TW201815042A

TW201815042A - 電源轉換裝置

Info

Publication number: TW201815042A
Application number: TW106133655A
Authority: TW
Inventors: 常磊; 孫浩; 章進法
Original assignee: 泰商泰達電子股份有限公司
Priority date: 2016-09-30
Filing date: 2017-09-29
Publication date: 2018-04-16
Also published as: US20180097441A1; EP3301798A1; TWI614976B; CN107888061A; TW201815041A

Abstract

本案關於一種電源轉換裝置，接收交流電源提供之交流電能並進行轉換，且包含：電源轉換電路，包含橋式開關單元及匯流排電容，橋式開關單元包含分別與匯流排電容的兩端電連接之兩個直流端，電源轉換電路利用橋式開關單元進行電能轉換，並利用匯流排電容進行穩壓；以及湧浪能量抑制電路，包含整流電路及感抗耦合磁件，感抗耦合磁件與整流電路串接，且與整流電路構成多端子網路，多端子網路包含複數個交流端及兩個直流端，其中複數個交流端係與交流電源電連接，橋式開關單元及匯流排電容以並聯方式與兩個直流端電連接。

Description

電源轉換裝置

本案係為一種電源轉換裝置，尤指一種可抑制湧浪能量之電源轉換裝置。

電源轉換裝置常見於各種電子設備中，主要進行電能的轉換，以提供適用的電能給電子設備來使用。

一般而言，電源轉換裝置係包含電源轉換電路，電源轉換電路係藉由內部之開關元件的導通/截止的切換運作，而將電源轉換裝置所接收之電能進行轉換。橋式電路可以用於逆變、整流及雙向DC/DC等應用中，是一種常見的電路結構，單極性的控制方式易於實現高頻化，可減小電源轉換裝置的體積並提高轉換效率，故常見於使用在橋式電路的控制上。

然而，對於橋式電路而言，由於電源轉換電路之濾波電感係位於橋式電路之橋臂的中點之間，故實為交流方式工作，而單極性的控制方式又帶來一些特殊狀態，使得電源轉換電路針對交流電能所造成之浪湧能量的保護比較困難。特別是高頻化的應用中，由於濾波電感的電感取值比較小，如果任由浪湧能量通過濾波電感，則可能電流過大，而導致濾波電感的飽和。一旦濾波電感出現飽和，濾波電感將再無法儲能並平衡電壓差，進而導致電源轉換電路之輸入電流急劇增加，並損壞開關元件。

傳統電源轉換裝置常用的浪湧抑制方式係為在交流端並聯穩壓鉗位元裝置，在一定程度上限制浪湧電壓幅值，並且為濾波電感及橋式單元額外並聯設置一浪湧抑制通道，藉此將交流側無法通過鉗位限制的浪湧能量從濾波電感所在的路徑上旁路，並疏導至一吸收電路，從而達到避免濾波電感飽和和保護開關元件的目的。

然而，由於利用單極性控制的橋式電路中的濾波電感為交流工作，且存在橋式電路之上管或下管同時導通的情況，將與傳統電源轉換裝置的浪湧抑制通道形成對濾波電感的短路通道，進而影響到單極性控制的橋式電路的正常工作。

因此，如何發展一種可改善上述習知技術缺失之電源轉換裝置，實為相關技術領域者目前所迫切需要解決之問題。

本案之主要目的為提供一種電源轉換裝置，俾解決傳統電源轉換裝置為了進行浪湧抑制，係利用浪湧抑制通道，卻導致影響到電源轉換裝置之電源轉換電路之橋式電路的正常工作等缺失。

為達上述目的，本案提供一種電源轉換裝置，接收交流電源所提供之交流電能並進行轉換，電源轉換裝置包含：電源轉換電路，包含橋式開關單元、至少一濾波電感及匯流排電容，該至少一濾波電感與該橋式開關單元電性連接，橋式開關單元包含兩個直流端，兩個直流端分別與匯流排電容的一端及另一端電連接，電源轉換電路利用橋式開關單元之運作而進行電能的轉換，並藉由匯流排電容進行穩壓；以及湧浪能量抑制電路，包含整流電路及感抗耦合磁件，其中感抗耦合磁件與整流電路串聯連接，且與整流電路構成多端子網路，多端子網路包含複數個交流端及兩個直流端，其中複數個交流端與交流電源的電連接，橋式開關單元及匯流排電容以並聯方式與兩個直流端電連接。

體現本案特徵與優點的一些典型實施例將在後段的說明中詳細敘述。應理解的是本案能夠在不同的態樣上具有各種的變化，其皆不脫離本案的範圍，且其中的說明及圖示在本質上係當作說明之用，而非架構於限制本案。

