算資訊進行操作。
本發明之另一態樣係關於用於解碼一經編碼USAC流之另一裝置。該裝置可包含用於解碼該經編碼USAC流之一核心解碼器。該核心解碼器可包含基於一Cooley-Tukey演算法之一快速傅立葉(Fourier)變換(FFT)模組實施方案。該FFT模組可經組態以判定一離散傅立葉變換(DFT)。判定該DFT可涉及基於Cooley-Tukey演算法將該DFT遞迴地分解成小FFT。判定該DFT可進一步涉及在該FFT之一點數係4之一冪時使用基數-4及在該數字並非4之一冪時使用混合基數。執行該等小FFT可涉及應用旋轉因數。應用該等旋轉因數可涉及參考該等旋轉因數之預運算值。
本發明之另一態樣係關於用於解碼一經編碼USAC流之另一裝置。該裝置可包含用於解碼該經編碼USAC流之一核心解碼器。該經編碼USAC流可包含已使用一線譜頻率(LSF)表示量化之一線性預測編碼(LPC)濾波器之一表示。該核心解碼器可經組態以自該USAC流解碼該LPC濾波器。自該USAC流解碼該LPC濾波器可包含：運算一LSF向量之一一級近似計算。自該USAC流解碼該LPC濾波器可進一步包含：重建一殘餘LSF向量。自該USAC流解碼該LPC濾波器可進一步包含：若已使用一絕對量化模式用於量化該LPC濾波器，則藉由參考用於該殘餘LSF向量之反加權之反LSF權重或其等各自對應LSF權重之預運算值而判定該等反LSF權重。自該USAC流解碼該LPC濾波器可進一步包含：藉由該等經判定反LSF權重反加權該殘餘LSF向量。自該USAC流解碼該LPC濾波器可進一步包含：基於該經反加權之殘餘LSF向量及該LSF向量之該一級近似計算而計算該LPC濾波器。可使用以下方程式獲得該等LSF權重：
，
其中i係指示LSF向量之一分量之一索引，w(i)係LSF權重，W係一比例因數，且LSF1st係LSF向量之一級近似計算。
本發明之另一態樣係關於解碼一經編碼USAC流之另一方法。該方法可包含解碼該經編碼USAC流。該解碼可包含使用基於一Cooley-Tukey演算法之一快速傅立葉變換(FFT)模組實施方案。該FFT模組實施方案可包含判定一離散傅立葉變換(DFT)。判定該DFT可涉及基於Cooley-Tukey演算法將該DFT遞迴地分解成較小FFT。判定該DFT可進一步涉及在該FFT之一點數係4之一冪時使用基數-4及在該數字並非4之冪時使用混合基數。執行該等小FFT可涉及應用旋轉因數。應用該等旋轉因數可涉及參考該等旋轉因數之預運算值。
本發明之另一態樣係關於解碼一經編碼USAC流之另一方法。該方法可包含解碼該經編碼USAC流。該經編碼USAC流可包含已使用一線譜頻率(LSF)表示量化之一線性預測編碼(LPC)濾波器之一表示。該解碼可包含自該USAC流解碼該LPC濾波器。自該USAC流解碼該LPC濾波器可包含：運算一LSF向量之一一級近似計算。自該USAC流解碼該LPC濾波器可進一步包含：重建一殘餘LSF向量。自該USAC流解碼該LPC濾波器可進一步包含：若已使用一絕對量化模式用於量化該LPC濾波器，則藉由參考用於該殘餘LSF向量之反加權之反LSF權重或其等各自對應LSF權重之預運算值而判定該等反LSF權重。自該USAC流解碼該LPC濾波器可進一步包含：藉由該等經判定反LSF權重反加權該殘餘LSF向量。自該USAC流解碼該LPC濾波器可進一步包含：基於該經反加權之殘餘LSF向量及該LSF向量之該一級近似計算而計算該LPC濾波器。可使用以下方程式獲得該等LSF權重
，
其中i係指示LSF向量之一分量之一索引，w(i)係LSF權重，W係一比例因數，且LSF1st係LSF向量之一級近似計算。
本發明之進一步態樣係關於包含軟體程式之記錄媒體，該等軟體程式經調適用於在一處理器上執行且用於執行根據本發明之上述態樣之方法之方法步驟。
圖1及圖2分別繪示用於統一語音及音訊編碼(USAC)之一編碼器1000之一實例及一解碼器2000之一實例。
圖1繪示一USAC編碼器1000之一實例。USAC編碼器1000包含用於處置立體聲或多聲道(multi-channel)處理之一MPEG環繞(MPEG Surround) (MPEGS)功能單元1902及處置輸入信號中之較高音訊頻率之參數表示的一增強SBR (eSBR)單元1901。接著，存在兩個分支1100、1200：一第一路徑1100，其包含一經修改先進音訊編碼(AAC)工具路徑；及一第二路徑1200，其包含一基於線性預測編碼(LP或LPC域)之路徑，該路徑繼而以LPC殘差之一頻域表示或一時域表示為特徵。AAC及LPC兩者之全部傳輸頻譜可依據量化及算數編碼在MDCT域中表示。時域表示可使用一ACELP激發編碼方案。
如上文提及，可存在分別藉由用於處置立體聲或多聲道處理之MPEGS功能單元1902及eSBR單元2901執行之一共同(初始)預/後處理程序，eSBR單元2901處置輸入信號中之較高音訊頻率之參數表示且可利用在本文件中概述之諧波移調方法。
編碼器1000之eSBR單元1901可包括在本文件中概述之高頻重建系統。特定言之，eSBR單元1901可包括一分析濾波器組以產生複數個分析次頻帶信號。接著，可在一非線性處理單元中移調此等分析次頻帶信號以產生複數個合成次頻帶信號，接著，可將該複數個合成次頻帶信號輸入至一合成濾波器組以產生一高頻分量。與高頻分量相關之經編碼資料在一位元流多工器中與其他經編碼資訊合併且作為一經編碼音訊流轉送至一對應解碼器2000。
圖2繪示一USAC解碼器2000之一實例。USAC解碼器2000包含用於處置立體聲或多聲道處理之一MPEG環繞功能單元2902。MPEG環繞功能單元2902可例如描述於USAC標準之條款7.11中。此條款之全部內容特此以引用的方式併入。MPEG環繞功能單元2902可包含可執行單聲道至立體聲上混之一OTT盒(OTT解碼區塊)作為一上混單元之一實例。在圖3中繪示OTT盒300之一實例。OTT盒300可包含被提供一單聲道輸入信號M0之一去關聯器D 310 (去關聯器區塊)。OTT盒300可進一步包含一混合矩陣(或應用一混合矩陣之混合模組) 320。去關聯器D 310可提供輸入單聲道信號M0之一去關聯版本。混合矩陣320可混合輸入單聲道信號M0與其之去關聯版本以產生所要立體聲信號之(例如，左、右)聲道。例如，混合矩陣可基於控制參數CLD、ICC及IPD。去關聯器D 310可包括一全通去關聯器DAP 。
在圖4中繪示去關聯器D 310之一實例。去關聯器D 310可包括(例如，由以下各者組成)：一信號分離器410 (例如，用於暫態分離)、兩個去關聯器結構420、430及一信號組合器440。信號分離器410 (分離單元)可分離輸入信號之一暫態信號分量與輸入信號之一非暫態信號分量。去關聯器D中之去關聯器結構之一者可為全通去關聯器DAP 420。去關聯器結構之另一者可為一暫態去關聯器DTR 430。暫態去關聯器DTR 430可例如藉由將一相位應用於提供至其之信號而處理此信號。全通去關聯器DAP 420可包含一去關聯濾波器，該去關聯濾波器具有一頻率相依預延遲其後接著全通(例如，IIR)區段。可取決於是否使用分數延遲而以各種方式自晶格係數導出濾波器係數。換言之，取決於是否使用分數延遲而以一不同方式自晶格係數導出濾波器係數。對於一分數延遲去關聯器，藉由將一頻率相依相移添加至晶格係數而應用一分數延遲。可使用晶格係數離線地判定全通濾波器係數。即，可預運算全通濾波器係數。在運行時間，可針對全通去關聯器DAP 420獲得且使用預運算全通濾波器係數。例如，可基於一或多個查找表判定全通濾波器係數。
一般而言，根據以下將晶格係數(亦稱為反射係數)轉換為濾波器係數ax n,k 及bx n,k ：
對於，

