TW201331607A

TW201331607A - 用於返馳式變壓器之次級側感應電壓偵測器

Info

Publication number: TW201331607A
Application number: TW101101678A
Authority: TW
Inventors: Ming-Hsin Huang
Original assignee: Advanced Analog Technology Inc
Priority date: 2012-01-17
Filing date: 2012-01-17
Publication date: 2013-08-01

Abstract

一種用於返馳式變壓器之次級側感應電壓偵測器，其包括：一第一取樣保持電路，用以取得一初級測電流並產生一電流採樣信號；一第一比較器，用以將該電流採樣信號與一延時信號進行比較以產生一第一比較結果；一單穩態觸發電路，用以受該第一比較結果之觸發而產生一採樣觸發信號；以及一第二取樣保持電路，用以接受該採樣觸發信號之觸發而對一輔助線圈感應電壓進行取樣保持，以取得該返馳式變壓器之一次級側電流釋放至零時的一次級側感應電壓。

Description

用於返馳式變壓器之次級側感應電壓偵測器

本發明係關於返馳式變壓器(flyback transformer)之次級側感應電壓之原邊量測技術。

返馳式變壓器(flyback transformer)是一種能夠產生高頻、大電流、鋸齒狀波形之電路，其主要係透過其初級側(一次側)上功率開關之切換，促使其次級側(二次側)依據兩側線圈之匝數比感應出對應之電壓值。

為了降低量測次級側感應電壓值之電路成本，習知技術通常採用原邊電壓偵測技術。第1圖係一習知返馳式變壓器示意圖。如第1圖所示，返馳式變壓器100除了初級側110及次級側120外尚包括一輔助線圈130。返馳式變壓器100之原邊調節控制器140可透過輔助線圈130自次級側120所感測之電壓V_W、以及功率開關150上之初級側電流Ids，估算出次級側120上的感應電壓值，並據此對功率開關150之切換頻率進行回授控制。然而，次級側120的感應電壓需經由二極體D之整流以及電容C之濾波後才供應給負載160使用，而其中二極體D所造成的壓降將會在電壓回授時造成誤差。為了提高回授之準確性，如何量測到不受二極體D跨壓影響的感應電壓值V_W便是原邊電壓偵測技術之關鍵。

為了克服上述問題，理論上必須在次級側電流I_D釋放至零時對輔助線圈130之感應電壓V_W進行取樣。由於次級側電流I_D的釋放是取決於負載160的條件，因此放電時間是無法以固定時間來計算的。值得注意的是，由於次級側電流I_D在釋放至零後會開始轉變成負電流，而輔助線圈130上之感應電壓V_W會因為變壓器之電感以及線路上的寄生電容發生振盪，故習知技術常將電壓振盪的信號視為電流釋放至零時的取樣觸發信號。第2圖係第1圖之返馳式變壓器100中主要訊號之波形圖。如圖所示，在功率開關150之閘極信號DRV轉為低態時，原邊調節控制器140即開始對輔助線圈130上之感應電壓V_W進行高頻取樣(頻率高於功率開關150之切換頻率)，並將電壓取值儲存於暫存器佇列之中，直到二次側電流I_D釋放至零後輔助線圈130上之感應電壓V_W電壓開始振盪時為止，一共會進行N次取樣。由第2圖可了解到，二次側電流I_D釋放至零的時間與感應電壓V_W開始振盪的時間並不一致，儘管習知技術可透過提高取樣頻率，並將第N-1次的電壓取樣值視為二次側電流I_D釋放至零時輔助線圈130上之感應電壓，然而，此取樣方式並不精確，且高頻取樣的作法不但產生了高頻雜訊，也增加了電路消耗之功率。

除此之外，習知技術常會使用RC延遲線路而將輔助線圈130上之信號予以延遲。當輔助線圈130上之電壓開始振盪時，電路即可即時對延遲後的電壓信號進行取樣。為了提供穩定的取樣源，上述作法需要大量的RC值，才能在延遲電壓信號的同時避開共振週期，然而，大量的RC值將因不同應用而有不同的共振頻率，如此一來，不但增加了線路成本，亦減低了系統穩定性及可靠度。