請參閱第1圖，其係為本案第一較佳實施例的電源轉換裝置的電路示意圖。如第1圖所示，本實施例之電源轉換裝置1係包含電源轉換電路10及一湧浪能量抑制電路11。電源轉換電路10 係與一交流電源Vac，例如單相交流電，電連接，以接收交流電源Vac所提供之交流電能，一或多個濾波電容C’可連接於交流電源Vac，電源轉換電路10包含一橋式開關單元100、第一濾波電感L3、第二濾波電感L4及一匯流排電容C。根據橋式開關單元的不同拓撲變型，濾波電感的數量可能是一個或多個，濾波電感與橋式開關單元電性連接。橋式開關單元100係包含複數個開關元件S，且包含兩個直流端D1、D2，兩個直流端D1、D2係與匯流排電容C的兩端分別電連接。第一濾波電感L3及第二濾波電感L4係連接於橋式開關單元100。藉此，電源轉換電路10便藉由橋式開關單元100之複數個開關元件S的導通/截止切換運作而進行電能的轉換，並藉由第一濾波電感L3及第二濾波電感L4進行濾波，以及匯流排電容C來進行穩壓。其中，複數個開關元件S可為但不限於以單極性的控制方式進行控制。

湧浪能量抑制電路11係包含整流電路12及感抗耦合磁件13。整流電路12係與交流電源Vac串聯連接，且包含分別由兩個開關元件(例如第1圖所示之二極體D)串聯連接所構成之兩個橋臂(以下將以第一橋臂以及第二橋臂來描述，其中第一橋臂於第1圖中係由相對左邊的兩個二極體D串聯連接所構成之橋臂，第二橋臂於第1圖中係由相對右邊的兩個二極體D串聯連接所構成之橋臂)，故整流電路12實際上為全橋式整流電路。另外，第一橋臂的中點係與交流電源Vac之一端電連接，第二橋臂的中點係與交流電源Vac之另一端電連接。

感抗耦合磁件13係與整流電路12串聯連接，且與整流電路12構成一四端子網路，該四端子網路包含兩個交流端A1、A2及兩個直流端D3、D4，兩個交流端A1、A2係分別與交流電源Vac的兩端電連接，故交流端A1實際上係為整流電路12之第一橋臂的中點，交流端A2實際上係為整流電路12之第二橋臂的中點，而橋式開關單元100及匯流排電容C係以並聯方式與兩個直流端D3、D4電連接，即兩個直流端D1、D2分別與兩個直流端D3、D4電連接。此外，感抗耦合磁件13係包含第一抑制電感L1以及一第二抑制電感L2。第一抑制電感L1係與第二抑制電感L2彼此耦合而構成耦合電感，且第一抑制電感L1之一端係與整流電路12之正輸出端電連接，第一抑制電感L1之另一端係與匯流排電容C之一端及橋式開關單元100之一端電連接。第二抑制電感L2之一端係與整流電路12之負輸出端電連接，第二抑制電感L2之另一端係與匯流排電容C之另一端及橋式開關單元100之另一端電連接，故實際上四端子網路之兩個直流端D3、D4即分別為第一抑制電感L1之另一端及第二抑制電感L2之另一端。當然，於其它實施例中，第一抑制電感L1以及第二抑制電感L2實際上可分別由變壓器的初級繞組及次級繞組構成。

於上述實施例中，如第1圖所示，電源轉換電路10實際上係為一全橋式電源轉換電路的電路架構，因此橋式開關單元100係對應為全橋式電路架構而包含分別由兩個開關元件S串聯連接所構成之兩個橋臂(以下將以前橋臂以及後橋臂來描述，其中前橋臂於第1圖中係由相對左邊的兩個開關元件S串聯連接所構成之橋臂，後橋臂於第1圖中係由相對右邊的兩個開關元件S串聯連接所構成之橋臂)。

更進一步地，例如第1圖所示之第一濾波電感L3係連接於橋式開關單元100之一橋臂(前橋臂)的中點與交流電源Vac的一端之間，第二濾波電感L4係連接於橋式開關單元100之另一橋臂(後橋臂)的中點與交流電源Vac的另一端之間。