其中表示之複共軛，且其中係一p 階濾波器之濾波器係數，其藉由以下遞迴給出：
對於，
可離線地實施上文公式以在運行時間之前導出(例如，預運算)濾波器係數。在運行時間，可視需要參考預運算全通濾波器係數而無需自晶格係數運算全通濾波器係數。例如，可自一或多個查找表獲得(例如，讀取、擷取)全通濾波器係數。(若干)查找表內之全通濾波器係數之實際配置可變化，只要解碼器具備用於在運行時間擷取(若干)適當全通濾波器係數之一常式。
在預運算全通濾波器係數時，可將頻率軸細分為複數個非重疊的且連續的區，例如，第一區至第四區。通常，各區可對應於一組連續頻帶。接著，可針對各區提供一相異查找表，其中各自查找表包含用於該頻率區之全通濾波器係數。
例如，沿頻率軸之一第一區之晶格係數之濾波器係數可基於以下判定：
沿頻率軸之一第二區之晶格係數之濾波器係數可基於以下判定：
沿頻率軸之一第三區之晶格係數之濾波器係數可基於以下判定：
沿頻率軸之一第四區之晶格係數之濾波器係數可基於以下判定：
在下文函式中，基於混響頻帶運用對應濾波器係數(lattice_coeff_0_filt_den_coeff/ lattice_coeff_1_filt_den_coeff/ lattice_coeff_2_filt_den_coeff/ lattice_coeff_3_filt_den_coeff)初始化ixheaacd_mps_decor_filt_init self-＞den。此self-＞den (其係一濾波器係數之一指標)如下文展示般用於ixheaacd_mps_allpass_apply中。

概括而言，上文可對應於如下組態之用於解碼一經編碼USAC流之一裝置的處理。裝置可包括用於解碼經編碼USAC流之一核心解碼器。核心解碼器可包含經調適以執行單聲道至立體聲上混之一上混單元(例如，OTT盒)。上混單元繼而可包含經調適以將一去關聯濾波器應用於一輸入信號之一去關聯器單元D。去關聯器單元D可經調適以藉由參考預運算值而判定去關聯濾波器之濾波器係數。可離線地且在運行時間之前(例如，在解碼之前)預運算去關聯濾波器之濾波器係數，且可將該等濾波器係數儲存於一或多個查找表中。可針對頻帶之複數個非重疊範圍之各者提供一相異查找表。判定濾波器係數可涉及在解碼期間自一或多個查找表調用濾波器係數之預運算值。
核心解碼器可包括包含上混單元之一MPEG環繞功能單元。去關聯濾波器可包含一頻率相依預延遲其後接著全通區段。可針對全通區段判定濾波器係數。上混單元可為可執行單聲道至立體聲上混之一OTT盒。
輸入信號可為一單聲道信號。上混單元可進一步包含用於應用一混合矩陣來混合輸入信號與去關聯器單元之一輸出的一混合模組。去關聯器單元可包含：一分離單元，其用於分離輸入信號之一暫態信號分量與輸入信號之一非暫態信號分量；一全通去關聯器單元，其經調適以將去關聯濾波器應用於輸入信號之非暫態信號分量；一暫態去關聯器單元，其經調適以處理輸入信號之暫態信號分量；及一信號組合單元，其用於組合全通去關聯器單元之一輸出與暫態去關聯器單元之一輸出。全通去關聯器單元可經調適以藉由參考預運算值而判定去關聯濾波器之濾波器係數。
在圖7之流程圖中展示在解碼一經編碼USAC流中之單聲道至立體聲上混之內容背景中應用一去關聯濾波器之一對應方法700之一實例。
在步驟 S710 ，分離輸入信號之一暫態信號分量與輸入信號之一非暫態信號分量。在步驟 S720 ，藉由一全通去關聯器單元將去關聯濾波器應用於輸入信號之非暫態信號分量。藉由參考預運算值而判定去關聯濾波器之濾波器係數。在步驟 S730 ，藉由一暫態去關聯器單元處理輸入信號之暫態信號分量。在步驟 S740 ，組合全通去關聯器單元之一輸出與暫態去關聯器單元之一輸出。
如圖2中繪示，USAC解碼器2000進一步包含一增強頻譜帶寬複製(eSBR)單元2901。eSBR單元2901可描述於例如USAC標準之條款7.5中。此條款之全部內容特此以引用的方式併入。eSBR單元2901自一編碼器接收經編碼音訊位元流或經編碼信號。eSBR單元2901可產生信號之一高頻分量，將該高頻分量與經解碼低頻分量合併以產生一經解碼信號。換言之，eSBR單元2901可重新產生音訊信號之高頻帶。其可基於複製在編碼期間截斷之諧波序列。此外，其可調整經產生高頻帶之頻譜包絡且應用反濾波，且添加雜訊及正弦分量以重新產生原始信號之頻譜特性。例如，假使使用MPS212，則eSBR工具之輸出可為一信號之一時域信號或一濾波器組域(例如，QMF域)表示。
eSBR單元2901可包括不同組件，諸如一分析濾波器組、一非線性處理單元及一合成濾波器組。eSBR單元2901可包含一基於QMF之諧波移調器。基於QMF之諧波移調器可描述於例如USAC標準之條款7.5.4中。此條款之全部內容特此以引用的方式併入。在基於QMF之諧波移調器中，可例如使用一經修改相位聲碼器結構執行整數倍降低取樣其後接著針對每一QMF次頻帶進行時間擴張(time stretching)在QMF域中完全實行一輸入信號(例如，一核心編碼器時域信號)之頻寬擴展。可在一共同QMF分析/合成變換級中實行使用若干移調因數(例如，T = 2, 3, 4)之移調。例如，在sbrRatio=「2:1」之情況中，移調器之輸出信號將具有為輸入信號之取樣率之兩倍之一取樣率(針對sbrRatio=「8:3」：為取樣頻率之8/3)，此意謂針對T=2之一移調因數，源自複合移調器QMF分析組之複合QMF次頻帶信號將經時間擴張但未被整數倍降低取樣，且被饋送至實體次頻帶間距為移調器QMF分析組中之兩倍之一QMF分析組中。組合系統可被解釋為分別使用移調因數2、3及4之三個平行移調器。為降低複雜性，可藉由內插而將因數3及4移調器(3階及4階移調器)整合至因數2移調器(2階移調器)中。因此，僅QMF分析及合成變換級係2階移調器所需之級。由於基於QMF之諧波移調器不以信號適應性頻域過取樣為特徵，故忽略位元流中之對應旗標。
在QMF移調器中，可基於下式針對全部合成次頻帶定義一複合輸出增益值：