為了解決習知技術的上述缺失，需要一種新的、可適用於返馳式變壓器的原邊電壓偵測技術，藉以對次級側感應電壓進行更精確的量測。

本發明提供一種用於返馳式變壓器(flyback transformer)之次級側感應電壓偵測器，其包括：一第一取樣保持電路(sample and hold circuit)，用以自該返馳式變壓器之一初級側之一功率開關上取得一初級測電流，並對其進行取樣保持以產生一電流採樣信號；一第一比較器，用以將該電流採樣信號與具有鋸齒波形之一延時信號進行比較以產生一第一比較結果；一單穩態觸發電路(one shot circuit)，耦接至該第一比較器，用以受該第一比較結果之觸發而產生一採樣觸發信號；以及一第二取樣保持電路，用以接受該採樣觸發信號之觸發而對該返馳式變壓器之一輔助線圈上之一輔助線圈感應電壓進行取樣保持，以取得該返馳式變壓器之一次級側上一次級側電流釋放至零時的一次級側感應電壓。

下文為介紹本發明之最佳實施例。各實施例用以說明本發明之原理，但非用以限制本發明。本發明之範圍當以後附之權利要求項為準。

本發明提供一種用於返馳式變壓器(flyback transformer)之次級側感應電壓偵測器。第3圖即為本發明一實施例之次級側感應電壓偵測器之示意圖。在此實施例中，次級側感應電壓偵測器300係連接至一返馳式變壓器之初級側及輔助線圈(圖略，請參考第1圖)，可從該初級側取得「初級測電流I_P」，並從該輔助線圈取得「輔助線圈感應電壓」(如第1圖之感應電壓V_W)；之後，依據次級側與輔助線圈之匝數比將該輔助線圈感應電壓予以分壓後即可得到約略呈方波的「次級側感應電壓」VS(請參照後述第4圖)。次級側感應電壓偵測器300之目的在於量測次級側上之「次級側電流I_S」釋放至零時之次級側感應電壓VS。由於次級側感應電壓偵測器300之電路實際上並未連接至返馳式變壓器之次級測，因此，本發明之次級側感應電壓偵測器300可視為「原邊」電壓偵測器的一種。第4圖為第3圖之次級側感應電壓偵測器300中主要訊號之波形圖，而下文將一併參照第3圖及第4圖說明本發明。

如第3圖所示，本發明之次級側感應電壓偵測器300主要係由一第一取樣保持電路(sample and hold circuit)S/H-1、一延時信號產生電路310、一第一比較器cmp1、一單穩態觸發電路(one shot circuit)320，以及一第二取樣保持電路S/H-2所組成。當返馳式變壓器之初級側上的功率開關SW導通時，初級側電流I_P在電流取樣電阻R_CS上產生跨壓V_CS。第一取樣保持電路S/H-1對該跨壓V_CS進行取樣保持後產生一電流採樣信號V_PK，其波形在第4圖係以虛線標示。本發明之延時信號產生電路310目的在產生具有鋸齒波形之延時信號Vc(波形如第4圖所示)，其電路結構將於後文詳述。第一比較器cmp1以一負端耦接至該第一取樣保持電路S/H-1之輸出，並以一正端耦接至該延時信號產生電路310之輸出，目的在將電流採樣信號V_PK與具有鋸齒波形之延時信號Vc進行比較，藉以產生一第一比較結果。在此實施例中，在電流採樣信號V_PK在輸入第一比較器cmp1之負端前會另外加上一偏移修正參考電壓V_OFFSET，目的在對RC延遲進行調整以達成更精確之取樣，然而，針對不同的電路應用，熟悉本技藝人士可設定不同數值的偏移修正參考電壓V_OFFSET，不必以此實施例為限。由於此偏移修正參考電壓V_OFFSET之設定並非本發明之重點，故本文不再贅述。

本發明之延時信號產生電路310係用以產生上述具有鋸齒波形之延時信號Vc，其包括一第二比較器cmp2、一恆定電壓產生器312、一延時電容Cdel以及一延時電容開關314。其中，第二比較器cmp2可將分壓後的輔助線圈感應電壓(即次級側感應電壓VS)與電壓位準接近的兩參考電壓V_refH、V_refL進行比較，藉以產生具有短脈寬的第二比較結果ZCD。本發明之恆定電壓產生器312目的在產生穩定、直流的積分信號V_CTL，其實際上是經由不斷地對積分電容C_CTL進行充電及放電所產生，波形如第4圖所示，而恆定電壓產生器312之詳細電路結構將於後文詳述。本發明之延時電容開關314係耦接至該延時電容Cdel以及該恆定電壓產生器312，其可受該第三比較結果ZCD之控制而以穩定的積分信號V_CTL對該積分電容C_CTL充電。詳細地說，當延時電容開關314開啟時，延時信號Vc之電壓位準係一固定斜率上升；而當延時電容開關314關閉時，延時信號Vc即迅速回到零位準，如此一來，即可在延時電容Cdel上產生具有鋸齒波形之該延時信號Vc。