以下將配合第1圖進一步說明本案之湧浪能量抑制電路11抑制湧浪能量的原理。首先，當電源轉換裝置1工作時，由於電源轉換裝置1係接收交流電能，故第一濾波電感L3以及第二濾波電感L4實際上在工作中會承受正向(將第1圖由左到右定義為正向)或反向(將第1圖由右到左定義為反向)的電壓。以第一濾波電感L3承受正向電壓以及第二濾波電感L4係承受反向電壓為例，若第一濾波電感L3承受正向電壓，則整流電路12之第一橋臂中位於相對上方的二極體D與橋式開關單元100之前橋臂中位於相對上方的開關元件S的組合可能形成第一濾波電感L3的短路通道。同理，第二濾波電感L4承受反向電壓時，第二橋臂中位於相對下方的二極體D與橋式開關單元100之後橋臂中位於相對下方的開關元件S組合將可能形成第二濾波電感L4的短路通道。而是否短路，實際取決於上述橋式開關單元100之前橋臂中位於相對上方的開關元件S或後橋臂中位於相對下方的開關元件S是否開通。一旦橋式開關單元100之前橋臂中位於相對上方的開關元件S或後橋臂中位於相對下方的開關元件S有相應的開關元件S開通，則原本相互串聯的第一濾波電感L3以及第二濾波電感L4將有其中之一濾波電感被短路，於是只剩另一個濾波電感工作，因此在若未設置本案之湧浪能量抑制電路11之感抗耦合磁件13的情況下，電源轉換裝置1整體的感量將減半，電流紋波加倍，導致破壞了電源轉換裝置原本的工作狀態。同理，對於第一濾波電感L3承受反向電壓及第二濾波電感L4承受正向電壓的情況，整流電路12之第一橋臂中位於相對下方的二極體D與橋式開關單元100之前橋臂中位於相對下方的開關元件S的組合可能形成第一濾波電感L3的短路通道。而整流電路12之第二橋臂中位於相對上方的二極體D與橋式開關單元100之後橋臂中位於相對上方的開關元件S的組合可能形成第二濾波電感L4的短路通道。

然而由於本案之電源轉換裝置1係設置了湧浪能量抑制電路11，且湧浪能量抑制電路11係包含感抗耦合磁件13，又感抗耦合磁件13串接於浪湧抑制通道中，其每一繞組電感可以分別在原本低阻抗的短路通道中提供高感抗，故可避免上述之情況發生。而當電源轉換裝置1遭遇位於交流電源Vac的一端與另一端之間的浪湧能量時，由於如第1圖中感抗耦合磁件13的繞組為同名端耦合，感抗耦合磁件13本身在差模方向的特性類似於共模濾波電感，即通過耦合，對浪湧抑制通道中差模方向的電壓體現出低感抗。因此，感抗耦合磁件13將交流電源Vac的一端與另一端之間的浪湧能量傳送至匯流排電容C，並利用匯流排電容C吸收交流電源Vac的一端與另一端之間的浪湧能量，並鉗位交流電源Vac的一端與另一端之間的電壓，實現交流電源Vac的一端與另一端之間的的浪湧保護。

對於正常工作狀態，更進一步詳細說明提供高感抗的原理。由於電源轉換裝置1之電路工作狀態在交流電能的正半周或負半周具有對稱性，其工作過程和原理相同，因此只需要分析其中一種交流電壓方向。且由於橋式開關單元100的工作時序本身不受湧浪能量抑制電路11的影響，可以依照湧浪能量抑制電路11之感抗耦合磁件13的狀態，將湧浪能量抑制電路11的工作狀態分解為三個基本狀態，對於電源轉換裝置1任何一個工作週期而言均為三個基本狀態中若干狀態的組合。第一個基本狀態為感抗耦合磁件13抵抗第一濾波電感L3或第二濾波電感L4短路的阻斷階段，第二個基本狀態為感抗耦合磁件13的退磁階段（在使用快速恢復型二極體時，可以認為僅存在退磁，也是比較理想的狀態。但使用普通二極體時，其實還存在由二極體反向恢復引起的反向勵磁），第三個基本狀態為整流電路12的阻斷階段。具體的，第一個基本狀態阻斷濾波電感短路的工作原理如同變壓器副邊開路，進而在變壓器原邊體現出勵磁感抗的方式。首先，對此工作狀態進行限定，即感抗耦合磁件13的勵磁電流為零或存在一定順向的勵磁電流（所謂順向勵磁電流，在本文中意為：與抵抗短路時感抗耦合磁件13承受電壓方向所激勵之電流方向相同的勵磁電流。如對於第一抑制電感L1，從左到右的勵磁電流為順向勵磁電流，如第1圖之箭頭E1所示，而第二抑制電感L2從右到左為順向勵磁電流，如第1圖之箭頭E2所示），橋式開關單元100之前橋臂及後橋臂中的位於相對上方的兩個開關元件S或位於相對下方的兩個開關元件S係同時導通的狀態為此工作階段的常態，以橋式開關單元100切換入其他開關狀態為此工作階段的結束。以下將以橋式開關單元100之兩個相對位於上方之開關元件S係同時導通，以提供單極性控制之零電平，且第一濾波電感L3承受正向電壓而第二濾波電感L4承受反向電壓為例。此時，由於橋式開關單元100之後橋臂位於相對下方的開關元件S處於關斷狀態，第二濾波電感L4在承受反向電壓階段並無被短路的可能。而第一抑制電感L1將承受第一濾波電感L3的工作電壓，相當於與第一濾波電感L3並聯連接，避免第一濾波電感L3被整流電路12之第一橋臂中位於相對上方的二極體D和橋式開關單元100之前橋臂中位於相對上方的開關元件S短路。而在此工作階段中，第二抑制電感L2係耦合出與第一抑制電感L1上的電壓相同的電壓，但由直流匯流排電壓高於交流側峰值電壓，以及回路的電壓關係可知，第二抑制電感L2上並不能形成電流，因此對橋式開關單元100的正常工作無影響，可以認為第二抑制電感L2為斷路。