其中k 指示一次頻帶取樣值。
代替在運行時間期間運算複合輸出增益之複合指數實部及虛部，離線地預運算(且儲存)此等值且在運行時間(例如)自對應查找表存取此等值。
即，(離線地)預運算且儲存複合指數實部及虛部。在運行時間，可視需要參考預運算複合指數實部及虛部而無需運算。例如，可自一或多個查找表獲得(例如，讀取、擷取)複合指數實部及虛部。(若干)查找表內之複合指數實部及虛部之實際配置可變化，只要解碼器具備用於在運行時間擷取適當複合指數實部及虛部之一常式。
例如，可針對複合指數之實部提供一個查找表(例如，表phase_vocoder_cos_tab)，且可針對複合指數之虛部提供另一查找表(例如，表phase_vocoder_sin_tab)。在運行時間，頻帶索引k (其可由qmf_band_idx表示)可用於參考此等查找表且擷取適當實部及虛部。
可基於下文給出之ixheaacd_qmf_hbe_apply(ixheaacd_hbe_trans.c)函式實行QMF取樣值與各合成次頻帶中之輸出增益的複數乘法以應用輸出增益Ω(k) ，其中qmf_r_out_buf[i]及qmf_i_out_buf[i]分別指示各自合成次頻帶(藉由索引qmf_band_idx指示)中之QMF取樣值i 的實部及虛部。
如上文提及，用於應用輸出增益Ω(k) 之乘法可基於phase_vocoder_cos_tab[k]表(用於實部)及phase_vocoder_sin_tab[k]表(用於虛部)，其可如下給出：

概括而言，上文可對應於如下組態之用於解碼一經編碼USAC流之一裝置之處理。該裝置可包括用於解碼經編碼USAC流之一核心解碼器。核心解碼器可包含用於擴展一輸入信號之一頻寬之一eSBR單元，該eSBR單元包含一基於QMF之諧波移調器。基於QMF之諧波移調器可經組態以在複數個合成次頻帶之各者中處理QMF域中之輸入信號，以擴展輸入信號之頻寬。基於QMF之諧波移調器可進一步經組態以至少部分基於預運算資訊進行操作。
預運算資訊可儲存於一或多個查找表中。接著，基於QMF之諧波移調器可經調適以在運行時間自一或多個查找表存取預運算資訊。
eSBR單元可經組態以基於複製在編碼期間已截斷之諧波序列而重新產生輸入信號之一高頻帶頻率分量，以藉此擴展輸入信號之頻寬。eSBR單元可經組態以處置輸入信號中之較高音訊頻率之參數表示。
基於QMF之諧波移調器可進一步經組態以針對複數個合成次頻帶之各者獲得一各自複合輸出增益值，且將複合輸出增益值應用於其等各自合成次頻帶。預運算資訊可與複合輸出增益值相關。複合輸出增益值可包含在運行時間自一或多個查找表存取之實部及虛部。
亦在QMF移調器中，可使用coreCoderFrameLength輸入取樣值之區塊來將核心編碼器時間-輸入-信號變換為QMF域。為了節省運算複雜性，藉由對來自已存在於SBR工具中之32頻帶分析QMF組之次頻帶信號應用一臨界取樣處理而實施變換。一臨界取樣處理可將一矩陣XLow 變換為具有次頻帶取樣值之雙倍解析度的新QMF子矩陣Γ(μ,ν)。此等QMF子矩陣可藉由一次頻帶區塊處理在12個次頻帶取樣值之時間範圍內按等於1之一次頻帶取樣值步幅操作。該處理可對該等子矩陣執行線性提取及非線性操作且按等於2之一次頻帶取樣值步幅重疊添加經修改子矩陣。結果係QMF輸出經歷一因數2之一次頻帶域擴張及因數T/2 = 1, 3/2, 2之次頻帶域移調。在與實體次頻帶間距為移調器分析組之兩倍之一QMF組合成之後，將導致具有因數T = 2, 3, 4之所需移調。
在一個實例中，可基於表示子矩陣之位置之一變數u=0,1,2,...提供對取樣值之一單一子矩陣的非線性處理。為標記目的，下文中可省略此索引，此係因為其係固定的。代替性地，可使用子矩陣之以下索引：
。
非線性修改之輸出由Y(m,k) 表示，其中m=-6, ..., 5且xOverQMF(0)≤k ＜xOverQmf(numPatches )。具有索引k 之各合成次頻帶可為一個移調階之結果，且係因為處理可取決於此階而稍微不同。一共同特徵係選取具有近似2k/T 之索引的分析次頻帶。
在一個情況中，對於xOverQmf(1) ≤k ＜ xOverQmf(2) (其中T = 3)，非線性處理可使用線性內插用於提取非整數次頻帶取樣值。
可定義兩個分析次頻帶索引n及ñ。例如，分析次頻帶索引ñ可定義為2k/T = 2k/3之整數部分，且分析次頻帶索引n可定義為n = ñ + κ，其中

且Z+ 表示正整數集。
可針對ν = n,ñ提取具有一給定時間範圍(例如，八個次頻帶取樣值)之一區塊作為
。
非整數次頻帶取樣值條目可藉由以下形式之一雙頭內插(two tap interpolation)而獲得：

其中針對及ε=0,1 藉由下式定義濾波器係數：
。
針對ν = n,ñ，可將以此方式獲得之QMF取樣值X(m,ν) 如下轉換為極座標
接著，針對，可藉由下式定義輸出

且針對，可藉由0擴展Y(3) (m,k)。此後者操作可等效於具有長度為8之一矩形窗的一合成窗。藉由複合輸出增益Ω(k)之乘法可涉及上文描述之技術。
判定非整數次頻帶取樣值條目之必要性亦可出現在接著描述之交叉乘積之加法之內容背景中。
針對各k (其中xOverQmf(0) ≤ k ≤ xOverQmf(numPatches ))，一獨有移調因數T=2, 3, 4由規則xOverQmf(T-2 ) ≤ k ≤ xOverQmf(T-1 )定義。若交叉乘積間距參數滿足p ＜ 1，則將一交叉乘積增益ΩC (m,k)設定為0。p 可如下自位元流參數sbrPitchInBins[ch]判定
若p ≥ 1，則ΩC (m,k)及中間整數參數μ1 (k) 、μ2 (k) 及t(k) 可藉由以下程序定義。使M 為至多值T-1、值之最大值，其中
-係之整數部分且；
-係之整數部分且；
-。
若，其中定義為之整數部分，則交叉乘積加法被消除且。否則，t(k) 定義為最小，其中且整數對定義為對應最大化對。可自T 及t(k) 之值判定兩個降低取樣因數及作為方程式之特解，其等在下表中給出：
在其中且之情況中，接著可藉由下式定義交叉乘積增益
。
可提取具有例如兩個次頻帶取樣值之時間範圍之兩個區塊。例如，可根據下式執行此提取

其中使用等於0之一降低取樣因數可對應於重複一單一次頻帶取樣值，且使用一非整數降低取樣因數將需要運算非整數次頻帶取樣值條目。此等條目可藉由以下形式之相同雙頭內插而獲得：

其中針對及ε=0,1 ， 濾波器係數如下定義
。
將經提取QMF取樣值X1 (m)及X2 (m)轉換為極座標
。
接著如下運算交叉乘積項
。
針對，可藉由0擴展。
接著，可藉由添加貢獻及而獲得一組合QMF輸出。
自上文之公式，吾人可見