前述的恆定電壓產生器312主要係由一第三比較器cmp3、一相位比較器322、一積分電容C_CTL、一充電開關S_UP以及一放電開關S_DN所組成。其中，該第三比較器cmp3可將該電流採樣信號Vpk與該延時信號Vc進行比較，藉以產生一第二比較結果t_DLY。該相位比較器係322耦接至該第二比較器cmp2及該第三比較器cmp3，可用來比較該第二比較結果t_DLY與該第三比較結果ZCD之相位先後。該充電開關S_UP係耦接至該相位比較器322、該積分電容C_CTL以及一電流源I_UP，可在該第二比較結果t_DLY之相位落後該第三比較結果ZCD時開啟，而使該積分電容C_CTL充電；而該放電開關S_DN係耦接至該相位比較器322、該積分電容C_CTL以及一電流源I_dwon，可在該第二比較結果t_DLY之相位領先該第三比較結果ZCD時開啟，而使該積分電容C_CTL放電。第4圖係用以表示次級側感應電壓偵測器300穩定時之訊號波形，此時第二比較結果t_DLY與該第三比較結果ZCD已無相位落差，而積分電容C_CTL上之積分電壓V_CTL即可成為穩定的直流電源。在某些實施例中，恆定電壓產生器312可另包括一電壓至電流轉換器324，以將上述積分電壓V_CTL轉換成適合用於充電的積分電流I_FB。

本發明之單穩態觸發電路320係耦接至前述的第一比較器cmp1之輸出，可用以受該第一比較結果之觸發而產生一採樣觸發信號V_TRIG，如第4圖所示。最後，本發明之第二取樣保持電路S/H-2即接受該採樣觸發信號V_TRIG之觸發而對次級側感應電壓V_S進行取樣保持，以取得該返馳式變壓器之次級側電流I_S釋放至零時的次級側感應電壓V_FB。值得注意的是，採用本發明的感應電壓偵測器，取樣時機將會與次級側電流釋放至零的時間點完全一致，避開習知技術藉由振盪訊號之觸發始進行取樣之作法的不穩定性，可達到精確量測次級側感應電壓的效果。

簡言之，本發明之次級側感應電壓偵測器不需要依賴次級測所提供之電壓或電流資訊，即可以在僅透過返馳式變壓器之初級側(位於「原邊」)之初級測電流，以及返馳式變壓器之輔助線圈(位於「原邊」)上之輔助線圈感應電壓的情況下，精確地判斷出返馳式變壓器之次級側上的次級側電流釋放至零時的次級側感應電壓。此即為「原邊」電壓偵測器之精神，其可在不增加電路成本的情況下對返馳式變壓器之次級側感應電壓進行量側，並且避免習知技術中高頻取樣雜訊過大、RC延遲電路成本過高以及穩定性欠佳等弊端。由於熟悉本技藝人士可依據本發明之精神利用各種電路布局達成前述效果，因此，本發明之次級側感應電壓偵測器之電路布局不必以前述實施例為限。

本發明雖以較佳實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明的範圍，任何熟習此項技藝者，在不脫離本發明之精神和範圍內，當可做些許的更動與潤飾，因此本發明之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。

100．．．返馳式變壓器

110．．．初級側

120．．．次級側

130．．．輔助線圈

140．．．原邊調節控制器

150．．．功率開關

160．．．負載

300．．．次級側感應電壓偵測器

310．．．延時信號產生電路

320．．．單穩態觸發電路

312．．．恆定電壓產生器

322．．．相位比較器

314．．．延時電容開關

D．．．二極體

C．．．電容

I_D．．．次級側電流

V_W．．．感應電壓

DRV．．．閘極信號

S/H-1．．．第一取樣保持電路

S/H-2．．．第二取樣保持電路

cmp1．．．第一比較器

cmp2．．．第二比較器

cmp3．．．第三比較器

Cdel．．．延時電容

C_CTL．．．積分電容

S_UP．．．充電開關

S_DN．．．放電開關

I_UP．．．電流源

I_dwon．．．電流源

ZCD．．．第三比較結果

I_FB．．．積分電流

R_CS．．．電流取樣電阻

V_CS．．．跨壓

V_OFFSET．．．偏移修正參考電壓

V_TRIG．．．採樣觸發信號

V_CTL．．．積分電壓

V_refH、V_refL．．．參考電壓

VS．．．次級側感應電壓

Vc．．．延時信號

t_DLY．．．第二比較結果

第1圖係一習知返馳式變壓器示意圖。

第2圖係第1圖之返馳式變壓器100中主要訊號之波形圖。

第3圖即為本發明一實施例之次級側感應電壓偵測器之示意圖。

第4圖為第3圖之次級側感應電壓偵測器300中主要訊號之波形圖。