雖然，第一抑制電感L1在此工作階段中承受電壓，形成一定的勵磁電流。但只要確保第一抑制電感L1所形成之勵磁電感的電感值遠大於第一濾波電感L3的電感值，則在電源轉換裝置1的運作中第一抑制電感L1上流過的電流相對於第一濾波電感L3上流過的電流可以忽略不計，也即認為第一抑制電感L1僅流過信號級別的電流，進而認為湧浪能量抑制電路11不影響到單極性控制的橋式開關單元100的正常工作。此外，由於在第一工作階段中，第一抑制電感L1需要承受和第一濾波電感L3相同的伏秒值，設計感抗耦合磁件13時不但需考慮勵磁電感大小，亦需考慮最大工作磁通密度，故可從磁芯材料、匝數和磁芯截面積入手，確保勵磁電感的電感值遠大於第一濾波電感L3的電感值，又不會發生飽和。同時，更應加強第一抑制電感L1及第二抑制電感L2之間的耦合，以減小差模感抗。故為了達成上述之目的，可從下述之磁飽和條件公式（1）以及感量大小公式（2）來進行簡單計算:----(1)----(2)

其中，公式（1）的積分部分表示為抑制電感Lm(L1或L2)所承受的伏秒值，即為一定時間之內所承受電壓的時間積分。而此時間段即Lm抵抗湧浪能量抑制電路11對濾波電感(第一濾波電感L3或第二濾波電感L4)短路的時間，例如半個開關週期，且電壓值與第一濾波電感L3所承受的電壓值相同。對於整流電路12使用普通二極體，進而存在較大二極體反向恢復時間的情況，需另外要考慮二極體反向恢復階段所帶來的伏秒值。在反向恢復伏秒值和抵抗濾波電感短路的伏秒值中取大值。二極體反向恢復對耦合磁件的作用方式在後文中解釋。Acore表示感抗耦合磁件13中磁芯的有效截面積，Bmax表示該磁芯的材料達到飽和之前可能達到的最大工作磁通密度，例如一般錳鋅鐵等導磁材料會選取為0.38T，即確保所有工作狀態下磁通密度都不會大於0.38T，以防磁芯飽和，不同磁性材料會有不同的Bmax。

公式（2）為從抑制電感Lm的感量出發的設計公式，即為了確保最優的效果，抑制電感Lm的激磁電感值應該遠大於第一濾波電感L3及第二濾波電感L4的電感值（可以考慮在10倍以上）。因此，為了在較小的磁體中以較少的繞組匝數獲得較大的電感值，一般使用無氣隙磁芯，Le即為磁芯等效磁路長度，ui為磁芯相對磁導率（或在開氣隙情況下為等效相對磁導率），uo為真空磁導率。

根據以上兩公式可知，在一個電路中，最大伏秒值是固定的，而抑制電感Lm的電感值可以設置一個最小值，例如10倍第一濾波電感L1的電感值。其餘參數則為繞組匝數N，與磁芯材料相關的參數Bmax、ui和uo，以及與磁芯幾何相關的參數Le和Acore。設計時，應該儘量保證低N值，從而可以使得差模感抗較低。選擇Bmax值較大的磁芯材料可以同時減小磁芯體積和N值。而選取較大的ui值可以依據公式（2）對減小磁體體積和匝數N起到作用，即用較少的匝數和較小的磁體實現一個大於最小抑制電感Lm的電感值。