其中Real (h e ( n )) 指代h e ( n ) 之實部，且Imag (h e ( n )) 指代複數h e ( n ) 之虛部。因此，(僅有)相關值係Real h0 (ν)及Imag h0 (ν)。
可離線地實施用於判定濾波器係數hε (ν) (或等效地，Real h0 (ν) 及Imag h0 (ν) )之公式以在運行時間之前導出(例如，預運算)濾波器係數。在運行時間，可視需要參考預運算濾波器係數hε (ν) 而不需要運算。例如，可自一或多個查找表獲得(例如，讀取、擷取)濾波器係數hε (ν) 。(若干)查找表內之濾波器係數hε (ν) 之實際配置可變化，只要解碼器具備用於在運行時間擷取(若干)適當濾波器係數之一常式。
例如，可基於ν之值存取查找表。作為一實例，基於ν 之值存取下表，對應於一給定n 之表值如下
自表可見，係數之實部及虛部之絕對值相同。因此，可運用(例如，分別為整數次頻帶取樣值B(μ,ν)及B(μ+1,ν)之實部及虛部之)加法及減法其後接著結果與0.3984033437 (0.3984033437f)之單一乘法來取代與濾波器係數hε (ν) 之乘法。
概括而言，上文可對應於如上文描述之用於解碼一經編碼USAC流之一裝置(尤其包含一QMF諧波移調器)之處理，其中複數個合成次頻帶可包含具有一分數次頻帶索引之非整數合成次頻帶。基於QMF之諧波移調器可經組態以處理自此等非整數合成次頻帶中之輸入信號提取之取樣值。預運算資訊可與自具有整數次頻帶索引之相鄰整數次頻帶中之取樣值內插非整數次頻帶中之取樣值的內插係數相關。可離線地判定內插係數且將其等儲存於一或多個查找表中。基於QMF之諧波移調器可經組態以在運行時間自一或多個查找表存取內插係數。
可離線地實施由以下公式定義之交叉乘積增益之判定

以在運行時間之前導出(例如，預運算)交叉乘積增益。在運行時間，可視需要參考預運算交叉乘積增益而不需要運算。例如，可自一或多個查找表獲得(例如，讀取、擷取)交叉乘積增益。(若干)查找表內之交叉乘積增益之實際配置可變化，只要解碼器具備用於在運行時間擷取(若干)適當交叉乘積增益之一常式。可如上文描述般藉由相同非線性處理區塊執行擷取預運算交叉乘積增益。
例如，可用以下查找表取代上述複合交叉乘積增益值：
此等表可藉由直接置換此等值而運算且可基於t(k)、D1 (k)及D2 (k)之值進行存取。例如，表可如下給出：








概括而言，上文可對應於如上文描述之用於解碼一經編碼USAC流之一裝置(尤其包含一QMF諧波移調器)之處理，其中基於QMF之諧波移調器可經組態以自輸入信號之次頻帶提取取樣值而獲得經提取取樣值對之交叉乘積增益值，且將交叉乘積增益值應用於各自經提取取樣值對。預運算資訊可與交叉乘積增益值相關。可基於一交叉乘積增益公式因數離線地判定交叉乘積增益值且將其等儲存於一或多個查找表中。基於QMF之諧波移調器可經組態以在運行時間自一或多個查找表存取交叉乘積增益值。
QMF移調器可包含用於QMF臨界取樣處理之經子取樣濾波器組。用於QMF臨界取樣處理之此等經子取樣濾波器組可描述於例如USAC標準之條款7.5.4.2中，該條款之全部內容特此以引用的方式併入。涵蓋移調器之源範圍之次頻帶的一子集可藉由一小的經子取樣實值QMF組合成至時域。接著，將自此濾波器組輸出之時域饋送至大小為濾波器組大小之兩倍之一複數值分析QMF組。此方法實現運算複雜性之一實質節省，此係因為僅將相關源範圍變換為具有雙倍頻率解析度之QMF次頻帶域。小QMF組藉由對原始64頻帶QMF組進行子取樣而獲得，其中原型濾波器係數係藉由原始原型濾波器之線性內插而獲得。
QMF移調器可包含一實值經子取樣MS -聲道合成濾波器組。QMF移調器之實值經子取樣MS -聲道合成濾波器組可描述於例如USAC標準之條款7.5.4.2.2中。此條款之全部內容特此以引用的方式併入。在濾波器組中，可根據下式自MS 個新複數值次頻帶取樣值計算一組MS 個實值次頻帶取樣值：
在方程式中，exp()表示複合指數函數，i係虛數單位。kL 表示來自QMF組(例如，32頻帶QMF組)之進入經子取樣合成濾波器組之第一聲道之次頻帶索引，即，起始頻帶。當coreCoderFrameLength = 768個取樣值且kL +MS ＞24 時，將kL 計算為kL =24 – MS 。
可離線地實施用於判定複合係數(即，複合指數)之公式以在運行時間之前導出(例如，預運算)複合係數。在運行時間，可視需要參考預運算複合係數而不需要運算。例如，可自一或多個查找表獲得(例如，讀取、擷取)複合係數。(若干)查找表內之複合係數之實際配置可變化，只要解碼器具備用於在運行時間擷取(若干)適當複合係數之一常式。
例如，在判定QMF組中之實值經子取樣MS -聲道合成之程序中，可基於一查找表判定上文提及之複合係數(即，複合指數)。該表中之奇數索引值可對應於正弦值(複數值之虛數部分)且偶數索引值可對應於餘弦值(複數值之實數部分)。可針對不同起始頻帶kL 提供不同表。
例如，查找表可如下給出(針對MS = 32)：



概括而言，上文可對應於如上文描述之用於解碼一經編碼USAC流之一裝置(尤其包含一QMF諧波移調器)之處理，其中基於QMF之諧波移調器可包括經組態以自一組MS 個新複數值次頻帶取樣值計算一組MS 個實值次頻帶取樣值之一實值MS 聲道合成濾波器組。各實值次頻帶取樣值及各新複數值次頻帶取樣值可與MS 個次頻帶當中之一各自次頻帶相關聯。自該組MS 個新複數值次頻帶取樣值計算該組MS 個實值次頻帶取樣值可涉及：針對MS 個新複數值次頻帶取樣值之各者，將一各自複合指數應用於該新複數值次頻帶取樣值且取得其之實部。各自複合指數可取決於該新複數值次頻帶取樣值之一次頻帶指數。預運算資訊可與MS 個次頻帶之複合指數相關。可離線地判定複合指數且將其等儲存於一或多個查找表中。基於QMF之諧波移調器可經組態以在運行時間自一或多個查找表存取複合指數。
進一步在QMF移調器之實值經子取樣MS -聲道合成濾波器組中，一陣列v中之取樣值可位移2MS 個位置。可摒棄最舊的2MS 個取樣值。MS 個實值次頻帶取樣值可乘以矩陣N，即，運算矩陣向量乘積N·V，其中矩陣N之條目藉由下式給出
可在運行時間之前針對MS 之全部可能值(離線地)預運算矩陣N (即，其條目)。在運行時間，可視需要參考預運算矩陣N (即，其等條目)而不需要運算。例如，可自一或多個查找表獲得(例如，讀取、擷取)矩陣N。(若干)查找表內之矩陣N (之條目)之實際配置可變化，只要解碼器具備用於在運行時間擷取適當矩陣(條目)之一常式。
例如，可針對Ms 之全部可能值(例如，MS = 4, 8, 12, 16, 20)預運算矩陣N之條目且將其等儲存於以下表synth_cos_tab_kl_4, synth_cos_tab_kl_8, synth_cos_tab_kl_12, synth_cos_tab_kl_16, synth_cos_tab_kl_20中，其中