當橋式開關單元100從前橋臂及後橋臂中位於相對上方的兩個開關元件S或位於相對下方的兩個開關元件S同時導通切換為其他工作狀態，則完成阻斷短路工作階段，並進入耦合磁件退磁工作階段，本實施例中，耦合磁件阻斷階段在第一濾波電感L1上產生流向直流匯流排正端的順向勵磁電流，接下來的退磁階段均以此狀態為起點進行討論。退磁階段依橋式開關單元100工作狀態可以分為三種情況，橋式開關單元100之前橋臂中位於相對上方的開關元件S與橋式開關單元100之後橋臂中位於相對下方的開關元件S同時導通的情況。由於直流匯流排電壓高於交流側峰值電壓，則第一濾波電感L3和的二濾波電感L4將分別承受反向電壓和正向電壓。此情況可以細分為基本的退磁階段和退磁之後考慮整流橋二極體反向恢復對耦合磁件的反向勵磁階段。對於第一種情況的基本的退磁階段，此時第一抑制電感L1和第一濾波電感L3承受的電壓仍然相同，二者相當於並聯關係而承受反向電壓，第一抑制電感L1以該反向電壓作為退磁電壓，由經整流電路12之第一橋臂的相對上方二極體D進行退磁。第二抑制電感L2由於所連接整流電路12之二極體D方向的關係，仍然不會形成電流，因此對橋式開關單元100的正常工作無影響，可以認為第二抑制電感L2為斷路。對於二極體D無反向恢復的情況，第一種情況的退磁到此結束，並進入到其後的整流電路12的阻斷階段。但如果考慮二極體D反向恢復的問題，則退磁階段之後還存在反向的耦合磁件勵磁。即由於整流電路12的二極體D處於反向恢復階段，並不具備立即阻斷反向電壓的能力，則原本應由其阻斷的電壓，反而施加於感抗耦合磁件13上。而由於感抗耦合磁件13所接整流電路12之二極體D方向的緣故，此電壓只能由感抗耦合磁件13的勵磁電感承擔。通過對感抗耦合磁件13的反向勵磁，形成逆向勵磁電流，進而為二極體D提供反向恢復電流。當二極體D完成反向恢復，承受反向電壓，則逆向勵磁電流耦合轉移至另一抑制電感，形成另一抑制電感的順向勵磁電流。由於為二極體D提供反向恢復電流階段也會承受一定伏秒值，甚至大於耦合磁件在第一類工作狀態中所承受的伏秒值，則在磁件設計時需要對此階段進行考慮，避免感抗耦合磁件13的飽和。

第二種退磁情況為橋式開關單元100切換至與感抗耦合磁件13抵抗短路的阻斷階段相對位置的開關元件S同時導通，如本例中為兩個位於相對下方之開關元件S同時導通，第一濾波電感L3和第二濾波電感L4將分別承受正向電壓和反向電壓。此時，仍然由於第二抑制電感L2所接二極體D方向的原因，勵磁電流並不會轉移至第二抑制電感L2，而是繼續經由第一抑制電感L1和整流電路12之第一橋臂的相對上方二極體D及匯流排電容實現退磁。與此同時，由於直流匯流排電壓高於交流側電壓峰值，這一階段中的退磁電壓將高於第二濾波電感L4所承受電壓，由電壓定律可知，整流電路12之第二橋臂中位於相對下方之二極體D將處於反向截止狀態，因此可以阻止第二濾波電感L4被整流電路12之第二橋臂中位於相對下方之二極體D和橋式開關電路100之後橋臂位於相對下方之開關元件S短路。當勵磁能量全部退去，則基本的退磁階段結束。與第一種情況相同，如果考慮二極體D反向恢復問題，則仍然會出現反向勵磁階段。而由於反向勵磁階段時，第一抑制電感L1所承受電壓與退磁電壓相同，第二濾波電感L2仍然不會短路。與第一種情況相同，反向恢復電流將主要通過感抗耦合磁件13的等效勵磁電感支路提供。當二極體D完成反向恢復，承受反向電壓，則勵磁電流耦合轉移至另一抑制電感，形成另一抑制電感的順向勵磁電流。

第三種情況為橋式開關電路100切換至前橋臂中位於相對下方的開關元件S與橋式開關單元100之後橋臂中位於相對上方的開關元件S同時導通。第一濾波電感L3和第二濾波電感L4將分別承受正向電壓和反向電壓，電壓值為直流匯流排電壓與交流電壓相迭加的一半。此時第一抑制電感L1上的退磁電壓與第一種情況相同，且同樣由經整流電路12之第一橋臂中位於相對上方二極體D實現退磁。如果考慮二極體D反向恢復，則同樣會出現反向勵磁階段。