各表可對應於MS 之一給定值且包含具有尺寸2MS × MS 之一矩陣之條目。
概括而言，上文可對應於如上文描述之用於解碼一經編碼USAC流之一裝置(尤其包含一QMF諧波移調器)之處理，其中基於QMF之諧波移調器可包括一實值MS 聲道合成濾波器組。該實值MS 聲道合成濾波器組可經組態以處理MS 個實值次頻帶取樣值之一陣列以獲得2MS 個實值次頻帶取樣值之一陣列。MS 個實值次頻帶取樣值當中之各實值次頻帶取樣值可與MS 個次頻帶當中之一各自次頻帶相關聯。處理MS 個實值次頻帶取樣值之陣列可涉及執行一實值矩陣N與MS 個實值次頻帶取樣值之陣列的一矩陣-向量乘法。實值矩陣N之條目可取決於在向量-矩陣乘法中與其相乘之各自次頻帶取樣值之一次頻帶索引。接著，預運算資訊可與用於矩陣-向量乘法之實值矩陣之條目相關。可離線地判定實值矩陣N之條目且將其等儲存於一或多個查找表中。基於QMF之諧波移調器可經組態以在運行時間自一或多個查找表存取實值矩陣N之條目。
如上文提及，一陣列v中之取樣值可位移2MS 個位置。可摒棄最舊的2MS 個取樣值。MS 個實值次頻帶取樣值可乘以矩陣N，即，運算矩陣-向量乘積N·V，其中
來自此運算之輸出可儲存於陣列v之位置0至2MS -1中。可提取來自v之取樣值以產生一10MS -元素陣列g。陣列g之取樣值可乘以窗ci 以產生陣列w。窗係數ci 可藉由係數c之線性內插(即，透過以下方程式)而獲得
係數c可定義於ISO/IEC 14496-3:2009之表4.A.89中，該表之全部內容特此以引用的方式併入。
可離線地實施用於自係數c判定窗係數ci 之公式以在運行時間之前導出(例如，預運算)窗係數ci 。在運行時間，可視需要參考預運算窗係數ci 而不需要運算。例如，可自一或多個查找表獲得(例如，讀取、擷取)窗係數ci 。(若干)查找表內之窗係數ci 之實際配置可變化，只要解碼器具備用於在運行時間擷取(若干)適當窗係數ci 之一常式。
在一個實施方案中，可針對Ms 之全部可能值(例如，MS = 4, 8, 12, 16, 20)計算ci (n) 且將其儲存於一表中。例如，對應於Ms 之全部可能值之全部係數可經預運算且儲存於下文繪示之(ROM)表sub_samp_qmf_window_coeff中。
基於Ms 之值，使用函式map_prot_filter (ixheaacd_hbe_trans.c)如下映射對應窗係數









表可包含：自索引位置0開始，針對MS 之第一可能值(例如，MS = 4)之窗係數ci (n), n=0,…,10MS -1，接著，在下一索引位置處開始，針對MS 之第二可能值(例如，MS = 8)之窗係數ci (n)，等等。
概括而言，上文可對應於如上文描述之用於解碼一經編碼USAC流之一裝置(尤其包含一QMF諧波移調器)之處理，其中基於QMF之諧波移調器可包括一實值MS 聲道合成濾波器組及一複數值2M聲道分析濾波器組。預運算資訊可與用於在實值MS 聲道合成濾波器組中之合成期間及/或在複數值2M聲道分析濾波器組中之分析期間視窗化取樣值之陣列的窗係數相關。可基於分別MS 或M之全部可能值之表列值之間之線性內插而離線地判定窗係數且將其等儲存於一或多個查找表中。基於QMF之諧波移調器可經組態以在運行時間自一或多個查找表存取窗係數。
QMF移調器可包含一複數值經子取樣2M聲道分析濾波器組。M可等於MS 。複數值經子取樣M聲道分析濾波器組可描述於例如USAC標準之條款7.5.4.2.3中。此條款之全部內容特此以引用的方式併入。
在分析濾波器組中，一陣列x之取樣值可位移2MS 個位置。可摒棄最舊的2MS 個取樣值且將2MS 個新取樣值儲存於位置0至2MS -1中。陣列x之取樣值可乘以窗係數c2i 。窗係數c2i 藉由係數c之線性內插(即，透過以下方程式)而獲得：

其中及分別定義為之整數及分數部分。取樣值可經加總以產生4MS 元素陣列u。可基於矩陣-向量乘法M·u計算2MS 個新複數值次頻帶取樣值，其中
在方程式中，exp()表示複數指數函數，且i係虛數單位。
可離線地實施用於判定矩陣M(k,n) (或其條目)之公式以在運行時間之前導出(例如，預運算)矩陣(或條目)。在運行時間，可視需要參考預運算矩陣而不需要運算。例如，可自一或多個查找表獲得(例如，讀取、擷取)矩陣M(k,n)。(若干)查找表內之矩陣條目之實際配置可變化，只要解碼器具備用於在運行時間擷取適當矩陣條目之一常式。
在一個實施方案中，針對Ms 之全部可能值(例如，MS = 8, 16, 24, 32, 40)計算M(k,n) 且將其儲存於一表中，而非初始時間(運行時間)運算。查找表可命名為
且在下文繪示。
表中之全部偶數索引元素可對應於上述複數值係數(M(k,n)之矩陣條目)之實部(餘弦值)，且奇數索引元素可對應於上述複數值係數之虛部(正弦值)。
對應於一給定Ms 之複數值之總數係8*(Ms )2 個。僅值之一半4*(Ms )2 個足以達成處理。
函式ixheaacd_complex_anal_filt繪示可如何使用表。此憑藉此矩陣中之值之週期性性質而達成。

表自身可如下給出：



































各表可對應於MS 之一給定值且包含具有尺寸(2 MS ) × (4 MS )之一矩陣之複合條目。如上文提及，表之偶數索引元素(假定索引在零處開始)可對應於各自矩陣條目之實部，而奇數索引元素可對應於各自矩陣條目之虛部。
概括而言，上文可對應於如上文描述之用於解碼一經編碼USAC流之一裝置(尤其包含一QMF諧波移調器)之處理，其中基於QMF之諧波移調器可包括一複數值2MS 聲道合成濾波器組。複數值2MS 聲道合成濾波器組可經組態以處理4MS 個次頻帶取樣值之一陣列以獲得2MS 個複數值次頻帶取樣值之一陣列。2MS 個實值次頻帶取樣值當中之各複數值次頻帶取樣值可與2MS 個次頻帶當中之一各自次頻帶相關聯。處理4MS 個次頻帶取樣值之陣列可涉及執行一複數值矩陣M及4MS 個次頻帶取樣值之陣列之一矩陣-向量乘法。複數值矩陣M之條目可取決於此等矩陣條目在向量-矩陣乘法中所貢獻之2MS 個複數值次頻帶取樣值當中之各自次頻帶取樣值之一次頻帶索引。預運算資訊可與用於矩陣-向量乘法之複數值矩陣M之條目相關。可離線地判定複數值矩陣M之條目且將其等儲存於一或多個查找表中。基於QMF之諧波移調器可經組態以在運行時間自一或多個查找表存取複數值矩陣M之條目。
此外，在QMF移調器中，可執行以下程式碼：
此vld4q_s32函式用於來自一記憶體位置之16個32位元資料元素之向量載入(此記憶體之指標作為輸入傳遞至此函式)。類似地，vst4q_s32函式用於16個32位元資料元素至一記憶體位置中之向量儲存(此記憶體之指標作為輸入傳遞至此函式)。Vld4q_s32提供平台最佳指令及編碼，維護比實際組合編碼更容易。此兩個函式亦達成與組合編碼相同之目的，然而，固有版本之可靠性更佳。
解碼器2000可進一步包含一LPC濾波器工具2903，LPC濾波器工具2903藉由透過一線性預測合成濾波器濾波經重建激發信號而自一激發域信號產生一時域信號。
可在USAC位元流中(在ACELP及TCX模式兩者中)傳輸(若干) LPC濾波器。其中，在位元流內編碼之LPC濾波器nb_lpc之實際數目取決於USAC訊框之ACELP/TCX模式組合。可自USAC訊框之一欄位(例如，lpd_mode欄位)提取ACELP/TCX模式組合，其繼而針對k=0至3而針對構成USAC訊框之4個副訊框之各者判定編碼模式mod[k]。模式值可針對ACELP為0，針對短TCX (coreCoderFrameLength/4個取樣值)為1，針對中等大小TCX (coreCoderFrameLength/2個取樣值)為2，針對長TCX (coreCoderFrameLength個取樣值)為3。
可剖析位元流以提取對應於ACELP/TCX模式組合所需之LPC濾波器之各者的量化索引。接著描述用於解碼LPC濾波器之一者所需之操作。
如圖5中描述般執行一LPC濾波器之反量化。
使用線譜頻率(LSF)表示來量化LPC濾波器。藉由絕對量化模式或相對量化模式來運算一一級近似計算。此描述於例如USAC標準之條款7.13.6中，該條款之全部內容特此以引用的方式併入。指示量化模式之資訊(mode_lpc)包含於位元流中。解碼器可提取量化模式作為解碼LPC濾波器之一第一步驟。
接著，基於一個8維RE8晶格向量量化器(Gosset矩陣)計算一選用代數向量量化(AVQ)細化。此描述於例如USAC標準之條款7.13.7中，該條款之全部內容特此以引用的方式併入。藉由添加一級近似計算及反加權AVQ貢獻而重建經量化LSF向量。(對於更多細節，參考ISO/IEC 23003-3:2012 之條款7.13.5、7.13.6、7.13.7)。隨後，可將反量化LSF向量轉換為LSP (線譜對)參數之一向量，接著進行內插且再次轉換為LPC參數。
在圖5中，來自USAC位元流之經編碼索引由一解多工器510接收，解多工器510將資料輸出至一個一級近似計算區塊520及一代數VQ (AVQ)解碼器530。在區塊510中獲得一LSF向量之一級近似計算。藉由AVQ解碼器530獲得一殘餘LSF向量。在區塊540中可基於LSF向量之一級近似計算判定殘餘LSF向量之反權重。在乘法單元550中藉由將各自反權重應用於殘餘LSF向量之分量而執行反加權。在加法單元560中藉由將LSF向量之一級近似計算與經反加權之殘餘LSF向量相加而獲得一反量化LSF向量。
為了建立反量化LSF向量，自位元流提取與AVQ細化相關之資訊。AVQ基於一個8維RE8 晶格向量量化器。解碼LPC濾波器涉及解碼加權殘餘LSF向量之兩個8維子向量。
可自位元流提取關於此兩個子向量之AVQ資訊。其可包括兩個經編碼碼本號qn1及qn2及對應AVQ索引。藉由級聯兩個AVQ細化子向量及而獲得一加權殘餘LSF向量。需要反加權此加權殘餘LSF向量以反轉已在USAC編碼器處執行之加權。當使用絕對量化模式時，可使用以下方法用於反加權。
1) 在絕對量化模式中，可自一表取得LSF值。
2) 接著，吾人使用以下方程式運算LSF權重