最後為整流電路12阻斷階段。當勵磁能量全部退去，且橋式開關單元100處於兩個位於相對上方或下方之開關元件S導通狀態時，整流電路12中的二極體D將承受相應的反向電壓而實現阻斷。

因此，在一個工作週期中，可能會存在以上三類工作狀態中的若干類。由於第二類退磁狀態中的第二種情況即可以退磁也可以阻擋濾波電感的短路，在一些極端情況下，也可能在一個工作週期中只存在一類工作狀態。

由上可知，本案之電源轉換裝置1不但可藉由湧浪能量抑制電路11之感抗耦合磁件13及整流電路12將湧浪能量疏導匯流排電容C，更利用感抗耦合磁件13來實現對濾波電感的短路通道的阻斷，故不會對橋式開關單元100的正常工作產生影響。

當然，感抗耦合磁件13如果耦合程度較差或匝數過多，回路中漏感值比較大，則對浪湧抑制的效果會有一定影響，故於一些實施例中，感抗耦合磁件13在差模回路中的電感值係為1uH以下，藉此電源轉換裝置1可以在8/20us標準浪湧測試中有較好的表現。

當然，電源轉換電路1並不局限於如第1圖所示為一全橋式電源轉換電路的電路架構，於一些實施例中，如第2圖所示，因應交流電源Vac為三相交流電，故電源轉換電路2亦可為三相電源轉換電路的電路架構，或如第3圖所示，電源轉換電路3為三相多電平三相電源轉換電路的電路架構。而於第2圖或第3圖中，感抗耦合磁件13係與整流電路12串聯連接，且與整流電路12構成一五端子網路。此外，電源轉換電路2或3更分別包含一第一濾波電感L5、一第二濾波電感L6以及一第三濾波電感L7，第一濾波電感L5係電連接於橋式開關單元100之第一橋臂的中點與交流電源Vac的第一端之間，第二濾波電感L6係連接於橋式開關單元100之第二橋臂的中點與交流電源Vac的第二端之間，第三濾波電感L7係連接於橋式開關單元之第三橋臂的中點與交流電源Vac的第三端之間(將第2圖或第3圖所示之三個橋臂由左至右定義為第一橋臂、第二橋臂及第三橋臂)。此外，五端子網路實際上係包含三個交流端A1、A2及A3及兩個直流端D3、D4，其中第一個交流端A1係為整流電路12之第一橋臂的中點，第二個交流端A2係為整流電路12之第二橋臂的中點，第三個交流端A3係為整流電路12之第三橋臂的中點，五端子網路之兩個直流端D3、D4係分別為第一抑制電感L1之另一端及第二抑制電感L2之另一端。而由於第2圖或第3圖所示之電源轉換電路的湧浪能量抑制電路11的作動方式係相同於第1圖所示之湧浪能量抑制電路11，故於第2圖或第3圖中，僅以相同符號表示元件的作動或結構係相似，而不再進行贅述。

另外，感抗耦合磁件13的設置位置亦不局限於如第1圖或第2圖所示，於一些實施例中，如第4圖所示，感抗耦合磁件13雖然仍與整流電路1構成四端子網路，然而相較於第1圖所示之感抗耦合磁件13之第一抑制電感L1及第二抑制電感L2之連接關係，第4圖所示之感抗耦合磁件13之第一抑制電感L1之一端係改為與交流電源Vac之一端電連接，第一抑制電感L1之另一端係改為與整流電路12之一橋臂的中點電連接，感抗耦合磁件13之第二抑制電感L2之一端係與交流電源Vac之另一端電連接，第二抑制電感L2之另一端係與整流電路12之另一橋臂的中點電連接。

另外，相較於第1圖所示之整流電路12之連接關係，第4圖所示之整流電路12的正輸出端亦改為與匯流排電容C之一端及橋式開關單元100之一端電連接，整流電路12的負輸出端亦改為與匯流排電容C之另一端及橋式開關單元100之另一端電連接。

而在第4圖中，由整流電路12及感抗耦合磁件13所構成之四端子網路的兩個交流端A1’、A2’則分別改為第一抑制電感L1之一端以及第二抑制電感L2之一端，兩個直流端D3’、D4’則分別改為整流電路12之正輸出端及負出端。