3) 由於自一表取得LSF值，故可用一預計算表取代現有表，其中下文展示之LSF權重已經如下因式分解
因此，可離線地實施藉由LSF權重之反加權以在運行時間之前導出(例如，預運算)加權LSF值。在運行時間，可視需要參考預運算加權LSF值而不需要運算。例如，可自一或多個查找表獲得(例如，讀取、擷取)反加權LSF值。(若干)查找表內之加權LSF值之實際配置可變化，只要解碼器具備用於在運行時間擷取適當反加權LSF值之一常式。
下文展示在步驟3)中使用之查找表之一實例。使用此查找表容許避免LSF距離之計算、相鄰距離之乘法其後接著sqrt及除法。






















以下例示性程式碼繪示上文論述之weight_table_avq_flt 之使用。

概括而言，上文可對應於如下組態之用於解碼一經編碼USAC流之一裝置之處理。該裝置可包括用於解碼經編碼USAC流之一核心解碼器。經編碼USAC流可包含已使用一線譜頻率(LSF)表示量化之一線性預測編碼(LPC)濾波器之一表示。核心解碼器可經組態以自USAC流解碼LPC濾波器。自USAC流解碼LPC濾波器可包括：運算一LSF向量之一級近似計算；若已使用一絕對量化模式用於量化LPC濾波器，則重建一殘餘LSF向量；藉由參考反LSF權重或其等各自對應LSF權重之預運算值而判定用於殘餘LSF向量之反加權之反LSF權重；藉由經判定反LSF權重反加權殘餘LSF向量；及基於經反加權之殘餘LSF向量及LSF向量之一級近似計算而計算LPC濾波器。可使用以下方程式獲得LSF權重：
，
其中i係指示LSF向量之一分量之一索引，w(i)係LSF權重，W係一比例因數，且LSF1st係LSF向量之一級近似計算。
可(在運行時間之前)離線地預運算LSF權重或反LSF權重且將其等儲存於一或多個查找表中。自USAC流解碼LPC濾波器可涉及：在解碼期間自一或多個查找表調用LSF權重或反LSF權重之預運算值。
自USAC流解碼LPC濾波器可進一步包括：自USAC流重建殘餘LSF向量之代數向量量化(AVQ)細化子向量，及級聯AVQ細化子向量以獲得殘餘LSF向量。自USAC流解碼LPC濾波器可進一步包括：藉由將一LSF向量之一級近似計算與經反加權之殘餘LSF向量相加而判定LSF向量；將LSF向量轉換至餘弦域以獲得一LSP向量；及基於LSP向量判定LPF濾波器之線性預測係數。自USAC流解碼LPC濾波器可進一步包括：自USAC流提取指示一量化模式之資訊，及判定是否已使用絕對量化模式用於量化LPC濾波器。
自USAC流解碼LPC濾波器可包括：自一查找表擷取殘餘LSF向量之分量。查找表可包含經反加權之LSF殘餘向量之分量。
圖8之流程圖中展示在解碼一USAC流之內容背景中解碼一LPC濾波器之一對應方法800之一實例。
在步驟 S810 ，運算一LSF向量之一級近似計算。在步驟 S820 ，重建一殘餘LSF向量。在步驟 S830 ，若已使用一絕對量化模式用於量化LPC濾波器，則藉由參考反LSF權重或其等各自對應LSF權重之預運算值而判定用於殘餘LSF向量之反加權之反LSF權重。在步驟 S840 ，藉由經判定反LSF權重而反加權殘餘LSF向量。在步驟 S850 ，基於經反加權之殘餘LSF向量及LSF向量之一級近似計算而計算LPC濾波器。在上文中，可使用以下方程式獲得LSF
，
其中i係指示LSF向量之一分量之一索引，w(i)係LSF權重，W係一比例因數，且LSF1st係LSF向量之一級近似計算。
圖2之解碼器2000可進一步包含可遵循統一語音及音訊編解碼之額外組件，諸如：
Ÿ 一位元流有效負載解多工器工具2904，其將位元流有效負載分離至各工具之部分中，且對工具之各者提供與該工具相關之位元流有效負載資訊；
Ÿ 一無比例因數雜訊解碼工具2905，其自位元流有效負載解多工器取得資訊、剖析該資訊，且解碼Huffman及DPCM編碼比例因數；
Ÿ 一無頻譜雜訊解碼工具2905，其自位元流有效負載解多工器取得資訊、剖析該資訊、解碼經算數編碼之資料，且重建經量化頻譜；
Ÿ 一反量化器工具2905，其取得頻譜之量化值且將整數值轉換為非按比例調整之經重建頻譜；此量化器較佳為其之壓擴因數取決於所選取之核心編碼模式之一壓擴量化器；
Ÿ 一雜訊填充工具2905，其用於填充經解碼頻譜中之頻譜間隙，頻譜間隙例如在歸因於對編碼器中之位元需求之一強限制而在將頻譜值量化為零時發生；
Ÿ 一重新按比例調整工具2905，其將比例因數之整數表示轉換為實際值且將非按比例調整之反量化頻譜乘以相關比例因數；
Ÿ 一M/S工具2906，如在ISO/IEC 14496-3中描述；
Ÿ 一時間雜訊整形(TNS)工具2907，如ISO/IEC 14496-3中描述；
Ÿ 一濾波器組/區塊切換工具2908，其應用在編碼器中實行之頻率映射之反轉；一反修改離散餘弦變換(IMDCT)較佳用於濾波器組工具；
Ÿ 一時間扭曲濾波器組/區塊切換工具2908，其在啟用時間扭曲模式時取代正常濾波器組/區塊切換工具；濾波器組之(IMDCT)較佳與正常濾波器組相同，另外，藉由時間變化重新取樣來將經視窗化之時域取樣值自扭曲時域映射至線性時域；
Ÿ 一MPEG環繞(MPEGS)工具2902，其藉由將一複雜上混程序應用於藉由適當空間參數控制之(若干)輸入信號而自一或多個輸入信號產生多個信號；在USAC內容背景中，MPEGS較佳用於藉由傳輸參數側資訊連同一經傳輸降混信號而編碼一多聲道信號；
Ÿ 一信號分類器工具，其分析原始輸入信號且自其產生觸發不同編碼模式之選擇之控制資訊；輸入信號之分析通常取決於實施方案且將試圖針對一給出輸入信號訊框選取最佳核心編碼模式；信號分類器之輸出可視情況亦用於影響其他工具(例如，MPEG環繞、增強SBR、時間扭曲濾波器組及其他工具)之行為；
Ÿ 一ACELP工具2909，其提供藉由將一長期預測器(適應性碼字)與一似脈衝序列(創新碼字)組合而有效率地表示一時域激發信號之一方式。
圖6中示意性地繪示一IMDCT區塊600之一實例。在IMDCT區塊600中，可利用一FFT模組620。在一個實施方案中，FFT模組實施方案係基於Cooley-Tukey演算法。將DFT遞迴地分解成小FFT。演算法針對為4之一冪之點數使用基數-4，且若非4之冪則使用混合基數。
四點FFT 所使用之旋轉矩陣如下文展示般分裂且應用於輸入資料。
四點IFFT 所使用之旋轉矩陣如下文展示般分裂且應用於輸入資料。
以上述方式分裂矩陣有助於有效地利用可用ARM暫存器而無需額外堆疊存入取出(push pop)。原因係應用上述分裂矩陣每索引僅需要一個加減法，此係因為分裂矩陣之各行及各列僅包含兩個非零條目。
預運算全部旋轉因數且實施方案僅需要(514個) (257個餘弦值及257個正弦值)旋轉因數用於運算高達1024 (210 )個點之全部2n 個點FFT。
C-實施方案可根據不同處理器(例如，ARM、DSP、X86)向量化。
MDCT區塊及IMDCT區塊可使用一預運算旋轉區塊610其後接著一FFT區塊(FFT模組) 620及一後旋轉區塊630實施而降低處理複雜性。區塊之複雜性遠小於一直接實施方案。此外，區塊利用FFT區塊所具有之全部優點。可自查找表取得預/後處理區塊所使用之旋轉表。
以下程式碼繪示本發明之FFT：
概括而言，上文可對應於如下組態之用於解碼一經編碼USAC流之一裝置之處理。該裝置可包括用於解碼經編碼USAC流之一核心解碼器。核心解碼器可包含基於一Cooley-Tukey演算法之一快速傅立葉變換(FFT)模組實施方案。FFT模組經組態以判定一離散傅立葉變換(DFT)。判定DFT可涉及基於Cooley-Tukey演算法將DFT遞迴地分解成小FFT。判定DFT可進一步涉及若FFT之一點數係4之一冪則使用基數-4，及若該數字非4之一冪則使用混合基數。執行小FFT可涉及應用旋轉因數。應用旋轉因數可涉及參考旋轉因數之預運算值。
FFT模組可經組態以藉由參考預運算值而判定旋轉因數。可離線地預運算旋轉因數且將其等儲存於一或多個查找表中。應用旋轉因數可涉及在解碼期間自一或多個查找表調用旋轉因數之預運算值。
FFT模組可經組態以使用一個4點FET之一旋轉矩陣，該旋轉矩陣包含複數個旋轉因數作為其條目。旋轉矩陣可分裂成一第一中間矩陣及一第二中間矩陣。第一中間矩陣及第二中間矩陣之一矩陣乘積可產生旋轉矩陣。第一中間矩陣及第二中間矩陣之各者可在各列及各行中恰具有兩個條目。FFT模組可經組態以將第一中間矩陣及第二中間矩陣連續地應用於輸入資料(旋轉因數欲應用於該輸入資料)。FFT模組可經組態以參考旋轉矩陣之條目之預運算值或參考第一中間矩陣及第二中間矩陣之條目之預運算值。
在解碼期間，複合立體聲預測需要當前聲道對之降混MDCT頻譜，且在complex_coef == 1之情況中，需要當前聲道對之降混MDST頻譜之一估計，即，MDCT頻譜之虛數對應體。降混MDST估計係自當前訊框之MDCT降混運算，且在use_prev_frame == 1之情況中，其係自先前訊框之MDCT降混運算。窗群組g及群組窗b之先前訊框之MDCT降混dmx_re_prev[g][b]係自該訊框中經重建左及右頻譜及當前訊框之pred_dir指示符獲得。
在此程序期間，可使用一dmx_length值，其中dmx_length值係偶數值MDCT變換長度，其取決於window_sequence。在濾波期間，一輔助函式filterAndAdd()可執行實際濾波及加法且可基於下式定義：

FilterandAdd之程式碼片段

ixheaacd_filter_and_add之程式碼片段
上述程式碼片段指示以降序存取濾波器係數指標而以升序存取輸入。在Neon中，當載入此兩個向量時，輸入自[v1[0]-v1[3])載入且濾波自[v2[0]-v2[3]]載入。按照上文之公式，v1[0]將乘以v2[3]，此在Neon中不被支援。因此，吾人將必須在運行時間反轉濾波器或輸入。此藉由所提出之程序(例如，在較低程式碼片段中展示)解決，其中吾人已重新配置濾波器係數同時儲存其本身，且避免在運行時間之任何重新配置，因此給出效能(MCPS數目)之改良。
本文件中描述之方法及系統可實施為軟體、韌體及/或硬體。某些組件可例如實施為在一數位信號處理器或微處理器上運行之軟體。其他組件可例如實施為硬體及/或特定應用積體電路。在所描述方法及系統中遇到之信號可儲存於媒體(諸如隨機存取記憶體或光學儲存媒體)上。其等可經由網路(諸如無線電網路、衛星網路、無線網路或有線網路(例如，網際網路))傳送。利用本文件中描述之方法及系統之典型器件係機上盒或解碼音訊信號之其他客戶終端設備。在編碼方面，方法及系統可用於廣播電台(例如，視訊頭端系統)中。
300‧‧‧OTT盒
310‧‧‧去關聯器D/去關聯器區塊
320‧‧‧混合矩陣/混合模組
410‧‧‧信號分離器/分離單元
420‧‧‧去關聯器結構/全通去關聯器DAP
430‧‧‧去關聯器結構/暫態去關聯器DTR
440‧‧‧信號組合器
510‧‧‧解多工器
520‧‧‧一級近似計算區塊
530‧‧‧代數向量量化(AVQ)解碼器
540‧‧‧區塊
550‧‧‧乘法單元
560‧‧‧加法單元
600‧‧‧反修改離散餘弦變換(IMDCT)區塊
610‧‧‧預運算旋轉區塊
620‧‧‧快速傅立葉變換(FFT)模組/快速傅立葉變換(FFT)區塊
630‧‧‧後旋轉區塊
700‧‧‧方法
S710‧‧‧步驟
S720‧‧‧步驟
S730‧‧‧步驟
S740‧‧‧步驟
800‧‧‧方法
S810‧‧‧步驟
S820‧‧‧步驟
S830‧‧‧步驟
S840‧‧‧步驟
S850‧‧‧步驟
1000‧‧‧統一語音及音訊編碼(USAC)編碼器
1100‧‧‧第一路徑
1200‧‧‧第二路徑
1901‧‧‧增強頻譜帶寬複製(eSBR)單元
1902‧‧‧MPEG環繞(MPEGS)功能單元
2000‧‧‧統一語音及音訊編碼(USAC)解碼器
2901‧‧‧增強頻譜帶寬複製(eSBR)單元
2902‧‧‧MPEG環繞(MPEGS)功能單元/MPEG環繞(MPEGS)工具
2903‧‧‧線性預測編碼(LPC)濾波器工具
2904‧‧‧位元流有效負載解多工器工具
2905‧‧‧無比例因數雜訊解碼工具/無頻譜雜訊解碼工具/反量化器工具/雜訊填充工具/重新按比例調整工具
2906‧‧‧M/S工具
2907‧‧‧時間雜訊整形(TNS)工具
2908‧‧‧濾波器組/區塊切換工具
2909‧‧‧ACELP工具
M0‧‧‧單聲道輸入信號/輸入單聲道信號
圖1示意性地繪示用於USAC之一編碼器之一實例，
圖2示意性地繪示用於USAC之一解碼器之一實例，
圖3示意性地繪示圖2之解碼器之一OTT盒(OTT box)，
圖4示意性地繪示圖3之OTT盒之一去關聯器區塊，
圖5係示意性地繪示一LPC濾波器之反量化之一方塊圖，
圖6示意性地繪示圖2之解碼器之一IMDCT區塊，及
圖7及圖8係示意性地繪示解碼一經編碼USAC流之方法之實例的流程圖。