另外，如第5圖所示，電源轉換電路2為三相電源轉換電路的電路架構，且感抗耦合磁件13與整流電路1構成五端子網路，相應於第4圖所示之感抗耦合磁件13之第一抑制電感L1及第二抑制電感L2之連接關係，第5圖所示之感抗耦合磁件13之第一抑制電感L1之第一端係改為與交流電源Vac之第一交流端A1電連接，第一抑制電感L1之第二端係為與整流電路12之三個橋臂(將第5圖所示之三個橋臂由左至右定義為第一橋臂、第二橋臂及第三橋臂)中之第一橋臂的中點電連接，感抗耦合磁件13之第二抑制電感L2之第一端係與交流電源Vac之第二交流端A2電連接，第二抑制電感L2之第二端係與整流電路12之第二橋臂的中點電連接，感抗耦合磁件13之第三抑制電感L8之第一端係與交流電源Vac之第三交流端A3電連接，第三抑制電感L8之第二端係與整流電路12之第三橋臂的中點電連接。

另外，相應於第4圖所示之整流電路12之連接關係，第5圖所示之整流電路12的正輸出端D3’亦為與對應之匯流排電容C之一端及橋式開關單元100之一端電連接，整流電路12的負輸出端D4’亦為與對應之匯流排電容C之另一端及橋式開關單元100之另一端電連接。

而在第5圖中，由整流電路12及感抗耦合磁件13所構成之五端子網路係包含三個交流端A1、A2、A3及兩個直流端D3’、D4’，其中第一個交流端A1、第二個交流端A2及第三個交流端A3係分別為第一抑制電感L1之一端、第二抑制電感L2之一端以及第三抑制電感L8之一端，兩個直流端D3’、D4’則分別為整流電路12之正輸出端及負出端。

綜上所述，本案提供一種電源轉換裝置，其係包含湧浪能量抑制電路，故可藉由湧浪能量抑制電路之感抗耦合磁件及整流電路將湧浪能量疏導至電源轉換電路之匯流排電容來進行吸收，更利用感抗耦合磁件來實現對濾波電感的短路通道的阻斷，故不會對電源轉換電路之橋式開關單元的正常工作產生影響。

本案得由熟習此技術之人士任施匠思而為諸般修飾，然皆不脫如附申請專利範圍所欲保護者。

1、2、3‧‧‧電源轉換裝置

10‧‧‧電源轉換電路

100‧‧‧橋式開關單元

11‧‧‧湧浪能量抑制電路

12‧‧‧整流電路

13‧‧‧感抗耦合磁件

Vac‧‧‧交流電源

C‧‧‧匯流排電容

C’‧‧‧濾波電容

S‧‧‧開關元件

D1、D2、D3、D4、D3’、D4’‧‧‧直流端

D‧‧‧二極體

A1、A2、A3、A1’、A2’‧‧‧交流端

L1‧‧‧第一抑制電感

L2‧‧‧第二抑制電感

L8‧‧‧第三抑制電感

L3、L5‧‧‧第一濾波電感

L4、L6‧‧‧第二濾波電感

L7‧‧‧第三濾波電感

E1、E2‧‧‧箭頭

第1圖係為本案第一較佳實施例的電源轉換裝置的電路示意圖。第2圖係為本案第二較佳實施例的電源轉換裝置的電路示意圖。第3圖係為本案第三較佳實施例的電源轉換裝置的電路示意圖。第4圖係為本案第四較佳實施例的電源轉換裝置的電路示意圖。第5圖係為本案第五較佳實施例的電源轉換裝置的電路示意圖。

Claims

一種電源轉換裝置，接收一交流電源所提供之交流電能並進行轉換，該電源轉換裝置包含：一電源轉換電路，包含一橋式開關單元、至少一濾波電感及一匯流排電容，該至少一濾波電感與該橋式開關單元電性連接，該橋式開關單元包含兩個直流端，兩個該直流端分別與該匯流排電容的一端及另一端電連接，該電源轉換電路利用該橋式開關單元之運作而進行電能的轉換，並藉由該匯流排電容進行穩壓；以及一湧浪能量抑制電路，包含一整流電路及一感抗耦合磁件，其中該感抗耦合磁件與該整流電路串聯連接，且與該整流電路構成一多端子網路，該多端子網路包含複數個交流端及兩個直流端，其中該複數個交流端與該交流電源電連接，該橋式開關單元及該匯流排電容以並聯方式與兩個該直流端電連接。
如申請專利範圍第1項所述之電源轉換裝置，其中該感抗耦合磁件包含一第一抑制電感以及一第二抑制電感，該第一抑制電感以及該第二抑制電感彼此耦合而構成一耦合電感。
如申請專利範圍第2項所述之電源轉換裝置，其中該交流電源為單相交流電，該多端子網路為四端子網路且包含兩個該交流端，該電源轉換電路的該至少一濾波電感更包含一第一濾波電感以及一第二濾波電感，該第一濾波電感電連接於該橋式開關單元之一橋臂的中點與該交流電源的一端之間，該第二濾波電感連接於該橋式開關單元之另一橋臂的中點與該交流電源的另一端之間。
如申請專利範圍第3項所述之電源轉換裝置，其中該第一抑制電感之一端與該整流電路之正輸出端電連接，該第一抑制電感之另一端與該匯流排電容之該一端電連接，該第二抑制電感之一端與該整流電路之負輸出端電連接，該第二抑制電感之另一端與該匯流排電容之該另一端電連接。
如申請專利範圍第4項所述之電源轉換裝置，其中該四端子網路之其中之一該交流端為該整流電路之一橋臂的中點，該四端子網路之另一該交流端為該整流電路之另一橋臂的中點，該四端子網路之兩個該直流端分別為該第一抑制電感之該另一端及該第二抑制電感之該另一端。
如申請專利範圍第3項所述之電源轉換裝置，其中該第一抑制電感之一端與該交流電源之該一端電連接，該第一抑制電感之另一端與該整流電路之一橋臂的中點電連接，該第二抑制電感之一端與該交流電源之該另一端電連接，該第二抑制電感之另一端與該整流電路之另一橋臂的中點電連接。
如申請專利範圍第6項所述之電源轉換裝置，其中該四端子網路的兩個該交流端分別為該第一抑制電感之該一端以及該第二抑制電感之該一端，該四端子網路的兩個該直流端分別為該整流電路之正輸出端及負出端。
如申請專利範圍第3項所述之電源轉換裝置，其中該感抗耦合磁件的激磁電感值為該第一濾波電感及該第二濾波電感之電感值的10倍以上。
如申請專利範圍第2項所述之電源轉換裝置，其中該交流電源為三相交流電，該多端子網路為五端子網路且包含三個該交流端，該電源轉換電路的該至少一濾波電感更包含一第一濾波電感、一第二濾波電感以及一第三濾波電感，該第一濾波電感電連接於該橋式開關單元之一第一橋臂的中點與該交流電源的一第一端之間，該第二濾波電感連接於該橋式開關單元之一第二橋臂的中點與該交流電源的一第二端之間，該第三濾波電感連接於該橋式開關單元之一第三橋臂的中點與該交流電源的一第三端之間。
如申請專利範圍第9項所述之電源轉換裝置，其中該第一抑制電感之一端與該整流電路之正輸出端電連接，該第一抑制電感之另一端與該匯流排電容之該一端電連接，該第二抑制電感之一端與該整流電路之負輸出端電連接，該第二抑制電感之另一端與該匯流排電容之該另一端電連接。
如申請專利範圍第10項所述之電源轉換裝置，其中該五端子網路之第一個該交流端為該整流電路之一第一橋臂的中點，該五端子網路之第二個該交流端為該整流電路之一第二橋臂的中點，該五端子網路之第三個該交流端為該整流電路之一第三橋臂的中點，該五端子網路之兩個該直流端分別為該第一抑制電感之該另一端及該第二抑制電感之該另一端。
如申請專利範圍第9項所述之電源轉換裝置，其中該感抗耦合磁件更包含一第三抑制電感，該整流電路包含一第一橋臂、一第二橋臂及一第三橋臂，且該第一抑制電感之一端與該交流電源之一第一端電連接，該第一抑制電感之另一端與該整流電路之該第一橋臂之中點電連接，該第二抑制電感之一端與該交流電源之一第二端電連接，該第二抑制電感之另一端與該整流電路之該第二橋臂之中點電連接，該第三抑制電感之一端與該交流電源之一第三端電連接，該第三抑制電感之另一端與該整流電路之該第三橋臂之中點電連接。
如申請專利範圍第12項所述之電源轉換裝置，其中該五端子網路的第一個該交流端為該第一抑制電感之該一端，該五端子網路的第二個該交流端為該第二抑制電感之該一端，該五端子網路的第三個該交流端為該第三抑制電感之該一端，該五端子網路之兩個該直流端分別為該整流電路之正輸出端及負輸出端。
如申請專利範圍第1項所述之電源轉換裝置，其中該感抗耦合磁件在差模回路中的電感值小於1uH。
如申請專利範圍第1項所述之電源轉換裝置，其中該感抗耦合磁件所使用的磁芯為無氣隙磁芯。
如申請專利範圍第1項所述之電源轉換裝置，其中該電源轉裝置為一全橋式電源轉換電路。
如申請專利範圍第1項所述之電源轉換裝置，其中該電源轉裝置為一多電平電源轉換電路。
如申請專利範圍第1項所述之電源轉換裝置，其中該電源轉換裝置工作于單極性控制方式下。
如申請專利範圍第1項所述之電源轉換裝置，其中該感抗耦合磁件僅流過信號級別的電流。