Claims (27)

  1. 一種用於解碼一經編碼統一音訊及語音流之裝置，該裝置包括： 一核心解碼器，其用於解碼該經編碼統一音訊及語音流； 其中該核心解碼器包含經調適以執行單聲道至立體聲上混之一上混單元； 其中該上混單元包含經調適以將一去關聯濾波器應用於一輸入信號之一去關聯器單元D；及 其中該去關聯器單元經調適以藉由參考預運算值而判定該去關聯濾波器之濾波器係數。
  2. 如請求項1之裝置，其中離線地預運算該去關聯濾波器之該等濾波器係數且將其等儲存於一或多個查找表中。
  3. 如請求項2之裝置，其中針對複數個非重疊頻帶範圍之各者提供一相異查找表。
  4. 如請求項1之裝置，其中判定該等濾波器係數涉及：在解碼期間自一或多個查找表調用該等濾波器係數之該等預運算值。
  5. 如請求項1之裝置，其中該核心解碼器包括包含該上混單元之一MPEG環繞功能單元。
  6. 如請求項1之裝置， 其中該輸入信號係一單聲道信號； 其中該上混單元進一步包含一混合模組，該混合模組用於應用一混合矩陣用於混合該輸入信號與該去關聯器單元之一輸出； 其中該去關聯器單元包含： 一分離單元，其用於分離該輸入信號之一暫態信號分量與該輸入信號之一非暫態信號分量； 一全通去關聯器單元，其經調適以將該去關聯濾波器應用於該輸入信號之該非暫態信號分量； 一暫態去關聯器單元，其經調適以處理該輸入信號之該暫態信號分量；及 一信號組合單元，其用於組合該全通去關聯器單元之一輸出與該暫態去關聯器單元之一輸出；及 其中該全通去關聯器單元經調適以藉由參考該等預運算值而判定該去關聯濾波器之該等濾波器係數。
  7. 如請求項1之裝置，其中該去關聯濾波器包含一頻率相依預延遲其後接著全通區段，且其中該等濾波器係數係針對該等全通區段判定。
  8. 如請求項1之裝置，其中該上混單元係可執行單聲道至立體聲上混之一OTT盒。
  9. 一種用於將一音訊信號編碼為一統一音訊及語音流之裝置，該裝置包括： 一核心編碼器，其用於編碼該統一音訊及語音流； 其中該核心編碼器經調適以離線地判定一去關聯濾波器之濾波器係數以於用於解碼該統一音訊及語音流之一解碼器之一上混單元中使用。
  10. 如請求項9之裝置，其中該去關聯濾波器之該等濾波器係數係基於一或多個晶格係數判定。
  11. 如請求項9之裝置，其中離線地預運算該去關聯濾波器之該等濾波器係數且將其等儲存於一或多個查找表中。
  12. 如請求項11之裝置，其中針對複數個非重疊頻帶範圍之各者產生一相異查找表。
  13. 如請求項9之裝置，其中在該解碼器處判定該等濾波器係數涉及：在解碼期間自一或多個查找表調用該等濾波器係數之該等預運算值。
  14. 一種解碼一經編碼統一音訊及語音流之方法，該方法包括： 解碼該經編碼統一音訊及語音流； 其中該解碼包含單聲道至立體聲上混； 其中該單聲道至立體聲上混包含：將一去關聯濾波器應用於一輸入信號；及 其中應用該去關聯濾波器涉及：藉由參考預運算值而判定該去關聯濾波器之濾波器係數。
  15. 如請求項14之方法，其中離線地預運算該去關聯濾波器之該等濾波器係數且將其等儲存於一或多個查找表中。
  16. 如請求項15之方法，其中針對複數個非重疊頻帶範圍之各者提供一相異查找表。
  17. 如請求項14之方法，其中判定該等濾波器係數涉及：在解碼期間自一或多個查找表調用該等濾波器係數之該等預運算值。
  18. 如請求項14之方法，其中解碼該經編碼統一音訊及語音流涉及：應用藉由包含一上混單元之一MPEG環繞功能單元之處理。
  19. 如請求項14之方法， 其中該輸入信號係一單聲道信號； 其中該單聲道至立體聲上混進一步包含：應用一混合矩陣用於混合該輸入信號與其之一去關聯版本，藉由將該去關聯濾波器應用於該輸入信號而獲得該去關聯版本； 其中應用該去關聯濾波器涉及： 分離該輸入信號之一暫態信號分量與該輸入信號之一非暫態信號分量； 藉由一全通去關聯器單元將該去關聯濾波器應用於該輸入信號之該非暫態信號分量； 藉由一暫態去關聯器單元處理該輸入信號之該暫態信號分量；及 組合該全通去關聯器單元之一輸出與該暫態去關聯器單元之一輸出；及 其中藉由參考該等預運算值而判定該去關聯濾波器之該等濾波器係數。
  20. 如請求項14之方法，其中該去關聯濾波器包含一頻率相依預延遲其後接著全通區段，且其中該等濾波器係數係針對該等全通區段判定。
  21. 一種將一音訊信號編碼為一統一音訊及語音流之方法，該方法包括： 編碼該統一音訊及語音流； 其中該編碼包含：離線地判定一去關聯濾波器之濾波器係數以於用於解碼該經編碼統一音訊及語音流之一解碼器之一上混單元中使用。
  22. 如請求項21之方法，其中該去關聯濾波器之該等濾波器係數係基於一或多個晶格係數判定。
  23. 如請求項21之方法，其中離線地預運算該去關聯濾波器之該等濾波器係數且將其等儲存於一或多個查找表中。
  24. 如請求項23之方法，其中針對複數個非重疊頻帶範圍之各者產生一相異查找表。
  25. 如請求項21之方法，其中在該解碼器處判定該等濾波器係數涉及：在解碼期間自一或多個查找表存取該等濾波器係數之該等預運算值。
  26. 一種包括一軟體程式之儲存媒體，該軟體程式經調適用於在一處理器上執行且用於在於一運算器件上實行時執行如請求項14之方法步驟。
  27. 一種包括一軟體程式之儲存媒體，該軟體程式經調適用於在一處理器上執行且用於在於一運算器件上實行時執行如請求項21之方法步驟。
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